CN106953570A - 基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法,基于功率平衡的主动阻尼抑制谐振方法和模型预测控制方法，根据电机侧功率需求，得到电网侧参考输入电流，在参考输入电流中加入与输入电压中的高频分量对应的电流高频分量来取得高正弦度的并网电流的主动阻尼控制，加上利用双通道电路的自身可以交错控制优势，可以有效抑制并网电流谐波，提高输入电流正弦度。在电机侧进行模型预测控制，推导建立该系统的数学模型，将双通道三电平永磁电机转矩和磁链作为控制目标，根据系统要求对需要变量采样，预测出所有开关状态作用下下一时刻的值，再通过人为构造的价值函数挑选出最符合要求的开关状态，使系统获得优越的输入输出性能。

Description

基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法

技术领域

本发明是一种基于矩阵变换器的能量回馈型多相电梯牵引驱动系统高性能控制方法，属于电工、电机、电力电子的技术领域。

背景技术

当前，电梯的节能降耗已经引起业界的高度重视。传统的基于两电平变频器的电梯驱动系统dv/dt较大，导致电梯电机共模电压较大、电压输出波形较差、谐波量畸变率较大，且传统的电梯驱动系统由于采用二极管不控整流方式，因此驱动系统只具有单向功率传送能力，电梯在减速制动过程电机的能量无法回馈到电网中，而通过电阻之类耗能元件浪费掉。在电梯节能的实践应用中，能量回馈节能要求将电梯运动过程中产生的机械能通过能量回馈器转换成电能，然后把这些电能输送回交流电网供给其他用电设备来使用，这样一来电梯使用过程中的节电效果是相当明显的，真正做到了绿色环保。一般认为，使用能量回馈技术之后，电梯节电率在15-50％范围之内。

基于矩阵变换器的能量回馈型多相电梯牵引驱动系统，多电平变频器具有等效开关频率较高、dv/dt较小、输出波形较好、谐波量较小的优点，但是间接式矩阵变换器并网电流存在LC滤波器谐振频率的谐波，这无疑会对电网造成谐波污染，影响供电质量，会对电力系统和用户造成严重的危害，抑制该谐振是间接式矩阵变换器投入运行的前提条件。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提供一种基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法，基于功率平衡主动阻尼抑制谐振，可以有效降低并网电流畸变。

技术方案：基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法，所述电梯牵引驱动系统采用双三相电机，包括如下步骤：

步骤1)，运用双dq变换的数学模型，速度误差经过速度PI控制器的作用，输出电磁转矩T_e，同时根据电磁转矩方程，得到q轴电流参考分量i_q，再经过电流PI控制器的作用，得到q轴电压参考分量u_q；控制d轴电流i_d＝0，经过电流PI控制器得到d轴电压参考分量u_d；

步骤2)，根据所述d轴电压参考分量u_d、q轴电压参考分量u_q，以及q轴电流参考分量i_q，利用两通道功率和输出相电压幅值计算函数计算得到两通道功率p^*和相电压幅值u_om；其中，所述两通道功率和相电压幅值计算函数为：

p^*＝1.5(u_di_d+u_qi_q)

步骤3)，电网电压u_sabc通过滤波电路再通过3/2s变换得到αβ轴分量u_iα,u_iβ；将所得αβ轴分量u_iα,u_iβ经高通滤波器提取电压高频分量，再通过虚拟阻抗R_f得到对应的电流高频分量计算公式为：

其中，u_{iα_highpass}为所述u_iα,u_iβ经过高通滤波器后得到的电压；

步骤4)，根据所述电网电压u_sabc经过3/2s变换得到的u_sα和u_sβ、两通道有功功率p^*以及无功功率q^*计算得到电流低频分量i_iα,i_iβ，所述电流低频分量i_iα,i_iβ与电流高频分量作和，得到最终的输入电流参考值其中，计算公式为：

其中，u_sm为电网电压u_sabc幅值；

步骤5)，将所述最终的输入电流参考值与虚拟直流侧平均电流i_dc的比值作为整流级电流调制系数进行电流空间矢量调制得到整流级的PWM波，并将该开关信号输入到矩阵变换器中；其中，设逆变级调制系数为1，计算虚拟直流侧平均电流为：

