CN102474208B - 电动机驱动装置的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的电动机驱动装置的控制装置可以使用处理能力有限的运算处理单元，且即使在电动机的转速变高的情况下也会抑制电流采样的混叠的发生。该控制装置进行交流电动机的电流反馈控制，其具备控制模式选择部，该控制模式选择部从使交流电动机的电角度的周期和逆变器的开关周期同步的同步控制模式和根据载波生成开关控制信号的非同步控制模式中选择任意一个，在同步控制模式被选择的情况下，按被设定为载波周期的1/2的每一个基准运算周期(T0)进行用于检测流过交流电动机的绕组的电流的电流检测处理(IS)，并且以基准运算周期(T0)的N倍(N是2以上的整数)的周期进行电压控制处理(VC)，使通过N次电流检测处理(IS)检测到的N次的电流检测值反馈来进行1次电压控制处理(VC)。

Description

电动机驱动装置的控制装置

技术领域

本发明涉及对具备将直流电压变换成交流电压来向交流电动机供给的逆变器的电动机驱动装置进行控制，并进行上述交流电动机的电流反馈控制的控制装置。

背景技术

已知有一种控制装置，其对具备将来自直流电源的直流电压变换成交流电压来向交流电动机供给的逆变器的电动机驱动装置进行控制，并进行交流电动机的电流反馈控制。关于这样的电动机驱动装置的控制装置，例如在下述的专利文献1中记载有一种控制装置，利用矢量控制法进行电流反馈控制，并且通过PWM(pulse width modulation：脉冲宽度调制)控制对逆变器进行控制以根据直流电力生成交流电力，并供给至电动机的各相绕组来驱动电动机。这里，在矢量控制中，将U相、V相、W相3相交流的电流和电压变换到配置于转子上的永磁磁体的磁场方向、即d轴和与该d轴正交的q轴的2轴旋转坐标系上，由此来作为2相直流的电流以及电压进行处理。

该专利文献1所述的控制装置首先进行根据从外部供给的电流指令值id*、iq*和流过电动机的实际的电流检测值id、iq来导出2相电压指令值vd’*、vq’*的电流控制处理。接着，通过非干扰计算，导出干扰项被修正的2相电压指令值vd*、vq*。然后，由电压控制部进行如下的电压控制处理，即、根据2相电压指令值vd*、vq*和表示电动机的转子的旋转位置的磁极位置θre，导出三相电压指令值vu*、vv*、vw*，并且通过比较载波(三角波)和三相电压指令值vu*、vv*、vw*来生成PWM信号。并且，通过该PWM信号来驱动控制逆变器，从而向电动机供给交流电来进行驱动。

另外，在该控制装置中，构成为能够利用1个运算处理单元对2个电动机进行共同的矢量控制。并且，将PWM载波的1周期作为中断周期，以该中断周期的2倍或者整数n倍的周期来进行电流检测值id、iq的读入、电流控制处理以及电压控制处理。但是，在该控制装置中，利用1次电流检测值id、iq，在1次电压控制处理中计算每个中断周期的2次的三相电压指令值vu*、vv*、vw*，由此能够按每一个中断周期得到PWM信号的输出。

专利文献1：日本专利第3890907号公报

但是，在一般情况下，与电流检测处理的周期相比电动机的转速越高，则越容易发生混叠(Aliasing)的问题。即，在电动机的转速较低的状态下，由于电流检测处理的周期(采样周期)与流过绕组的电流脉动的周期相比足够短，所以不容易发生混叠的问题。但是，在电动机的转速较高的状态下，由于流过绕组的电流脉动的周期接近于电流检测处理的周期，所以由于电流采样的混叠，有时会误检测到实际不存在的低频的电流脉动。并且，若根据包含这样误检测到的电流脉动的电流检测值进行电流控制处理来执行电动机的电流反馈控制，则会生成包含用于抵消实际不存在的电流脉动的分量的电压指令值。其结果，电动机的绕组会实际流过低频的电流脉动，成为电动机发生转矩脉动的主要原因。

与此相对，如果与电动机的转速较高的状态相匹配地缩短电流检测处理的周期，并相应地缩短基于电流检测值的电流控制处理的周期，则能够抑制混叠的发生。但是，在这样的对策中，针对控制装置的运算处理单元的运算负荷相应地增大，在以往的运算处理单元中处理能力不足，因此需要使用处理能力更高的运算处理单元，成为装置的昂贵化和大型化的主要原因。

发明内容

于是，期望实现一种电动机驱动装置的控制装置，能够使用处理能力有限的运算处理单元，且抑制电动机的转速较高的情况下电流采样的混叠的发生。

本发明涉及的、对具备有将直流电压变换成交流电压提供给交流电动机的逆变器的电动机驱动装置进行控制，并进行上述交流电动机的电流反馈控制的控制装置的特征构成在于：具备电压控制部，其决定向上述交流电动机供给的交流电压的指令值、即交流电压指令值，进行生成上述逆变器的开关控制信号的电压控制处理，并且具备控制模式选择部，其从使上述交流电动机的电角度的周期和上述逆变器的开关周期同步的同步控制模式和使它们不同步的非同步控制模式中选择任意一个，在上述同步控制模式被选择的情况下，按每一个被设定为载波周期的1/2的基准运算周期进行对流过上述交流电动机的绕组的电流进行检测的电流检测处理，并且以上述基准运算周期的N倍(N是2以上的整数)的周期进行上述电压控制处理，使通过N次上述电流检测处理检测到的N次的电流检测值反馈来进行1次上述电压控制处理。

在进行交流电动机的控制时，从效率和控制响应性的观点来看，优选在转子的转速较高的状态下，选择使交流电动机的电角度的周期和逆变器的开关周期同步的同步控制模式，在转子的转速较低的状态下，选择使交流电动机的电角度的周期和逆变器的开关周期不同步，并根据载波生成逆变器的开关控制信号的PWM控制等非同步控制模式。因此，进行这样的控制模式的选择的情况较多。这里，关于电压控制处理，在非同步控制模式所包含的PWM控制等中，为了生成开关控制信号而生成与磁极位置对应的交流电压指令值来与载波进行比较运算，基本上逆变器的开关按每一个载波周期就被进行一次。相应地，在同步控制模式中，导出与磁极位置对应的开关的接通断开切换相位，按照该接通断开切换相位来进行逆变器的开关即可。因此，与非同步控制模式相比，在同步控制模式中，以较短的周期进行电压控制处理的必要性较低。

根据上述的特征构成，在同步控制模式被选择的情况下按每一个被设定为载波周期的1/2的基准运算周期进行电流检测处理，由此电动机的转速较高，在载波的频率比较接近交流电压指令值的频率的状态下电流检测处理的周期(采样周期)变短，因此能够抑制电流采样的混叠的发生。因此，能够抑制在电动机的绕组中流过电流脉动。另外，虽然由于电流检测处理的周期变短而导致运算处理单元的运算负荷增加，但是通过以基准运算周期的N倍的周期进行电压控制处理，能够减轻电压控制处理所需的运算负荷，并将用于控制电动机驱动装置以及交流电动机的整体的运算负荷控制在运算处理单元的处理能力的范围内。这里，电压控制处理根据经常变动的交流电动机的磁极位置来生成逆变器的开关控制信号，因此一般情况下优选以较短周期来进行。但是，如上所述，在同步控制模式中，与非同步控制模式不同，由于无需按每一个载波周期来进行逆变器的开关，所以即使电压控制处理的周期变慢也不会有太大问题。因此，能够在使用处理能力有限的运算处理单元的同时，即使在电动机的转速较高的情况下也会抑制电流采样的混叠的发生。

这里，优选构成为，在上述非同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期进行上述电压控制处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期进行上述电流检测处理，使通过1次上述电流检测处理检测到的电流检测值进行反馈来进行N次上述电压控制处理。

根据该构成，在非同步控制模式被选择的情况下按每被设定为载波周期的1/2的基准运算周期进行电压控制处理，由此如上述那样，能够以较短周期适当地进行非同步控制模式的电压控制处理，以便基本上按每一个载波周期输出开关的接通和断开的控制信号。另外，与同步控制模式被选择的情况相反，虽然由于电压控制处理的周期变短而导致运算处理单元的运算负荷增加，但是能够通过以基准运算周期的N倍的周期进行电流检测处理来减轻电流检测处理以及伴随于该处理的运算处理所需的运算负荷，将用于控制电动机驱动装置和交流电动机的整体的运算负荷控制在运算处理单元的处理能力的范围内。此时，由于非同步控制模式被选择的状态，是电动机的转速较低，相对于交流电压指令值的频率载波的频率足够高的状态，所以即使将载波的周期作为基准的电流检测处理的周期(采样周期)与载波周期相比在一定程度上变长，电流采样的混叠也难以发生，即使电流检测处理的周期变慢也没有问题。因此，能够在使用处理能力有限的运算处理单元的同时，即使在电动机的转速较高的情况下也会对电流采样的混叠的发生进行抑制。

另外，优选构成为，具备电流控制部，其进行电流控制处理，该电流控制处理根据基于针对上述交流电动机的请求转矩而确定的电流指令值和通过上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差来决定第一电压指令值；和平均值运算部，其进行平均值运算，以便计算通过N次上述电流检测处理检测到的N次的电流检测值的平均值，在上述同步控制模式被选择的情况下，以上述基准运算周期的N倍的周期一起进行上述平均值运算、上述电流控制处理和上述电压控制处理，上述电流控制部根据上述电流指令值和通过上述平均值运算部计算出的上述平均值之间的偏差来进行上述电流控制处理，从而决定上述第一电压指令值，上述电压控制部根据该第一电压指令值来进行上述电压控制处理。

根据该构成，在同步控制模式被选择的情况下，计算作为按每一个基准运算周期进行的电流检测处理的结果的电流检测值的N次的平均值，利用该平均值，以基准运算周期的N倍的周期进行电流控制处理和电压控制处理。因此，在与以每个基准运算周期的较短周期进行电流检测处理相比，以基准运算周期的N倍的较长周期进行电流控制处理和电压控制处理的情况下，能够将通过N次电流检测处理检测到的N次的电流检测值适当地反馈来进行电流控制处理和电压控制处理。由此，能够将用于控制电动机驱动装置和交流电动机的整体的运算负荷控制在运算处理单元的处理能力的范围内，且适当地反映以较短周期检测到的电流检测值来抑制电流采样的混叠的发生。

或者优选构成为，具备电流控制部，其进行根据基于针对上述交流电动机的请求转矩而确定的电流指令值和通过上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差，至少进行比例控制和积分控制，从而来决定第一电压指令值的电流控制处理，在上述同步控制模式被选择的情况下，以按每一个基准运算周期进行上述电流控制处理和上述电流检测处理，上述电压控制部根据通过N次上述电流控制处理而在积分项中反映了N次的电流检测值的第一电压指令值来进行上述电压控制处理。

根据该构成，在同步控制模式被选择的情况下，按每一个基准运算周期进行电流检测处理和电流控制处理，并且以基准运算周期的N倍的周期进行电压控制处理。此时，通过按每一个基准运算周期被进行的电流检测处理和电流控制处理，将N次的电流检测值反映在积分项中的第一电压指令值通过电流控制处理而被计算。因此，在与以每个基准运算周期的较短周期进行电流检测处理相比，以基准运算周期的N倍的较长周期进行电压控制处理的情况下，能够将通过N次电流检测处理检测到的N次的电流检测值适当地反馈来进行电压控制处理。由此，能够将用于控制电动机驱动装置和交流电动机的整体的运算负荷控制在运算处理单元的处理能力的范围内，且适当地反映以较短周期检测到的电流检测值来抑制电流采样的混叠的发生。

另外，优选构成为，通过单一的运算处理单元进行用于进行N个上述交流电动机的电流反馈控制的运算处理，在上述同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电流检测处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期，在相互不同的基准运算周期内进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电压控制处理。

根据该构成，即使在通过单一的运算处理单元进行用于进行N个交流电动机的电流反馈控制的运算处理的情况下，在同步控制模式被选择的情况下，也能够通过按每一个基准运算周期进行各交流电动机的电流检测处理，来使电流检测处理的周期(采样周期)变短并抑制电流采样的混叠的发生。另外，虽然由于电流检测处理的周期变短而导致运算处理单元的运算负荷增加，但是通过以基准运算周期的N倍的周期，在与其他交流电动机的电压控制处理相互不同的基准运算周期内进行各交流电动机的电压控制处理，能够以规定的周期适当地进行针对N个交流电动机的每一个的电压控制处理，且抑制每个基准运算周期的运算负荷的不均，减轻电压控制处理所需的运算负荷。由此，能够将用于控制电动机驱动装置和交流电动机的整体的运算负荷控制在运算处理单元的处理能力的范围内。因此，能够使用处理能力有限的运算处理单元来适当地进行N个交流电动机的控制，且即使在电动机的转速较高的情况下也会对电流采样的混叠的发生进行抑制。

另外，优选构成为，在上述非同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期，在相同的基准运算周期内依次进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电压控制处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期在相互不同的时刻进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电流检测处理，分别针对N个上述交流电动机，使通过1次上述电流检测处理检测到的电流检测值进行反馈来进行N次上述电压控制处理。

根据该构成，即使在通过单一的运算处理单元进行用于进行N个交流电动机的电流反馈控制的运算处理的情况下，在非同步控制模式被选择的情况下，也能够通过按每一个基准运算周期在相同的基准运算周期内依次进行各交流电动机的电压控制处理，来以较短周期适当地进行N个交流电动机的每一个的非同步控制模式的电压控制处理。另外，与同步控制模式被选择的情况相反，虽然由于各交流电动机的电压控制处理的周期变短而导致运算处理单元的运算负荷增加，但是通过以基准运算周期的N倍的周期，在与其他交流电动机的电流检测处理相互不同的时刻进行各交流电动机的电流检测处理，能够以规定的周期适当地进行N个交流电动机的每一个的电流检测处理，且对每个基准运算周期的运算负荷的不均进行抑制，减轻电流检测处理以及伴随于此的运算处理所需的运算负荷。由此，能够将用于控制电动机驱动装置以及交流电动机的整体的运算负荷控制在运算处理单元的处理能力的范围内。因此，能够在使用处理能力有限的运算处理单元来适当地控制N个交流电动机的同时，即使在电动机的转速较高的情况下也会对电流采样的混叠的发生进行抑制。

