JP5633551B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

開示の実施形態は、交流電動機の制御装置に関する。

交流電動機の制御装置において、定出力領域での駆動制御は、一般に、交流電動機の磁束に平行な軸であるｄ軸の電流指令を負方向に設定し、磁束を弱めるように制御することによって行われる。かかる制御は、電圧制限制御とも呼ばれる（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０−０２２１６５号公報

従来の電圧制限制御では、出力電圧が設定閾値を超える場合に、ｄ軸電流指令が負方向に補正され、電流制御を介して出力電圧指令が制御される。設定閾値は出力電圧の限界値よりも低く設定されており、これにより、出力電圧の飽和（以下、電圧飽和と記載する）によるトルク応答性の低下が抑制されるが、最大出力電圧を限界値よりも低くしているため電圧利用率が低下する。一方、電圧利用率の低下を抑制しようとすると、電圧飽和によってトルク応答性が低下する。このように、従来の電圧制限制御では、電圧飽和によるトルク応答性の低下と、電圧利用率の低下がトレードオフの関係になる。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、定出力領域でのトルク応答性の低下と電圧利用率の低下とを共に抑制することができる交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係る交流電動機の制御装置は、ｄ軸電圧指令器と、ｄ軸非干渉制御器と、電流偏差演算器と、ｑ軸積分制御器と、ｑ軸電圧指令器と、定出力制御器と、ｄ軸電圧指令補正器とを備える。前記ｄ軸電圧指令器は、交流電動機の磁束に平行な軸をｄ軸とし、当該ｄ軸に直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標系における前記ｄ軸の電圧指令であるｄ軸電圧指令を生成する、前記ｄ軸非干渉制御器は、前記ｄ軸電圧指令から前記ｑ軸の電流による干渉成分の除去を行う。前記電流偏差演算器は、前記ｑ軸の電流指令と前記交流電動機に流れる前記ｑ軸の電流との偏差であるｑ軸電流偏差を演算する。前記ｑ軸積分制御器は、前記ｑ軸電流偏差を入力し、前記ｑ軸電流偏差の積分値を出力する。前記ｑ軸電圧指令器は、前記ｑ軸電流偏差に基づいて前記ｑ軸の電圧指令であるｑ軸電圧指令を生成して出力する。前記定出力制御器は、前記ｑ軸積分制御器の出力から前記交流電動機の巻線抵抗による電圧降下分および誘起電圧定数誤差を除いてｑ軸の電圧飽和分を抽出し、当該ｑ軸の電圧飽和分に基づいて前記ｄ軸電圧指令に対する補正電圧指令を出力する。前記ｄ軸電圧指令補正器は、前記非干渉制御後のｄ軸電圧指令から前記補正電圧指令を減算することによって、前記ｄ軸電圧指令を補正する。

実施形態の一態様によれば、定出力領域でのトルク応答性の低下と電圧利用率の低下を共に抑制することができる交流電動機の制御装置を提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係る交流電動機の制御装置の構成を示す図である。 図２は、図１に示すベクトル制御部における電流制御および非干渉制御を含む電流制御系のブロック図である。 図３は、定出力状態における電流制御系の近似ブロック図である。 図４は、図１に示すベクトル制御部の具体的構成の一例を示す図である。 図５は、図４に示す電流制御器の具体的構成の一例を示す図である。 図６は、図４に示す非干渉制御器の具体的構成の一例を示す図である。 図７は、図４に示す電圧誤差補償器の具体的構成の一例を示す図である。 図８は、図４に示す定出力制御器の具体的構成の一例を示す図である。 図９は、第２の実施形態に係る電動機制御装置の具体的構成の一例を示す図である。 図１０は、電流制限指令から出力電流までを含むブロック図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示する交流電動機の制御装置（以下、「電動機制御装置」と記載する）の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に係る電動機制御装置について説明する。図１は、実施形態に係る電動機制御装置の構成を示す図である。

図１に示すように、第１の実施形態に係る電動機制御装置１は、電力変換部１０と、電流検出部１１と、ベクトル制御部１２とを備える。かかる電動機制御装置１は、直流電源２から供給される直流電力を公知のＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）制御によって所望の周波数および電圧の３相交流電力へ変換し、３相交流電動機３（以下、電動機３と記載する）へ出力する。電動機３は、例えば、永久磁石同期電動機である。

電力変換部１０は、３相インバータ回路１３と、ＰＷＭ信号生成器１４とを備える。３相インバータ回路１３は、直流電源２と電動機３との間に接続される。かかる３相インバータ回路１３は、例えば、６個のスイッチング素子が３相ブリッジ接続されて構成される。ＰＷＭ信号生成器１４は、３相インバータ回路１３を構成するスイッチング素子をオン／オフするＰＷＭ信号をベクトル制御部１２からの制御信号に基づいて生成し、３相インバータ回路１３へ出力する。なお、直流電源２は、交流電力を直流電力に変換して出力する構成、例えば、ダイオードによる整流回路および直流出力電圧を滑らかにする平滑用コンデンサを組み合わせた構成でもよい。この場合、整流回路の入力側には交流電源が接続される。

