CN107148746A

CN107148746A - 电动机驱动装置

Info

Publication number: CN107148746A
Application number: CN201680004030.7A
Authority: CN
Inventors: 三井利贞; 宫崎英树; 行武正刚; 星野胜洋
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2015-02-06
Filing date: 2016-01-15
Publication date: 2017-09-08
Anticipated expiration: 2036-01-15
Also published as: CN107148746B; WO2016125557A1; EP3255783B1; US10498283B2; US20180034406A1; EP3255783A1; JPWO2016125557A1; EP3255783A4; JP6387424B2

Abstract

本发明提供一种能够将0轴电流控制为要求值的电动机驱动装置。定子绕组由三相独立的独立绕组(210、220、230)构成的开放式绕组型电动机(200)的电动机驱动装置(逆变器装置(100))包括对设置于各个绕组(210～230)的、对对应的独立绕组单独地施加电压的多个单相逆变器(160、170、180)，和分别控制单相逆变器(160～180)的控制器(150)。控制部(150)通过交替地反复生成使对各独立绕组(210～230)的施加电压的总和为非零的值而使0轴电流偏移的第一期间、和使对各独立绕组(210～230)的施加电压的总和为零的第二期间，来将0轴电流控制为规定值。

Description

电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及各相的定子绕组是彼此独立的独立绕组的开放式绕组型电动机的电动机驱动装置。

背景技术

以往，已知各相的定子绕组是彼此独立的独立绕组的开放式绕组型电动机。开放式绕组型电动机的驱动装置能够实现输出的大容量化，另一方面，0轴电流的纹波是特有的课题。对于这样的课题，在非专利文献1中提出了称为ZCMM(Zero Common ModeModulation：零共模调制)的方法。

设电源电压为Ed时，对开放式绕组型电动机的各绕组的施加电压为{+Ed,0,-Ed}这3种水平，对电动机的三相绕组的施加电压的模式有27种模式。上述ZCMM这种方法是在将该27种模式转换为αβ0轴电压的空间矢量内，作为用作电动机施加电压的空间矢量，限制为0轴的电动机施加电压为零值的7个空间矢量的方法。

此处，dq0轴坐标下的电动机电特性如下式(1)所示地表达。0轴电感(Lz)是dq轴电流的函数。将dq轴电流设为稳定值时Lz固定，0轴的电特性不受dq轴电流的干涉。式(1)中，Vd、Vq、Vz是d轴、q轴、0轴的电动机施加电压，Id、Iq、Iz是d轴电流、q轴电流、0轴电流，Ld、Lq、Lz是d轴电感、q轴电感、0轴电感，r是绕组电阻，Ea是基波感应电压，Ez是感应电压三相不平衡量，P是微分运算符。Lz是电感的不平衡量，是与Ld、Lq相比非常小的值。

【数学式1】

非专利文献1中记载的ZCMM中，将电动机的感应电压限定为仅有基波的情况。即，Ez总是零，用ZCMM的方法将0轴的电动机施加电压(Vz)保持为零则0轴电流也为零。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：Markus Neubert,Stefan Koschik,and Rik W.De Doncker,“Performance Comparison of Inverter and Drive Configurations with Open-Endand Star-connected Windings”,The 2014 International Power ElectronicsConference.

发明内容

发明要解决的课题

但是，即使用ZCMM进行控制，在电动机的感应电压三相不平衡量Ez不是零的情况下，也发生流过用ZCMM不能控制的显著的0轴电流这样的问题。特别是永磁体式同步电动机中Ez在大多数情况下不是零。电动机正常时，显著的0轴电流会使损失恶化，因此需要控制为接近零的值。另外，在电动机发生轻度故障的状况下，有时进行停止一相的绕组的通电、以剩余的两相绕组运转的所谓两相运转。这样的情况下，为了生成更平滑的转矩需要故意将0轴电流控制为特定的值，但是在流过0轴电流的状况下不能进行该运转。

用于解决课题的技术方案

本发明是定子绕组由三相的独立的绕组构成的开放式绕组型电动机的电动机驱动装置，包括设置于每个所述绕组的、对对应的绕组单独地施加电压的多个单相逆变器；和分别控制设置于每个所述绕组的单相逆变器的控制部，所述控制部通过交替地反复生成使对各绕组的施加电压的总和为非零的值而使0轴电流偏移的第一期间、和使对各绕组的施加电压的总和为零的第二期间，来将0轴电流控制为规定值。

发明效果

根据本发明，在开放式绕组型电动机的电动机驱动装置中，能够将0轴电流控制为要求值。

附图说明

图1是表示本发明的一个实施方式的驱动装置的图。

图2是表示单相逆变器和独立绕组的电结构的图。

图3是表示栅极信号与绕组电压的关系的图。

图4是表示αβ轴上的空间矢量的分布的图。

图5是表示空间矢量与0轴电压的关系的图。

图6是表示0轴的电特性的电路示意图的图。

图7是表示0轴电流稳定波的电特性的图。

图8是表示0轴电流偏移量的电特性的图。

图9是表示一个载波周期中的0轴偏移量的变化的图。

图10是说明0轴电流稳定波的抑制的图。

图11是表示控制器的主要结构的图。

图12是说明d轴电流补偿器模块的处理的图。

图13是说明q轴电流补偿器模块的处理的图。

图14是说明0轴电流偏移目标生成器的动作的图。

图15是说明0轴电流偏移目标生成器的动作的图。

图16是表示0轴电流偏移目标生成器的内部结构的图。

图17是表示0轴电流偏移量的阶跃输入响应的图。

图18是表示电压时间积换算模块的内部结构的图。

图19是表示PWM信号发生器模块的内部结构的图。

图20是表示Carrier Generator(载波发生器)的输出规格的图。

图21是表示比较值与栅极信号的对应关系的图。

图22是表示αβ轴下的电压的代表例的图。

图23是说明将电压矢量展开为空间矢量的方法的图。

图24是表示αβ轴的区间和旋转角、对应空间矢量的图。

图25是说明1个载波周期中的ZCMM用空间矢量的作用期间的图。

图26是说明1个载波周期中的ZCMM用空间矢量和非ZCMM用空间矢量的作用期间的图。

图27是说明1个载波周期中的空间矢量、与各电动机绕组的电压的关系的图。

图28是表示绕组电压与栅极信号的关系的图。

具体实施方式

以下，参考附图说明本发明的实施方式。图1是表示本发明的一个实施方式的电动机驱动装置的图。图1中，交流电动机(以下仅称为电动机)200是各相的定子绕组为彼此独立的独立绕组的开放式绕组型电动机。电动机200被逆变器装置100驱动。