附图说明

图1是示意性地表示包含第一实施方式涉及的控制装置的车辆系统的构成的一例的框图。

图2是第一实施方式涉及的控制装置的功能框图。

图3是表示决定控制模式时所参照的映射的一例的图。

图4是表示第一控制模式中的交流电压指令值的一例的图。

图5是表示第三控制模式中的交流电压指令值的一例的图。

图6是表示第一实施方式涉及的电动机控制处理的处理顺序的流程图。

图7是进行第一实施方式涉及的非同步控制模式的情况下的时序图。

图8是进行第一实施方式涉及的同步控制模式的情况下的时序图。

图9是表示第二实施方式涉及的电动机控制处理的处理顺序的流程图。

图10是进行第二实施方式涉及的非同步控制模式的情况下的时序图。

图11是进行第二实施方式涉及的同步控制模式的情况下的时序图。

图12是表示第三实施方式涉及的电动机控制处理的处理顺序的流程图。

图13是进行第三实施方式涉及的同步控制模式的情况下的时序图。

图14是表示第四实施方式涉及的电动机控制处理的处理顺序的流程图。

图15是进行第四实施方式涉及的同步控制模式的情况下的时序图。

具体实施方式

1.第一实施方式

参照附图对本发明涉及的电动机驱动装置1的控制装置2的第一实施方式进行说明。如图1所示那样，在本实施方式中，以电动机驱动装置1被构成为对作为利用三相交流进行动作的交流电动机的具有嵌入磁铁构造的2个同步电动机MG1、MG2(IPMSM，以下有时也将它们统称为“电动机MG”。)进行驱动控制的装置的情况为例进行说明。上述的电动机MG被构成为根据需要有时也作为发电机进行动作。上述的电动机MG例如被用作电动车辆或混合动力车辆等的驱动力源。电动机驱动装置1被构成为具有将直流电压Vdc变换成交流电压来向电动机MG供给的逆变器6。并且，在本实施方式中，如图2所示那样，控制装置2通过控制电动机驱动装置1，利用矢量控制法来进行电动机MG的电流反馈控制。

在这样的构成中，本实施方式涉及的控制装置2具备进行电压控制处理的电压控制部23(参照图2)，上述电压控制处理决定向电动机MG供给的交流电压的指令值、即交流电压指令值Vu、Vv和Vw，并生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。另外，电动机控制装置1可选择地具备有使电动机MG的电角度的周期与逆变器6的开关周期同步的同步控制模式、和使它们不同步的非同步控制模式。并且，在同步控制模式被选择的情况下具有如下的特征，即、按每一个被设定为载波周期的1/2的基准运算周期进行对流过电动机MG的绕组的电流进行检测的电流检测处理，并且以基准运算周期的N倍(N是2以上的整数)的周期进行电压控制处理，使通过N次电流检测处理而检测到的N次的电流检测值进行反馈来进行1次的电压控制处理(参照图8)。由此，实现了能够在使用处理能力有限的运算处理单元的同时，对电动机MG的转速较高的情况下电流采样的混叠的发生进行抑制的电动机控制装置1。另外，在本实施方式中，以上述“N”是“2”的情况为例进行了说明。下面对本实施方式涉及的电动机驱动装置1及其控制装置2进行详细说明。

1-1.电动机驱动装置以及控制装置的硬件构成

首先，根据图1对本实施方式涉及的电动机驱动装置1以及控制装置2的硬件构成进行说明。如图1所示那样，在本实施方式中，具备第一电动机MG1以及第二电动机MG2这2个三相同步电动机并作为控制对象。第一电动机MG1和第二电动机MG2可以是性能相同的电动机，也可以是性能不同的电动机。电动机MG1、MG2分别经由逆变器6a、6b(下面有时将它们统称为“逆变器6”。)，与产生直流电压Vdc的直流电源3连接。作为直流电源3，例如使用镍氢二次电池和锂离子二次电池等各种二次电池、电容器、或者它们的组合等。作为直流电源3的电压的直流电压Vdc由未图示的电压传感器进行检测并输出到控制装置2。另外，优选构成为，在直流电源3和逆变器6之间设置有使来自直流电源3的直流电压Vdc平滑化的平滑电容器、使来自直流电源3的直流电压Vdc升压的变换器等。

逆变器6将来自直流电源3的直流电压Vdc变换成三相交流电压来向电动机MG供给。利用这样被供给的三相交流电压，驱动电动机MG。即，逆变器6作为直流交流变换部来发挥作用。逆变器6构成为具有多个开关元件(未图示)。理想的是，将例如IGBT(insulated gate bipolar transistor)或MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)等应用于开关元件。下面以将IGBT用作开关元件的情况为例进行说明。

逆变器6(6a、6b)由三相桥式电路构成。在逆变器6的输入正极侧和输入负极侧之间串联有2个IGBT，该串联电路由3条线路并联而成。也就是说构成为如下的桥式电路，即、与电动机MG(MG1，MG2)的u相、v相、w相对应的定子绕组Mu(Mu1，Mu2)、Mv(Mv1，Mv2)、Mw(Mw1，Mw2)分别与一组串联电路相对应。各相的上段侧的IGBT的集电极与逆变器6的输入正极侧连接，发射极与各相的下段侧的IGBT的集电极连接。另外，各相的下段侧的IGBT的发射极与逆变器6的输入负极侧(例如接地)连接。成对儿的各相的IGBT的串联电路的中间点、即IGBT的连接点分别与电动机MG的定子绕组Mu、Mv、Mw连接。

另外，在IGBT上分别并联连接有续流二极管(再生二极管)。续流二极管以阴极端子与IGBT的集电极端子连接、阳极端子与IGBT的发射极端子连接的形态，相对于IGBT并联。各IGBT的栅极经由驱动电路76与控制装置2连接，分别被独立地进行开关控制。

控制装置2对电动机驱动装置1所具备的多个(这里是2个)逆变器6(6a，6b)进行控制。控制装置2被构成为以微机等的逻辑电路为核心构成的ECU(electronic control unit)。在本实施方式中，控制装置2被构成为具有作为单任务微机的CPU(central processing unit)61、接口电路70、和其他的外围电路等。CPU61是执行后述的电动机控制处理的计算机。接口电路70由EMI(electro-magnetic interference)对策部件、缓冲电路等构成。作为被输入对高电压进行开关的开关元件的IGBT、MOSFET的栅极的驱动信号的开关控制信号，与微机等一般的电子电路的驱动电压相比需要较高的电压，因此在经由驱动电路76被升压后，被输入到逆变器6。

CPU61被构成为至少具有CPU核62、程序存储器63、参数存储器64、工作存储器65、定时器66、A/D变换器67、通信控制部68和端口69。CPU核62是CPU61的核心，被构成为具有指令寄存器或指令解码器、成为各种运算的执行主体的ALU(arithmetic logic unit)、标识寄存器、通用寄存器和中断控制器等。在本实施方式中，CPU61具备单一的CPU核62，该单一的CPU核62相当于本发明的“单一运算处理单元”。该CPU核62担任顺序地执行程序的单任务的计算机的核心。

程序存储器63是保存电动机控制程序的非易失性存储器。参数存储器64是保存程序执行时被参照的各种参数的非易失性存储器。参数存储器64可以与程序存储器63无区别地进行创建。程序存储器63和参数存储器64优选通过例如闪存存储器等来构成。工作存储器65是临时存储程序执行中的临时数据的存储器。工作存储器65是易失性存储器也没有问题，由能够高速读写数据的DRAM(dynamic RAM)或SRAM(static RAM)构成。

定时器66以规定的时钟周期为基准来计测时间。并且，定时器66例如将后述的开关控制信号的载波的周期的1/2作为基准运算周期T0来监视程序的执行周期，并通知给CPU核62的中断控制器。A/D变换器67将模拟的电信号变换成数字数据。在本实施方式中，A/D变换器67从电流传感器7(7a，7b)获取流过电动机MG的各定子绕组Mu、Mv、Mw的电流的检测值、即电流检测值Iur(Iur1，Iur2)、Ivr(Ivr1，Ivr2)、Iwr(Iwr1，Iwr2)来将其变换成数字值。另外，u相、v相、w相的三相处于平衡状态，其瞬时值为零，因此可以只对二相的电流进行检测，剩余的一相通过在CPU61中进行运算来求出。在本实施方式中，例示了三相全部被检测的情况。另外，如果只对二相的电流进行检测，剩余的一相通过在CPU61中运算而求出，则A/D变换器67只要具有4个模拟输入就足够。

通信控制部68控制与车辆内的其他系统之间的通信。在本实施方式中，经由未图示的车辆内的CAN(controller area network)，控制与行驶控制系统、传感器等的通信。例如，CPU61经由通信控制部68，从行驶控制系统接收包含针对电动机MG的请求转矩TM的电机控制指令，并根据该指令对电动机MG进行控制。在本实施方式中，CPU61分别接收针对第一电动机MG1的请求转矩TM1和针对第二电动机MG2的请求转矩TM2(下面有时将它们统称为“请求转矩TM”。)。另外，CPU61优选被构成为经由通信控制部68与制动系统和动力转向系统连接，并对它们进行控制。

端口69是经由CPU61的端子来输出逆变器6的开关控制信号等，或者接收向CPU61输入的、来自旋转传感器8(8a，8b)的旋转检测信号的端子控制部。在图1中从接口电路70向驱动电路76输入的信号的符号P*表示逆变器6的上段侧的IGBT的控制信号，符号N*表示下段侧的IGBT的控制信号。另外，符号*u、*v、*w表示逆变器6的u相、v相、w相各自的IGBT的控制信号。另外，符号*1、*2分别表示作为第一电动机MG1的逆变器6a、第二电动机MG2的逆变器6b的开关控制信号的IGBT控制信号。旋转传感器8被设置于电动机MG的附近，对表示作为电动机MG的旋转部件的转子的旋转角的磁极位置θ进行检测，例如利用旋转变压器等来构成。这里，磁极位置θ将转子的旋转角表示为电角度。

这样，本实施方式涉及的电动机驱动装置1将2个电动机MG1、MG2作为控制对象，并且具备与2个电动机MG1、MG2的各自对应的2个逆变器6a、6b，控制装置2被构成为通过控制上述2个逆变器6a、6b来控制2个电动机MG1、MG2。此时，控制装置2被构成为利用作为单一运算处理单元的CPU核62来控制2个逆变器6a、6b。

1-2.控制装置的软件构成

接着，对控制装置2的软件构成进行说明。另外，在本实施方式中，电动机驱动装置1将2个电动机MG1、MG2作为驱动控制的对象，并且具备与各电动机MG1、MG2对应的2个逆变器6a、6b。相应地，控制装置2具备与2个逆变器6a、6b以及2个电动机MG1、MG2的各自对应的各功能部，由于各功能部是同样的构成，所以下面仅对控制一方的逆变器6以及电动机MG的功能部进行说明。如图2所示那样，控制装置2通过利用了矢量控制法的电流反馈控制，进行具备电动机MG以及逆变器6的电动机驱动装置1的控制。在矢量控制中，对分别流过交流电动机MG的三相的定子绕组的绕组电流进行坐标变换，使其成为被配置于转子中的永磁磁体所产生的磁场方向、即d轴和与该d轴正交的q轴的2相的矢量分量，来进行电流反馈控制。

在矢量控制中进行坐标变换时，需要经常检测电动机MG的旋转状态。因此，在本实施方式中，如图1所示那样，在电动机MG的附近设置有旋转变压器等旋转传感器8。作为该检测结果的磁极位置θ被输入控制装置2。如上所述，磁极位置θ是电角度。在控制装置2中，进一步输入了请求转矩TM。并且，控制装置2根据上述的请求转矩TM、磁极位置θ以及根据磁极位置θ导出的电动机MG的转速ω，生成并输出用于驱动电动机MG的控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw，从而对逆变器6进行驱动控制。控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw是用于使逆变器6的各开关元件进行遵循于后述的多个控制模式中任一个的开关动作的开关控制信号，具体而言，是对各开关元件的栅极进行驱动的栅极驱动信号。

在d轴电流指令值导出部11中输入了请求转矩TM。d轴电流指令值导出部11根据输入的请求转矩TM来导出基本d轴电流指令值Idb。这里，基本d轴电流指令值Idb相当于进行最大转矩控制的情况下的d轴电流的指令值。另外，所谓最大转矩控制，指的是对电流相位进行调节以使得针对同一电流电动机MG的输出转矩成为最大的控制。在本实施方式中，d轴电流指令值导出部11被构成为，利用规定了请求转矩TM的值与基本d轴电流指令值之间的关系的表，来导出与请求转矩TM的值相对应的基本d轴电流指令值Idb。被导出的基本d轴电流指令值Idb被输入减法器14。在减法器14中，进一步被输入了通过后述的电流调整指令值导出部16导出的d轴电流调整指令值ΔId。减法器14如下式(1)所示那样，从基本d轴电流指令值Idb减去d轴电流调整指令值ΔId，从而导出最终的d轴电流指令值Id。

Id＝Idb-ΔId···(1)

