CN101854061A - 一种三相模块化多电平换流器环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相模块化多电平换流器的环流抑制方法，利用二倍基波频率的负序旋转坐标变换，对检测到的桥臂电流进行处理后，再通过信号处理和前馈补偿环节，得到用于抑制环流的附加控制信号。然后用直流电压值的二分之一减去该附加控制信号，并与已有的换流器交流侧输出电压参考信号叠加得到桥臂电压参考值，再进行脉宽调制得到换流器各桥臂的触发脉冲，使换流器输出相应的电压。采用该环流抑制方法，可以在不增加桥臂电感大小的情况下，将换流器内部环流抑制在非常低的水平，基本消除桥臂电流的畸变而使其恢复正弦波形。

Description

一种三相模块化多电平换流器环流抑制方法

技术领域

本发明涉及电力系统柔性输配电、电力电子和用户电力技术领域，具体涉及三相模块化多电平换流器的环流抑制方法。

背景技术

模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)是近几年备受关注的一种多电平换流器拓扑结构。它采用多个子模块(submodule，SM)级联的方式，通过分别控制各个子模块的投入和切除状态，可以使得换流器输出的交流电压波形包含很多的电压阶梯以最大限度的逼近正弦波，从而降低输出电压中的谐波含量，减小波形畸变，以满足电网的谐波要求。

三相模块化多电平换流器的基本结构(如图1所示)是由三相六个桥臂构成，每相有上、下两个桥臂。每个桥臂分别由一个桥臂串联电感L₀和若干个结构相同的子模块级联而成。每个子模块包括与直流电容串联的第一电力电子开关以及与第一电力电子开关和直流电容并联的第二电力电子开关。

由于MMC的三相桥臂相当于并联在直流侧，而稳态运行时各个桥臂间的电压又不可能完全一致，因此必然会在MMC的三相桥臂间产生内部环流，从而使本来正弦的桥臂电流波形发生畸变。屠卿瑞等人的“模块化多电平换流器型直流输电内部环流机理分析”(高电压技术，2010，36(02)，547～552)对内部环流的产生机理进行了详细的研究，指出其为2倍基波频率，且为负序性质，同时还给出了桥臂电感值和环流大小的计算公式，指出可以通过适当增大桥臂电感的取值，将内部环流的大小限制在一定的范围内。

但上述仅仅采用增大桥臂电感取值来抑制环流的方式，只是被动地增大了环流阻抗，不可能完全消除环流，并且这种增大桥臂电感的方法需要增加设备投资，在实际工程中，特别是在高压大容量的应用场合，增大高压电抗器中电感的取值需要付出非常高昂的成本。

发明内容

本发明提供了一种三相模块化多电平换流器的环流抑制方法，在不增加桥臂串联电感大小的情况下，仅通过设计的控制方法生成用于抑制环流的附加控制信号，再通过已有的脉宽调制方法在桥臂电压中实现该附加控制信号，就可以将MMC内部环流抑制在非常低的水平，从而解决上述现有技术中存在的问题。

一种三相模块化多电平换流器的环流抑制方法，该三相模块化多电平换流器由三相六个桥臂构成，每个桥臂由一个电感和若干个结构相同的子模块级联而成，每个子模块包括与直流电容串联的第一电力电子开关以及与第一电力电子开关和直流电容并联的第二电力电子开关，所述的环流抑制方法包括以下步骤：

(1)计算三相各自的内部电流i_sumj，每相内部电流i_sumj由该相的上、下桥臂电流i_pj和i_nj相加后除以二得到；其中j＝a，b，c，分别代表abc三相，p表示上桥臂，n表示下桥臂；

(2)将三相的内部电流i_sumj按a-c-b的相序排列，进行二倍频负序坐标变换，即乘以变换矩阵T_acb/dq，得到内部环流的d、q轴分量i_2fd、i_2fq；

其中，变换矩阵T_acb/dq的形式为

$T_{\mathrm{acb}/\mathrm{dq}}=\frac{2}{3}\·\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right],$

