CN106385214A - 基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，该方法采用模块化多电平变换器驱动高速永磁同步电机，采用载波移相PWM调制得到模块化多电平变换器的驱动信号，将模块化多电平变换器内部桥臂间内部环流的二次谐波分量和四倍谐波分量，通过二倍频和四倍频负序旋转坐标变换，建立dq坐标下环流模型，通过环流抑制控制将交流环流分解为直流分量，并分别加以抑制；通过直流母线电压控制保持模块化多电平变换器母线电压稳定性。本发明能够根据场合需要进行扩展并能降低器件规格要求，减少谐波，消除模块化多电平变换器内部环流中的主要分量，减小子模块电容电压波动范围，降低系统损耗，实现高速永磁同步电机多电平驱动下稳定运行。

Description

基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法

技术领域

本发明涉及电机驱动控制领域，尤其是一种基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法。

背景技术

与传统电机相比，高速电机无需借助复杂、维护困难的变速装置，可直接与高速负载或原动机相连，具有功率密度高、体积小、效率高、可靠性高、运行成本低的优点，因此在高速机床、鼓风机、压缩机、透平式膨胀机、微型燃气轮机等领域具有广阔的应用前景，得到了广泛关注。与三相电机相比，多相电机具有转矩密度高、效率高、转速脉动小和容错能力强等突出优点。高速永磁电机(High Speed Permanent Magnet Machines,HSPMMs)凭借其效率和功率密度高的优势，应用潜力极大，它涵盖了各种功率等级的场合，已成为当前国内外电机领域的一个研究热点。而多相高速永磁电机兼备多相电机和永磁电机的双重优点，具有更大的潜在优势。

在中高压大功率领域，多电平变换器以其独特的优势得到越来越广泛的应用。多电平变换器可以在不增加开关器件承受电压的基础上增加电压电平，在相同的开关频率下降低输出波形的谐波，还可以减小输出电压的变化率du/dt，这些对大功率高速电机而言都非常有益。

模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)是一种新型的多电平变换器，具有高度模块化结构，效率高，便于扩展系统电压和容量，实现工业化生产；无需多路隔离的直流电压、变压器和大容量滤波装置，降低了系统损耗；用低耐压开关器件实现高压多电平输出，输出波形更接近正弦波，器件平均开关频率低，降低了开关损耗；具有公共直流母线，适合高压DC/AC变换；可靠性高，且具有良好的不平衡运行能力，易于实现冗余控制。

烦请在此处补充现有技术中通常采用哪种类型的逆变器驱动电机，现有的驱动方式具有哪些缺点。

发明内容

发明目的：针对中高压大功率高速永磁同步电机控制系统，本发明提出一种基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法。该方法对现有的驱动方式进行改进，逆变器部分采用模块化多电平变换器，采用载波移相调制策略，驱动高速永磁同步电机，通过环流抑制控制降低模块化多电平变换器内部环流，使用直流母线电压控制在保证逆变器稳定输入的前提下，降低对驱动器件硬件资源的要求，降低电压电流谐波。

技术方案：本发明提出的技术方案为：

基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，该方法通过模块化多电平变换器驱动三相高速永磁电机；该方法采用载波移相PWM调制得到模块化多电平变换器的驱动信号，包括步骤：

(1)在第k个周期内，测量三相高速永磁电机各相定子电流：i_a、i_b和i_c，定义i_a、i_b和i_c所在坐标系为T_abc；对i_a、i_b和i_c依次进行Clarke变换和Park变换，将i_a、i_b和i_c转换为旋转坐标系T_dq下一对正交的电流分量：i_d和i_q；其中，i_d为旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量，i_q为旋转坐标系T_dq中的q轴电流分量；

(2)设置模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值为u_dcref，三相高速永磁电机转速参考值为n_ref；采集模块化多电平变换器输入侧直流母线电压u_dc和三相高速永磁电机的转速n，计算Δu＝u_dcref-u_dc、Δn＝n_ref-n；分别以Δu和Δn做为PI控制器的输入值，将Δu对应的PI控制器的输出值i_dref作为三相高速永磁电机在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量参考值，将Δn对应的PI控制器的输出值i_qref作为三相高速永磁电机在旋转坐标系T_dq中的q轴电流分量参考值；