逆变器装置100具有经由P母线端子1与未图示的蓄电池(即直流电源)的正极侧连接的P母线101、和经由N母线端子2与蓄电池的负极侧连接的N母线102。用蓄电池对P母线101与N母线102之间供给直流电压Ed。另外，在逆变器装置100与蓄电池之间相互交换直流电力。另外，也可以在逆变器装置100与蓄电池之间，设置用于与系统的工作状态相应地切换ON/OFF(通/断)的未图示的继电器。

逆变器装置100具有用于与电动机200连接的AC端子3、4、5、6、7和8。通过AC端子3～8，在逆变器装置100与电动机200之间相互传递直流电力。电动机200具备机械输出轴300，通过在该机械输出轴300上连接未图示的负载，在电动机200与负载之间相互传递机械输出。

在逆变器装置100的P母线101与N母线102之间，连接有用于使母线电流Id平滑化的平滑电容器110。在平滑电容器110的下游侧，3个单相逆变器160、170和180连接在P母线101与N母线102之间。在P母线101和N母线102上，从平滑电容器110直到分支至单相逆变器160的部分，对于单相逆变器160、170和180共用地使用。在各单相逆变器160～180与P母线101和N母线102之间，分别传递逆变器电流Idu、Idv、Idw。其中，逆变器电流Idu、Idv、Idw的极性，如图1所示，将从P母线101向N母线102的方向设为正极性，将与此相反的方向设为负极性。

在电动机200的定子中，设置有三相的独立绕组210、220、230。U相的独立绕组210经由AC端子3、4与单相逆变器160连接。V相的独立绕组220经由AC端子5、6与单相逆变器170连接。W相的独立绕组230经由AC端子7、8与单相逆变器180连接。其中，独立绕组210、220和230是相互没有电连接、相互不流入流出电流的绕组。即，在电动机200内经由各独立绕组的电流，不经过其他独立绕组，向电动机200的外部流出。

在单相逆变器160与AC端子4之间设置有电流传感器141。在单相逆变器170与AC端子6之间设置有电流传感器142。在单相逆变器180与AC端子8之间设置有电流传感器143。电流传感器141、142、143分别测定电动机200的各独立绕组210、220、230中流动的绕组电流Iu、Iv、Iw，将其电流测定值Iu^、Iv^、Iw^分别输出至控制器150。

控制器150基于从未图示的上级的控制装置输入的电动机200的运转指令τ*，和来自电流传感器141、142、143的电流测定值Iu^、Iv^、Iw^，和从未图示的电路输入的电动机相位θ以及电动机转速ω，生成栅极信号Gu、Gv、Gw。栅极信号Gu、Gv、Gw被分别输出至对应的单相逆变器160、170、180。另外，控制器150中，在生成与运转指令相应的栅极信号Gu、Gv、Gw时，进行后述用于控制0轴电流的处理。

(单相逆变器的动作)

图2是表示单相逆变器160和独立绕组210的电结构的图。另外，关于单相逆变器170与独立绕组220的关系、以及单相逆变器180与独立绕组230的关系，也是与单相逆变器160和独立绕组210的情况同样的电结构。从而，以下，用图2中示出的单相逆变器160和独立绕组210的电结构作为代表例，说明单相逆变器160、170、180的动作。

单相逆变器160具有开关元件Q1、Q2、Q3、Q4，和与各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4分别连接的续流二极管121、122、123、124。由它们构成图2所示的电桥电路。该电桥电路连接在独立绕组210的两个端子之间，与各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态相应地，对独立绕组210施加电压Vu。其中，电压Vu的极性是图示的方向。

从控制器150输出的栅极信号Gu，被单相逆变器160内的信号分离器126分解为与各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4对应的栅极信号G1u、G2u、G3u、G4u。各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态由栅极信号G1u、G2u、G3u、G4u分别决定。

图3所示的一览表示出了图2中示出的电桥电路中的开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态、与对独立绕组210的施加电压Vu的关系。图3中，将各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4可能取得的状态的组合表现为开关模式(SW模式)M0、M1、M2、M3、M4。另外，关于各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的ON/OFF(通/断)状态，用“0”表示OFF(断)状态，用“1”表示ON(通)状态。选择了开关模式M1或M2的期间是所谓非续流期间。另一方面，选择了开关模式M3或M4的期间是续流期间。对于开关模式M3和M4，选择其中某一方。

图2中示出的假想接地电位125，是以P母线101的电位为+Ed/2、N母线102的电位为-Ed/2的方式假想地规定的基准电位。以该假想接地电位125为基准，将独立绕组210的图示左侧、即开关元件Q1与开关元件Q2之间的电位设为电压Vul。同样，将独立绕组210的图示右侧、即开关元件Q3与开关元件Q4之间的电位设为电压Vur。在这些电压与独立绕组210的施加电压Vu之间，下式(2)的关系成立。

Vu＝Vul-Vur …(2)

设电源电压为Ed的情况下，在PWM控制中，如图3所示，为了使独立绕组210的电压Vu成为+Ed而使用开关模式M1。另外，为了使电压Vu成为零而使用开关模式M3或开关模式M4。进而，为了使电压Vu成为-Ed而使用开关模式M2。

这样，对开放式绕组型的电动机200的各独立绕组210、220、230的施加电压为{+Ed,0,-Ed}这3种水平，对电动机200的三相绕组的施加电压的模式有27种模式。图4是用下式(3)将该27种模式转换为αβ0轴电压，在αβ平面上用圆圈符号表现为空间矢量的图。此处，设对U相绕组的施加电压为Vu，同样设对V相绕组和W相绕组的施加电压为Vv、Vw。

【数学式2】

其中，图4中，表示空间矢量的圆圈符号多个相接的情况下，各个空间矢量的αβ平面上的坐标相等。例如，空间矢量P12和MM2的αβ坐标彼此相等。另外，空间矢量Z0、PPP0、MMM0的αβ坐标彼此相等，这些圆圈符号位于αβ坐标的原点。

表示各空间矢量的符号的开头的符号，例如PPP0的字母符号PPP表示该空间矢量的0轴方向的电压的大小。各空间矢量的0轴电压Vz如图5所示。图4、5中，符号P表示0轴电压为正电压，带有PPP的空间矢量的0轴电压是带有PP的空间矢量(例如PP1)的0轴电压是带有P的空间矢量(例如P11)的0轴电压是另一方面，符号M表示0轴电压为负电压，带有MMM的空间矢量的0轴电压是带有MM的空间矢量(例如MM1)的0轴电压是带有M的空间矢量(例如M11)的0轴电压是另外，符号Z表示0轴电压为零，7个空间矢量Z0～Z6的0轴电压(Vz)全部为0。