在q轴电流指令值导出部12中，被输入了请求转矩TM以及d轴电流调整指令值ΔId。q轴电流指令值导出部12根据输入的请求转矩TM和d轴电流调整指令值ΔId来导出q轴电流指令值Iq。在本实施方式中，q轴电流指令值导出部12利用至少规定了请求转矩TM的值和d轴电流调整指令值ΔId之间的关系的表，来导出与请求转矩TM以及d轴电流调整指令值ΔId相对应的q轴电流指令值Iq。这样导出的d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq是对电动机MG进行驱动的、具有相互正交的矢量分量的二相电流的指令值。因此，在本实施方式中，d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq相当于本发明的“电流指令值”。

在电流控制部13中，被输入了d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq。并且，在电流控制部13中，被从三相二相变换部36输入了d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr，被从转速导出部31输入了电动机MG的转速ω。d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr是由三相二相变换部36根据实际流过电动机MG的定子绕组(Mu，Mv，Mw)的电流的、由电流传感器7(参照图1)检测到的电流检测值(三相的电流检测值：u相电流检测值Iur、v相电流检测值Ivr以及w相电流检测值Iwr)和通过旋转传感器8(参照图1)检测到的磁极位置θ进行三相二相变换而导出的。另外，电动机MG的转速ω是由转速导出部31根据通过旋转传感器8(参照图1)检测到的磁极位置θ而导出的。

电流控制部13进行如下的电流控制处理，即根据作为二相电流指令值的d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq、和对电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行三相二相变换而得到的二相电流检测值(d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr)之间的偏差来决定作为第一电压指令值的二相电压指令值Vd、Vq。此时，电流控制部13根据上述偏差，通过至少进行比例控制以及积分控制来决定二相电压指令值Vd、Vq。具体而言，电流控制部13导出d轴电流指令值Id和d轴电流检测值Idr之间的偏差、即d轴电流偏差δId、以及q轴电流指令值Iq和q轴电流检测值Iqr之间的偏差、即q轴电流偏差δIq。并且，电流控制部13根据d轴电流偏差δId进行比例积分控制运算(PI控制运算)来导出基本d轴电压指令值Vzd，并且根据q轴电流偏差δIq进行比例积分控制运算来导出基本q轴电压指令值Vzq。另外，也可以进行比例积分微分控制运算(PID控制运算)来取代上述的比例积分控制运算。

并且，电流控制部13如下面的式(2)所示那样，进行从基本d轴电压指令值Vzd减去q轴电枢反作用Eq的调整来导出d轴电压指令值Vd。

Vd＝Vzd-Eq

＝Vzd-ω·Lq·Iqr···(2)

如该式(2)所示那样，q轴电枢反作用Eq是根据电动机MG的转速ω、q轴电流检测值Iqr、以及q轴电感Lq而导出的。

并且，电流控制部13如下面的式(3)所示那样，进行对基本q轴电压指令值Vzq加上d轴电枢反作用Ed和基于永磁磁体的电枢磁链的感应电压Em的调整来导出q轴电压指令值Vq。

Vq＝Vzq+Ed+Em

＝Vzq+ω·Ld·Idr+ω·MIf···(3)

如式(3)所示那样，d轴电枢反作用Ed是根据电动机MG的转速ω、d轴电流检测值Idr以及d轴电感Ld而导出的。另外，感应电压Em是根据通过永磁磁体的电枢磁链的有效值决定的感应电压常数MIf以及电动机MG的转速ω而导出的。

另外，在本实施方式中，电流控制部13具备平均值运算部21。平均值运算部21进行如下的平均值运算，即计算通过2(＝N)次电流检测处理检测到的2(＝N)次的电流检测值的平均值。这里，平均值运算部21将利用三相二相变换部36对由电流传感器7检测到的三相电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行三相二相变换而得到的二相电流检测值(d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr)作为输入值，分别计算上述的2次的输入值的平均值，即2次的d轴电流检测值Idr的平均值以及2次的q轴电流检测值Iqr的平均值。如后述那样，当在模式决定部51中同步控制模式被选择时平均值运算部21发挥作用，而在非同步控制模式被选择时平均值运算部21不发挥作用。因此，在电流控制部13中，被输入了在模式决定部51中被选择的控制模式的信息，电流控制部13根据该信息来决定是否进行基于平均值运算部21的平均值运算。并且，在进行了基于平均值运算部21的平均值运算的情况下，电流控制部13根据二相电流指令值(d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq)、和由平均值运算部21计算出的二相电流检测值(d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr)的每一个的平均值之间的偏差来进行电流控制处理，从而来决定二相电压指令值Vd、Vq。

在调制率和电压指令相位导出部22中，被输入了d轴电压指令值Vd以及q轴电压指令值Vq。并且，在调制率和电压指令相位导出部22中，被输入了通过未图示的电压传感器检测到的直流电压Vdc。调制率和电压指令相位导出部22根据被输入的d轴电压指令值Vd以及q轴电压指令值Vq和直流电压Vdc，导出作为第二电压指令值的调制率M和电压指令相位θv。这里，调制率M表示针对直流电压Vdc的逆变器6的输出电压波形的基波分量的有效值的比率，在本例中是针对直流电压Vdc的二相电压指令值Vd、Vq的有效值的比率。具体而言，调制率M按照下面的式(4)那样进行计算。

$M=\sqrt{\mathrm{}}({\mathrm{Vd}}^2+{\mathrm{Vq}}^2)/\mathrm{Vdc}\·\·\·\left(4\right)$

电压指令相位θv是二相电压指令值Vd、Vq所表示的电压矢量的相位角，相当于对d轴电压指令值Vd所涉及的d轴电压矢量和q轴电压指令值Vq所涉及的q轴电压矢量进行合成而生成的合成电压矢量、与d轴电压指令值Vd所涉及的d轴电压矢量形成的角。在本例中，电压指令相位θv按照下面的式(5)进行计算。

θv＝tan^-1(Vq/Vd)···(5)

该电压指令相位θv相当于将磁极位置θ的原点(θ＝0°)作为基准的u相电压指令值Vu的原点的相位。

另外，对于电动机MG来说，随着转速ω的升高，感应电压升高，驱动电动机MG所需的交流电压(下面称为“必要电压”。)也升高。并且，该必要电压超过了能够对此时的直流电压Vdc进行变换并从逆变器6输出的最大交流电压(下面称为“最大输出电压”。)时，定子绕组中无法流过所需的电流，无法适当地对电动机MG进行控制。因此，控制装置2被构成为，对电流相位进行调节，以使得由定子绕组产生减弱电动机MG的励磁磁通的方向的磁通(比最大转矩控制超前)，即进行所谓的弱励磁控制。于是，在本实施方式中被构成为，根据由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M，导出d轴电流调整指令值ΔId，根据导出的d轴电流调整指令值ΔId，调整基本d轴电流指令值Idb以及q轴电流指令值Iq。

更具体来讲，在减法器17中，被输入了调制率M以及该调制率M的理论上的最大值、即“0.78”的值。减法器17如下面的式(6)所示那样，导出从调制率M减去“0.78”而得到的调制率偏差ΔM。

ΔM＝M-0.78···(6)

在电流调整指令值导出部16中，被输入了导出的调制率偏差ΔM。电流调整指令值导出部16利用规定的增益对该调制率偏差ΔM进行积分，导出该积分值作为d轴电流调整指令值ΔId。该d轴电流调整指令值ΔId如上述的式(1)所示那样，被从基本d轴电流指令值Idb减去，从而导出最终的d轴电流指令值Id。即，该d轴电流调整指令值ΔId成为用于减弱电动机MG的励磁磁通的弱励磁指令值。

本实施方式涉及的控制装置2还具备决定用于控制电动机驱动装置1的控制模式的模式决定部51、和决定逆变器6的载波频率的载波频率决定部52。在模式决定部51中，作为输入变量，至少被输入了请求转矩TM以及转速ω。模式决定部51根据输入的请求转矩TM和转速ω，从为了控制电动机驱动装置1而预先设定的多个控制模式中决定1个控制模式。控制装置2在参数存储器64等中存储设置控制模式决定用的映射。在本实施方式中，如图3所示那样，在该映射中，作为电动机MG的可动作区域而设定有第一区域A1、第二区域A2以及第三区域A3这3个区域。并且，相应地设定有模式决定部51可选择的3个控制模式。即，模式决定部51在请求转矩TM和转速ω的关系处于第一区域A1内的情况下选择第一控制模式，在处于第二区域A2内的情况下选择第二控制模式，在处于第三区域A3内的情况下选择第三控制模式。

另外，在用于控制电动机驱动装置1的控制模式所涉及的控制方法中，关于从逆变器6向电动机MG供给的交流电压的波形，有PWM控制以及矩形波控制这2个，关于从逆变器6向电动机MG供给的交流电流的相位，有最大转矩控制以及弱励磁控制这2个。并且在本实施方式中，在PWM控制中包含正弦波PWM控制和过调制PWM控制这2个控制方式。模式决定部51可选择的3个模式由它们组合构成。

第一控制模式是在逆变器6中进行直流-交流变换时，由逆变器6使最大转矩控制和正弦波PWM控制一起进行的模式。在正弦波PWM控制中，根据正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波(输送波)的比较来控制逆变器6的各开关元件的接通断开。正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw由后述的电压控制部23的三相指令值导出部35导出。

第二控制模式是在逆变器6中进行直流-交流变换时，由逆变器6使最大转矩控制和过调制PWM控制一起进行的模式。在过调制PWM控制中，使逆变器6的输出电压波形的基波分量的波形失真，使振幅比正弦波PWM控制中的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw变大。在该状态下，与正弦波PWM控制同样地，根据失真的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波的比较来控制逆变器6的各开关元件的接通断开。由此，进行使交流电压指令值Vu、Vv、Vw在超过输送波的振幅的部分连续地成为高电平或者低电平的PWM控制。失真的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw由后述的电压控制部23的三相指令值导出部35导出。

第三控制模式是在逆变器6中进行直流-交流变换时，由逆变器6使弱励磁控制和矩形波控制一起进行的模式。在矩形波控制中进行如下控制，即在电角度的每1个周期(磁极位置θ的360°)各进行1次逆变器6的各开关元件的接通以及断开。此时，各相的交流电压指令值Vu、Vv、Vw成为每1个周期高电平期间和低电平期间交替地各出现1次的矩形波。因此，在本实施方式中，在第三控制模式中，各相的交流电压指令值Vu、Vv、Vw是接通断开切换相位的指令值，该接通断开切换相位仅仅是表示对逆变器6的各开关元件的接通或者断开进行切换的时刻的磁极位置θ的相位。

另外，在进行矩形波控制的第三控制模式中，进行同步控制以使作为磁极位置θ被检测到的电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期同步。这里，开关周期是逆变器6的开关元件的接通断开时刻的周期，与各开关元件的接通断开切换相位的周期相等。另一方面，在进行正弦波PWM控制的第一控制模式和进行过调制PWM控制的第二控制模式中，根据载波而生成开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw和Nw。在上述的PWM控制中，进行非同步控制以使作为磁极位置θ被检测到的电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期不同步。因此，在本实施方式中，第三控制模式被包含在本发明的“同步控制模式”中，第一控制模式和第二控制模式被包含在本发明的“非同步控制模式”中。模式决定部51具有从这样的同步控制模式或者非同步控制模式中的任意一个所包含的多个控制模式中选择一个的功能，相当于本发明中的“控制模式选择部”。如后述那样构成为，根据模式决定部51选择了同步控制模式和非同步控制模式的任一个，电压控制部23内的控制块被由电压控制切换部46切换，切换用于生成交流电压指令值Vu、Vv、Vw和开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的方式。

在本实施方式中，在模式决定部51中，还被输入了由电流调整指令值导出部16导出的d轴电流调整指令值ΔId。并且，模式决定部51根据被输入的d轴电流调整指令值ΔId，判断可否选择第三控制模式。更具体来讲，在d轴电流调整指令值ΔId在规定的第三控制模式变换允许阈值以上的情况下允许模式决定部51选择第三控制模式，另一方面，在d轴电流调整指令值ΔId小于第三控制模式变换允许阈值的情况下禁止选择第三控制模式。因此，本实施方式涉及的模式决定部51被构成为，将根据输入的请求转矩TM和转速ω来决定控制模式作为前提，并根据输入的d轴电流调整指令值ΔId对控制模式的选择附加一定的限制。

在载波频率决定部52中，作为输入变量至少被输入了转速ω和请求转矩TM。载波频率决定部52根据输入的请求转矩TM和转速ω，决定逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的载波(输送波)的频率、即载波频率Fc。在本实施方式中，控制装置2在参数存储器64等中存储设置有载波频率决定用的映射。载波频率决定部52根据电动机MG的请求转矩TM和转速ω等，决定用于降低逆变器6中的损失和电动机MG中的损失的最佳载波频率Fc。此时，载波频率决定部52例如根据上述映射，从预先设定的多个可选择的载波频率Fc中选择决定出最佳载波频率。另外，也可以构成为，调制率M取代请求转矩TM而被输入载波频率决定部52，或者请求转矩TM和调制率M一起被输入载波频率决定部52，根据被输入的值和转速ω来决定载波频率Fc。

在电压控制部23中，被输入了由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M和电压指令相位θv。并且，在电压控制部23中，被输入了由旋转传感器8(参照图1)检测出的磁极位置θ和由载波频率决定部52决定的载波频率Fc。电压控制部23进行如下的电压控制处理，即根据输入的调制率M、电压指令相位θv、磁极位置θ以及载波频率Fc，决定交流电压指令值Vu、Vv、Vw，并生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw和Nw。在本实施方式中，电压控制部23具备三相指令值导出部35以及非同步控制信号生成部41、还有接通断开切换相位导出部43以及同步控制信号生成部42。