其中θ＝2ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间，变换矩阵的相序为a-c-b；

(3)将预设的环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}减去内部环流d轴分量i_2fd后得到环流d轴误差值，对其进行信号处理后与电压前馈量2ω₀L₀·i_2fq相加，得到附加控制信号的d轴参考值u_{sumd_ref}；

将预设的环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}减去内部环流q轴分量i_2fq后得到环流q轴误差值，对其进行信号处理后减去电压前馈量2ω₀L₀·i_2fd，得到附加控制信号的q轴参考值u_{sumq_ref}；

ω₀为电网基波角频率，L₀为桥臂串联电感；

所述的环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}和环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}为环流抑制的目标参考值，本发明中，为了完全抑制环流，将环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}和环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}均设为零；

所述的信号处理可以通过现有技术来实现，如：通过对所述的环流d、q轴误差值进行比例调节或比例积分调节来实现，即，将所述的环流d、q轴误差值输入比例调节器，经比例调节器处理后会产生一个误差放大信号输出；或者，将所述的环流d、q轴误差值输入比例积分调节器，由于比例积分调节器的输出由两部分相加构成，第一部分是根据输入的误差值产生一个误差放大信号后得到，第二部分是将输入的误差值对时间积分后得到，因此经比例积分调节器处理后产生的信号输出为第一、二部分输出的相加。

(4)将步骤(3)生成的附加控制信号的d、q轴参考值u_{sumd_ref}和u_{sumq_ref}进行逆变换，即乘以逆变换矩阵T_dq/acb后，得到环流抑制附加控制信号

其中，逆变换矩阵T_dq/acb的形式为：

$T_{\mathrm{dq}/\mathrm{acb}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right],$

其中θ＝2ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间，逆变换矩阵的相序为a-c-b；

(5)用1/2的直流母线电压值U_dc/2减去步骤(4)中生成的环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}，再减去换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}，得到j相上桥臂电压的参考值u_{pj_ref}；

用1/2的直流母线电压值U_dc/2减去步骤(4)中生成的环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}后，再加上换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}，得到j相下桥臂电压的参考值u_{nj_ref}；

其中，换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}可以通过已有应用的外环功率控制方法和内环电流控制方法生成，也可以通过其他已有的非线性控制方法生成，换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}是主要用于控制MMC外部电压电流特性的信号，对本发明提出的MMC内部环流抑制控制方法不产生影响；

(6)步骤(5)得到的上下桥臂电压参考值u_{pj_ref}和u_{nj_ref}，通过脉宽调制后，生成的触发脉冲来控制相应六个桥臂上各个子模块电力电子开关的开通与关断，使得桥臂电压的实际值与桥臂电压的参考值相同，实现对各桥臂电压的控制，从而消除环流。

换流器每相内部电流均由一个直流电流和二倍基波频率的交流电流叠加而成，这个二倍基波频率的交流电流就是要消除的桥臂环流。在采用本发明的环流抑制方法后，换流器每相内部电流中的桥臂环流含量迅速下降，桥臂环流的幅值下降明显，抑制效果显著；同时，换流器每相各桥臂电流迅速从原来的畸变状态恢复为正弦状态。

本发明的三相模块化多电平换流器环流抑制方法，利用二倍基波频率的负序旋转坐标变换，对检测到的桥臂电流进行处理后，再通过信号处理(比例调节或比例积分调节)和前馈补偿环节，得到用于抑制环流的附加控制信号。然后用直流电压值的二分之一减去该附加控制信号，再与已有的换流器交流侧输出电压参考信号叠加后，得到桥臂电压参考值，而后进行脉宽调制得到模块化多电平换流器各个桥臂的触发脉冲，使换流器输出相应的电压(即，使换流器桥臂电压的实际值与参考值相同)，并实现对各桥臂电压的控制，从而消除环流。