此处，0轴电流(Iz)定义为与AC电流的总和值成正比的量。本发明中需要使说明统一，所以用下式(4)定义0轴电流(Iz)。式(4)中的比例常数1/√3是为了使说明统一而采用的，也可以使用‘1’等其他正的常数。非专利文献1中记载的控制方法中，提出了将用于电动机施加电压的空间矢量限制为这7个的方法，将该方法称为ZCMM(Zero Common ModeModulation)。

【数学式3】

图6示出了0轴的电特性的电路示意图。图6中记载的电路能够用图7中记载的电路与图8中记载的电路叠加表达。设图6的电路的电流为Iz，图7的电路的电流为Iz_stable，图8的电路的电流为Iz_offset时，下式(5)成立。

【数学式4】

Iz＝Iz_stable+Iz_offset …(5)

Iz_stable是电动机固有的波形，由Id、Iq和电动机相位决定。Iz_stable表示0轴电流稳定波。另一方面，Iz_offset表示能够通过控制管理的0轴电流偏移量。通过适当地规定图7中的0轴电压Vz，使Iz_offset成为Iz_stable的大致相反极性，即如下式(6)所示的Iz_offset*所示地设定，能够将0轴电流Iz控制成为接近零的值。另外，明示了0轴电流Iz的目标值Iz*，想要将0轴电流Iz控制为任意的值的情况下，能够根据同样的原理使Iz_offset成为下式(7)所示的Iz_offset*而将0轴电流Iz控制为任意值。

【数学式5】

Iz_offset*≈-Iz_stable …(6)

Iz_offset*≈Iz*-Iz_stable …(7)

接着对于0轴电压Vz的规定方法进行说明。想要对0轴电压Vz赋予正电压时，在规定时间内使用图5所示的空间矢量内的、以下记载的空间矢量。(对0轴电压Vz赋予正电压的空间矢量)

P11，P12，P13，P21，P22，P23

PP1，PP2，PP3

PPP0

另外，想要对Vz赋予负电压时，在规定时间内使用以下记载的空间矢量。

(对0轴电压Vz赋予负电压的空间矢量)

M11，M12，M13，M21，M22，M23

MM1，MM2，MM3

MMM0

(使用非ZCMM用空间矢量时的规定时间的说明)

接着，对于使用非ZCMM用空间矢量时的规定时间进行说明。下式(8)是表示在时刻t0施加电压阶跃时的、Iz_offset的时间响应的式子。该情况下，无论对Vz赋予正电压、还是赋予负电压，在方式上都是电压脉冲。从而，能够用式(8)决定使用哪一个空间矢量时在多少秒后Iz_offset成为与要求值一致。从时刻t0到Iz_offset成为与要求值一致的时刻t1的时间是脉冲宽度，即非ZCMM用空间矢量的规定时间。Iz_offset成为与要求值Iz_offset*一致之后，如果切换为ZCMM用空间矢量、即0轴电压Vz为零的空间矢量，则Iz_offset按照下式(9)自然衰减。

【数学式6】

其中，τ_z＝r·L_z(t≥t0)

其中，τ_z＝r·L_z(t≥t1)

图9是表示如上所述地进行了控制的情况下的Iz_offset的时间变化的图。为了简单而将t0和Iz_offset(to)设为零时，根据式(8)决定的Iz_offset的大致波形在时刻0为零，在时刻τ达到终值Vz/r(A)。设想为EV/HEV用的电动机列举一例，通常，d轴q轴的时间常数是数10ms，与此相对，因为0轴电感与d轴q轴相比非常小，所以0轴电流的时间常数τz是1ms程度，绕组电阻是mΩ量级。作为EV/HEV用电动机的驱动装置假设Vz＝400V时，0轴电流以每1ms400,000(A)的斜率上升。设Iz_offset的要求值Iz_offset*为100A量级时，上升下降所需的时间为数μs量级。

Iz_offset达到要求值Iz_offset*之后，切换为ZCMM用空间矢量，使Iz_offset自然衰减。此时，自然衰减的时间常数是1ms量级。将载波周期设为EV/HEV用电动机的驱动装置的载波周期中常用的100μs时，保持Iz_offset的要求值Iz_offset*的约90％(＝exp(-100μs/1ms)直到下一个载波周期开始。因此，宏观地考虑Iz_offset的波形时，可以视为在1个载波周期中在非常短的时间中达到要求值Iz_offset*、之后维持该水平的阶梯状。

上述非ZCMM用空间矢量内，空间矢量PPP0和MMM0的α轴方向和β轴方向的大小为零，剩余的空间矢量的α轴方向和β轴方向中至少一方的大小不为零。如上所述，因为使用非ZCMM用空间矢量的时间是数μs程度，所以不会对d轴电流Id和q轴电流Iq的控制造成大的影响，因此能够使用空间矢量PPP0和MMM0以外的非ZCMM用空间矢量。但是，在能够完全排除对α轴方向和β轴方向的影响这一点上，更优选优先使用空间矢量PPP0、MMM0。

图10是说明将0轴电流Iz控制为零的情况下的Iz_offset的图。如图9所示，Iz_offset达到要求值Iz_offset*需要数μs，之后Iz_offset自然衰减，但图10中省略了这些的详情，用连续的阶梯状波形表示Iz_offset。其中，Iz的要求值不是零的情况，能够简单地视为要求值偏移的状态，与以下说明同样的说明成立。

图10中示出了在时刻k＝0以后实施本发明提出的控制的情况。时刻k的数值增加1的期间是1个载波周期Ts。粗线示出了0轴电流Iz，点划线示出了Iz_stable，虚线示出了Iz_offset。IzS[0]、IzS[1]、IzS[2]分别表示成为时刻k＝0、k＝1、k＝2的瞬间的Iz_stable的值。预先求出IzS的波形，以表或函数等方式存储波形的状态。IzO[0]、IzO[1]分别表示成为时刻k＝0、k＝1的瞬间的Iz_offset的值。Iz[0]、Iz[1]分别表示成为时刻k＝0、k＝1的瞬间的Iz的值。

