CN104242775A - 双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，属于电机控制技术领域。本发明是为了解决采用双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统存在零序电流的问题。它通过在矢量控制系统的基础上增加零序电流i₀＝0的闭环控制，实现零序电流的抑制，它通过检测电机三相电流来计算零序电流，并把其作为反馈量，构建零序电流的闭环控制；零序电流环输出为零序电压给定，通过调节双逆变器产生的零序电压来抑制零序电流。本发明用于双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统中零序电流的抑制。

Description

双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法

技术领域

本发明涉及双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，属于电机控制技术领域。

背景技术

永磁同步电机系统由于具有良好的控制性能，广泛应用于电动车、电力牵引、伺服系统等领域。传统永磁同步电机的绕组为星形连接，采用三桥臂逆变器供电，如图1所示，图中由整流器1、直流滤波电容2、逆变器3和星接绕组永磁同步电机4组成驱动系统拓扑图，其中逆变器3为由三个桥臂组成的两电平逆变器结构。这种电机系统不具有故障容错能力，并且直流母线电压利用率较低，在高速运行区需采用弱磁控制进行扩速，设计与控制困难。为解决上述问题，目前采用将电机绕组中性点拆分开，形成三相绕组独立的开放式绕组永磁同步电机，它由两个共母线的逆变器从电机两端供电，构成双逆变器拓扑。采用双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统能够将直流母线电压提高一倍，因此同样条件下电机的基速便可提高一倍，这大大降低了弱磁控制的难度；同时，由于三相绕组独立进行控制，当其中一相出现故障后系统仍可采取措施容错运行，提高了系统运行的可靠性。然而，正因为将三相绕组拆分，并由共母线的双逆变器从两端供电，根据基尔霍夫电流定律，使系统不存在三相电流之和等于零的拓扑约束。而通常的SVPWM调制算法的等效调制波为基波和三次谐波的叠加，势必会引起各相绕组中存在三次谐波电压和三次谐波电流，并且三次分量相位一致，导致系统存在零序电流。

发明内容

本发明目的是为了解决采用双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统存在零序电流的问题，提供了一种双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法。

本发明所述双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，它基于开放式绕组永磁同步电机控制系统实现，

该电机控制系统包括转速调节器、电流调节器I、电流调节器II、dq-αβ坐标变换单元、双逆变器SVPWM单元、电流检测单元、abc-dq坐标变换单元和角度与速度计算单元，

它的控制方法为：电机给定转速n_r和经角度与速度计算单元计算获得的电机实际转速作差后，通过转速调节器产生q轴电流的给定i_qr，q轴电流的给定i_qr与经过abc-dq坐标变换单元变换获得的q轴电流i_q作比较，差值通过电流调节器I调节，产生q轴电压给定量u_qr；abc-dq坐标变换单元对电流检测单元检测获得的电机输入端三相电流值进行变换；

d轴电流的给定i_dr＝0，d轴电流的给定i_dr与经过abc-dq坐标变换单元变换获得的d轴电流i_d作比较，差值通过电流调节器II调节，产生d轴电压给定量u_dr，

q轴电压给定量u_qr、d轴电压给定量u_dr与经过角度与速度计算单元计算获得的电机d轴逆时针旋转过α轴的电角度θ经过dq-αβ坐标变换单元变换到αβ坐标系下，得到α轴电压参考值u_αr和β轴电压参考值u_βr；角度与速度计算单元用于检测电机的电流和电压信号，并计算获得电机实际转速和电角度θ；

双逆变器SVPWM单元根据α轴电压参考值u_αr和β轴电压参考值u_βr产生双逆变器的12路开关信号，驱动电机运行；

该抑制方法在上述电机控制系统的基础上，增加零序电流环，该零序电流环包括电流调节器III和abc-dq0坐标变换单元，该abc-dq0坐标变换单元用于替换上述电机控制系统中的abc-dq坐标变换单元；

abc-dq0坐标变换单元除用于实现上述电机控制系统中abc-dq坐标变换单元的变换外，还用于对电流检测单元检测获得的电机输入端三相电流值进行变换，获得电机的实际零序电流i₀，将给定的零序电流i_0r与实际零序电流i₀作比较，差值通过电流调节器III调节，获得期望的电机零序电压参考值u_0r；