本发明的三相模块化多电平换流器的环流抑制方法，可以在不增加桥臂串联电感大小的情况下，将三相模块化多电平换流器的内部环流抑制在非常低的水平，基本消除了桥臂电流的畸变而使其恢复正弦，从而可以降低三相模块化多电平换流器的建设成本，避免为了抑制环流而被迫增大桥臂电感所带来的造价的增加。

附图说明

图1为三相模块化多电平换流器基本结构示意图；

图2为本发明的三相模块化多电平换流器的环流抑制方法的示意图；

图3为本发明的环流抑制附加控制信号的生成过程；

图4为采用本发明的环流抑制方法后换流器a相内部电流i_suma的波形图，其中的交流波动分量就是需要抑制的环流分量。

图5为采用本发明的环流抑制方法后a相上桥臂电流i_pa恢复正弦波形的示意图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例详细描述本发明的具体实施方式，但本发明不受所述具体实施例所限。

如图1所示，三相模块化多电平换流器由a、b、c三相共六个桥臂构成，其中每相均有上下两个桥臂。每个桥臂1分别由一个桥臂串联电感L₀和N个子模块2级联而成。子模块SM1～SMN结构相同，每个子模块2由第一电力电子开关T₁、第二电力电子开关T₂(T₁、T₂选用具有自关断能力的电力电子开关，通常为IGBT、IGCT、GTO等，本发明采用IGBT)、与第一电力电子开关反并联的二极管D₁、与第二电力电子开关反并联的二极管D₂以及直流电容C构成。其中，电容C与第一电力电子开关T₁串联后，再与第二电力电子开关T₂并联。测得流过上下桥臂的电流分别为i_pj和i_nj，下标p和n分别表示上桥臂和下桥臂；下标j＝a，b，c，分别表示a，b，c三相。桥臂电流的正方向为图1中所示的电流方向。与此对应的各桥臂电压分别为u_pj和u_nj，下标的意义同上。

如图2所示，本发明的三相模块化多电平换流器的环流抑制方法的示意图中，i_pj和i_nj为测得的桥臂电流值，i_{2fd_ref}和i_{2fq_ref}分别为三相内部环流d、q轴分量的参考值(为了抑制环流，这里取i_{2fd_ref}＝i_{2fq_ref}＝0)，u_{sumj_ref}为按图3所示的方法和过程生成的环流抑制附加控制信号，用于抑制环流。e_{j_ref}为换流器交流侧输出电压参考值，由如图2中所示的外环功率控制方法和内环电流控制方法得到，P_ref和Q_ref为MMC输出有功功率的参考值和无功功率的参考值；i_{d_ref}和i_{q_ref}为外环功率控制方法得到的MMC交流电流d轴参考值和q轴参考值。换流器交流侧输出电压参考值也可以由其他非线性控制方法得到，属于现有技术。U_dc为直流母线电压，最后分别得到j相上桥臂和下桥臂电压的参考值u_{pj_ref}和u_{nj_ref}，将它们送入脉宽调制环节(现有技术中多采用多电平载波相移调制算法)，生成相应的触发脉冲来控制各个子模块电力电子开关T₁、T₂的开通与关断，实现对各桥臂电压的控制，从而消除环流。

如图2和图3所示的三相模块化多电平换流器的环流抑制方法，具体步骤如下：

(1)测量每相的上下桥臂电流i_pj和i_nj，将它们相加后除以二，得到换流器每相的内部电流i_sumj，其中，下标p表示上桥臂，下标n表示下桥臂，下标j＝a，b，c，分别表示a、b、c三相；

(2)将三相的内部电流i_sumj按a-c-b的相序排列，进行二倍频负序坐标变换，即乘以变换矩阵T_acb/dq，得到内部环流的d、q轴分量i_2fd、i_2fq；

其中，变换矩阵T_acb/dq的形式为

$T_{\mathrm{acb}/\mathrm{dq}}=\frac{2}{3}\·\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right],$