将成为时刻k＝0时的Iz_offset设定为IzO[0]＝-(IzS[0]+IzS[1])/2。因为0轴电流Iz是Iz_stable与Iz_offset的和，所以时刻k＝0时的0轴电流Iz是Iz[0]＝IzS[0]+IzO[0]＝-(IzS[1]-IzS[0])/2。进而，因为成为时刻k＝1时Iz_stable从IzS[0]变化为IzS[1]，所以Iz[1]＝Iz[0]+(IzS[1]-IzS[0])＝+(IzS[1]-IzS[0])/2。时刻k＝0和时刻k＝1的中间时刻的0轴电流Iz的值，因为时间经过非常短，所以是Iz[0]与Iz[1]的大致中间。即，中间时刻的0轴电流Iz大致为零，相对于X轴按比例分配0轴电流Iz的变化量(即Iz_stable的变化量)。因此，能够使该载波周期中的0轴电流Iz的平均值大致为零。

在时刻k＝1，设定为IzO[1]＝-(IzS[1]+IzS[2])/2。时刻k＝1的0轴电流Iz是Iz[1]＝IzS[1]+IzO[1]＝-(IzS[2]-IzS[1])/2。进而，成为时刻k＝2时，Iz_stable从IzS[1]变化为IzS[2]，所以Iz[2]＝Iz[1]+(IzS[2]-IzS[1])＝+(IzS[2]-IzS[1])/2。即，相对于X轴按比例分配该载波周期期间中的Iz_stable的变化量，能够使该载波周期中的0轴电流Iz的平均值大致为零。

时刻k＝1以后也同样地设定Iz_offset。即，以IzO[k]＝-(IzS[k]+IzS[k+1])/2的方式设定。结果，相对于X轴按比例分配各个载波周期中的Iz_stable的变化量，将0轴电流Iz控制为零。其中，Iz_stable不是单纯的正弦波的情况下，优选使用载波周期期间中的最大值IzS[max]和最小值IzS[min]，以Iz_offset＝-(IzS[max]+IzS[min])/2的方式设定。

另外，为了降低逆变器的开关损失，优选尽可能减少开关数量。图10所示的例子中，在时刻k＝2和3以及时刻k＝11和12时，0轴电流Iz充分接近零。另外，各个载波周期中的Iz_stable的变化量也非常小。从而，即使在该区间中省略使用上述非ZCMM用空间矢量的期间，0轴电流Iz也不会大幅偏离零。即，使用非ZCMM用空间矢量的期间无需在全部载波周期中实行，优选以评价逆变器损失和0轴电流Iz引起的损失而变得更加有利的方式，适当抽取非ZCMM用空间矢量。

本实施方式中将上述一系列方法称为分层控制(slicing control)。另外，也可以将1个载波周期分割为几个部分，使用多个2个期间(使用ZCMM用空间矢量的期间、和使用非ZCMM用空间矢量的期间)的组合。另外，在Iz_offset充分接近要求值的情况下，也可以省略非ZCMM用空间矢量的期间。

(控制器内的主要部分)

以上说明中说明了本实施方式中的分层控制的要点，以下，关于进行分层控制的控制器150的结构，说明能够在控制d轴电流Id和q轴电流Iq的同时并行地控制0轴电流Iz。图11是表示控制器150的主要结构的图。对UVW/dq转换模块401输入U相、V相、W相的电流测定值Iu^、Iv^、Iw^和电动机相位θ。UVW/dq转换模块401基于下式(10)，将电流测定值Iu^、Iv^、Iw^转换为dq轴电流，输出d轴电流检测值Id^、q轴电流检测值Iq^和0轴电流计测值Iz^。

【数学式7】

d轴电流补偿器模块402接收由未图示的模块生成的d轴电流指令Id*、从UVW/dq转换模块401输出的d轴电流检测值Id^和q轴电流检测值Iq^、以及经由未图示的电路得到的电动机转速ω，输出d轴电压指令Vd。q轴电流补偿器模块403接收由未图示的模块生成的q轴电流指令Iq*、从UVW/dq转换模块401输出的d轴电流检测值Id^和q轴电流检测值Iq^、以及电动机转速ω，输出d轴电压指令Vd。d轴电流补偿器模块402和q轴电流补偿器模块403的处理的详情在后文中叙述。

dq/αβ转换模块404接收来自d轴电流补偿器模块402的d轴电流指令Vd、来自q轴电流补偿器模块403的q轴电流指令Vq、和经由未图示的电路得到的电动机相位θ，基于下式(11)进行dq/αβ转换处理，输出α轴电压指令Vα和β轴电压指令Vβ。

【数学式8】

其中，UVW/dq转换模块401、d轴电流补偿器模块402、q轴电流补偿器模块403、dq/αβ转换模块404是程序，在微机内按规定周期执行。本实施方式中，按照程序的执行周期与载波周期Ts相同进行说明。

0轴电流偏移目标生成器模块411接收电动机相位θ、电动机转速ω、d轴电流检测值Id^和q轴电流检测值Iq^，并且从未图示的模块接收0轴电流目标值Iz*，输出0轴电流偏移目标值IzO*。0轴电流偏移目标值IzO*的生成处理的详情在后文中叙述。

电压时间积换算模块412基于来自0轴电流偏移目标生成器模块411的0轴电流偏移目标值IzO*、和来自UVW/dq转换模块401的0轴电流检测值Iz^，输出非ZCMM用空间矢量的作用时间(作用期间的时间宽度)ztime。其中，电压时间积换算模块412中的作用时间ztime的计算处理的详情在后文中叙述。SV展开器模块413基于来自dq/αβ转换模块404的α轴电压指令Vα和β轴电压指令Vβ、和来自电压时间积换算模块412的作用时间ztime，输出U相计数信息VALu、V相计数信息VALv和W相计数信息VALw。

其中，0轴电流偏移目标生成器模块411、电压时间积换算模块412、SV展开器模块413是程序，在微机内按规定周期执行。本实施方式中，按照程序的执行周期与载波周期Ts相同进行说明。

U相PWM信号生成器模块421基于来自SV展开器模块413的U相计数信息VALu输出栅极信号Gu。V相PWM信号生成器模块422基于来自SV展开器模块413的V相计数信息VALv输出栅极信号Gv。W相PWM信号生成器模块423基于来自SV展开器模块413的W相计数信息VALw输出栅极信号Gw。U相PWM信号生成器模块421、V相PWM信号生成器模块422和W相PWM信号生成器模块423以硬件的方式构成。

以下，对图11中示出的各模块的详情进行说明。

(电流补偿器模块402、403的说明)