步骤6)，将矩阵变换器的输出电流i_o、电网电压u_sabc经LC滤波电路滤波后电压u_iabc和双三相电机的电角度频率ω输入到磁链观测器，可得到dq轴电流k+1时刻的预测值为：

L_d＝3L_md+L_li

L_q＝3L_md+L_li

其中，k表示当前时刻，和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电流分量，和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电压分量，ψ_fd为永磁体在每相绕组中产生的磁链幅值，R_s为定子电阻，T_s为开关周期，L_d,L_q表示双三相电机的两通道的dq轴等效电感，L_li为漏自感，L_md、L_mq分别为dq轴主自感；和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电流分量k+1时刻的预测值；

dq轴磁链k+1时刻的预测值为：

其中，ψ_d1 ^k+1,ψ_q1 ^k+1和ψ_d2 ^k+1,ψ_q2 ^k+1分别为k+1时刻双三相电机的两通道的dq轴电磁链分量的预测值；

步骤7)，将得到的电流预测值和磁链预测值输入到磁链转矩预测控制中，得到k+1时刻转矩的预测值为：

其中，n_p为电机的同步转速；

步骤8)，将得到的转矩预测值和磁链预测值输入到价值函数中，将双三相电机的电角度频率ω与给定电角度频率ω^*经过PI调节器得到转矩给定值将所得到的转矩给定值与磁链给定值ψ^*输入到价值函数中，由价值函数得到相应的逆变级最优开关状态，即逆变级的PWM波，并将此开关状态输入到矩阵变换器中；其中价值函数表达式为：

g＝△T_e+λ△ψ

其中，g为价值函数，λ<1为权重系数；为转矩误差函数；

为磁链误差函数；

步骤9)，将输入的整流级开关状态与逆变级的开关状态进行交错控制，得到矩阵变换器不同时刻的开关状态。

进一步的，所述电流空间矢量调制的策略是依据三相电压的瞬时值判断合成矢量所在的扇区，再确定合成参考向量的三个基本空间电流向量，其次计算三个基本电流空间向量的作用时间，再确定三个基本电流空间向量对应的开关状态，最后按照3段式、开关损耗最低的原则确定三个基本电流空间向量作用的顺序，并根据开关顺序确定每相四个开关管的开关状态与切换点对应的时间。

进一步的，所述整流级的PWM波与逆变级的PWM波的交错控制过程为：向双通道间接式矩阵变换器输入整流级和逆变级开关信号，实现PWM波时整流级和逆变级使用同一个三角载波，使上下通道不同有效电流矢量相互重叠或与零矢量重叠，削减电流峰值，降低电流畸变程度。

有益效果：(1)本方法采用基于功率平衡的主动阻尼控制策略通过高通滤波器提取电压高频分量，再经过虚拟阻抗对应到电流高频分量并注入到通过功率平衡计算出来的输入电流参考值，基于功率平衡修改通过输入电流参考值可以有效降低并网电流畸变。

(2)基于矩阵变换器的能量回馈型多相电梯牵引驱动系统基于载波交错控制，根据不同LC谐振频率，设计不同的载波移向角，使上下通道不同有效电流矢量相互重叠或与零矢量重叠，可以削减电流峰值，降低电流畸变程度，该方法可以明显降低谐振频率处电流畸变。

附图说明

图1是本发明的基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统的结构示意图；

其中，1.1—滤波电路，1.2—双通道间接矩阵变换器整流级，整流级每个双向开关由两个带反并联二极管的IGBT器件串联支路，1.3—双通道间接矩阵变换器逆变级，为二极管中点箝位型三电平逆变器，1.4—双三相永磁电机。

图2是本发明可控整流级与三相三电平逆变器整流级开关矢量顺序作用图；

图3是本发明的基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法的控制框图；

其中，3.0—锁相环，3.1—LC滤波电路，3.2—3/2s变换，3.3—高通滤波器，3.4—电流低频分量，3.5—最终的输入电流参考值，3.6—电流空间矢量调制，3.7—矩阵变换器IMC，3.8—两通道功率与输出相电压幅值计算函数，3.9—电流PI控制器，3.10—速度PI控制器，3.11—电流PI控制器，3.12—磁链观测器，3.13—磁链转矩预测控制，3.14—速度调节器，3.15—价值函数。