另外，在调制率和电压指令相位导出部22与电压控制部23之间，设置有电压控制切换部46。电压控制切换部46根据由模式决定部51选择出的控制模式来切换电压控制部23内的控制块。具体而言，在非同步控制模式所包含的第一控制模式或者第二控制模式被选择了的情况下，向三相指令值导出部35输入由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M以及电压指令相位θv，使三相指令值导出部35和非同步控制信号生成部41进行电压控制处理。另一方面，在同步控制模式所包含的第三控制模式被选择了的情况下，向接通断开切换相位导出部43输入由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M和电压指令相位θv，使接通断开切换相位导出部43和同步控制信号生成部42进行电压控制处理。电压控制切换部46根据由模式决定部51选择出的控制模式，进行上述的调制率M和电压指令相位θv的输入目的地的切换。由此，电压控制部23生成与由模式决定部51决定出的控制模式相对应的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw和Nw。

三相指令值导出部35根据输入的调制率M和电压指令相位θv，生成三相的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw。图4是表示由三相指令值导出部35生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw的一例的图。该图表示了交流电压指令值Vu、Vv、Vw是正弦波状的第一控制模式的电压指令值的情况下的例子。在这种情况下，u相电压指令值Vu成为如下的正弦波状的电压指令值，即具有相对于磁极位置θ的原点(θ＝0°)延迟了电压指令相位θv的相位，振幅与调制率M相等，1周期与磁极位置θ的1周(电角度1周，360°)相等。v相电压指令值Vv成为相位相对于u相电压指令值Vu延迟了120°的正弦波状的电压指令值，w相电压指令值Vw成为相位相对于u相电压指令值Vu延迟了240°的正弦波状的电压指令值。另外，在第二控制模式被选择了的情况下，交流电压指令值Vu、Vv、Vw的波形成为失真的正弦波状，但是各指令值的相位和振幅与图4相同。

这里，三相指令值导出部35按每个控制模式，具备规定了交流电压指令值Vu、Vv、Vw的波形的交流电压指令值映射，根据由模式决定部51决定的控制模式，根据该交流电压指令值映射来生成并输出交流电压指令值Vu、Vv、Vw。对于交流电压指令值映射，例如在第一控制模式用的映射中，规定成原点与磁极位置θ的原点(θ＝0°)一致，振幅为1的正弦波状的电压波形。三相指令值导出部35可以通过使被该映射规定的电压波形的原点延迟电压指令相位θv，并且使振幅成为调制率M倍来生成u相电压指令值Vu，可以通过使该u相电压指令值Vu的相位分别延迟120°、240°来生成V相电压指令值Vv和w相电压指令值Vw。三相指令值导出部35按每个控制模式，具备不同的电压波形的映射。

在非同步控制信号生成部41中，被输入了由三相指令值导出部35生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw和由载波频率决定部52决定的载波频率Fc。非同步控制信号生成部41根据该交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波(输送波)，生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw和Nw。具体而言，非同步控制信号生成部41进行交流电压指令值Vu、Vv、Vw与载波的比较，生成用于分别对逆变器6的u相上段、u相下段、v相上段、v相下段、w相上段、w相下段的各开关元件进行PWM控制的6个开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw和Nw。因此，非同步控制信号生成部41针对各开关元件，基本上按每一个载波周期输出2次开关控制信号。另外，该开关控制信号所表示的接通或者断开的脉冲宽度，根据相对于载波连续地变化的略正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw的大小，按每个载波周期阶段性地变化。在本实施方式中，载波频率Fc不是交流电压指令值Vu、Vv、Vw的频率的整数倍，因此，开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的载波的周期和交流电压指令值Vu、Vv、Vw的周期没有同步。即，第一控制模式和第二控制模式均是非同步PWM控制。因此，在本实施方式中，非同步控制模式成为进行非同步PWM控制的模式。但是，在根据载波生成开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的控制方式中，例如也包含在使载波的周期和交流电压指令值Vu、Vv、Vw的周期同步了的状态下进行PWM控制的同步PWM控制。在这样的同步PWM控制中，也与非同步PWM控制同样，由于逆变器6的开关周期依赖于交流电压指令值Vu、Vv、Vw的振幅而决定，所以电动机MG的电角度(磁极位置θ)的周期与逆变器6的开关周期不同步。即，在包含这样的同步PWM控制和非同步PWM控制的双方的PWM控制模式整体中，对逆变器6的各开关元件的接通断开进行切换的时刻没有被电动机MG的电角度(相位)唯一确定。因此，这样的PWM控制模式被包含在本发明中的非同步控制模式中。

接通断开切换相位导出部43根据输入的调制率M和电压指令相位θv，生成作为交流电压指令值Vu、Vv、Vw的逆变器6的各开关元件的接通断开切换相位的指令值。该指令值与各开关元件的接通断开控制信号相对应，是表示代表对各开关元件的接通或者断开进行切换的时刻的磁极位置θ的相位的指令值。图5对由接通断开切换相位导出部43生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw所表示的内容进行了图示，将各开关元件的接通或者断开被切换的相位表示在作为横轴的磁极位置θ上。在该例中，u相电压指令值Vu具有相对于磁极位置θ的原点(θ＝0°)延迟了电压指令相位θv的相位，磁极位置θ的1周(电角度1周，360°)成为1周期。并且，在电压指令相位θv处，与u相上段的开关元件对应的开关控制信号Pu接通，与u相下段的开关元件对应的开关控制信号Nu断开，在从电压指令相位θv开始的磁极位置θ的半周(电角度半周，180°)处，与u相上段的开关元件对应的开关控制信号Pu断开，与u相下段的开关元件对应的开关控制信号Nu接通。v相电压指令值Vv相对于u相电压指令值Vu相位延迟了120°，w相电压指令值Vw相对于u相电压指令值Vu相位延迟了240°，除此以外两者是同样的电压指令值。另外，从接通断开切换相位导出部43实际输出的交流电压指令值Vu、Vv、Vw，可以仅由表示对u相，v相，w相各自的各开关元件的接通或者断开进行切换的时刻的信息、即磁极位置θ的相位的信息来构成。因此，作为这样的接通断开切换相位的指令值的交流电压指令值Vu、Vv、Vw，也可以将u相、v相、w相的指令值作为一系列信息集中输出。

这里，接通断开切换相位导出部43按照每个控制模式，具备对构成交流电压指令值Vu、Vv、Vw的各开关元件的接通断开切换相位进行了规定的接通断开切换相位映射，根据该接通断开切换相位映射来生成并输出交流电压指令值Vu、Vv、Vw。对于接通断开切换相位映射而言，例如原点与磁极位置θ的原点(θ＝0°)一致，对于u相、v相、w相的各相规定了上段的开关元件接通、下段的开关元件断开的状态，和上段的开关元件断开、下段的开关元件接通的状态进行切换的相位。接通断开切换相位导出部43通过使该映射所规定的接通断开相位的原点延迟电压指令相位θv，能够生成u相电压指令值Vu，通过使该u相电压指令值Vu的相位分别延迟120°、240，能够生成V相电压指令值Vv和w相电压指令值Vw。

在同步控制信号生成部42中，被输入了由接通断开切换相位导出部43生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw。同步控制信号生成部42根据该交流电压指令值Vu、Vv、Vw，生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。具体而言，同步控制信号生成部42按照逆变器6的各开关元件的接通断开切换相位的指令值，生成用于控制逆变器6的u相上段、u相下段、v相上段、v相下段、w相上段、w相下段的各开关元件各自的接通或者断开的状态的6个开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。该开关控制信号所表示的接通或者断开的脉冲宽度成为按照接通断开切换相位而预先规定的宽度。另外，此时，包含同步控制信号生成部42的电压控制部23，以规定的运算周期进行电压控制处理，各开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw按每规定的运算周期被输出，对各开关元件的接通断开进行切换的时刻被变更。因此，虽然对各开关元件的接通断开进行切换的时刻按每规定的运算周期被变更，但是逆变器6的各开关元件与电动机MG的电角度(磁极位置θ)同步地被控制。由此电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期(开关元件的接通断开时刻的周期)同步。这样，在同步控制模式中，对逆变器6的各开关元件的接通断开进行切换的时刻被电动机MG的电角度(相位)唯一确定。

1-3.对应于控制模式的各部的处理周期

接着，对作为本发明的主要部分的、对应于控制模式的控制装置2的各部的处理周期的设定进行说明。该控制装置2被构成为，根据由模式决定部51选择的控制模式是同步控制模式还是非同步控制模式，来切换各部的处理周期的设定。本发明的目的在于，使用处理能力有限的单一CPU核62，且对电动机MG的转子的转速较高的情况下的电流采样的混叠的发生进行抑制。因此，控制装置2根据控制模式，来特别对基于电流传感器7(7a，7b)的电流检测处理IS(IS1，IS2)的周期、以及基于电压控制部23的电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期的设定进行切换。此时，控制装置2如图7和图8所示那样，将被设定为载波周期TC的1/2的基准运算周期T0作为基准，对各处理的周期进行设定。例如，载波周期TC被设定在50～600〔μs〕左右，基准运算周期T0被设定为其一半的周期。这样设定的基准运算周期T0难以受到因逆变器6的开关元件的接通断开导致的噪声干扰的影响，因此相当于在载波的波形成为最大值(峰)或者最小值(谷)的时刻进行基于电流传感器7的电流检测处理的情况下的最短的电流检测周期。下面说明的控制装置2的各部的一系列控制处理(电动机控制处理)，按每个由CPU61的定时器66(参照图1)计测的基准运算周期T0，通过执行CPU61的中断功能而被开始进行。

另外，在本实施方式中，控制装置2被构成为，由单一CPU核62进行用于进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的电流反馈控制的运算处理。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图7所示那样，按每一个基准运算周期T0，在相同的基准运算周期T0内依次进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电压控制处理VC(VC1，VC2)，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期并在相互不同的时刻进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测处理IS(IS1，IS2)。并且，针对2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个，使通过1次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行2(＝N)次电压控制处理VC(VC1，VC2)。另一方面，控制装置2在同步控制模式被选择的情况下，如图8所示那样，按每一个基准运算周期T0进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测处理IS(IS1，IS2)，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期并在相互不同的基准运算周期T0内进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电压控制处理VC(VC1，VC2)。并且，使通过2(＝N)次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测出的2(＝N)次的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行1次电压控制处理VC(VC1，VC2)。

这里，电压控制处理VC(VC1，VC2)是由电压控制部23进行的处理，是根据由调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)导出的调制率M和电压指令相位θv、以及由磁极位置取入处理PT(PT1，PT2)取入的磁极位置θ，决定交流电压指令值Vu、Vv、Vw，并根据该交流电压指令值Vu、Vv、Vw来生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的处理。另外，电流检测处理IS(IS1，IS2)，是利用电流传感器7(7a，7b)来检测流过2个电动机MG1、MG2的每一个的绕组的电流的处理。另外，在图7和图8中，示出了针对电流检测处理IS(IS1，IS2)被进行的周期、即电流检测周期，将第一电动机MG1的电流检测周期设为“T11”，将第二电动机MG2的电流检测周期设为“T12”，针对进行电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期、即电压控制周期，将第一电动机MG1的电压控制周期设为“T21”，将第二电动机MG2的电压控制周期设为“T22”。

另外，控制装置2根据电流检测周期T1和电压控制周期T2的周期的切换，也对其他处理的周期进行切换。具体而言，在2个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测处理IS(IS1，IS2)被进行后，以与该电流检测处理IS(IS1，IS2)相同的周期执行针对2个电动机MG1、MG2的每一个的电流值取入处理IT(IT1，IT2)和三相二相变换处理CT(CT1，CT2)。上述的处理是伴随着电流检测处理IS(IS1，IS2)而被执行的处理，为了使通过电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的电流检测值Iur(Iur1，Iur2)、Ivr(Ivr1，Ivr2)、Iwr(Iwr1，Iwr2)进行反馈来反映电压控制处理VC(VC1，VC2)，以与电流检测处理IS(IS1，IS2)相同的周期来执行。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图7所示那样，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期且在相互不同的基准运算周期T0内进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流值取入处理IT(IT1，IT2)和三相二相变换处理CT(CT1，CT2)，在同步控制模式被选择的情况下，如图8所示那样，按每一个基准运算周期T0进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流值取入处理IT(IT1，IT2)和三相二相变换处理CT(CT1，CT2)。

这里，电流值取入处理IT(IT1，IT2)是如下的处理，即利用A/D变换器67，将由电流传感器7(7a，7b)检测到的2个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测值Iur、Ivr、Iwr从模拟数据变换到数字数据并进行取入。另外，三相二相变换处理CT(CT1，CT2)是如下的处理，即利用三相二相变换部36对通过电流值取入处理IT(IT1，IT2)取入的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行三相二相变换，并导出二相的电流检测值Idr、Iqr。

如图7和图8所示那样，2个电动机MG1、MG2的每一个的磁极位置检测处理PS(PS1，PS2)和磁极位置取入处理PT(PT1，PT2)，与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0进行。上述的处理为了根据正确的磁极位置θ来适当地进行基于电压控制部23的电压控制处理VC(VC1，VC2)和基于三相二相变换部36的三相二相变换处理CT(CT1，CT2)，较理想的是以最短的运算周期来进行，因此这里以作为最短的运算周期的基准运算周期T0来执行。这里，磁极位置检测处理PS(PS1，PS2)是根据来自旋转传感器8(8a，8b)的旋转检测信号来检测2个电动机MG1、MG2的每一个的转子的磁极位置θ的处理。磁极位置取入处理PT(PT1，PT2)是利用A/D变换器67将由旋转传感器8(8a，8b)检测到的磁极位置θ从模拟数据变换成数字数据并取入的处理。

如图7所示那样，在非同步控制模式下不执行电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)。并且，如图8所示那样，控制装置2在同步控制模式被选择的情况下，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期并在相互不同的基准运算周期T0内进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)。这里，电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)是进行计算通过2(＝N)次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的2(＝N)次的电流检测值的平均值的平均值运算的处理。在本实施方式中，电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)被设为是计算通过三相二相变换处理CT(CT1，CT2)进行三相二相变换而得到的二相的电流检测值Idr、Iqr的平均值的处理。即，在电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)中，计算2(＝N)次的二相电流检测值Idr、Iqr的每一个的平均值。并且，在同步控制模式被选择的情况下，在之后进行的电流控制处理IC(IC1，IC2)中，利用二相电流检测值Idr、Iqr的平均值来进行电流控制运算。由此，将通过2(＝N)次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr适当地反馈来进行电流控制处理IC(IC1，IC2)以及之后的电压控制处理VC(VC1，VC2)。