双逆变器SVPWM单元根据α轴电压参考值u_αr、β轴电压参考值u_βr和期望的电机零序电压参考值u_0r产生双逆变器的12路开关信号，使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r，驱动电机运行；由此实现使实际零序电流i₀趋近于零的闭环控制。

abc-dq0坐标变换单元的变换公式为：

式中i_a为电机输入端A相电流值，i_b为电机输入端B相电流值，i_c为电机输入端C相电流值。

双逆变器SVPWM单元根据α轴电压参考值u_αr、β轴电压参考值u_βr和期望的电机零序电压参考值u_0r产生双逆变器的12路开关信号，使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r的具体实现方法为：

双逆变器为逆变器I和逆变器II，双逆变器输出的电压矢量U通过逆变器I输出的电压矢量U₁减去逆变器II输出的电压矢量U₂得到：

U＝U₁–U₂；

按照矢量合成的三角形法则，得到双逆变器输出电压矢量的空间分布图，双逆变器输出的电压矢量具有18个非零矢量和1个零矢量，零矢量位于空间分布图的原点O，18个非零矢量位于空间分布图中由内向外形成的三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点，其矢量幅值分别为和

双逆变器SVPWM单元通过分配零电压矢量及其作用时间来实现零序电压的调节：

根据SVPWM调制原理，采用三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点上的矢量合成所需的参考电压矢量OU；

将双逆变器输出电压矢量的空间分布图分为I～VI六个扇区，使六个扇区对应的中心点X依次分别为A、B、C、D、E和F，

确定参考电压矢量OU所在扇区；

然后，按参考电压矢量OU所在扇区中心点X将参考矢量OU分解为OU＝OX+XU；

再将双逆变器中的一个逆变器箝位在一种开关状态以产生矢量OX，XU由另外一个逆变器在以X为中心的四边形内合成，合成时将参考电压矢量OU所在扇区进一步分为1～6六个子扇区，由AU所在子扇区内相邻的两个矢量来合成；

最后，在子扇区调制时，设产生±U_dc/3零序电压的零电压矢量作用时间为xT₀，则另外一个零电压矢量的作用时间为(1–x)T₀，计算获得加入零矢量分配因子x后一个开关周期内的实际零序电压u₀＝f(x,T₀,T₁,T₂,U_dc)，式中T₀为零矢量的作用时间、T₁为前一个相邻矢量的作用时间、T₂为后一个相邻矢量的作用时间，U_dc为直流母线电压；

使u₀＝u_or，再计算获得x＝f(u_or,T₀,T₁,T₂,U_dc)，利用零矢量分配因子x重新分配零矢量后获得期望的电机零序电压参考值u_0r，由此实现使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r。

本发明的优点：为了抑制双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统的零序电流，本发明方法通过在矢量控制系统的基础上增加零序电流i₀＝0的闭环控制，实现零序电流的抑制，它通过检测电机三相电流来计算零序电流，并把其作为反馈量，构建零序电流的闭环控制；零序电流环输出为零序电压给定，通过调节双逆变器产生的零序电压来抑制零序电流。本发明方法使系统容量得到了最大程度的利用，降低了系统成本，抑制效果明显。同时，该方法算法简单可靠，可以扩展到其他共母线双逆变器供电系统中。

本发明方法中，开放式绕组永磁同步电机采用共直流母线双逆变器供电，具有直流母线电压利用率高、电机转速运行范围宽等优点，降低了系统弱磁设计和控制的难度。

附图说明

图1是传统星接绕组永磁同步电机驱动系统拓扑图；

图2是本发明的双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统拓扑图；图中3为逆变器I，6为逆变器II，5为开放式绕组永磁同步电机；