图4是所述的整流级的PWM波与逆变级的PWM波的交错控制过程。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

以图1所示的基于矩阵变换器的能量回馈型多相电梯牵引驱动系统为例说明。电网侧输入电压为三相交流电压，系统额定电压为380V，额定功率为10KW。

如图1所示，电网侧各相电压u_sa,u_sb,u_sc通过电感L_f和电容C_f相连接，再接入并连整流器，整流器由两个带反向二极管的IGBT共射级串联构成一个具有双向阻断电压能力和双向电流流通能力的双向开关，构成整流级模块的一相桥臂，三个桥臂构成一个整流器模块。整流器输出直接连接到二极管箝位型三相三电平逆变器直流母线，其中4个带反并联二极管的IGBT串联构成三相三电平逆变器的一组桥臂，两个串联二极管与中间两个IGBT并联构成箝位电路，3组桥臂构成一个三相三电平逆变器，箝位二极管中点和电网侧电容中点相连接。由两个三相三电平逆变器分别驱动双定子多相复合永磁电机的两个定子上的三相绕组。

如图2所示，电网侧整流器模块根据电压利用率灵活调节，采用整流级有零矢量调制，即电流空间矢量调制法。当整流级一相桥臂上下开关导通，另两相桥臂开关全关断时，输入电流矢量为零矢量，此时整流级输出直流电压为零。调制策略是依据三相电压的瞬时值判断合成矢量所在的扇区，接着确定由哪三个基本空间电流向量合成参考向量，其次计算三个基本电流空间向量的作用时间，再确定三个基本电流空间向量对应的开关状态，最后按照3段式、开关损耗最低、对称分布的原则确定三个基本电流空间向量作用的顺序，并根据开关顺序确定每相四个开关管的开关状态与切换点对应的时间。在实际应用中，由于受不同类型负载的影响，电网电压会呈现各种类型的扰动，如畸变、跌落等。因此，本方法对间接式矩阵变换器空间矢量调制策略进行改进，通过在整流调制矢量中引入抗扰分量来提高间接矩阵变换器的输出波形质量。将输入电压的不对称性和畸变等非正常因素视为输入扰动，并将输入扰动表示为相对输入电压正序基波分量的线性偏离。根据傅里叶变换原理，将输入电压分解为基波分量和实际输入电压与参考输入基波正序电压之间的偏差分量两部分。当输入电压不平衡时，要实现无谐波的输入功率，输入电流矢量应含谐波分量，相应地整流调制矢量也应含谐波分量。本方法包括如下具体步骤：

步骤1)，运用双dq变换的数学模型，速度误差经过速度PI控制器3.10的作用，输出电磁转矩T_e，同时根据电磁转矩方程，得到q轴电流参考分量i_q，再经过电流PI控制器3.11的作用，得到q轴电压参考分量u_q；控制d轴电流i_d＝0，经过电流PI控制器3.9得到d轴电压参考分量u_d。

步骤2)，根据d轴电压参考分量u_d、q轴电压参考分量u_q，以及q轴电流参考分量i_q，利用两通道功率和输出相电压幅值计算函数计算得到两通道功率p^*和相电压幅值u_om。其中，两通道功率和相电压幅值计算函数为：

p^*＝1.5(u_di_d+u_qi_q)

步骤3)，电网电压u_sabc通过滤波电路3.1再通过3/2s变换3.2得到αβ轴分量u_iα,u_iβ；将所得αβ轴分量u_iα,u_iβ经高通滤波器3.3提取电压高频分量，再通过虚拟阻抗R_f得到对应的电流高频分量其中，

其中，u_{iα_highpass}为u_iα,u_iβ经过高通滤波器3.3后得到的电压。

步骤4)，根据电网电压u_sabc经过3/2s变换3.2得到的u_sα和u_sβ、两通道有功功率p^*以及无功功率q^*计算得到电流低频分量i_iα,i_iβ，电流低频分量i_iα,i_iβ与电流高频分量作和，得到最终的输入电流参考值其中，计算公式为：