首先，对d轴电流补偿器模块402和q轴电流补偿器模块403的处理的详情进行说明。图12是说明d轴电流补偿器模块402的处理的图。对于d轴PI补偿器模块502，从d轴偏差用加减器501输入d轴电流指令Id*减去d轴电流检测值Id^得到的信号。d轴PI补偿器模块502对d轴电流指令Id*减去d轴电流检测值Id^得到的信号进行PI补偿并输出d轴PI补偿值。d轴PI补偿器模块502，在d轴电流指令Id*与d轴电流检测值Id^之间存在差异时，为了填补该差异而生成d轴PI补偿值。因此，d轴检测值Id^随时间经过而接近d轴电流指令Id*。

d轴速度电动势补偿器模块503与d轴PI补偿器模块502的处理并行地基于q轴电流检测值Iq^和电动机转速ω计算出d轴速度电动势补偿值。d轴速度电动势补偿器模块503为了抵消q轴电流引起的干涉电压而生成d轴速度电动势电压值，所以d轴电流的响应得到改善。然后，用d轴电压用加减器504将d轴PI补偿值和d轴速度电动势补偿值相加，得到d轴电压指令Vd。此处，为了求出d轴速度电动势补偿值使用了q轴电流检测值Iq^，但也可以使用q轴电流目标值Iq*。

图13是说明q轴电流补偿器模块403的处理的图。对于q轴PI补偿器模块506，从q轴偏差用加减器505输入q轴电流指令Iq*减去q轴电流检测值Iq^得到的信号。q轴PI补偿器模块506对q轴电流指令Iq*减去q轴电流检测值Iq^得到的信号进行PI补偿并输出q轴PI补偿值。q轴PI补偿器模块506，在q轴电流指令Iq*与q轴电流检测值Iq^之间存在差异时，为了填补该差异而生成q轴PI补偿值。因此，q轴检测值Iq^随时间经过而接近q轴电流指令Id*。

q轴速度电动势补偿器模块507与q轴PI补偿器模块506的处理并行地基于d轴电流检测值Id^和电动机转速ω计算出q轴速度电动势补偿值。q轴速度电动势补偿器模块507为了抵消d轴电流引起的干涉电压并且抵消基波感应电压而生成q轴速度电动势电压值，所以q轴电流的响应得到改善。然后，用q轴电压用加减器508将q轴PI补偿值和q轴速度电动势相加，得到q轴电压指令Vq。此处，为了求出q轴速度电动势补偿值使用了d轴电流检测值Id^，但也可以使用d轴电流目标值Id*。

(0轴电流偏移目标生成器模块411的说明)

图14～16是说明0轴电流偏移目标生成器模块411中的目标值生成处理的图。图14是表示设横轴为电动机相位θ时的、0轴电流稳定波Iz_stable的波形的图。0轴电流稳定波Iz_stable的波形是电动机固有的波形，在决定了d轴电流和q轴电流时唯一地决定。已知电动机相位θ和电动机转速ω时，能够得知载波周期Ts中电动机相位与当前的电动机相位θ相比超前至何处，载波周期Ts中的电动机相位的范围用[θ～θ+ω·Ts]决定。图14中，纵向的2条虚线表示该范围。

0轴电流偏移目标生成器模块411检索该电动机相位范围[θ～θ+ω·Ts]中的0轴电流稳定波Iz_stable的最大值Iz_max和最小值Iz_min，得到其中值Iz_equid。然后，将0轴电流目标值Iz*与中值Iz_equid的差作为0轴电流偏移目标值IzO*。通过后述的流程使Iz_offset与0轴电流偏移目标值IzO*一致，由此如图15所示，相对于0轴电流目标值Iz*，0轴电流的变化量(0轴电流稳定波Iz_stable的变化量)在目标值的上下按比例各分配1/2。

图16对以上的目标值生成处理的流程进行了总结。将0轴电流稳定波Iz_stable的模式，作为0轴电流稳定波表集511制表保存。0轴电流稳定波Iz_stable如上所述由d轴电流和q轴电流决定，所以为了得到必要的精度而对每种dq轴电流准备多个表。0轴电流偏移目标生成器模块411的最初的处理，是选择与dq轴电流检测值Id^、Iq^对应的表。从选择的表中检索最大值Iz_max和最小值Iz_min，将它们输入至0轴电流稳定波中值计算模块512。0轴电流稳定波中值计算模块512根据最大值Iz_max和最小值Iz_min计算中值Iz_equid。然后，用0轴电流偏移目标计算差分器513计算出0轴电流目标值Iz*与中值Iz_equid的差值从而得到0轴电流偏移目标值IzO*。其中，此处以表的形式保存0轴电流稳定波Iz_stable的数据，但也可以将其函数化保存。

(电压时间积换算模块412的说明)

接着，对于电压时间积换算模块412中的处理进行详细说明。在电压时间积换算模块412中，为了使0轴电流偏移量(Iz_offset)与0轴电流偏移目标值IzO*一致，计算需要多少非ZCMM用空间矢量的作用时间。该情况下，可以在式(8)中，用“IzO*”置换“Iz_offset”，用“Iz^”置换“Iz_offset(t0)”，用ztime置换“t-t0”，将解该式得到的ztime作为作用时间。此时，作用时间ztime如式(12)一般表达。

【数学式9】

但是，用程序实现“函数log”等是繁琐的，所以也可以如下所述地决定作用时间ztime。图17的点划线所示的曲线L1表示在式(8)中，用“Iz^”置换“Iz_offset(t0)”，设t0＝0的情况下的响应波形。t＝0时为Iz^，t>>τz时大致成为Vz/r。此处，将响应波形L1近似为用直线L21和L22表示的响应波形L2。0≤t≤τz时的直线L21是连接坐标(0,Iz^)和坐标(τz,Vz/r)的线段，其斜率是(Vz/r-Iz^)/τz。另外，τz≤t时的直线L22表现为通过坐标(0,Vz/r)与横轴平行的直线。

此处，因为Vz/r>>Iz^，所以能够将直线L21的斜率近似为Vz/(r·τz)。该情况下，(IzO*-Iz^)/ztime＝Vz/(r·τz)成立。因此，如果得知IzO*与Iz^的差，则能够根据该式决定ztime。另外，如上所述，0轴电流的时间常数τz为1ms程度，为了使Iz_offset与0轴电流偏移目标值IzO*一致的作用时间ztime是数μs的量级，所以波形L1与波形L2的偏差非常小。

图18对上述换算处理进行了总结，是表示电压时间积换算模块412的内部结构的图。非ZCMM作用时间计算模块515中所示的波形L3，与图17中示出的波形L2对应。但是，将纵轴与横轴交换，另外，将纵轴置换为ztime，将横轴置换为dIzO(＝IzO*-Iz^)。因此，-Vz/r≤dIzO≤+Vz/r时的直线，如ztime＝dIzO·τz/(Vz/r)这样表达。