如图7和图8所示那样，2个电动机MG1、MG2的每一个的电流控制处理IC(IC1，IC2)，与控制模式无关地，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期并在相互不同的基准运算周期T0内进行。但是，电流控制处理IC(IC1，IC2)的内容根据控制模式的不同而不同。这里，电流控制处理IC(IC1，IC2)是根据通过三相二相变换处理CT(CT1，CT2)进行三相二相变换而得到的二相电流检测值Idr、Iqr、和作为二相电流指令值的d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq之间的偏差，来决定二相电压指令值Vd、Vq的处理。因此，电流控制处理IC(IC1，IC2)与电流值取入处理IT(IT1，IT2)和三相二相变换处理CT(CT1，CT2)同样，一般较理想的是以与电流检测处理IS(IS1，IS2)相同的周期来执行。但是，在本实施方式中，控制装置2仅利用电流检测处理IS(IS1，IS2)以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行的非同步控制模式，以与电流检测处理IS(IS1，IS2)相同的周期来执行电流控制处理IC(IC1，IC2)。并且，控制装置2在电流检测处理IS(IS1，IS2)按每一个基准运算周期T0被执行的同步控制模式下，以电流检测处理IS(IS1，IS2)的2(＝N)倍的周期来执行电流控制处理IC(IC1，IC2)。但是，如上所述，控制装置2在同步控制模式下，进行电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)，在电流控制处理IC(IC1，IC2)中，利用2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的平均值。由此，电流控制部13在电流控制处理IC(IC1，IC2)中，将2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr适当地反馈来决定二相电压指令值Vd、Vq。其结果，在本实施方式中，电流控制处理IC(IC1，IC2)的执行周期与控制模式无关，是相同的，如图7和图8所示那样，控制装置2以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期，在相互不同的基准运算周期T0内进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电流控制处理IC(IC1，IC2)。

如图7和图8所示那样，2个电动机MG1、MG2的每一个的调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)与控制模式无关，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期，在相互不同的基准运算周期T0内进行。这里，调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)是根据通过电流控制处理IC(IC1，IC2)决定的二相电压指令值Vd、Vq和直流电压Vdc，来导出调制率M和电压指令相位θv的处理。于是，在本实施方式中，在2个电动机MG1、MG2的每一个的电流控制处理IC(IC1，IC2)被进行后，控制装置2以与该电流控制处理IC(IC1，IC2)相同的周期来执行2个电动机MG1、MG2的每一个的调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)。即，调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)的执行周期与控制模式无关，是相同的，如图7和图8所示那样，控制装置2以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期且在相互不同的基准运算周期T0内进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)。

如上述说明的那样，在本实施方式中，在同步控制模式被选择的情况下，分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2，电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)、电流控制处理IC(IC1，IC2)以及调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)与电压控制处理VC(VC1，VC2)一起以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行。另外，在非同步控制模式被选择的情况下，分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2，与电流检测处理IS(IS1，IS2)一起以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电流值取入处理IT(IT1，IT2)、三相二相变换处理CT(CT1，CT2)、电流控制处理IC(IC1，IC2)以及调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)。并且，上述那样的、分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期且在相互不同的时刻或者基准运算周期T0内被进行的处理，如图7和图8所示那样，按每一个基准运算周期T0被交替地进行。因此，在本实施方式中，控制装置2对反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次进行监视，根据该结果，例如在第奇数次执行针对第一电动机MG1的处理，在第偶数次执行针对第二电动机MG2的处理。此时，针对第一电动机MG1的处理的周期和针对第二电动机MG2的处理的周期，错开了该处理的周期的1/2(这里等于基准运算周期T0)。另外，控制装置2针对按每一个基准运算周期T0进行一次的处理，在第奇数次，先执行针对第一电动机MG1的处理然后执行针对第二电动机MG2的处理，在第偶数次，先执行针对第二电动机MG2的处理然后执行针对第一电动机MG1的处理。当然，在第奇数次或者第偶数次的每一个的基准运算周期T0中，能够适当地设定变更执行针对2个电动机MG1、MG2中的哪一个的处理。

另外，在图7和图8的时序图中，没有包含基于模式决定部51的模式决定处理和基于载波频率决定部52的载波频率决定处理。对于这些处理而言，由于用于进行各自的处理的输入变量的更新周期与基准运算周期T0相比是足够长的周期，所以无需非常频繁地进行运算处理，与上述的各处理相比，设定较长的运算周期。因此，虽然没有图示，但是模式决定处理和载波频率决定处理利用各基准运算周期T0内的上述图7和图8的时序图所示的各处理没有被进行的空闲时间而被执行。在处理没有在一个基准运算周期T0内结束的情况下，分到多个基准运算周期T0中来执行。

1-4.电动机控制处理的流程

接着，参照图6的流程图以及图7和图8的时序图对本实施方式涉及的电动机控制处理的流程进行说明。下面说明的用于进行电动机控制处理的各部的处理流程是通过控制装置2来执行的。另外，在本实施方式中，控制装置2的各功能部由程序存储器63(参照图1)所保存的电动机控制程序构成，作为控制装置2所具备的运算处理单元的CPU核62作为执行电动机控制程序的计算机进行动作。

在本实施方式涉及的电动机控制处理中，如图7和图8所示那样，作为其前提，根据基于CPU61的中断处理的周期、即基准运算周期T0，执行控制装置2的各功能部中的运算处理。另外，第一电动机MG1的磁极位置检测处理PS1和第二电动机MG2的磁极位置检测处理PS2与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0执行一次。另一方面，第一电动机MG1的电流检测处理IS1和第二电动机MG2的电流检测处理IS2，在非同步控制模式被选择的情况下，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期在相互不同的时刻被执行，在同步控制模式被选择的情况下，按每一个基准运算周期T0执行一次。作为磁极位置检测处理PS(PS1，PS2)的检测值的磁极位置θ和作为电流检测处理IS(IS1，IS2)的检测值的各电动机MG(MG1，MG2)的电流检测值Iur、Ivr、Iwr被临时存储于未图示的模拟存储器等中，被用于后面的处理。

如图6所示那样，当CPU61的中断处理按每一个基准运算周期T0被执行时(步骤#01)，控制装置2首先判断由模式决定部51决定的当前的控制模式是非同步控制模式还是同步控制模式(步骤#02)，接着，判断反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次(步骤#03，#04)。

在当前的控制模式是非同步控制模式(步骤#02：是)，基准运算周期T0是第奇数次的(步骤#03：是)情况下，如图7的第一基准运算周期T01和第三基准运算周期T03所示那样，控制装置2按照非同步控制模式的处理周期的设定，优先进行第一电动机MG1的处理来执行各处理。首先，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT1以及电流值取入处理IT1(步骤#A1)。接着，针对第一电动机MG1，依次执行三相二相变换处理CT1(步骤#A2)、电流控制处理IC1(步骤#A3)、调制率和电压指令相位导出处理MC1(步骤#A4)、电压控制处理VC1(步骤#A5)。然后，执行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的磁极位置θ通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT2(步骤#A6)。接着，执行针对第二电动机MG2的电压控制处理VC2(步骤#A7)。在针对该第二电动机MG2的电压控制处理VC2中，作为调制率M和电压指令相位θv，直接利用在前一个基准运算周期T0(例如图7中的从第三基准运算周期T03观察到的第二基准运算周期T02)中被执行的、针对第二电动机MG2的调制率和电压指令相位导出处理MC2的结果。

在当前的控制模式是非同步控制模式(步骤#02：是)，基准运算周期T0是第偶数次的(步骤#03：否)情况下，如图7的第二基准运算周期T02和第四基准运算周期T04所示那样，控制装置2按照非同步控制模式的处理周期的设定，使针对第二电动机MG2的处理优先来执行各处理。首先，执行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT2以及电流值取入处理IT2(步骤#B1)。接着，针对第二电动机MG2依次执行三相二相变换处理CT2(步骤#B2)、电流控制处理IC2(步骤#B3)、调制率和电压指令相位导出处理MC2(步骤#B4)、电压控制处理VC2(步骤#B5)。然后，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的磁极位置θ通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT1(步骤#B6)。接着，执行针对第一电动机MG1的电压控制处理VC1(步骤#B7)。在针对该第一电动机MG1的电压控制处理VC1中，作为调制率M和电压指令相位θv，直接利用在前一个基准运算周期T0(例如图7中的从第二基准运算周期T02观察到的第一基准运算周期T01)中被执行的、针对第一电动机MG1的调制率和电压指令相位导出处理MC1的结果。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#02：否)，基准运算周期T0是第奇数次的(步骤#04：是)的情况下，如图8的第一基准运算周期T01和第三基准运算周期T03所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，使针对第一电动机MG1的处理优先来执行各处理。首先，进行该基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT1以及电流值取入处理IT1(步骤#C1)。接着，针对第一电动机MG1，依次执行三相二相变换处理CT1(步骤#C2)、电流平均值运算处理AC1(步骤#C3)、电流控制处理IC1(步骤#C4)、调制率和电压指令相位导出处理MC1(步骤#C5)、电压控制处理VC1(步骤#C6)。这里，在针对第奇数次的基准运算周期T0中的第一电动机MG1的电流平均值运算处理AC1中，利用分别在该电流平均值运算处理AC1被进行的基准运算周期T0中以及在其前一个第偶数次的基准运算周期T0(例如图8中的从第三基准运算周期T03观察到的第二基准运算周期T02)中被执行的、针对第一电动机MG1的2(＝N)次的三相二相变换处理CT1的结果、即2(＝N)次的二相电流检测值Idr、Iqr，来计算平均值。因此，之后的电流控制处理IC1(步骤#C4)、调制率和电压指令相位导出处理MC1(步骤#C5)以及电压控制处理VC1(步骤#C6)根据该电流平均值而被进行，因此使通过2(＝N)次电流检测处理IS1检测到的2(＝N)次的电流检测值进行反馈来进行1次电压控制处理VC1。

然后，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的磁极位置θ以及电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT2以及电流值取入处理IT2(步骤#C7)。接着，执行针对第二电动机MG2的三相二相变换处理CT2(步骤#C8)。在该第奇数次的基准运算周期T0中，通过针对第二电动机MG2的三相二相变换处理CT2计算出的三相二相变换后的二相电流检测值Idr、Iqr，在接着的第偶数次的基准运算周期T0(例如图8中的从第一基准运算周期T01观察到的第二基准运算周期T02)中的针对第二电动机MG2的电流平均值运算处理AC2中计算平均值时被使用。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#02：否)，基准运算周期T0是第偶数次的(步骤#04：否)的情况下，如图8的第二基准运算周期T02和第四基准运算周期T04所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，使针对第二电动机MG2的处理优先来执行各处理。首先，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT2以及电流值取入处理IT2(步骤#D1)。接着，针对第二电动机MG2，依次执行三相二相变换处理CT2(步骤#D2)、电流平均值运算处理AC2(步骤#D3)、电流控制处理IC2(步骤#D4)、调制率和电压指令相位导出处理MC2(步骤#D5)、电压控制处理VC2(步骤#D6)。这里，在第偶数次的基准运算周期T0中的针对第二电动机MG2的电流平均值运算处理AC2中，利用在该电流平均值运算处理AC2被进行的基准运算周期T0和在其前一个第奇数次的基准运算周期T0(例如图8中的从第二基准运算周期T02观察到的第一基准运算周期T01)各自中被执行的、针对第二电动机MG2的2(＝N)次的三相二相变换处理CT2的结果、即2(＝N)次的二相电流检测值Idr、Iqr，来计算平均值。因此，根据该电流平均值进行之后的电流控制处理IC2(步骤#D4)、调制率和电压指令相位导出处理MC2(步骤#D5)以及电压控制处理VC2(步骤#D6)，因此使通过2(＝N)次电流检测处理IS2检测到的2(＝N)次的电流检测值进行反馈来进行1次电压控制处理VC2。

然后，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT1以及电流值取入处理IT1(步骤#D7)。接着，执行针对第一电动机MG1的三相二相变换处理CT1(步骤#D8)。在该第偶数次的基准运算周期T0中，通过针对第一电动机MG1的三相二相变换处理CT1计算出的三相二相变换后的二相电流检测值Idr、Iqr，在接着的第奇数次的基准运算周期T0(例如图8中的从第二基准运算周期T02观察到的第三基准运算周期T03)中的针对第一电动机MG1的电流平均值运算处理AC1中计算平均值时被使用。

如上所述，在同步控制模式被选择的情况下，通过电流平均值运算处理AC(AC1，AC2)计算作为按每一个基准运算周期T0进行的电流检测处理IS(IS1，IS2)的结果的电流检测值(此处是二相电流检测值Idr、Iqr)的2(＝N)次的平均值，并以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期，利用该平均值来进行电流控制处理IC(IC1，IC2)以及电压控制处理VC(VC1，VC2)。因此，在与以每个基准运算周期T0的较短周期进行电流检测处理IS(IS1，IS2)相比，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的较长周期进行电流控制处理IC(IC1，IC2)和电压控制处理VC(VC1，VC2)的情况下，能够使通过2(＝N)次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的2(＝N)次的电流检测值适当地进行反馈来进行电流控制处理IC(IC1，IC2)以及电压控制处理VC(VC1，VC2)。因此，在电动机MG的转子的转速较高、存在电流采样的混叠容易发生的倾向的同步控制模式中，能够使电流检测处理IS(IS1，IS2)的周期(采样周期)变短，并且能够将以该较短周期检测到的电流检测值适当地反映在控制中来抑制电流采样的混叠的发生。