其中，u_sm为电网电压u_sabc幅值。

步骤5)，将最终的输入电流参考值与虚拟直流侧平均电流i_dc的比值作为整流级电流调制系数进行电流空间矢量调制3.6得到整流级的PWM波，并将该开关信号输入到矩阵变换器3.7中。其中，设逆变级调制系数为1，计算虚拟直流侧平均电流为：

步骤6)，将矩阵变换器3.7的输出电流i_o、电网电压u_sabc经LC滤波电路3.1滤波后电压u_iabc和双三相电机的电角度频率ω输入到磁链观测器3.12，可得到dq轴电流k+1时刻的预测值为：

L_d＝3L_md+L_li

L_q＝3L_md+L_li

其中，k表示当前时刻，和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电流分量，和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电压分量，ψ_fd为永磁体在每相绕组中产生的磁链幅值，R_s为定子电阻，T_s为开关周期，L_d,L_q表示双三相电机的两通道的dq轴等效电感，L_li为漏自感，L_md、L_mq分别为dq轴主自感；和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电流分量k+1时刻的预测值。

dq轴磁链k+1时刻的预测值为：

其中，ψ_d1 ^k+1,ψ_q1 ^k+1和ψ_d2 ^k+1,ψ_q2 ^k+1分别为k+1时刻双三相电机的两通道的dq轴电磁链分量的预测值。

步骤7)，将得到的电流预测值和磁链预测值输入到磁链转矩预测控制(3.13)中，得到k+1时刻转矩的预测值为：

其中，n_p为电机的同步转速。

步骤8)，将得到的转矩预测值和磁链预测值输入到价值函数(3.15)中，将双三相电机的电角度频率ω与给定电角度频率ω^*经过PI调节器(3.14)得到转矩给定值将所得到的转矩给定值与磁链给定值ψ^*输入到价值函数(3.15)中，由价值函数(3.15)得到相应的逆变级最优开关状态，即逆变级的PWM波，并将此开关状态输入到矩阵变换器(3.7)中；其中价值函数表达式为：

g＝△T_e+λ△ψ

其中，g为价值函数，λ<1为权重系数；为转矩误差函数；

为磁链误差函数。

步骤9)，将输入的整流级开关状态与逆变级的开关状态进行交错控制，得到矩阵变换器(3.7)不同时刻的开关状态。

上述的整流级的PWM波与逆变级的PWM波的交错控制过程为：向双通道间接式矩阵变换器3.7输入整流级和逆变级开关信号，实现PWM波时整流级和逆变级使用同一个三角载波，使上下通道不同有效电流矢量相互重叠或与零矢量重叠，削减电流峰值，降低电流畸变程度。如图4所示，上述的交错控制具体如下：

原有方法整流级逆变级均采用锯齿波A作为生成PWM开关信号的载波信号，如图4所示，其中Ts为PWM周期，CMP为比较值，假定锯齿波大于比较值的部分可以生成PWMA波，加入移相角后，双通道间接式矩阵变换器不同通道采用不同锯齿波作为载波信号，同一比较值在不同锯齿载波下生成的PWM信号产生相移生成PWMB。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法，其特征在于，所述电梯牵引驱动系统采用双三相电机，包括如下步骤：

步骤1)，运用双dq变换的数学模型，速度误差经过速度PI控制器(3.10)的作用，输出电磁转矩T_e，同时根据电磁转矩方程，得到q轴电流参考分量i_q，再经过电流PI控制器(3.11)的作用，得到q轴电压参考分量u_q；控制d轴电流i_d＝0，经过电流PI控制器(3.9)得到d轴电压参考分量u_d；

步骤2)，根据所述d轴电压参考分量u_d、q轴电压参考分量u_q，以及q轴电流参考分量i_q，利用两通道功率和输出相电压幅值计算函数计算得到两通道功率p^*和相电压幅值u_om；其中，所述两通道功率和相电压幅值计算函数为：

p^*＝1.5(u_di_d+u_qi_q)