(3)计算Δi_d＝i_dref-i_d，Δi_q＝i_qref-i_q，分别将Δi_d和Δi_q经PI控制器转换为校正电压V_d和V_q；根据变换角θ采用Park逆变换将校正电压V_d和V_q逆变到静止参考坐标系T_αβ下，形成两个正交的电压分量v_α和v_β；对v_α和v_β进行Clarke逆变换得到坐标系T_abc下的三相校正电压v_a、v_b和v_c；

(4)根据步骤(3)得到的三相校正电压v_a、v_b和v_c计算第k+1个周期的PWM占空比，以生成第k+1个周期的谐波抑制SPWM调制信号，谐波抑制SPWM调制信号即为模块化多电平变换器的驱动信号。

进一步的，所述模块化多电平变换器具有3相，每相由上桥臂、上桥臂电抗器、下桥臂电抗器和下桥臂依次串联形成，每相中上、下桥臂电抗器的连接点作为该相的输出节点并与高速永磁电机相应的输入端相连；上、下桥臂各包括N个串联的子模块。

进一步的，所述子模块为半桥结构，由两个绝缘栅双极型晶体管串联后再与直流电容并联构成，每个绝缘栅双极型晶体管反并联一个二极管。

进一步的，所述步骤(2)中，模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值u_dcref的计算方法为：

(2-1)根据模块化多电平变换器第i相上、下桥臂上的电流计算第i相的环流：

$i_{iZ}=\frac{1}{2}(i_{pi}+i_{ni}),i\∈\[1,2,3\]$

式中，i_iZ表示模块化多电平变换器第i相的环流，i_pi和i_ni分别表示第i相上桥臂电流和下桥臂电流；

(2-2)将i_iZ表示为： $i_{iZ}=\frac{I_{dc}}{3}+I_{iZ2}(sin2\mathrm{\ω}t+{\mathrm{\δ}}_2)+I_{iZ4}(sin4\mathrm{\ω}t+{\mathrm{\δ}}_4);$ 式中，I_dc表示模块化多电平变换器输入侧直流母线电流，I_iZ2(sin 2ωt+δ₂)表示i_iZ中的二倍频谐波分量，I_iZ4(sin 4ωt+δ₄)表示i_iZ中的四倍频谐波分量；I_iZ2和I_iZ4分别为二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的幅值，δ₂和δ₄分别为二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的相角；

(2-3)将i_iZ中的二倍频谐波分量和四倍频谐波分量分别经过Clarke变换和Park变换分解为一组正交的电流分量：i_Zd2、i_Zq2和i_Zd4、i_Zq4；其中，i_Zd2、i_Zq2分别为i_iZ中的二倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量和q轴电流分量；i_Zd4、i_Zq4分别为i_iZ中的四倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量和q轴电流分量；

(2-4)定义d、q轴电流分量的参考值分别为i_{Zd_ref}和i_{Zq_ref}，令i_{Zd_ref}＝0，i_{Zq_ref}＝0；分别计算：

Δi_d2＝i_{Zd_ref}-i_Zd2

Δi_q2＝i_{Zq_ref}-i_Zq2

Δi_d4＝i_{Zd_ref}-i_Zd4

Δi_q4＝i_{Zq_ref}-i_Zq4

分别以Δi_d2、Δi_q2、Δi_d4、Δi_q4作为PI控制器的输入量，得到对应的PI控制器输出电压为：Δu_d2、Δu_q2、Δu_d4、Δu_q4；根据Δu_d2、Δu_q2、Δu_d4、Δu_q4分别计算：

u_{Zd2_ref}＝Δu_d2+i_Zq2×2ωL₀

u_{Zq2_ref}＝Δu_q2-i_Zd2×2ωL₀

u_{Zd4_ref}＝Δu_d4+i_Zq4×4ωL₀

u_{Zq4_ref}＝Δu_q4-i_Zd4×4ωL₀

式中，u_{Zd2_ref}、u_{Zq2_ref}、u_{Zd4_ref}、u_{Zq4_ref}分别为i_iZ中的二倍频谐波分量和四倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电压分量参考值和q轴电压分量参考值；