该变换过程用数学式表示如下：

$T_{\mathrm{acb}/\mathrm{dq}}\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{suma}}\\ i_{\mathrm{sumc}}\\ i_{\mathrm{sumb}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{2\mathrm{fb}}\\ i_{2\mathrm{fq}}\end{array}\right]\⇔\frac{2}{3}\·\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{suma}}\\ i_{\mathrm{sumc}}\\ i_{\mathrm{sumb}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{2\mathrm{fd}}\\ i_{2\mathrm{fq}}\end{array}\right]$

其中θ＝2ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间，变换矩阵的相序为a-c-b；

(3)将预设的环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}减去内部环流d轴分量i_2fd后得到环流d轴误差值，对其进行信号处理后与电压前馈量2ω₀L₀·i_2fq相加，得到附加控制信号的d轴参考值u_{sumd_ref}；

将预设的环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}去内部环流q轴分量i_2fq后得到环流q轴误差值，对其进行信号处理后减去电压前馈量2ω₀L₀·i_2fd，得到附加控制信号的q轴参考值u_{sumq_ref}；

ω₀为电网基波角频率，L₀为桥臂串联电感；

所述的环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}和环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}为环流抑制的目标参考值，本发明中，为了完全抑制环流，将环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}和环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}均设为零；

所述的信号处理可以通过现有技术来实现，如：通过对所述的环流d、q轴误差值进行比例调节或比例积分调节来实现，即，将所述的环流d、q轴误差值输入比例调节器，经比例调节器处理后会产生一个误差放大信号输出；或者，将所述的环流d、q轴误差值输入比例积分调节器，由于比例积分调节器的输出由两部分相加构成，第一部分是根据输入的误差值产生一个误差放大信号后得到，第二部分是将输入的误差值对时间积分后得到，因此经比例积分调节器处理后产生的信号输出为第一、二部分输出的相加；图3中的信号处理采用比例积分调节，其中k_p为比例增益常数，k_i为积分增益常数，s为拉普拉斯算子。

(4)将步骤(3)生成的附加控制信号的d、q轴参考值u_{sumd_ref}和u_{sumq_ref}进行逆变换，即乘以逆变换矩阵T_dq/acb后，得到环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}；

其中，逆变换矩阵T_dq/acb的形式为：

$T_{\mathrm{dq}/\mathrm{acb}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right],$

该变换过程用数学式表示如下：

$T_{\mathrm{dq}/\mathrm{acb}}\·\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sumd}\_\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{sumq}\_\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{suma}\_\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{sumc}\_\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{sumb}\_\mathrm{ref}}\end{array}\right]\⇔\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sumd}\_\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{sumq}\_\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{suma}\_\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{sumc}\_\mathrm{ref}}\\ u_{\mathrm{sumb}\_\mathrm{ref}}\end{array}\right]$

其中θ＝2ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间，逆变换矩阵的相序为a-c-b；

上述的步骤(1)～(4)为如图3所示的环流抑制附加控制信号的生成方法和过程。

(5)用1/2的直流母线电压值U_dc/2减去步骤(4)中生成的环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}后，再减去换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}，得到j相上桥臂电压的参考值u_{pj_ref}；

用1/2的直流母线电压值U_dc/2减去步骤(4)中生成的环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}后，再加上换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}，得到j相下桥臂电压的参考值u_{nj_ref}；

其中，换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}可以通过已有应用的外环功率控制方法和内环电流控制方法生成，也可以通过其他已有的非线性控制方法生成，换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}是主要用于控制MMC外部电压电流特性的信号，对本发明提出的MMC内部环流抑制控制方法不产生影响；

(6)步骤(5)得到的上下桥臂电压参考值u_{pj_ref}和u_{nj_ref}，通过脉宽调制方法，生成的触发脉冲来控制相应六个桥臂上各个子模块电力电子开关的开通与关断，使得桥臂电压的实际值与桥臂电压的参考值相同，实现对各桥臂电压的控制，从而消除环流。