在0轴电流移动量计算用差分器514中，对0轴电流偏移目标IzO*减去0轴电流检测值Iz^求出差dIzO。然后，在非ZCMM作用时间计算模块515中换算为作用时间ztime。作用时间ztime为正值时，表示使用上述对0轴电压Vz赋予正电压的非ZCMM用空间矢量的列表内的空间矢量。相反，作用时间ztime为负值时，表示使用对0轴电压Vz赋予负电压的非ZCMM用空间矢量的列表内的空间矢量。

本实施方式中，使用非ZCMM用空间矢量时，设想PPP0作为赋予正的0轴电压Vz的空间矢量，另外，设想MMM0作为赋予负的0轴电压Vz的空间矢量。但是，并不排除使用上述2个列表中汇总的其他空间矢量。使用其他空间矢量时只要注意0轴电压Vz的大小会改变即可。

(U相PWM信号生成器模块421的说明)

接着，用图19说明U相PWM信号生成器模块421。V相PWM信号生成器模块422和W相PWM信号生成器模块423也是相同的结构，只有信号的名称不同。另外，图19中示出的Carrier Generator(载波发生器)451需要在U相PWM信号生成器模块421和V相PWM信号生成器模块422和W相PWM信号生成器模块423中同步。U相PWM信号生成器模块421用未图示的信号分离器将从SV展开器模块413得到的U相计数信息VALu信号展开，得到以下比较值。

VAL2Lu，VAL3Lu，VAL4Lu，VAL5Lu，

VAL2Ru，VAL3Ru，VAL4Ru，VAL5Ru，

如图19所示，比较器452从Carrier Generator(载波发生器)451接收载波信号CARI，与比较值VAL2Lu进行比较，在(VAL2Lu-CARI)≥0的情况下输出1，另外在(VAL2Lu-CARI)<0的情况下输出0。关于比较器453～459，仅有输入的比较值不同，动作是相同的。逻辑元件460、461、462和逻辑元件470、471、472对于2个输入，输出逻辑异或值。逻辑元件463、473输出输入的逻辑非值。

通过以上结构，得到栅极信号G1u、G2u、G3u、G4u。实际上，存在用于在生成G1u、G2u之前设置非交叠时间的Dead Time(死区时间)附加电路，但图19中并未图示。同样，实际上存在用于在生成G3u、G4u之前设置非交叠时间的Dead Time附加电路，但图19中并未图示。另外，用未图示的电路将栅极信号G1u、G2u、G3u、G4u汇总，得到信号Gu。

图20中示出了Carrier Generator(载波发生器)451输出的载波信号CARI的信号规格。载波信号CARI是以载波周期Ts、在0～100％之间变化的三角波信号。

基于图19、20的电路结构，对于各比较值和电路的输出进行说明。关于电路，图19中示出的2个虚线模块480、481是基本单位。虚线模块480和虚线模块481仅有输入输出的信号名称不同，对于输入的比较值的响应输出是相同的，因此以下对于虚线模块480进行说明。进而，基本而言G1u信号的逻辑非值是G2u信号，所以将说明限定于与输入即各比较值对应的G1u信号。

图21的上侧的曲线图示出了与图20所示的载波信号CARI对应的比较值。图21的下侧的曲线图表示与比较值VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu对应的信号G1u的输出。各比较值VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu与载波信号CARI一致的时刻与下侧的曲线图的信号变化时刻一致。本实施方式中，特征在于如图21所示，在1个载波周期Ts之间，能够设置2个ON(通)期间这一点。

具体说明图21。在0<t≤t1时，VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu全部在CARI以上，所以比较器452～455的输出全部为1。所以，从逻辑元件460、461都输出0，从逻辑元件462输出0。因此，信号G1u成为0。在t1<t≤t2时，VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu在CARI以上，并且，VAL2Lu<CARI，所以比较器452的输出为0，比较器453～455的输出全部为1。所以，从逻辑元件460输出1，从逻辑元件461输出0，从逻辑元件462输出1。因此，信号G1u成为1。

在t2<t≤t3时，VAL3Lu、VAL5Lu在CARI以上，并且VAL2Lu、VAL4Lu不足CARI，所以比较器452、454的输出为0，比较器453、455的输出为1。因此，从逻辑元件460、461都输出1，从逻辑元件462输出0。因此，信号G1u成为0。在t3<t≤t4时，VAL3Lu≥CARI，并且VAL2Lu、VAL4Lu、VAL5Lu不足CARI，所以比较器452、454、455的输出为0，比较器453的输出为1。因此，从逻辑元件460输出1，从逻辑元件461输出0，从逻辑元件462输出1。在t4<t≤t5时，VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu全部不足CARI，所以比较器452～455的输出全部为0。所以，从逻辑元件460、461都输出0，从逻辑元件462输出0。因此，信号G1u成为0。

(SV展开器模块413的说明)

接着，对于SV展开器模块413进行说明。

(第一步骤)

首先，对于将α轴电压指令Vα和β轴电压指令Vβ展开至最近的ZCMM用空间矢量的第一步骤进行说明。以如图22所示地决定了区间1～6的情况下，αβ轴电压指令Vα、Vβ位于区间2的情况为例进行说明。该情况下，最近的空间矢量是Z2、Z3、Z0这3个。区间1～6分别旋转对称。因此，无论αβ轴电压指令Vα、Vβ位于区间1～6中的哪一个区间，都能够通过用旋转处理与区间1重合，而使处理能够共用。该情况下，仅有对应的空间矢量的编号改变，所以如图23所示，能够通过将空间矢量置换为Z0、Zs、Zd而一般化。

图24在表中总结了图23的空间矢量Zs、Zd与每个区间的空间矢量的对应关系。另外，也同时记载了用于使各区间与一般化区间重合的旋转角度θp。能够使用该旋转角度θp，用下式(13)转换为各区间的αβ轴电压指令Vα、Vβ。设移动至一般区间后的αβ轴电压指令为Va、Vb。

【数学式10】

此处，展开至空间矢量意即求出图23所示的LenA和LenB，求出与图示的Len的比。通过几何计算用式(14)、(15)确定各个比。另外，如式(16)所示，1减去比LenA/Len和LenB/Len的余数是空间矢量Z0的时间比例。此处，将式(14)～(16)的值分别定义为Br[1]、Br[2]、Br[3]时，Va、Vb的空间矢量展开式是式(17)。使用图24所示的表替换式(17)中的空间矢量Zs、Zd时，得到αβ轴电压指令Vα、Vβ的空间矢量展开式。另外，对Br[1]、Br[2]、Br[3]乘以载波周期Ts时得到使各个空间矢量作用的时间B[1]、B[2]、B[3]。将其汇总为式(18)。