图3是开放式绕组永磁同步电机矢量控制系统框图；

图4是本发明的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法框图；

图5是本发明所采用的i₀＝0闭环调节器原理图；

图6是逆变器I输出电压矢量的空间分布图；

图7是逆变器II输出电压矢量的空间分布图；

图8是双逆变器输出电压矢量的空间分布图；

图9是采用本发明方法前开放式绕组永磁同步电机系统三相电流和零序电流图；

图10是采用本发明方法后开放式绕组永磁同步电机系统三相电流和零序电流图；

图11是本发明的开放式绕组与传统星接绕组永磁同步电机运行性能对比图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图2至图8说明本实施方式，本实施方式所述双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，它基于开放式绕组永磁同步电机控制系统实现，

该电机控制系统包括转速调节器7、电流调节器I8、电流调节器II9、dq-αβ坐标变换单元10、双逆变器SVPWM单元11、电流检测单元12、abc-dq坐标变换单元13和角度与速度计算单元14，

它的控制方法为：电机给定转速n_r和经角度与速度计算单元14计算获得的电机实际转速作差后，通过转速调节器7产生q轴电流的给定i_qr，q轴电流的给定i_qr与经过abc-dq坐标变换单元13变换获得的q轴电流i_q作比较，差值通过电流调节器I8调节，产生q轴电压给定量u_qr；abc-dq坐标变换单元13对电流检测单元12检测获得的电机输入端三相电流值进行变换；

d轴电流的给定i_dr＝0，d轴电流的给定i_dr与经过abc-dq坐标变换单元13变换获得的d轴电流i_d作比较，差值通过电流调节器II9调节，产生d轴电压给定量u_dr，

q轴电压给定量u_qr、d轴电压给定量u_dr与经过角度与速度计算单元14计算获得的电机d轴逆时针旋转过α轴的电角度θ经过dq-αβ坐标变换单元10变换到αβ坐标系下，得到α轴电压参考值u_αr和β轴电压参考值u_βr；角度与速度计算单元14用于检测电机的电流和电压信号，并计算获得电机实际转速和电角度θ；

双逆变器SVPWM单元11根据α轴电压参考值u_αr和β轴电压参考值u_βr产生双逆变器的12路开关信号，驱动电机运行；

该抑制方法在上述电机控制系统的基础上，增加零序电流环，该零序电流环包括电流调节器III15和abc-dq0坐标变换单元13-1，该abc-dq0坐标变换单元13-1用于替换上述电机控制系统中的abc-dq坐标变换单元13；

abc-dq0坐标变换单元13-1除用于实现上述电机控制系统中abc-dq坐标变换单元13的变换外，还用于对电流检测单元12检测获得的电机输入端三相电流值进行变换，获得电机的实际零序电流i₀，将给定的零序电流i_0r与实际零序电流i₀作比较，差值通过电流调节器III15调节，获得期望的电机零序电压参考值u_0r；

双逆变器SVPWM单元11根据α轴电压参考值u_αr、β轴电压参考值u_βr和期望的电机零序电压参考值u_0r产生双逆变器的12路开关信号，使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r，驱动电机运行；由此实现使实际零序电流i₀趋近于零的闭环控制。

本实施方式中，零序电流环由零序电流检测、零序电流给定、比例积分调节器构成，调节器输出作为零序电压给定。双逆变器SVPWM单元11的调制中，比传统SVPWM多了一项零序电压给定，首先使零序电流给定为零，实测的零序电流作为反馈量，电流调节器III15输出作为零序电压的给定，双逆变器SVPWM单元11通过分配零电压矢量及其作用时间来实现零序电压的调节。

图2中开放式绕组永磁同步电机5与图1中的星接绕组永磁同步电机4相比，开放式绕组永磁同步电机5的三相绕组中性点拆分开，绕组两端分别采用两个两电平逆变器I3和逆变器II6供电。