图4是采用本发明的环流抑制方法后，换流器a相内部电流i_suma的波形。内部电流是由一个直流电流和二倍基波频率的交流电流叠加而成，这个二倍基波频率的交流电流就是要消除的桥臂环流。从图中可以看出，在0.3秒以后开始应用本发明的环流抑制控制方法，换流器a相的内部电流i_suma中的桥臂环流含量迅速下降，桥臂环流的峰峰值从0.6kA很快下降为只有0.02kA左右，抑制效果明显。

图5为采用本发明的环流抑制方法后，a相上桥臂电流i_pa恢复正弦波形的过程。显然，在0.3秒开始应用本发明的环流抑制控制方法后，由于a相内部电流(图4)中的环流分量减小到了可以忽略不计的程度，从而使a相上桥臂电流i_pa从原来的畸变状态恢复为正弦状态。其他5个桥臂电流i_na、i_pb、i_nb、i_pc、i_nc的波形与此类似，这里不再赘述。

以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形，本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种三相模块化多电平换流器的环流抑制方法，该三相模块化多电平换流器由三相六个桥臂构成，每个桥臂由一个桥臂串联电感和若干个结构相同的子模块级联而成，每个子模块包括与直流电容串联的第一电力电子开关以及与第一电力电子开关和直流电容并联的第二电力电子开关，其特征在于，所述的环流抑制方法包括以下步骤：

(1)计算三相各自的内部电流i_sumj，每相内部电流i_sumj由该相的上、下桥臂电流i_pj和i_nj相加后除以二得到；其中j＝a，b，c，分别代表abc三相，p表示上桥臂，n表示下桥臂；

(2)将三相的内部电流i_sumj按a-c-b的相序排列，进行二倍频负序坐标变换T_acb/dq得到内部环流的d、q轴分量i_2fd、i_2fq；其中，T_acb/dq为变换矩阵，如下式所示：

$T_{\mathrm{acb}/\mathrm{dq}}=\frac{2}{3}\·\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]$

其中θ＝2ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间，变换矩阵的相序为a-c-b；

(3)将预设的环流d轴分量参考值i_{2fd_ref}减去内部环流d轴分量i_2fd得到环流d轴误差值，对其进行信号处理后与电压前馈量2ω₀L₀·i_2fq相加，得到附加控制信号的d轴参考值u_{sumd_ref}；

将预设的环流q轴分量参考值i_{2fq_ref}减去内部环流q轴分量i_2fq后得到环流q轴误差值，对其进行信号处理后减去电压前馈量2ω₀L₀·i_2fd，得到附加控制信号的q轴参考值u_{sumq_ref}；

其中，ω₀为电网基波角频率，L₀为桥臂串联电感；所述的信号处理通过比例调节或比例积分调节来实现；

(4)将步骤(3)生成的附加控制信号的d、q轴参考值u_{sumd_ref}、u_{sumq_ref}进行逆变换T_dq/acb后，得到环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}；

其中，T_dq/acb为逆变换矩阵，如下式所示：

$T_{\mathrm{dq}/\mathrm{acb}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]$

其中θ＝2ω₀t，ω₀为电网基波角频率，t为时间，逆变换矩阵的相序为a-c-b；

(5)用1/2的直流母线电压值U_dc/2减去步骤(4)中生成的环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}，再减去换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}，得到j相上桥臂电压的参考值u_{pj_ref}；

用1/2的直流母线电压值U_dc/2减去步骤(4)中生成的环流抑制附加控制信号u_{sumj_ref}后，再加上换流器交流侧输出电压参考值e_{j_ref}，得到j相下桥臂电压的参考值u_{nj_ref}；

(6)步骤(5)得到的桥臂电压参考值u_{pj_ref}和u_{nj_ref}通过脉宽调制方法，生成相应六个桥臂的触发脉冲来控制各个子模块电力电子开关的开通与关断，使得桥臂电压的实际值与桥臂电压的参考值相同，实现对各桥臂电压的控制，从而消除环流。

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