(2-5)对u_{Zd2_ref}、u_{Zq2_ref}进行Park逆变换和Clarke逆变换，得到坐标系T_abc中i_iZ的二倍频谐波分量抑制电压u_{iZ2_ref}；对u_{Zd4_ref}、u_{Zq4_ref}进行Park逆变换和Clarke逆变换，得到坐标系T_abc中i_iZ的四倍频谐波分量抑制电压u_{iZ4_ref}；将u_{iZ2_ref}和u_{iZ4_ref}相加后得到模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值u_{dc_ref}。

进一步的，所述基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法还包括直流母线电压控制，包括步骤：

(5-1)在第k个周期，计算模块化多电平变换器第i相子模块电容电压的平均值

$\stackrel{\‾}{u_{ci}}=\frac{1}{2N}\underset{j=1}{\overset{2N}{\Σ}}{u}_{cji},j\∈\[1,2,...,2N\]$

式中，u_cji表示模块化多电平变换器第i相第j个子模块上的电容电压；

设定期望电压为根据和计算期望电流

$i_{iZ}^{*}=K_1(u_c^{*}-\stackrel{\‾}{u_{ci}})+K_2\∫(u_c^{*}-\stackrel{\‾}{u_{ci}})dt$

式中，K₁和K₂表示增益系数；

(5-2)根据期望电流和模块化多电平变换器第i相的环流i_iZ计算模块化多电平变换器第i相的稳压电压指令

$u_{Ai}^{*}=K_3(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})+K_4\∫(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})dt$

式中，K₃和K₄表示增益系数；

(5-3)根据期望电压计算每个子模块电容的均压电压指令，其中，上桥臂中各子模块电容的均压电压指令为：

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{pi}>0,j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{pi}<0,j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;\end{array}\right.$

下桥臂中各子模块电容的均压电压指令为：

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{ni}>0,j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{ni}<0,j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;\end{array}\right.$

式中，表示模块化多电平变换器第i相第j个子模块电容的均压电压指令，K₅表示增益系数：

(5-4)根据和计算模块化多电平变换器各相上、下桥臂子模块的调制信号；其中，第i相上桥臂第j个子模块的调制信号为：

$u_{ij}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}-\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N},j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;$

第i相下桥臂第j个子模块的调制信号为：

$u_{ij}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}+\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N},j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;$

式中，表示预设的模块化多电平变换器第i相输出电压；u_dc表示模块化多电平变换器输入侧直流母线电压；

(5-5)将各个子模块的调制信号与所述步骤(4)中得到的谐波抑制SPWM调制信号叠加，得到第k+1个周期中模块化多电平变换器的驱动信号。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、模块化多电平每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块承受电压为u_dc/N(u_dc为直流母线电压),对于中高压大功率场合，降低了对电力电子开关器件的规格要求，易于实现系统扩容；

2、多电平变换器采用载波移相的PWM调制策略，等效开关频率为载波频率的N倍，降低了多相高速永磁电机对开关器件高开关频率的要求和系统损耗，节省硬件资源；

3、可以保证任意时刻每相投入的子模块个数为N，无需对子模块电容进行电容排序，使模块化多电平变换器输出的相电压为N+1电平，减少了电压电流谐波；

4、根据高速永磁同步电机绕组电阻电感远远小于普通电机的特性，对模块化多电平变换器环流进行二倍频分量抑制的基础上对四倍频谐波分量加以抑制，降低了系统内部损耗，使模块化多电平变换器输出更加稳定，电机电流波动减小；