由于对于隐极电机而言，最终实现i_d＝0即可实现最大转矩电流比控制，因此d轴电流给定i_dr＝0。

具体实施方式二：本实施方式对实施方式一作进一步说明，abc-dq0坐标变换单元13-1的变换公式为：

式中i_a为电机输入端A相电流值，i_b为电机输入端B相电流值，i_c为电机输入端C相电流值。

具体实施方式三：下面结合图2至图11说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，双逆变器SVPWM单元11根据α轴电压参考值u_αr、β轴电压参考值u_βr和期望的电机零序电压参考值u_0r产生双逆变器的12路开关信号，使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r的具体实现方法为：

双逆变器为逆变器I3和逆变器II6，双逆变器输出的电压矢量U通过逆变器I3输出的电压矢量U₁减去逆变器II6输出的电压矢量U₂得到：

U＝U₁–U₂；

按照矢量合成的三角形法则，得到双逆变器输出电压矢量的空间分布图，双逆变器输出的电压矢量具有18个非零矢量和1个零矢量，零矢量位于空间分布图的原点O，18个非零矢量位于空间分布图中由内向外形成的三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点，其矢量幅值分别为和

双逆变器SVPWM单元11通过分配零电压矢量及其作用时间来实现零序电压的调节：

根据SVPWM调制原理，采用三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点上的矢量合成所需的参考电压矢量OU；

将双逆变器输出电压矢量的空间分布图分为I～VI六个扇区，使六个扇区对应的中心点X依次分别为A、B、C、D、E和F，

确定参考电压矢量OU所在扇区；

然后，按参考电压矢量OU所在扇区中心点X将参考矢量OU分解为OU＝OX+XU；

再将双逆变器中的一个逆变器箝位在一种开关状态以产生矢量OX，XU由另外一个逆变器在以X为中心的四边形内合成，合成时将参考电压矢量OU所在扇区进一步分为1～6六个子扇区，由AU所在子扇区内相邻的两个矢量来合成；

最后，在子扇区调制时，设产生±U_dc/3零序电压的零电压矢量作用时间为xT₀，则另外一个零电压矢量的作用时间为(1–x)T₀，计算获得加入零矢量分配因子x后一个开关周期内的实际零序电压u₀＝f(x,T₀,T₁,T₂,U_dc)，式中T₀为零矢量的作用时间、T₁为前一个相邻矢量的作用时间、T₂为后一个相邻矢量的作用时间，U_dc为直流母线电压；

使u₀＝u_or，再计算获得x＝f(u_or,T₀,T₁,T₂,U_dc)，利用零矢量分配因子x重新分配零矢量后获得期望的电机零序电压参考值u_0r，由此实现使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r。

图5所示，电流调节器III15由比例加积分调节器16和限幅器17组成，限幅器17的上限等于直流母线电压值U_dc，下限为–U_dc。

在双逆变器系统拓扑中，电机三相绕组电压分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{a1a2}=u_{a1o}-u_{a2o}\\ u_{b1b2}=u_{b1o}-u_{b2o}\\ u_{c1c2}=u_{c1o}-u_{c2o}\end{array}\right.,$

式中u_a1a2为电机A相绕组电压，u_b1b2为电机B相绕组电压，u_c1c2为电机C相绕组电压，u_a1o为图2中a₁点对母线低端的电压，u_a2o为a₂点对母线低端的电压，u_b1o为b₁点对母线低端的电压，u_b2o为b₂点对母线低端的电压，u_c1o为c₁点对母线低端的电压，u_c2o为c₂点对母线低端的电压，由电机三相绕组电压公式可知，三相绕组合成的电压矢量，即双逆变器输出的电压矢量U。

双逆变器输出电压矢量的空间分布如图8所示，可见，双逆变器的电压矢量分布与三电平逆变器相同，具有18个非零矢量和1个零矢量，零矢量位于原点O，其他18个非零矢量分别位于三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点，矢量幅值分别为和4U_dc/3。根据SVPWM的原理，图8中三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR顶点上的矢量均可以用来合成所需的参考电压矢量，而采用六边形GIKMPR可以获得最大的调制比。与图6和图7中单个两电平逆变器产生的空间电压矢量相比，六边形GIKMPR上的电压矢量幅值为两电平逆变器的两倍，因此输出到电机绕组上的电压可以增加到原来的两倍。