另外，虽然由于使电流检测处理IS(IS1，IS2)的周期与非同步控制模式的情况相比变短而导致CPU核62的运算负荷增加，但是与此相应地，由于电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期相对于非同步控制模式变长到2(＝N)倍，所以减轻了电压控制处理VC(VC1，VC2)所需的运算负荷，控制装置2的整体的运算负荷被控制在CPU核62的处理能力的范围内。如上所述，在同步控制模式中，与非同步控制模式不同，由于无需按每个载波周期TC进行开关控制信号的输出，所以即使使电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期变慢也不会有太大的问题。因此，能够在使用处理能力有限的CPU核62的同时，即使在电动机MG的转速较高的情况下也会对电流采样的混叠的发生进行抑制。

另一方面，在非同步控制模式被选择的情况下，如上述那样，通过按每一个基准运算周期T0进行电压控制处理VC(VC1，VC2)，能够以较短周期来适当地进行该非同步控制模式的电压控制处理VC(VC1，VC2)，即基本上按每一个载波周期TC输出开关的接通和断开的控制信号。另外，虽然与同步控制模式被选择的情况相反，由于电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期缩短而导致CPU核62的运算负荷增加，但是通过以基准运算周期的2(＝N)倍的周期进行电流检测处理IS(IS1，IS2)以及伴随于此的电流值取入处理IT(IT1，IT2)、三相二相变换处理CT(CT1，CT2)、电流控制处理IC(IC1，IC2)以及调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)，减轻了运算负荷，控制装置2的整体的运算负荷被控制在CPU核62的处理能力的范围内。此时，由于非同步控制模式被选择的状态，是电动机MG的转速较低、载波的频率相对于交流电压指令值Vu、Vv、Vw的频率足够高的状态，所以即使电流检测处理IS(IS1，IS2)的周期(采样周期)与载波周期TC相比在一定程度上变长，电流采样的混叠也难以发生。

2.第二实施方式

接着，对本发明涉及的电动机驱动装置1的控制装置2的第二实施方式进行说明。本实施方式涉及的电动机驱动装置1和控制装置2，与将2个电动机MG1、MG2作为控制对象的上述第一实施方式相比，其不同点在于仅将1个电动机MG作为控制对象。因此，虽然图示被省略，但是在硬件构成中，与上述第一实施方式相比，其不同点在于，电动机驱动装置1分别具备一个逆变器6、电流传感器7以及旋转传感器8。另外，在软件构成中，与上述第一实施方式相比，其不同点在于，控制装置2被构成为对1个电动机MG进行控制。下面对主要的不同点、即与控制模式对应的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程进行说明。另外，关于没有特别说明的方面，基本上与上述第一实施方式相同。

2-1.与控制模式对应的各部的处理周期

首先，对本实施方式涉及的与控制模式对应的控制装置2的各部的处理周期的设定进行说明。在本实施方式中，控制装置2被构成为，通过单一CPU核62来进行用于进行1个电动机MG的电流反馈控制的运算处理。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图10所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电压控制处理VC，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电流检测处理IS，使通过1次电流检测处理IS检测到的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行2(＝N)次电压控制处理VC。另一方面，控制装置2在同步控制模式被选择的情况下，如图11所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电流检测处理IS，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电压控制处理VC，使通过2(＝N)次电流检测处理IS检测到的2(＝N)次的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行1次电压控制处理VC。另外，在图10和图11中，除了载波周期TC和基准运算周期T0以外，还示出了进行电流检测处理IS的周期、即电流检测周期设为“T1”，进行电压控制处理VC的周期、即电压控制周期设为“T2”。

另外，控制装置2根据电流检测周期T1和电压控制周期T2的周期的切换，也对其他处理的周期进行切换。具体而言，与上述第一实施方式同样，电流值取入处理IT和三相二相变换处理CT在进行电流检测处理IS后，以与该电流检测处理IS相同的周期予以执行。即，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图10所示那样，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电流值取入处理IT和三相二相变换处理CT，在同步控制模式被选择的情况下，如图11所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电流值取入处理IT和三相二相变换处理CT。

如图10和图11所示那样，磁极位置检测处理PS和磁极位置取入处理PT与控制模式无关，按每一个基准运算周期T0被进行。电流平均值运算处理AC在非同步控制模式下不被执行，在同步控制模式被选择的情况下，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被执行。另外，电流控制处理IC与控制模式无关，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行。但是，电流控制处理IC的内容根据控制模式的不同而不同，在非同步控制模式下，单纯以与电流检测处理IS相同的周期执行电流控制处理IC，而在同步控制模式下，以电流检测处理IS的2(＝N)倍的周期执行电流控制处理IC，在各次电流控制处理IC中利用2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的平均值。调制率和电压指令相位导出处理MC与控制模式无关，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行。即，在进行电流控制处理IC后，控制装置2以与该电流控制处理IC相同的周期执行调制率和电压指令相位导出处理MC。这样，各处理的周期基本上与上述第一实施方式相同。

另外，在本实施方式中，与上述第一实施方式同样，也存在以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行的处理。这样的处理按每2个基准运算周期T0进行1次。因此，在本实施方式中，控制装置2也对反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次进行监视，并根据其结果，例如在第奇数次执行以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期所进行的处理，在第偶数次不执行这样的处理。另外，针对按每一个基准运算周期T0进行一次的处理，控制装置2与是第奇数次还是第偶数次无关地执行上述的处理。

2-2.电动机控制处理的流程

接着，参照图9的流程图、以及图10和图11的时序图，对本实施方式涉及的电动机控制处理的流程进行说明。在本实施方式中，根据基于CPU61的中断处理的周期、即基准运算周期T0，执行控制装置2的各功能部中的运算处理。另外，磁极位置检测处理PS与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0执行一次。另一方面，电流检测处理IS在非同步控制模式被选择的情况下，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被执行，在同步控制模式被选择的情况下，按每一个基准运算周期T0执行一次。

如图9所示那样，当CPU61的中断处理按每一个基准运算周期T0被执行时(步骤#11)，控制装置2首先判断由模式决定部51决定的当前的控制模式是非同步控制模式还是同步控制模式(步骤#12)，接着，判断反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次(步骤#13，#14)。

在当前的控制模式是非同步控制模式(步骤#12：是)，基准运算周期T0是第奇数次的(步骤#13：是)的情况下，如图10的第一基准运算周期T01和第三基准运算周期T03所示那样，控制装置2按照非同步控制模式的处理周期的设定，执行以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期所进行的处理、和按每一个基准运算周期T0进行一次的处理的双方。首先，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的电动机MG的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT以及电流值取入处理IT(步骤#E1)。接着，依次执行三相二相变换处理CT(步骤#E2)、电流控制处理IC(步骤#E3)、调制率和电压指令相位导出处理MC(步骤#E4)、电压控制处理VC(步骤#E5)。

在当前的控制模式是非同步控制模式(步骤#12：是)，基准运算周期T0是第偶数次的(步骤#13：否)情况下，如图10的第二基准运算周期T02和第四基准运算周期T04所示那样，控制装置2按照非同步控制模式的处理周期的设定，仅执行按每一个基准运算周期T0进行一次的处理。首先，执行在该基准运算周期T0的最初被检测到的电动机MG的磁极位置θ通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT(步骤#E6)。接着，电压控制处理VC(步骤#E5)。在该电压控制处理VC中，作为调制率M和电压指令相位θv，直接利用在前一个基准运算周期T0(例如图10中的从第二基准运算周期T02观察到的第一基准运算周期T01)中被执行的调制率和电压指令相位导出处理MC的结果。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#12：否)，基准运算周期T0是第奇数次的(步骤#14：是)情况下，如图11的第一基准运算周期T01和第三基准运算周期T03所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，执行以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行的处理和按每一个基准运算周期T0进行一次的处理的双方。首先，进行在该基准运算周期T0的最初检测到的电动机MG的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT以及电流值取入处理IT(步骤#F1)。接着，依次执行三相二相变换处理CT(步骤#F2)、电流平均值运算处理AC(步骤#F3)、电流控制处理IC(步骤#F4)、调制率和电压指令相位导出处理MC(步骤#F5)、电压控制处理VC(步骤#F6)。这里，在第奇数次的基准运算周期T0中的电流平均值运算处理AC中，分别利用在该电流平均值运算处理AC被进行的基准运算周期T0中以及在其前一个第偶数次的基准运算周期T0(例如图11中的从第三基准运算周期T03观察到的第二基准运算周期T02)中执行的2(＝N)次的三相二相变换处理CT的结果、即2(＝N)次的二相电流检测值Idr、Iqr，来计算平均值。因此，之后的电流控制处理IC(步骤#F4)、调制率和电压指令相位导出处理MC(步骤#F5)以及电压控制处理VC(步骤#F6)根据该电流平均值进行，因此使通过2(＝N)次电流检测处理IS检测到的2(＝N)次的电流检测值进行反馈来进行1次电压控制处理VC。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#12：否)，基准运算周期T0是第偶数次的(步骤#14：否)情况下，如图11的第二基准运算周期T02和第四基准运算周期T04所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，仅执行按每一个基准运算周期T0进行一次的处理。首先，进行在该基准运算周期T0的最初检测到的电动机MG的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT以及电流值取入处理IT(步骤#F7)。接着，执行三相二相变换处理CT(步骤#F8)。在该第偶数次的基准运算周期T0中，通过三相二相变换处理CT计算出的三相二相变换后的二相电流检测值Idr、Iqr，在接着的第奇数次的基准运算周期T0(例如图11中的从第二基准运算周期T02观察到的第三基准运算周期T03)中的电流平均值运算处理AC中计算平均值时被使用。

通过以上那样的构成，在本实施方式中，也与上述第一实施方式同样，在电动机MG的转子的转速较高，电流采样的混叠处于容易发生的倾向的同步控制模式中，能够使电流检测处理IS的周期(采样周期)变短，并且能够将以该较短的周期检测到的电流检测值适当地反映在控制中来抑制电流采样的混叠的发生。另外，针对由于电流检测处理IS的周期与非同步控制模式的情况相比变短而导致CPU核62的运算负荷增加的量，通过使电压控制处理VC的周期相对于非同步控制模式变长到2(＝N)倍来减轻运算负荷，将控制装置2的整体的运算负荷控制在CPU核62的处理能力的范围内。另一方面，在即使电流检测处理IS的周期(采样周期)与载波周期TC相比在一定程度上变长电流采样的混叠也难以发生的非同步控制模式下，通过以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电流检测处理IS以及伴随于此的处理来减轻运算负荷，并且能够取代上述处理，通过按每一个基准运算周期T0进行电压控制处理VC来适当地执行非同步控制模式的PWM控制。

3.第三实施方式

接着，对本发明涉及的电动机驱动装置1的控制装置2的第三实施方式进行说明。虽然省略了图示，但是本实施方式涉及的电动机驱动装置1和控制装置2在同步控制模式被选择的情况下，用于通过按每一个基准运算周期T0进行电流检测处理IS(IS1，IS2)，将按每一个基准运算周期T0取得一次的电流检测值Iur、Ivr、Iwr反馈到电压控制处理VC中的控制的内容与上述第一实施方式不同。伴随于此，在软件构成中，在电流控制部13不具备平均值运算部21这一点上与上述第一实施方式不同。在本实施方式中，由于也将2个电动机MG1、MG2作为控制对象，所以硬件构成与上述第一实施方式相同。另外，在本实施方式中，非同步控制模式中的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程与上述第一实施方式相同。因此，在本实施方式的说明中，使用图7作为表示非同步控制模式中的各部的处理周期的时序图。下面，对主要的不同点、即与控制模式对应的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程进行说明。另外，关于没有特别说明的方面，基本上与上述第一实施方式相同。

3-1.对应于控制模式的各部的处理周期

首先，对本实施方式涉及的与控制模式对应的控制装置2的各部的处理周期的设定进行说明。该控制装置2被构成为，根据由模式决定部51选择的控制模式是同步控制模式还是非同步控制模式，对各部的处理周期的设定进行切换。在本实施方式中，控制装置2除了根据控制模式切换基于电流传感器7(7a，7b)的电流检测处理IS(IS1，IS2)的周期以及基于电压控制部23的电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期的设定之外，还根据控制模式切换基于电流控制部13的电流控制处理IC(IC1，IC2)的周期的设定。

另外，在本实施方式中，与上述第一实施方式同样，控制装置2被构成为，通过单一CPU核62来进行用于进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的电流反馈控制的运算处理。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图7所示那样，按每一个基准运算周期T0在相同的基准运算周期T0内依次进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电压控制处理VC(VC1，VC2)，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期在相互不同的时刻进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测处理IS(IS1，IS2)，分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2使通过1次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行2(＝N)次电压控制处理VC(VC1，VC2)。另一方面，控制装置2在同步控制模式被选择的情况下，如图13所示那样，按每一个基准运算周期T0进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测处理IS(IS1，IS2)，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期在相互不同的基准运算周期T0内进行2(＝N)个电动机MG1、MG2的每一个的电压控制处理VC(VC1，VC2)，使通过2(＝N)次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的2(＝N)次的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行1次电压控制处理VC(VC1，VC2)。另外，在图13中，也与图7和图8同样，示出了针对电流检测处理IS(IS1，IS2)被进行的周期、即电流检测周期，将第一电动机MG1的电流检测周期设为“T11”，将第二电动机MG2的电流检测周期设为“T12”，针对电压控制处理VC(VC1，VC2)被进行的周期、即电压控制周期，将第一电动机MG1的电压控制周期设为“T21”，将第二电动机MG2的电压控制周期设为“T22”。