$u_{om}=\sqrt{{u_d}^2+{u_q}^2}$

步骤3)，电网电压u_sabc通过滤波电路(3.1)再通过3/2s变换(3.2)得到αβ轴分量u_iα,u_iβ；将所得αβ轴分量u_iα,u_iβ经高通滤波器(3.3)提取电压高频分量，再通过虚拟阻抗R_f得到对应的电流高频分量计算公式为：

$i_{i\mathrm{\&alpha;}}^{*}=u_{i\mathrm{\&alpha;}\_highpass}/R_f$

$i_{i\mathrm{\&beta;}}^{*}=u_{i\mathrm{\&beta;}\_highpass}/R_f$

其中，u_{iα_highpass}为所述u_iα,u_iβ经过高通滤波器(3.3)后得到的电压；

步骤4)，根据所述电网电压u_sabc经过3/2s变换(3.2)得到的u_sα和u_sβ、两通道有功功率p^*以及无功功率q^*计算得到电流低频分量i_iα,i_iβ，所述电流低频分量i_iα,i_iβ与电流高频分量作和，得到最终的输入电流参考值其中，计算公式为：

$i_{i\mathrm{\&alpha;}}=(p^{*}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}}+q^{*}{u}_{s\mathrm{\&beta;}})/1.5u_{sm}^2$

$i_{i\mathrm{\&beta;}}=(p^{*}{u}_{s\mathrm{\&beta;}}-q^{*}{u}_{s\mathrm{\&alpha;}})/1.5u_{sm}^2$

$i_{i\mathrm{\&alpha;}}^{**}=i_{i\mathrm{\&alpha;}}+i_{i\mathrm{\&alpha;}}^{*}$

$i_{i\mathrm{\&beta;}}^{**}=i_{i\mathrm{\&beta;}}+i_{i\mathrm{\&beta;}}^{*}$

其中，u_sm为电网电压u_sabc幅值；

步骤5)，将所述最终的输入电流参考值与虚拟直流侧平均电流i_dc的比值作为整流级电流调制系数进行电流空间矢量调制(3.6)得到整流级的PWM波，并将该开关信号输入到矩阵变换器(3.7)中；其中，设逆变级调制系数为1，计算虚拟直流侧平均电流为：

$i_{dc}=p^{*}/\sqrt{3}{u}_{om}$

步骤6)，将矩阵变换器(3.7)的输出电流i_o、电网电压u_sabc经LC滤波电路(3.1)滤波后电压u_iabc和双三相电机的电角度频率ω输入到磁链观测器(3.12)，可得到dq轴电流k+1时刻的预测值为：

$\left[\begin{array}{c}{i_{d_1}}^{k+1}\\ {i_{q_1}}^{k+1}\\ {i_{d_2}}^{k+1}\\ {i_{q_2}}^{k+1}\end{array}\right]=(TA+I)\left[\begin{array}{c}{i}_{d_1}\\ i_{q_1}\\ i_{d_2}\\ i_{q_2}\end{array}\right]+TB\left[\begin{array}{c}{u}_{d_1}\\ u_{q_1}-{\mathrm{\&omega;\&psi;}}_{fd}\\ u_{d_2}\\ u_{q_2}-{\mathrm{\&omega;\&psi;}}_{fd}\end{array}\right]$

$TA+I=\left[\begin{array}{cccc}1-\frac{R_s{T}_s}{L_d}& -\frac{{\mathrm{\&omega;L}}_q{T}_s}{L_d}& & \\ -\frac{{\mathrm{\&omega;L}}_d{T}_s}{L_q}& 1-\frac{R_s{T}_s}{L_q}& & \\ & & 1-\frac{R_s{T}_s}{L_d}& \frac{{\mathrm{\&omega;L}}_q{T}_s}{L_d}\\ & & -\frac{{\mathrm{\&omega;L}}_d{T}_s}{L_q}& 1-\frac{R_s{T}_s}{L_q}\end{array}\right]$