5、通过直流母线电压控制使得模块化多电平变换器输入保持稳定，高速永磁同步电机运行更加稳定。

附图说明

图1为直流母线电压控制和高速永磁同步电机控制原理图；

图2为模块化多电平变换器拓扑结构图；

图3为模块化多电平变换器环流抑制原理图；

图4为模块化多电平变换器子模块电容电压控制策略中稳压控制原理图；

图5为模块化多电平变换器子模块电容电压控制策略中均压控制原理图；

图6为模块化多电平变换器子模块电容电压控制策略中上桥臂调制波形成原理图；

图7为模块化多电平变换器子模块电容电压控制策略中下桥臂调制波形成原理图；

图8为模块化多电平变换器驱动高速永磁同步电机的结构示意图。

具体实施方式

本发明提出一种基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，该方法

基于模块化多电平变换器，采用载波移相调制策略，驱动高速永磁同步电机，其中，模块化多电平变换器内部桥臂间内部环流的二次谐波分量和四次谐波分量，通过二倍频和四倍频负序旋转坐标变换，建立dq坐标系下环流模型，通过环流抑制控制器将交流环流分解为直流分量，并分别加以抑制；通过直流母线电压控制器保持模块化多电平变换器母线电压稳定性。

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

图8为模块化多电平变换器驱动高速永磁同步电机的结构示意图，包括依次相连的变压器、整流桥、模块化多电平变换器和高速永磁同步电机。该电路由电网侧供电，点网电压经变压器调压后通过整流桥，交流整流成直流供电给模块化多电平变换器，然后通过模块化多电平变换器驱动高速永磁同步电机运行。

图2为模块化多电平变换器拓扑结构图，本实施例中，模块化多电平变换器具有三相，每相由上桥臂、上桥臂电抗器、下桥臂电抗器和下桥臂依次串联形成，上、下桥臂各包括N个串联的子模块(SM1-SMn)，为使变换器能输出零电平，桥臂子模块数目为偶数；每相中上、下桥臂电抗器的连接点作为该相的输出节点，三个输出节点U、V、W分别与高速永磁电机相应的输入端相连；

子模块的电路拓扑如图2所示，T1和T2代表绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等大功率可控电力电子开关；D1,D2分别代表T1、T2的反并联二极管；C代表子模块直流电容，其电压为U_Ci；开关器件T1和T2串联后与电容C并联，A、B为子模块的输入输出端。上桥臂和下桥臂均有N个子模块串联构成，即上桥臂第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连。

图3为模块化多电平变换器环流抑制原理图，模块化多电平变换器环流中不仅有二倍频分量，而且还含有四倍频分量及其他频率次的谐波分量，虽然二倍频分量占主导，但是高速永磁同步电机的特性，绕组电阻电感相比于普通电机至少小了一个数量级，四倍频分量必须进行抑制。对二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的抑制方法如下：

根据模块化多电平变换器第i相上、下桥臂上的电流计算第i相的环流：

$i_{iZ}=\frac{1}{2}(i_{pi}+i_{ni}),i\&Element;\&lsqb;1,2,3\&rsqb;$

式中，i_iZ表示模块化多电平变换器第i相的环流，i_pi和i_ni分别表示第i相上桥臂电流和下桥臂电流；而运行时i_iZ由直流电流分量和交流电流分量组成，并且直流侧电流在三相间均匀分配，交流分量为MMC内部环流，所以，可以将i_iZ表示为：式中，I_dc表示模块化多电平变换器输入侧直流母线电流，I_iZ2(sin 2ωt+δ₂)表示i_iZ中的二倍频谐波分量，I_iZ4(sin 4ωt+δ₄)表示i_iZ中的四倍频谐波分量，并且二倍频谐波分量按照1-3-2的相序、四倍频分量按照1-2-3的相序在三相间来回流动，；I_iZ2和I_iZ4分别为二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的幅值，δ₂和δ₄分别为分别为二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的相角；