另外，控制装置2也根据电流检测周期T1和电压控制周期T2的周期的切换，对其他处理的周期进行切换。具体而言，与上述第一实施方式同样，在2个电动机MG1、MG2的每一个的电流检测处理IS(IS1，IS2)被进行后，2个电动机MG1、MG2的每一个的电流值取入处理IT(IT1，IT2)以及三相二相变换处理CT(CT1，CT2)以与该电流检测处理IS(IS1，IS2)相同的周期被执行。即，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图7所示那样，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期在相互不同的基准运算周期T0内进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流值取入处理IT(IT1，IT2)以及三相二相变换处理CT(CT1，CT2)，在同步控制模式被选择的情况下，如图13所示那样，按每一个基准运算周期T0进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流值取入处理IT(IT1，IT2)以及三相二相变换处理CT(CT1，CT2)。

并且，在本实施方式中，与上述第一实施方式不同，根据电流检测周期T1以及电压控制周期T2的周期的切换、即控制模式来切换电流控制处理IC(IC1，IC2)的周期。具体而言，在2个电动机MG1、MG2的每一个的三相二相变换处理CT(CT1，CT2)被进行后，2个电动机MG1、MG2的每一个的电流控制处理IC(IC1，IC2)以与电流检测处理IS(IS1，IS2)相同的周期被执行。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图7所示那样，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期在相互不同的基准运算周期T0内进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流控制处理IC(IC1，IC2)，在同步控制模式被选择的情况下，如图13所示那样，按每一个基准运算周期T0进行2个电动机MG1、MG2的每一个的电流控制处理IC(IC1，IC2)。

这里，电流控制处理IC(IC1，IC2)是如上述那样的、根据通过三相二相变换处理CT(CT1，CT2)进行三相二相变换而得到的二相电流检测值Idr、Iqr和作为二相电流指令值的d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq之间的偏差，进行比例控制以及积分控制来决定作为第一电压指令值的二相电压指令值Vd、Vq的处理。因此，在通过电流控制处理IC(IC1，IC2)导出的二相电压指令值Vd、Vq中，作为上述积分控制的积分项，包含与多次的电流检测值Idr、Iqr和电流指令值Id、Iq之间的偏差的积分值和积分增益对应的值。在同步控制模式被选择的情况下，由于针对2次电流控制处理IC(IC1，IC2)进行1次电压控制处理VC(VC1，VC2)，所以根据通过2(＝N)次电流控制处理IC(IC1，IC2)而在积分项反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq来执行电压控制处理VC(VC1，VC2)。由此，能够将2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr适当地反馈来进行电压控制处理VC(VC1，VC2)。另外，虽然也依赖于积分期间的设定，但是可以优选构成为，在二相电压指令值Vd、Vq中反映了2(＝N)次以上的电流检测值的状态下进行电压控制处理VC(VC1，VC2)。当然，在非同步控制模式被选择的情况下，也在通过电流控制处理IC(IC1，IC2)导出的二相电压指令值Vd、Vq的积分项中反映了多次的电流检测值Idr、Iqr。

如图7和图13所示那样，2个电动机MG1、MG2的每一个的磁极位置检测处理PS(PS1，PS2)以及磁极位置取入处理PT(PT1，PT2)，与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0被进行。2个电动机MG1、MG2的每一个的调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)，与控制模式无关地，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期在相互不同的基准运算周期T0内被进行。在同步控制模式被选择的情况下，由于针对2次的电流控制处理IC(IC1，IC2)进行1次调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)，所以根据在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq来执行调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)，导出调制率M以及电压指令相位θv。并且，通过根据这样的调制率M以及电压指令相位θv来进行电压控制处理VC(VC1，VC2)，如上述那样，根据在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq执行电压控制处理VC(VC1，VC2)。

如以上说明的那样，在本实施方式中，在同步控制模式被选择的情况下，分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2，调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)和电压控制处理VC(VC1，VC2)一起，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行。另外，在非同步控制模式被选择的情况下，分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2，电流值取入处理IT(IT1，IT2)、三相二相变换处理CT(CT1，CT2)、电流控制处理IC(IC1，IC2)以及调制率和电压指令相位导出处理MC(MC1，MC2)与电流检测处理IS(IS1，IS2)一起，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行。并且，如上述那样分别针对2(＝N)个电动机MG1、MG2以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期并在相互不同的时刻、或者基准运算周期T0内进行的处理，如图7和图13所示那样，按每一个基准运算周期T0被交替地进行。因此，在本实施方式中，控制装置2对被反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次进行监视，并根据其结果，例如在第奇数次执行针对第一电动机MG1的处理，在第偶数次执行针对第二电动机MG2的处理。此时，针对第一电动机MG1的处理的周期和针对第二电动机MG2的处理的周期错开了该处理的周期的1/2(此处与基准运算周期T0相等)。另外，控制装置2针对按每一个基准运算周期T0进行一次的处理，在第奇数次，先执行针对第一电动机MG1的处理然后执行针对第二电动机MG2的处理，在第偶数次，先执行针对第二电动机MG2的处理然后执行针对第一电动机MG1的处理。另外，当然，在第奇数次或者第偶数次的每一个的基准运算周期T0内，可以适当地设定变更执行针对2个电动机MG1、MG2中的哪一个的处理。

3-2.电动机控制处理的流程

接着，参照图12的流程图和图7以及图13的时序图，对本实施方式涉及的电动机控制处理的流程进行说明。在本实施方式中，也根据基于CPU61的中断处理的周期、即基准运算周期T0来执行控制装置2的各功能部中的运算处理。另外，磁极位置检测处理PS与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0被执行一次。另一方面，电流检测处理IS在非同步控制模式被选择的情况下以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期并在相互不同的时刻被执行，在同步控制模式被选择的情况下按每一个基准运算周期T0被执行一次。

如图12所示那样，当CPU61的中断处理按每一个基准运算周期T0被执行时(步骤#21)，控制装置2首先判断由模式决定部51决定的当前的控制模式是非同步控制模式还是同步控制模式(步骤#22)，接着，判断被反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次(步骤#23，#24)。当前的控制模式是非同步控制模式的情况(步骤#22：是)下的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程与上述第一实施方式相同。因此，图12的流程图中的步骤#G1～#G7以及步骤#H1～#H7的处理与上述第一实施方式涉及的图6的步骤#A1～#A7以及步骤#B1～#B7的处理相同，非同步控制模式下的时序图与上述第一实施方式涉及的图7所示的时序图相同。因此，与本实施方式涉及的非同步控制模式有关的说明与上述第一实施方式相同，所以省略。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#22：否)，基准运算周期T0是第奇数次的(步骤#24：是)情况下，如图13的第一基准运算周期T01和第三基准运算周期T03所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，使针对第一电动机MG1的处理优先来执行各处理。首先，进行该基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT1以及电流值取入处理IT1(步骤#I1)。接着，针对第一电动机MG1，依次执行三相二相变换处理CT1(步骤#I2)、电流控制处理IC1(步骤#I3)、调制率和电压指令相位导出处理MC1(步骤#I4)、电压控制处理VC1(步骤#I5)。这里，在第奇数次的基准运算周期T0中的针对第一电动机MG1的电压控制处理VC1中，根据通过分别在进行该电压控制处理VC1的基准运算周期T0中、以及在其前一个第偶数次的基准运算周期T0(例如图13中的从第三基准运算周期T03观察到的第二基准运算周期T02)中被执行的、针对第一电动机MG1的2(＝N)次的电流控制处理IC1而在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq，执行电压控制处理VC1。由此，使2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr进行反馈来进行1次电压控制处理VC1。

然后，进行该基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT2以及电流值取入处理IT2(步骤#I6)。接着，针对第二电动机MG2，依次执行三相二相变换处理CT2(步骤#I7)、电流控制处理IC2(步骤#I8)。在其第奇数次的基准运算周期T0中被执行的针对第二电动机MG2的电流控制处理IC2，被用于将该第奇数次的基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的电流检测值Iur、Ivr、Iwr反映在作为电流控制处理IC2的结果的电压指令值Vd、Vq的积分项中。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#22：否)，基准运算周期T0是第偶数次(步骤#24：否)的情况下，如图13的第二基准运算周期T02和第四基准运算周期T04所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，使针对第二电动机MG2的处理优先来执行各处理。首先，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的第二电动机MG2的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT2以及电流值取入处理IT2(步骤#J1)。接着，针对第二电动机MG2，依次执行三相二相变换处理CT2(步骤#J2)、电流控制处理IC2(步骤#J3)、调制率和电压指令相位导出处理MC2(步骤#J4)、电压控制处理VC2(步骤#J5)。这里，在第偶数次的基准运算周期T0中的针对第二电动机MG2的电压控制处理VC2中，根据通过分别在该电压控制处理VC2被进行的基准运算周期T0中、以及在其前一个第奇数次的基准运算周期T0(例如图13中的从第二基准运算周期T02观察到的第一基准运算周期T01)中被执行的、针对第二电动机MG2的2(＝N)次的电流控制处理IC2而在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq，执行电压控制处理VC2。由此，使2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr进行反馈来进行1次电压控制处理VC2。

然后，该基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT1以及电流值取入处理IT1被进行(步骤#J6)。接着，针对第一电动机MG1，依次执行三相二相变换处理CT1(步骤#J7)、电流控制处理IC1(步骤#J8)。在其第偶数次的基准运算周期T0中被执行的针对第一电动机MG1的电流控制处理IC1被用于将该第偶数次的基准运算周期T0的最初被检测到的第一电动机MG1的电流检测值Iur、Ivr、Iwr反映在作为电流控制处理IC1的结果的电压指令值Vd、Vq的积分项中。

如上所述，在同步控制模式被选择的情况下，根据通过2(＝N)次电流控制处理IC(IC1，IC2)而在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq，执行电压控制处理VC(VC1，VC2)。因此，在与以每个基准运算周期T0的较短周期进行电流检测处理IS(IS1，IS2)相比，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的较长周期进行电压控制处理VC(VC1，VC2)的情况下，能够将通过2(＝N)次电流检测处理IS(IS1，IS2)检测到的2(＝N)次的电流检测值适当地反馈来进行电压控制处理VC(VC1，VC2)。因此，在电动机MG的转子的转速较高，存在电流采样的混叠容易发生的倾向的同步控制模式下，能够缩短电流检测处理IS(IS1，IS2)的周期(采样周期)，并且能够将以该较短周期检测到的电流检测值适当地反映在控制中来抑制电流采样的混叠的发生。

另外，虽然由于电流检测处理IS(IS1，IS2)以及电流控制处理IC(IC1，IC2)的周期与非同步控制模式的情况相比变短而导致CPU核62的运算负荷增加，但是相应地，通过使电压控制处理VC(VC1，VC2)的周期相对于非同步控制模式变长到2(＝N)倍，来减轻电压控制处理VC(VC1，VC2)所需的运算负荷，将控制装置2的整体的运算负荷控制在CPU核62的处理能力的范围内。因此，能够在使用处理能力有限的CPU核62的同时，即使在电动机MG的转速变高的情况下也会对电流采样的混叠的发生进行抑制。

4.第四实施方式

接着，对本发明涉及的电动机驱动装置1的控制装置2的第四实施方式进行说明。本实施方式涉及的控制装置2的构成基本上接近于上述第三实施方式，但是在仅将1个电动机MG作为控制对象这一点上，与上述第三实施方式不同。因此，虽然省略了图示，但在硬件构成中，电动机驱动装置1分别具备一个逆变器6、电流传感器7以及旋转传感器8这一点与上述第三实施方式不同。另外，在软件构成中，控制装置2被构成为控制1个电动机MG这一点与上述第三实施方式不同。另外，在本实施方式中，非同步控制模式中的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程与上述第二实施方式相同。因此，在本实施方式的说明中，使用图10作为表示非同步控制模式下的各部的处理周期的时序图。下面对主要的不同点、即与控制模式对应的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程进行说明。另外，关于没有特别说明的方面，基本上与上述第三实施方式相同。

4-1.与控制模式对应的各部的处理周期

首先，对本实施方式涉及的、与控制模式对应的控制装置2的各部的处理周期的设定进行说明。在本实施方式中，控制装置2被构成为通过单一CPU核62来进行用于进行1个电动机MG的电流反馈控制的运算处理。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图10所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电压控制处理VC，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电流检测处理IS，使通过1次电流检测处理IS检测到的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行2(＝N)次电压控制处理VC。另一方面，控制装置2在同步控制模式被选择的情况下，如图15所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电流检测处理IS，并且以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期来进行电压控制处理VC，使通过2(＝N)次电流检测处理IS检测到的2(＝N)次的电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行反馈来进行1次电压控制处理VC。另外，在图10和图15中，除了载波周期TC和基准运算周期T0以外，还示出了将进行电流检测处理IS的周期、即电流检测周期设为“T1”，将进行电压控制处理VC的周期、即电压控制周期设为“T2”。

另外，控制装置2也根据电流检测周期T1以及电压控制周期T2的周期的切换，对其他处理的周期进行切换。具体而言，与上述第三实施方式同样，在进行电流检测处理IS后，以与该电流检测处理IS相同的周期执行电流值取入处理IT以及三相二相变换处理CT。即，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图10所示那样，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行电流值取入处理IT以及三相二相变换处理CT，在同步控制模式被选择的情况下，如图15所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电流值取入处理IT和三相二相变换处理CT。

并且，与上述第三实施方式同样，也根据电流检测周期T1和电压控制周期T2的周期的切换、即控制模式来切换电流控制处理IC的周期。具体而言，电流控制处理IC在三相二相变换处理CT被进行后，以与电流检测处理IS相同的周期被执行。因此，控制装置2在非同步控制模式被选择的情况下，如图10所示那样，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期来进行电流控制处理IC，在同步控制模式被选择的情况下，如图15所示那样，按每一个基准运算周期T0进行电流控制处理IC。这里，在通过电流控制处理IC导出的二相电压指令值Vd、Vq中，作为上述积分控制的积分项，包含有与多次的电流检测值Idr、Iqr和电流指令值Id、Iq之间的偏差的积分值和积分增益相对应的值。在同步控制模式被选择的情况下，由于针对2次电流控制处理IC进行1次电压控制处理VC，所以根据通过2(＝N)次电流控制处理IC而在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq，来执行电压控制处理VC。由此，能够将2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr适当地反馈来进行电压控制处理VC。这一点与上述第三实施方式相同。