$TB=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{L_d}& & & \\ & \frac{1}{L_q}& & \\ & & \frac{1}{L_q}& \\ & & & \frac{1}{L_d}\end{array}\right]$

L_d＝3L_md+L_li

L_q＝3L_md+L_li

其中，k表示当前时刻，和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电流分量，和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电压分量，ψ_fd为永磁体在每相绕组中产生的磁链幅值，R_s为定子电阻，T_s为开关周期，L_d,L_q表示双三相电机的两通道的dq轴等效电感，L_li为漏自感，L_md、L_mq分别为dq轴主自感；和分别表示双三相电机的两通道的dq轴电流分量k+1时刻的预测值；

dq轴磁链k+1时刻的预测值为：

$\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{\&psi;}}_{d1}}^{k+1}\\ {{\mathrm{\&psi;}}_{q1}}^{k+1}\\ {{\mathrm{\&psi;}}_{d2}}^{k+1}\\ {{\mathrm{\&psi;}}_{q2}}^{k+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1.5L_{md}+L_{li}& 0& 1.5L_{md}& 0\\ 0& 1.5L_{mq}+L_{li}& 0& 1.5L_{mq}\\ 1.5L_{md}& 0& 1.5L_{md}+L_{li}& 0\\ 0& 1.5L_{mq}& 0& 1.5L_{mq}+L_{li}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_{d1}}^{k+1}\\ {i_{q1}}^{k+1}\\ {i_{d2}}^{k+1}\\ {i_{q2}}^{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1\\ 0\\ 1\\ 0\end{array}\right]{\mathrm{\&psi;}}_{fd}$

其中，ψ_d1 ^k+1,ψ_q1 ^k+1和ψ_d2 ^k+1,ψ_q2 ^k+1分别为k+1时刻双三相电机的两通道的dq轴电磁链分量的预测值；

步骤7)，将得到的电流预测值和磁链预测值输入到磁链转矩预测控制(3.13)中，得到k+1时刻转矩的预测值为：

$T_e^{k+1}=1.5n_p(i_{q1}^{k+1}{\mathrm{\&psi;}}_{d1}^{k+1}-i_{d1}^{k+1}{\mathrm{\&psi;}}_{q1}^{k+1}+i_{q2}^{k+1}{\mathrm{\&psi;}}_{d2}^{k+1}-i_{d2}^{k+1}{\mathrm{\&psi;}}_{q2}^{k+1})$

其中，n_p为电机的同步转速；

步骤8)，将得到的转矩预测值和磁链预测值输入到价值函数(3.15)中，将双三相电机的电角度频率ω与给定电角度频率ω^*经过PI调节器(3.14)得到转矩给定值将所得到的转矩给定值与磁链给定值ψ^*输入到价值函数(3.15)中，由价值函数(3.15)得到相应的逆变级最优开关状态，即逆变级的PWM波，并将此开关状态输入到矩阵变换器(3.7)中；其中价值函数表达式为：

g＝△T_e+λ△ψ

其中，g为价值函数，λ<1为权重系数；为转矩误差函数；

为磁链误差函数；

步骤9)，将输入的整流级开关状态与逆变级的开关状态进行交错控制，得到矩阵变换器(3.7)不同时刻的开关状态。

2.根据权利要求1所述的基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法，其特征在于，所述电流空间矢量调制的策略是依据三相电压的瞬时值判断合成矢量所在的扇区，再确定合成参考向量的三个基本空间电流向量，其次计算三个基本电流空间向量的作用时间，再确定三个基本电流空间向量对应的开关状态，最后按照3段式、开关损耗最低的原则确定三个基本电流空间向量作用的顺序，并根据开关顺序确定每相四个开关管的开关状态与切换点对应的时间。

3.根据权利要求2所述的基于矩阵变换器的能量回馈型电梯牵引驱动系统控制方法，其特征在于，所述整流级的PWM波与逆变级的PWM波的交错控制过程为：向双通道间接式矩阵变换器(3.7)输入整流级和逆变级开关信号，实现PWM波时整流级和逆变级使用同一个三角载波，使上下通道不同有效电流矢量相互重叠或与零矢量重叠，削减电流峰值，降低电流畸变程度。