定义实际零序电压u₀为：

$u_0=\frac{1}{3}(u_{a1o}+u_{b1o}+u_{c1o})-\frac{1}{3}(u_{a2o}+u_{b2o}+u_{c2o});$

图8中双逆变器的19个空间电压矢量与其64个开关组合相对应，将这64个组合状态产生的电压分别代入到上式中，得到开关组合对应的零序电压如下表1所示：

表1开关组合对应的零序电压

由图8和表1可知，六边形GIKMPR上的电压矢量产生的零序电压不为零，用这些矢量进行SVPWM调制时将给系统带来零序电压，零序电压导致系统零序电流，增加了逆变器容量和系统损耗。

本发明采用零序闭环控制和新的SVPWM调制算法来抑制系统的零序电流，新SVPWM调制通过中所用非零矢量和重新分配零矢量来获得期望的零序电压u_0r，具体步骤描述如下：

第1步：将图8所示的矢量平面分为I～VI六个扇区，判断参考矢量OU所在的扇区；

第2步：按扇区中心点X将参考矢量OU分解为OU＝OX+XU，这里扇区I～VI对应的中心点X分别为A、B、C、D、E和F，如参考矢量OU位于扇区I时，OU＝OA+AU；

第3步：将双逆变器中的一个逆变器箝位在某一固定开关状态以产生矢量OX，XU由另外一个逆变器在以X为中心的四边形内合成，合成算法与传统SVPWM相同，例如AU在四边形OSGH中合成，合成时将扇区I进一步分为1～6六个子扇区，由AU所在子扇区内相邻的两个矢量来合成；

第4步：在子扇区调制时，设产生±U_dc/3零序电压的零电压矢量作用时间为xT₀，则另外一个零电压矢量的作用时间为(1–x)T₀，求取加入零矢量分配因子x后一个开关周期内的零序电压u_o＝f(x,T₀,T₁,T₂,U_dc)，这里T₀、T₁、T₂分别为零矢量、前一个相邻矢量和后一个相邻矢量的作用时间，让u_o等于u_or，解算出x＝f(u_or,T₀,T₁,T₂,U_dc)，因此利用因子x重新分配零矢量后将获得期望的零序电压u_or。

图9和图10对比，表明本发明能够有效抑制开放式绕组永磁同步电机系统零序电流。

图11所示，采用本发明的零序电流抑制策略后，共直流母线双逆变器的输出电压能力比单逆变器提高了一倍，双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机的基速和功率可以提高一倍，恒转矩区由星接绕组永磁同步电机的区域I扩展到了区域II，降低了电机弱磁设计与控制的难度。

Claims (3)

1.一种双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，它基于开放式绕组永磁同步电机控制系统实现，

该电机控制系统包括转速调节器(7)、电流调节器I(8)、电流调节器II(9)、dq-αβ坐标变换单元(10)、双逆变器SVPWM单元(11)、电流检测单元(12)、abc-dq坐标变换单元(13)和角度与速度计算单元(14)，

它的控制方法为：电机给定转速n_r和经角度与速度计算单元(14)计算获得的电机实际转速作差后，通过转速调节器(7)产生q轴电流的给定i_qr，q轴电流的给定i_qr与经过abc-dq坐标变换单元(13)变换获得的q轴电流i_q作比较，差值通过电流调节器I(8)调节，产生q轴电压给定量u_qr；abc-dq坐标变换单元(13)对电流检测单元(12)检测获得的电机输入端三相电流值进行变换；

d轴电流的给定i_dr＝0，d轴电流的给定i_dr与经过abc-dq坐标变换单元(13)变换获得的d轴电流i_d作比较，差值通过电流调节器II(9)调节，产生d轴电压给定量u_dr，

q轴电压给定量u_qr、d轴电压给定量u_dr与经过角度与速度计算单元(14)计算获得的电机d轴逆时针旋转过α轴的电角度θ经过dq-αβ坐标变换单元(10)变换到αβ坐标系下，得到α轴电压参考值u_αr和β轴电压参考值u_βr；角度与速度计算单元(14)用于检测电机的电流和电压信号，并计算获得电机实际转速和电角度θ；