【数学式11】

B[1]＝Ts·Br[1]，[2]＝Ts·Br[2]，[3]＝Ts·Br[3] …(18)

图25示出了1个载波周期中的空间矢量的作用时间的示意图。图25中，在1个载波周期中按Zs、Zd、Z0的顺序记载了空间矢量，但顺序具有自由度，可以是任意的顺序。

(第二步骤)

接着，作为第二步骤，在图25所示的空间矢量的序列中插入非ZCMM用空间矢量。图26是加入了空间矢量MMM0作为非ZCMM用空间矢量时的例子。使用空间矢量PPP0的情况下，正电压作用于0轴电压Vz。另外，使用空间矢量MMM0的情况下，负电压作用于0轴电压Vz。使用空间矢量PPP0还是使用空间矢量MMM0，能够用非ZCMM用空间矢量的作用时间ztime的符号判别。图25示出的例子中，因为在载波周期开始时插入了这些空间矢量PPP0、MMM0，所以非ZCMM用空间矢量的作用时间结束时0轴电流自然衰减，能够实现要求的0轴电流波形。

此处，因为添加了非ZCMM用空间矢量的作用时间ztime，所以需要调整空间矢量Zs、Zd、Z0的作用时间。因为非ZCMM用空间矢量的作用时间ztime原本是微小的时间，所以无论削减空间矢量Zs、Zd、Z0中哪一个的作用时间都没有大的影响。但是，更优选调整空间矢量Z0的作用时间，是合理的。这是因为空间矢量PPP0、MMM0不具有αβ轴方向的电压成分，空间矢量Z0也不具有αβ轴方向的电压成分。因此，完全不会对d轴电流Id和q轴电流Iq的控制产生因插入空间矢量PPP0、MMM0而造成的时间调整的影响。

(第三步骤)

接着，作为第三步骤，对于电动机绕组的施加电压的决定方法，以图22中示出的αβ轴电压Vα、Vβ的状态为例进行说明。以上使用了一般区间中的空间矢量符号Zs、Zd，但此处，因为需要说明具体例，所以使用图22中示出的空间矢量进行说明。即，关于图22的状态，基于图24所示的表，用Z2代替Zs，用Zd3代替Zd。αβ轴电压Vα、Vβ的空间矢量展开式是式(19)。

【数学式12】

图27以与图25、26同样的记载形式，记载了式(19)的情况下的1个载波周期内的空间矢量的顺序和作用时间。图27中，一同记载了对电动机绕组的施加电压Vu、Vv、Vw。进而，也记载了0轴电压Vz的电压。如图27所示，ztime的期间使用MMM0作为空间矢量。MMM0是对电动机绕组施加下式(20)所示的电压的空间矢量。即，施加电压Vu、Vv、Vw的总和不是零。空间矢量MMM0的0轴电压Vz如图5所示，是(-3/√3)·Ed。

(Vu,Vv,Vw)＝(-Ed,-Ed,-Ed) …(20)

图27的ztime期间之后的B[1]的期间，使用Z2作为空间矢量。空间矢量Z2是对电动机绕组施加式(21)所示的电压的空间矢量。即，施加电压Vu、Vv、Vw的总和为零。空间矢量Z2的0轴电压Vz为零。

(Vu,Vv,Vw)＝(+Ed,0,-Ed) …(21)

B[1]期间之后的B[2]期间，使用Z3作为空间矢量。空间矢量Z3是对电动机绕组施加式(22)所示的电压的空间矢量。即，施加电压Vu、Vv、Vw的总和为零。空间矢量Z3的0轴电压Vz为零。

(Vu,Vv,Vw)＝(0,+Ed,-Ed) …(22)

B[2]期间之后的(B[3]-ztime)的期间使用Z0作为空间矢量。空间矢量Z0是对电动机绕组施加式(23)所示的电压的空间矢量。该情况下施加电压Vu、Vv、Vw的总和也是零，空间矢量Z0的0轴电压Vz为零。

(Vu,Vv,Vw)＝(0,0,0) …(23)

所以，电动机的U相绕组电压Vu的时间变化是从1个载波周期Ts开始到ztime为-Ed，从ztime到(ztime+B[1])为+Ed，从(ztime+B[1])到1个载波周期Ts结束为0。另外，电动机的V相绕组电压Vv的时间变化是从1个载波周期Ts开始到ztime为-Ed，从ztime到(ztime+B[1])为0，从(ztime+B[1])到(ztime+B[1]+B[2])为+Ed，从(ztime+B[1]+B[2])到1个载波周期Ts结束为0。另外，电动机的W相绕组电压Vw的时间变化是从1个载波周期Ts开始到(ztime+B[1]+B[2])为-Ed，从(ztime+B[1]+B[2])到1个载波周期Ts结束为0。此处，确认0轴电压Vz的波形时，可知如要求的一般，仅在从1个载波周期Ts开始到ztime的期间中为负值，经过作用时间ztime之后，直到1个载波周期Ts结束都是0。

(第四步骤)

接着，在第四步骤中，为了成为符合第三步骤中决定的电动机绕组的电压的施加状态，决定用于生成PWM栅极信号的比较值。在图27示出的Vu、Vv、Vw中，以Vu为例说明。在图28的上端示出了图27的Vu的波形。此处，考虑用于生成Vu的电压波形的栅极信号。在图28的中端和下端，示出了栅极信号G1u和G3u的波形。另外，因为栅极信号G2u和G4u分别是栅极信号G1u和G3u的逻辑非值，所以省略说明。

从载波周期Ts开始直到作用时间ztime结束，要求-Ed作为U相电压Vu。根据图3的表，施加电压为-Ed的组合是{Q1,Q2,Q3,Q4}＝{0,1,1,0}。从而，必须使该期间中的栅极信号G1u为0，使栅极信号G3u为1。

接着，从ztime期间结束直到(ztime+B[1])的期间，要求+Ed作为U相电压Vu。根据图3的表，{Q1,Q2,Q3,Q4}＝{1,0,0,1}，所以必须使该期间中的栅极信号G1u为1，使栅极信号G3u为0。