将i_iZ中的二倍频谐波分量和四倍频谐波分量分别经过Clarke变换和Park变换分解为一组正交的电流分量：i_Zd2、i_Zq2和i_Zd4、i_Zq4；其中，i_Zd2、i_Zq2分别为i_iZ中的二倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量和q轴电流分量；i_Zd4、i_Zq4分别为i_iZ中的四倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量和q轴电流分量；

定义d、q轴电流分量的参考值分别为i_{Zd_ref}和i_{Zq_ref}，令i_{Zd_ref}＝0，i_{Zq_ref}＝0；分别计算：

Δi_d2＝i_{Zd_ref}-i_Zd2

Δi_q2＝i_{Zq_ref}-i_Zq2

Δi_d4＝i_{Zd_ref}-i_Zd4

Δi_q4＝i_{Zq_ref}-i_Zq4

分别以Δi_d2、Δi_q2、Δi_d4、Δi_q4作为PI控制器的输入量，得到对应的PI控制器输出电压为：Δu_d2、Δu_q2、Δu_d4、Δu_q4；根据Δu_d2、Δu_q2、Δu_d4、Δu_q4分别计算：

u_{Zd2_ref}＝Δu_d2+i_Zq2×2ωL₀

u_{Zq2_ref}＝Δu_q2-i_Zd2×2ωL₀

u_{Zd4_ref}＝Δu_d4+i_Zq4×4ωL₀

u_{Zq4_ref}＝Δu_q4-i_Zd4×4ωL₀

式中，u_{Zd2_ref}、u_{Zq2_ref}、u_{Zd4_ref}、u_{Zq4_ref}分别为i_iZ中的二倍频谐波分量和四倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电压分量参考值和q轴电压分量参考值；

对u_{Zd2_ref}、u_{Zq2_ref}进行Park逆变换和Clarke逆变换，得到坐标系T_abc中i_iZ的二倍频谐波分量抑制电压u_{iZ2_ref}；对u_{Zd4_ref}、u_{Zq4_ref}进行Park逆变换和Clarke逆变换，得到坐标系T_abc中i_iZ的四倍频谐波分量抑制电压u_{iZ4_ref}；将u_{iZ2_ref}和u_{iZ4_ref}相加后得到模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值u_dcref，u_dcref即为需要的内部不平衡电压的补偿量。

模块化多电平变换器正常工作过程中，子模块电容电压需保持在一定电压范围内，因此需要对模块化多电平变换器的子模块电容电压进行控制，电容电压控制分为两部分：稳压和均压控制，即保持母线电压的稳定，同时电压在各子模块电容间平均分配。图4至7为本实施例中提出的模块化多电平变换器子模块电容电压控制策略原理图。子模块电容电压控制策略包括步骤：

(1)稳压控制：基于负反馈的电压控制器使第i相子模块电容电压的平均值

$\stackrel{\&OverBar;}{u_{ci}}=\frac{1}{2N}\underset{j=1}{\overset{2N}{\&Sigma;}}{u}_{cji},j\&Element;\&lsqb;1,2,...,2N\&rsqb;$

j为i相当前控制子模块(j：1～2N)，设定期望电压为直流回路电流的期望电流为

$i_{iZ}^{*}=K_1(u_c^{*}-\stackrel{\&OverBar;}{u_{ci}})+K_2\&Integral;(u_c^{*}-\stackrel{\&OverBar;}{u_{ci}})dt$

根据期望电流和模块化多电平变换器第i相的环流i_iZ计算模块化多电平变换器第i相的稳压电压指令

$u_{Ai}^{*}=K_3(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})+K_4\&Integral;(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})dt$

当子模块电容的实际电压平均值小于期望电压时，电压控制器输出增加，即直流回路期望电流值增加，反之亦然。在此调节过程中，对直流回路电流进行反馈控制，在不影响负载电流的情况下实现对模块平均电压的控制。K₁、K₂、K₃、K₄表示增益系数。

(2)均压控制：当某个子模块电容的实际电压值u_cji高于期望电压时，需要给该子模块放电，该子模块所在桥臂电流大于0时，控制器输出一负的指令，减小其充电时间；当该子模块所在桥臂电流小于0时，控制器输出一正的指令，增加电容的放电时间。当某个子模块电容的实际电压值u_cji小于期望电压时，给该子模块充电，该子模块所在桥臂电流大于0时，增加其充电时间；当该子模块所在桥臂电流小于0时，减小电容的放电时间。