如图10和图15所示那样，磁极位置检测处理PS以及磁极位置取入处理PT与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0被进行。调制率和电压指令相位导出处理MC与控制模式无关地，以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被进行。这样，各处理的周期基本上与上述第一实施方式相同。

另外，在本实施方式中，与上述第三实施方式同样，也存在以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行的处理。这样的处理按每2个基准运算周期T0被执行1次。因此，在本实施方式中，控制装置2对被反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次进行监视，并根据该结果，例如在第奇数次执行以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行的处理，在第偶数次不执行那样的处理。另外，控制装置2针对按每一个基准运算周期T0进行一次的处理，与是第奇数次还是第偶数次无关地执行那样的处理。

4-2.电动机控制处理的流程

接着，参照图14的流程图以及图10和图15的时序图，对本实施方式涉及的电动机控制处理的流程进行说明。在本实施方式中，根据基于CPU61的中断处理的周期、即基准运算周期T0，来执行控制装置2的各功能部中的运算处理。另外，磁极位置检测处理PS与控制模式无关地，按每一个基准运算周期T0被执行一次。另一方面，电流检测处理IS在非同步控制模式被选择的情况下以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期被执行，在同步控制模式被选择的情况下按每一个基准运算周期T0被执行一次。

如图14所示那样，当CPU61的中断处理按每一个基准运算周期T0被执行时(步骤#31)，控制装置2首先判断由模式决定部51决定的当前的控制模式是非同步控制模式还是同步控制模式(步骤#32)，接着，判断被反复执行的基准运算周期T0是第奇数次还是第偶数次(步骤#33，#34)。当前的控制模式是非同步控制模式的情况下(步骤#32：是)的各部的处理周期以及电动机控制处理的流程，与上述第二实施方式相同。因此，图14的流程图中的步骤#K1～#K6的处理与上述第二实施方式涉及的图9的步骤#E1～#E6的处理相同，非同步控制模式下的时序图与上述第二实施方式涉及的图10所示的时序图相同。因此，关于本实施方式涉及的非同步控制模式的说明与上述第二实施方式相同，所以省略。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#32：否)，基准运算周期T0是第奇数次(步骤#34：是)的情况下，如图15的第一基准运算周期T01以及第三基准运算周期T03所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，执行以基准运算周期T0的2(＝N)倍的周期进行的处理和按每一个基准运算周期T0执行一次的处理的双方。首先，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的电动机MG的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT以及电流值取入处理IT(步骤#L1)。接着，依次执行三相二相变换处理CT(步骤#L2)、电流控制处理IC(步骤#L3)、调制率和电压指令相位导出处理MC(步骤#L4)、电压控制处理VC(步骤#L5)。这里，在第奇数次的基准运算周期T0中的针对电动机MG的电压控制处理VC中，根据通过分别在该电压控制处理VC被进行的基准运算周期T0中、以及在其前一个第偶数次的基准运算周期T0(例如图15中的从第三基准运算周期T03观察到的第二基准运算周期T02)中被执行的、2(＝N)次的电流控制处理IC而在积分项中反映了2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr的二相电压指令值Vd、Vq，来执行电压控制处理VC。由此，使2(＝N)次的电流检测值Idr、Iqr进行反馈来进行1次电压控制处理VC。

在当前的控制模式是同步控制模式(步骤#32：否)，基准运算周期T0是第偶数次(步骤#34：否)的情况下，如图15的第二基准运算周期T02以及第四基准运算周期T04所示那样，控制装置2按照同步控制模式的处理周期的设定，仅执行按每一个基准运算周期T0进行一次的处理。首先，进行在该基准运算周期T0的最初被检测到的电动机MG的磁极位置θ和电流检测值Iur、Ivr、Iwr通过A/D变换器67(参照图1)被变换成数字数据并被取入的磁极位置取入处理PT以及电流值取入处理IT(步骤#L6)。接着，依次执行三相二相变换处理CT(步骤#L7)、电流控制处理IC(步骤#L8)。在该第偶数次的基准运算周期T0内被执行的电流控制处理IC被用于将该第偶数次的基准运算周期T0的最初被检测到的电流检测值Iur、Ivr、Iwr反映在作为电流控制处理IC的结果的电压指令值Vd、Vq的积分项中。

通过设定以上那样的构成，在本实施方式中，也与上述第三实施方式同样，在电动机MG的转子的转速较高，存在电流采样的混叠容易发生的倾向的同步控制模式中，能够使电流检测处理IS的周期(采样周期)变短，并且能够将以该较短周期检测到的电流检测值适当地反映在控制中来抑制电流采样的混叠的发生。另外，针对由于使电流检测处理IS的周期与非同步控制模式的情况相比变短而导致的CPU核62的运算负荷的增加的量，通过使电压控制处理VC的周期相对于非同步控制模式变长到2(＝N)倍来减轻运算负荷，将控制装置2的整体的运算负荷控制在CPU核62的处理能力的范围内。

5.其他实施方式

(1)在上述的各实施方式中，以模式决定部51能够选择进行矩形波控制的第三控制模式作为同步控制模式，能够选择进行正弦波PWM控制的第一控制模式或者进行过调制PWM控制的第二控制模式作为非同步控制模式的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。例如，作为同步控制模式，除了各开关元件的接通和断开按每电角度1周期被各执行1次、按每电角度半周期输出1次脉冲的矩形波控制(1脉冲控制)以外，也包含开关元件的接通和断开按每电角度1周期被各执行M次(M是2以上的整数)的M脉冲控制(例如，3脉冲控制或5脉冲控制)。M脉冲控制是按每电角度半周期输出M次脉冲的控制，各脉冲的宽度根据电角度的相位被预先确定。但是，在电角度半周期内被输出的M个脉冲的幅可以设定为相互不同，也可以设定为相互相同。模式决定部51优选采用从这些多个同步控制模式中选择一个的构成。另外，作为非同步控制模式，包含电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期不同步、根据载波来生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的各种控制模式。作为这样的非同步控制模式，除了正弦波PWM控制和过调制PWM控制以外，例如，包含二相调制PWM控制和空间矢量PWM控制等各种PWM控制。另外，即使是PWM控制以外的控制方式，只要是电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期不同步的控制方式，就被包含在本发明的非同步控制模式中。

(2)在上述的各实施方式中，以本发明中的“N”为2、且比基准运算周期T0长的处理的周期是基准运算周期T0的2倍的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此，N被设定为3、4、5等那样的大于2的整数也是本发明的优选实施方式之一。例如，在N被设定为4的情况下，控制装置2在同步控制模式下按每一个基准运算周期T0进行电流检测处理IS，并且以基准运算周期T0的4倍的周期进行电压控制处理VC，使通过4次电流检测处理IS检测到的4次的电流检测值进行反馈来进行1次电压控制处理VC。另外，控制装置2在非同步控制模式下，按每一个基准运算周期T0进行电压控制处理VC，并且以基准运算周期T0的4倍的周期进行电流检测处理IS，使通过1次电流检测处理IS检测到的电流检测值进行反馈来进行4次电压控制处理VC。

(3)在上述的各实施方式中，以作为控制对象的交流电动机MG是1个或者2个的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此，采用控制装置2对3个、4个等那样多于2个的交流电动机MG进行控制的构成也是本发明的优选实施方式之一。无论采用哪个构成，都被构成为，电动机驱动装置1具备对多个交流电动机MG的每个进行驱动控制的多个逆变器6，控制装置2通过对这些多个逆变器6进行控制来控制多个交流电动机MG。这里，交流电动机MG的数量优选是与规定比基准运算周期T0长的处理的周期的本发明的“N”相同的数量，但是也可以设定与其不同的数量。

(4)在上述的各实施方式中，以将本发明应用于将被用作电动车辆或混合动力车辆等的驱动力源的电动机MG作为控制对象的电动机驱动装置1的控制装置2的情况为例进行了说明。但是，本发明的应用范围不限于此。即，为了对将交流电动机作为控制对象的所有装置或设备进行控制，能够应用本发明。

产业上的利用可能性

本发明能够适用于对具备有将直流电压变换成交流电压提供给交流电动机的逆变器的电动机驱动装置进行控制、并进行上述交流电动机的电流反馈控制的控制装置。

符号说明：

1：电动机驱动装置；2：控制装置；6：逆变器；13：电流控制部；21：平均值运算部；23：电压控制部；51：模式决定部(控制模式选择部)；62：CPU核(运算处理单元)；MG：交流电动机；TC：载波周期；T0：基准运算周期；Vu、Vv、Vw：交流电压指令值；Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw：开关控制信号；Iur、Ivr、Iwr：三相电流检测值；Idr、Iqr：二相电流检测值；Id、Iq：电流指令值；Vd、Vq：二相电压指令值(第一电压指令值)；VC：电压控制处理；IS：电流检测处理；IC：电流控制处理；AC：电流平均值运算处理。

Claims (6)

1.一种电动机驱动装置的控制装置，对具备有将直流电压变换成交流电压提供给交流电动机的逆变器的电动机驱动装置进行控制，并进行上述交流电动机的电流反馈控制，其中，

该电动机驱动装置的控制装置具备电压控制部，该电压控制部决定向上述交流电动机供给的交流电压的指令值、即交流电压指令值，并进行用于生成上述逆变器的开关控制信号的电压控制处理，

并且该电动机驱动装置的控制装置还具备控制模式选择部，该控制模式选择部从同步控制模式和非同步控制模式中选择任意一个，该同步控制模式用于使上述交流电动机的电角度的周期和上述逆变器的开关周期同步；该非同步控制模式用于使上述交流电动机的电角度的周期和上述逆变器的开关周期不同步，

在上述同步控制模式被选择的情况下，按被设定为载波周期的1／2的每一个基准运算周期进行用于检测流过上述交流电动机的绕组的电流的电流检测处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期进行上述电压控制处理，使通过N次上述电流检测处理检测到的N次的电流检测值反馈来进行1次上述电压控制处理，其中，N是2以上的整数，

在上述非同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期进行上述电压控制处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期进行上述电流检测处理，使通过1次上述电流检测处理所检测到的电流检测值反馈来进行N次上述电压控制处理。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置的控制装置，其特征在于，

该电动机驱动装置的控制装置具备：

电流控制部，其进行根据电流指令值与通过上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差来决定第一电压指令值的电流控制处理，该电流指令值是基于针对上述交流电动机的请求转矩而决定的；和

平均值运算部，其进行平均值运算，该平均值运算用于计算通过N次的上述电流检测处理检测到的N次的电流检测值的平均值，

在上述同步控制模式被选择的情况下，以上述基准运算周期的N倍的周期，与上述电压控制处理一起进行上述平均值运算、上述电流控制处理，

上述电流控制部根据上述电流指令值和通过上述平均值运算部计算出的上述平均值之间的偏差来进行上述电流控制处理，从而决定上述第一电压指令值，上述电压控制部根据该第一电压指令值来进行上述电压控制处理。

3.一种电动机驱动装置的控制装置，对具备有将直流电压变换成交流电压提供给交流电动机的逆变器的电动机驱动装置进行控制，并进行上述交流电动机的电流反馈控制，其中，

该电动机驱动装置的控制装置具备电压控制部，该电压控制部决定向上述交流电动机供给的交流电压的指令值、即交流电压指令值，并进行用于生成上述逆变器的开关控制信号的电压控制处理，

并且该电动机驱动装置的控制装置还具备控制模式选择部，该控制模式选择部从同步控制模式和非同步控制模式中选择任意一个，该同步控制模式用于使上述交流电动机的电角度的周期和上述逆变器的开关周期同步；该非同步控制模式用于使上述交流电动机的电角度的周期和上述逆变器的开关周期不同步，

在上述同步控制模式被选择的情况下，按被设定为载波周期的1／2的每一个基准运算周期进行用于检测流过上述交流电动机的绕组的电流的电流检测处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期进行上述电压控制处理，使通过N次上述电流检测处理检测到的N次的电流检测值反馈来进行1次上述电压控制处理，其中，N是2以上的整数，

该电动机驱动装置的控制装置具备电流控制部，该电流控制部进行如下的电流控制处理，即、根据电流指令值和通过上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差至少进行比例控制和积分控制，从而决定第一电压指令值，上述电流指令值是基于针对上述交流电动机的请求转矩来决定的，

在上述同步控制模式被选择的情况下，按每一个基准运算周期与上述电流检测处理一起进行上述电流控制处理，

上述电压控制部根据第一电压指令值来进行上述电压控制处理，该第一电压指令值通过N次上述电流控制处理而在积分项中反映了N次的电流检测值。

4.根据权利要求3所述的电动机驱动装置的控制装置，其特征在于，

在上述非同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期进行上述电压控制处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期进行上述电流检测处理，使通过1次上述电流检测处理所检测到的电流检测值反馈来进行N次上述电压控制处理。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电动机驱动装置的控制装置，其特征在于，

该电动机驱动装置的控制装置被构成为通过单一的运算处理单元来进行用于N个上述交流电动机的电流反馈控制的运算处理，

在上述同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期，进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电流检测处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期并在相互不同的基准运算周期内进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电压控制处理。

6.根据权利要求5所述的电动机驱动装置的控制装置，其特征在于，

在上述非同步控制模式被选择的情况下，按每一个上述基准运算周期，在相同的基准运算周期内依次进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电压控制处理，并且以上述基准运算周期的N倍的周期并在相互不同的时刻进行针对N个上述交流电动机的每一个的上述电流检测处理，针对N个上述交流电动机的每一个，使通过1次上述电流检测处理检测到的电流检测值反馈来进行N次上述电压控制处理。