接着，从(ztime+B[1])期间结束直到载波周期Ts结束的期间，要求0作为U相电压Vu。根据图3的表，该情况下可选择的组合为以下2种。

{Q1,Q2,Q3,Q4}＝{1,0,1,0}

{Q1,Q2,Q3,Q4}＝{0,1,0,0}

选择这2种中的哪一方都可以。图28中，在上述2种内，选择了第一个组合。从而，该期间中的栅极信号G1u为1，栅极信号G3u为1。

参考上述图21的说明、即VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu与生成信号的对应关系时，为了生成图28所示的栅极信号G1u，如下式(24)所示地设定VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu即可。对于VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu设置的Ts×2，是为了不引起比较匹配而摆脱载波周期Ts地设定的值，只要是较大的值，则也可以是其他值。

VAL2Lu＝ztime,VAL3Lu＝Ts×2,VAL4Lu＝Ts×2,VAL5Lu＝Ts×2

…(24)

另一方面，为了生成栅极信号G3u，如下式(25)所示地设定VAL2Lu、VAL3Lu、VAL4Lu、VAL5Lu即可。该情况下，如图28的下端示出的Gu3的波形一般，栅极信号G3u需要在1个载波周期Ts中生成2次ON信号。为了实现这一点，需要采用图19所示的PWM信号生成器的结构。

VAL2Lu＝0,VAL3Lu＝ztime,VAL4Lu＝ztime+B[1],VAL5Lu＝Ts×2

…(25)

如以上所说明，本实施方式中，具备对开放式绕组型电动机200的U、V、W相的独立绕组210、220、230个别地施加电压的单相逆变器160、170、180，和控制它们的控制器150。而且，用通过如图27所示地使用非ZCMM用空间矢量、控制对各绕组210、220、230的施加电压Vu、Vv、Vw的总和成为非零的值、使定义为与各绕组的电流的总和成正比的量的0轴电流Iz偏移的第一期间(ztime期间)，和使用ZCMM用空间矢量控制d轴电流和q轴电流的第二期间(用B[1]+B[2]+(B[3]-ztime)表示的期间)进行电动机控制。通过交替地反复生成第一期间和第二期间，能够在控制dq轴电流的同时，将0轴电流控制为要求值。

例如，如图10所示，以0轴电流Iz的振幅小于使上述总和为零的情况下的0轴电流稳定波Iz_stable的振幅的方式，设定第一期间(ztime期间)中的偏移量(例如，Iz[0]，Iz[1]等)。结果，即使在电动机的感应电压三相不平衡量非零的情况下，也能够抑制0轴电流Iz。

另外，也可以如上述式(6)所示，将第一期间(ztime期间)中的偏移量设定为对0轴电流稳定波Iz_stable的振幅值取相反数(附加负号)而得到的值(相反极性)。结果，能够将0轴电流Iz控制为大致接近零的值，能够防止发生上述现有的问题。

进而，通过如图10和图15所示，将对1个载波周期Ts中的0轴电流稳定波Iz_stable的最大值和最小值的中值取相反数(附加负号)而得到的值设定为偏移量，使1个载波周期Ts(即，从第一期间开始直到之后的第二期间结束)中的0轴电流Iz的振幅变化在要求值(例如图15的0轴电流目标值Iz*)的上下按比例分配。结果，该期间的0轴电流Iz大致为零。

另外，如图10所示，在0轴电流稳定波Iz_stable的振幅大幅变化的期间中进行反复第一期间和第二期间的控制，在振幅变化充分小的期间(例如从图10的时刻k＝1到k＝3的期间)中，省略第一期间的控制。因为从时刻k＝1到k＝3的期间0轴电流稳定波Iz_stable的振幅变化充分小，所以即使省略第一期间的控制，0轴电流Iz也不会大幅偏离零。

进而，通过控制第一期间中的U相、V相和W相的绕组的施加电压全部成为+Ed，即，将控制0轴电流Iz的非ZCMM用空间矢量限定为PPP0，能够防止发生α轴电压和β轴电压，更有效地进行dq轴电流的控制。另外，通过将控制0轴电流Iz的非ZCMM用空间矢量限定为MMM0，而控制第一期间中的U相、V相和W相的绕组的施加电压全部成为-Ed的情况下，也可以实现同样的作用效果。

另外，以上说明只是一例，解释发明时，并不受上述实施方式的记载事项与要求的权利范围的记载事项的对应关系限定或制约。

符号说明

100…逆变器装置，150…控制器，160、170、180…单相逆变器，200…电动机，210、220、230…独立绕组，401…UVW/dq转换模块，402…d轴电流补偿器模块，403…q轴电流补偿器模块，404…dq/αβ转换模块，411…0轴电流偏移目标生成器模块，412…电压时间积换算模块，413…SV展开器模块，421…U相PWM信号发生器模块，422…V相PWM信号发生器模块，423…W相PWM信号发生器模块，451…Carrier Generator(载波发生器)，501…d轴偏差用加减器，502…d轴PI补偿器模块，503…d轴速度电动势补偿器模块，504…d轴电压用加减器，505…q轴偏差用加减器，506…q轴PI补偿器模块，507…q轴速度电动势补偿器模块，508…q轴电压用加减器，511…0轴电流稳定波表集，512…0轴电流稳定波中值计算模块，513…0轴电流偏移目标计算差分器，514…0轴电流移动量计算用差分器，515…非ZCMM作用时间计算模块。

Claims

1.一种开放式绕组型电动机的电动机驱动装置，所述开放式绕组型电动机的定子绕组由三相的独立的绕组构成，所述电动机驱动装置的特征在于，包括：

设置于每个所述绕组的、对对应的绕组单独地施加电压的多个单相逆变器；和

分别控制设置于每个所述绕组的单相逆变器的控制部，

所述控制部，

通过交替地反复生成使对各绕组施加的电压的总和为非零的值而使0轴电流偏移的第一期间、和使对各绕组施加的电压的总和为零的第二期间，来将0轴电流控制为规定值。

2.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

以使0轴电流的振幅小于使所述总和为零的情况下的0轴电流稳定波的振幅的方式，设定所述第一期间的偏移量。

3.如权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于：

将所述第一期间的偏移量设定为对所述0轴电流稳定波的振幅值取相反数而得到的值。

4.如权利要求1～3中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于：

以使从所述第一期间开始到之后的所述第二期间结束的0轴电流的振幅的变化在所述规定值的上下按比例分配的方式，设定所述第一期间的偏移量。

5.如权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述控制部在所述第二期间控制d轴电流和q轴电流。

6.如权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述控制部按规定周期生成反复所述第一期间和所述第二期间的控制期间。

7.如权利要求1～3中任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于：

设对所述各单相逆变器供给的直流电源的电压为Ed的情况下，

所述控制部控制所述第一期间的U相、V相和W相的绕组的施加电压使其全部成为+Ed或者全部成为-Ed。