对于上桥臂模块，即j∈[1,2,…,N]，上桥臂中各子模块电容的均压电压指令为：

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{pi}>0,j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{pi}<0,j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;\end{array}\right.$

对于下桥臂模块，即j∈[N+1,N+2,...,2N]，下桥臂中各子模块电容的均压电压指令为：

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{ni}>0,j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{ni}<0,j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;\end{array}\right.$

式中，表示模块化多电平变换器第i相第j个子模块电容的均压电压指令，K₅表示增益系数：

(3)通过载波移相的PWM调制策略，等效开关频率为载波频率的N倍(N为单个桥臂的子模块数)，降低了对可控电力电子器件的开关频率的要求。上桥臂子模块所需的调制波调制电压在MMC交流输出电压期望值已知的条件下，通过将上桥臂交流电压期望值平均分配到每个子模块,再与桥臂的稳压、均压指令叠加，并将模块化多电平直流母线电压和经环流抑制控制器得到的内部不平衡电压补偿量u_{iZ_ref}平均分配到上下桥臂子模块，得到上桥臂的调制电压下桥臂子模块调制波的产生方法其原理与上桥臂相同。

对于上桥臂模块，即j∈[1,2,…,N]，第i相上桥臂第j个子模块的调制信号为：

$u_{ij}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}-\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N},j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;$

对于下桥臂模块，即j∈[N+1,N+2,...,2N]，第i相下桥臂第j个子模块的调制信号为：

$u_{ij}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}-\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N},j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;$

式中，表示预设的模块化多电平变换器第i相输出电压；u_dc表示模块化多电平变换器输入侧直流母线电压。

图1所示为直流母线电压控制和高速永磁同步电机控制原理图，直流母线电压参考值u_dcref与直流母线电压实际值u_dc作差，经过PI调节器输出为电机d轴电流i_d的参考值i_dref。三相高速永磁电机转速参考值为n_ref，n_ref为预设的希望电机达到的转速；采集三相高速永磁电机的转速n，将n_ref与n做差得到Δn＝n_ref-n，以Δn做为PI控制器的输入值，将Δn对应的PI控制器的输出值i_qref作为三相高速永磁电机在旋转坐标系T_dq中的q轴电流分量参考值。控制算法采用的是传统的磁场定向控制(Field Oriented Control，FOC)，通过测量2相定子电流，即可得到3相电流i_a、i_b和i_c，将3相电流通过Clarke变换至2轴系统，得到i_α和i_β，再经Park变换可得到i_d和i_q。i_d和i_q为变换到旋转坐标系下的正交电流。i_d的参考值i_dref控制转子磁通，i_q的参考值i_qref控制电机的转矩输出，通过PI控制器得到V_d和V_q，估算出新的变换角θ，通过使用新的变换角θ，可将PI控制器的V_d和V_q输出值逆变到静止参考坐标系下，该计算将产生下一个正交电压值v_α和v_β,再经过Clarke逆变换得到v_a、v_b和v_c，该3相电压值可用来计算新的PWM占空比值，以生成所期望的谐波抑制SPWM调制波电压。

将谐波抑制SPWM调制波电压与各个子模块的调制信号叠加，即得到模块化多电平变换器的驱动信号。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于，该方法通过模块化多电平变换器驱动三相高速永磁电机；该方法采用载波移相PWM调制得到模块化多电平变换器的驱动信号，包括步骤：

(1)在第k个周期内，测量三相高速永磁电机各相定子电流：i_a、i_b和i_c，定义i_a、i_b和i_c所在坐标系为T_abc；对i_a、i_b和i_c依次进行Clarke变换和Park变换，将i_a、i_b和i_c转换为旋转坐标系T_dq下一对正交的电流分量：i_d和i_q；其中，i_d为旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量，i_q为旋转坐标系T_dq中的q轴电流分量；