双逆变器SVPWM单元(11)根据α轴电压参考值u_αr和β轴电压参考值u_βr产生双逆变器的12路开关信号，驱动电机运行；

其特征在于，该抑制方法在上述电机控制系统的基础上，增加零序电流环，该零序电流环包括电流调节器III(15)和abc-dq0坐标变换单元(13-1)，该abc-dq0坐标变换单元(13-1)用于替换上述电机控制系统中的abc-dq坐标变换单元(13)；

abc-dq0坐标变换单元(13-1)除用于实现上述电机控制系统中abc-dq坐标变换单元(13)的变换外，还用于对电流检测单元(12)检测获得的电机输入端三相电流值进行变换，获得电机的实际零序电流i₀，将给定的零序电流i_0r与实际零序电流i₀作比较，差值通过电流调节器III(15)调节，获得期望的电机零序电压参考值u_0r；

双逆变器SVPWM单元(11)根据α轴电压参考值u_αr、β轴电压参考值u_βr和期望的电机零序电压参考值u_0r产生双逆变器的12路开关信号，使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r，驱动电机运行；由此实现使实际零序电流i₀趋近于零的闭环控制。

2.根据权利要求1所述的双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，其特征在于，abc-dq0坐标变换单元(13-1)的变换公式为：

式中i_a为电机输入端A相电流值，i_b为电机输入端B相电流值，i_c为电机输入端C相电流值。

3.根据权利要求2所述的双逆变器供电的开放式绕组永磁同步电机系统零序电流抑制方法，其特征在于，双逆变器SVPWM单元(11)根据α轴电压参考值u_αr、β轴电压参考值u_βr和期望的电机零序电压参考值u_0r产生双逆变器的12路开关信号，使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r的具体实现方法为：

双逆变器为逆变器I(3)和逆变器II(6)，双逆变器输出的电压矢量U通过逆变器I(3)输出的电压矢量U₁减去逆变器II(6)输出的电压矢量U₂得到：

U＝U₁–U₂；

按照矢量合成的三角形法则，得到双逆变器输出电压矢量的空间分布图，双逆变器输出的电压矢量具有18个非零矢量和1个零矢量，零矢量位于空间分布图的原点O，18个非零矢量位于空间分布图中由内向外形成的三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点，其矢量幅值分别为2U_dc/3、和4U_dc/3；

双逆变器SVPWM单元(11)通过分配零电压矢量及其作用时间来实现零序电压的调节：

根据SVPWM调制原理，采用三个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点上的矢量合成所需的参考电压矢量OU；

将双逆变器输出电压矢量的空间分布图分为I～VI六个扇区，使六个扇区对应的中心点X依次分别为A、B、C、D、E和F，

确定参考电压矢量OU所在扇区；

然后，按参考电压矢量OU所在扇区中心点X将参考矢量OU分解为OU＝OX+XU；

再将双逆变器中的一个逆变器箝位在一种开关状态以产生矢量OX，XU由另外一个逆变器在以X为中心的四边形内合成，合成时将参考电压矢量OU所在扇区进一步分为1～6六个子扇区，由AU所在子扇区内相邻的两个矢量来合成；

最后，在子扇区调制时，设产生±U_dc/3零序电压的零电压矢量作用时间为xT₀，则另外一个零电压矢量的作用时间为(1–x)T₀，计算获得加入零矢量分配因子x后一个开关周期内的实际零序电压u₀＝f(x,T₀,T₁,T₂,U_dc)，式中T₀为零矢量的作用时间、T₁为前一个相邻矢量的作用时间、T₂为后一个相邻矢量的作用时间，U_dc为直流母线电压；

使u₀＝u_or，再计算获得x＝f(u_or,T₀,T₁,T₂,U_dc)，利用零矢量分配因子x重新分配零矢量后获得期望的电机零序电压参考值u_0r，由此实现使双逆变器输出端的实际零序电压u₀趋近于期望的电机零序电压参考值u_0r。