(2)设置模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值为u_dcref，三相高速永磁电机转速参考值为n_ref；采集模块化多电平变换器输入侧直流母线电压u_dc和三相高速永磁电机的转速n，计算Δu＝u_dcref-u_dc、Δn＝n_ref-n；分别以Δu和Δn做为PI控制器的输入值，将Δu对应的PI控制器的输出值i_dref作为三相高速永磁电机在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量参考值，将Δn对应的PI控制器的输出值i_qref作为三相高速永磁电机在旋转坐标系T_dq中的q轴电流分量参考值；

(3)计算Δi_d＝i_dref-i_d，Δi_q＝i_qref-i_q，分别将Δi_d和Δi_q经PI控制器转换为校正电压V_d和V_q；根据变换角θ采用Park逆变换将校正电压V_d和V_q逆变到静止参考坐标系T_αβ下，形成两个正交的电压分量v_α和v_β；对v_α和v_β进行Clarke逆变换得到坐标系T_abc下的三相校正电压v_a、v_b和v_c；

(4)根据步骤(3)得到的三相校正电压v_a、v_b和v_c计算第k+1个周期的PWM占空比，以生成第k+1个周期的谐波抑制SPWM调制信号，谐波抑制SPWM调制信号即为模块化多电平变换器的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述模块化多电平变换器具有3相，每相由上桥臂、上桥臂电抗器、下桥臂电抗器和下桥臂依次串联形成，每相中上、下桥臂电抗器的连接点作为该相的输出节点并与高速永磁电机相应的输入端相连；上、下桥臂各包括N个串联的子模块。

3.根据权利要求2所述的基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述子模块为半桥结构，由两个绝缘栅双极型晶体管串联后再与直流电容并联构成，每个绝缘栅双极型晶体管反并联一个二极管。

4.根据权利要求3所述的基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述步骤(2)中，模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值u_dcref的计算方法为：

(2-1)根据模块化多电平变换器第i相上、下桥臂上的电流计算第i相的环流：

$i_{iZ}=\frac{1}{2}(i_{pi}+i_{ni}),i\&Element;\&lsqb;1,2,3\&rsqb;$

式中，i_iZ表示模块化多电平变换器第i相的环流，i_pi和i_ni分别表示第i相上桥臂电流和下桥臂电流；

(2-2)将i_iZ表示为：式中，I_dc表示模块化多电平变换器输入侧直流母线电流，I_iZ2(sin2ωt+δ₂)表示i_iZ中的二倍频谐波分量，I_iZ4(sin4ωt+δ₄)表示i_iZ中的四倍频谐波分量；I_iZ2和I_iZ4分别为二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的幅值，δ₂和δ₄分别为二倍频谐波分量和四倍频谐波分量的相角；

(2-3)将i_iZ中的二倍频谐波分量和四倍频谐波分量分别经过Clarke变换和Park变换分解为一组正交的电流分量：i_Zd2、i_Zq2和i_Zd4、i_Zq4；其中，i_Zd2、i_Zq2分别为i_iZ中的二倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量和q轴电流分量；i_Zd4、i_Zq4分别为i_iZ中的四倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电流分量和q轴电流分量；

(2-4)定义d、q轴电流分量的参考值分别为i_{Zd_ref}和i_{Zq_ref}，令i_{Zd_ref}＝0，i_{Zq_ref}＝0；分别计算：

Δi_d2＝i_{Zd_ref}-i_Zd2

Δi_q2＝i_{Zq_ref}-i_Zq2

Δi_d4＝i_{Zd_ref}-i_Zd4

Δi_q4＝i_{Zq_ref}-i_Zq4

分别以Δi_d2、Δi_q2、Δi_d4、Δi_q4作为PI控制器的输入量，得到对应的PI控制器输出电压为：Δu_d2、Δu_q2、Δu_d4、Δu_q4；根据Δu_d2、Δu_q2、Δu_d4、Δu_q4分别计算：

u_{Zd2_ref}＝Δu_d2+i_Zq2×2ωL₀

u_{Zq2_ref}＝Δu_q2-i_Zd2×2ωL₀

u_{Zd4_ref}＝Δu_d4+i_Zq4×4ωL₀

u_{Zq4_ref}＝Δu_q4-i_Zd4×4ωL₀

式中，u_{Zd2_ref}、u_{Zq2_ref}、u_{Zd4_ref}、u_{Zq4_ref}分别为i_iZ中的二倍频谐波分量和四倍频谐波分量在旋转坐标系T_dq中的d轴电压分量参考值和q轴电压分量参考值；

(2-5)对u_{Zd2_ref}、u_{Zq2_ref}进行Park逆变换和Clarke逆变换，得到坐标系T_abc中i_iZ的二倍频谐波分量抑制电压u_{iZ2_ref}；对u_{Zd4_ref}、u_{Zq4_ref}进行Park逆变换和Clarke逆变换，得到坐标系T_abc中i_iZ的四倍频谐波分量抑制电压u_{iZ4_ref}；将u_{iZ2_ref}和u_{iZ4_ref}相加后得到模块化多电平变换器输入侧直流母线电压参考值u_{dc_ref}。

5.根据权利要求4所述的基于模块化多电平变换器的高速永磁同步电机控制方法，其特征在于，还包括直流母线电压控制，包括步骤：

(5-1)在第k个周期，计算模块化多电平变换器第i相子模块电容电压的平均值

$\stackrel{\&OverBar;}{u_{ci}}=\frac{1}{2N}\underset{j=1}{\overset{2N}{\&Sigma;}}{u}_{cji},j\&Element;\&lsqb;1,2,...,2N\&rsqb;$

式中，u_cji表示模块化多电平变换器第i相第j个子模块上的电容电压；

设定期望电压为根据和计算期望电流

$i_{iZ}^{*}=K_1(u_c^{*}-\stackrel{\&OverBar;}{u_{ci}})+K_2\&Integral;(u_c^{*}-\stackrel{\&OverBar;}{u_{ci}})dt$

式中，K₁和K₂表示增益系数；

(5-2)根据期望电流和模块化多电平变换器第i相的环流i_iZ计算模块化多电平变换器第i相的稳压电压指令

$u_{Ai}^{*}=K_3(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})+K_4\&Integral;(i_{iZ}-i_{iZ}^{*})dt$

式中，K₃和K₄表示增益系数；

(5-3)根据期望电压计算每个子模块电容的均压电压指令，其中，上桥臂中各子模块电容的均压电压指令为：

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{pi}>0,j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{pi}<0,j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;\end{array}\right.$

下桥臂中各子模块电容的均压电压指令为：

$u_{Bji}^{*}=\left\{\begin{array}{c}{K}_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{ni}>0,j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;\\ -K_5(u_c^{*}-u_{cji}),i_{ni}<0,j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;\end{array}\right.$

式中，表示模块化多电平变换器第i相第j个子模块电容的均压电压指令，K₅表示增益系数：

(5-4)根据和计算模块化多电平变换器各相上、下桥臂子模块的调制信号；其中，第i相上桥臂第j个子模块的调制信号为：

$u_{ij}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}-\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N},j\&Element;\&lsqb;1,2,...,N\&rsqb;$

第i相下桥臂第j个子模块的调制信号为：

$u_{ij}^{*}=u_{Ai}^{*}+u_{Bji}^{*}+\frac{u_i^{*}}{N}+\frac{u_{dc}}{2N}+\frac{u_{iZ\_ref}}{2N},j\&Element;\&lsqb;N+1,N+2,...,2N\&rsqb;$

式中，表示预设的模块化多电平变换器第i相输出电压；u_dc表示模块化多电平变换器输入侧直流母线电压；

(5-5)将各个子模块的调制信号与所述步骤(4)中得到的谐波抑制SPWM调制信号叠加，得到第k+1个周期中模块化多电平变换器的驱动信号。