電流検出部１１は、電力変換部１０と電動機３との間に流れる電流を検出する。具体的には、電流検出部１１は、電力変換部１０と電動機３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（以下、出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと記載する）を検出する。なお、電流検出部１１は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。

ベクトル制御部１２は、電流検出部１１によって検出される出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび位置検出器４によって検出された電動機３の回転子電気角位相θ（電動機３の回転子の機械角に電動機３の磁極対数を乗じたものを電気角とする、以下において同じ）に基づいた制御信号を生成して電力変換部１０へ出力する。かかるベクトル制御部１２は、電動機３の磁束に平行な軸をｄ軸とし、このｄ軸に直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標系において、電流成分をｄ軸成分とｑ軸成分とに分けてベクトル制御を行う。

以下においては、電流指令のｄ軸成分およびｑ軸成分をそれぞれｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*とし、電動機３に流れる電流のｄ軸成分およびｑ軸成分をそれぞれｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}およびｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}とする。

電動機３がＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである場合、ｄｑ座標系上における電圧方程式は、下記式（１）のように表すことができる。以下、電動機３がＩＰＭモータであるとして説明するが、電動機３はＩＰＭモータに限定されるものではない。例えば、電動機３がＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータの場合であれば、Ｌ_ｄ＝Ｌ_ｑとすればよい。

上記式（１）において、ｉ_ｄおよびｉ_ｑは電動機３を流れている電流のｄ軸成分およびｑ軸成分であり、Ｖ_ｄおよびＶ_ｑは電動機３に印加されている電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分である。また、Ｒは電動機３の巻線抵抗値、Ｌ_ｄは電動機３のｄ軸インダクタンス値、Ｌ_ｑは電動機３のｑ軸インダクタンス値、ωは電動機３の電気角速度、φは誘起電圧定数、ｐは微分演算子である。なお、Ｒ、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ、φは、モータパラメータである。

図２は、ベクトル制御部１２における電流制御および非干渉制御を含む電流制御系のブロック図である。図２に示すように、ベクトル制御部１２は、減算器２４、２６、３０、３２と、ｄ軸電流制御器２７ａと、ｑ軸電流制御器２７ｂと、非干渉制御器２９と、加算器３１と、定出力制御器３４とを有する。

減算器２４は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*とｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}との偏差であるｄ軸電流偏差を演算し、ｄ軸電流制御器２７ａへ出力する。ｄ軸電流制御器２７ａは、入力されるｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^*を生成する。減算器２６は、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*とｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}との偏差であるｑ軸電流偏差を演算し、ｑ軸電流制御器２７ｂへ出力する。ｑ軸電流制御器２７ｂは、ｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*を生成する。

非干渉制御器２９は、ｄ軸とｑ軸間の干渉を回避するために設けられており、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}と、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}と、電気角速度ωと、誘起電圧定数φとに基づき、ｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*およびｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を生成して出力する。

定出力制御器３４は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}に係数として巻線抵抗値Ｒを乗算した値をｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑから減算し、かかる減算結果に基づいて、補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を生成する。

減算器３０は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^*からｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*を減算して、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’を生成し、減算器３２は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’から補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を減算してｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**を生成する。また、加算器３１は、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*にｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を加算して、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**を生成する。このように生成されたｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**に基づいて、電動機３が制御される。

電動機３の高速領域では、下記式（２）に示す関係となることから、定出力領域における電圧飽和はトルク軸電圧指令であるｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が支配的要因となる。ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が飽和すると、ｑ軸電流の電流制御が機能停止してしまい、その結果、トルク応答性が低下する。

上述したモータパラメータに誤差がなく、非干渉制御器２９による制御が正確に行われ、かつ、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が非飽和状態である場合、ｑ軸電流制御器２７ｂの後述するｑ軸積分制御器５２は、巻線抵抗値Ｒによる電圧降下分のみを出力する。一方、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が飽和すると、ｑ軸積分制御器５２の出力が増加することから、ｑ軸積分制御器５２の出力と巻線抵抗値Ｒによる電圧降下分との差分は、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**の飽和度を表している。

ところで電動機３を流れる電流成分中にｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}が存在する場合、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}に起因した干渉電圧がｑ軸上に発生し（図２に示す干渉要素５）、その影響を受けてｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}が変化する。これは、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が飽和した状態にあっても同様である。そこで、電動機制御装置１は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’を補正することでｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}を増減操作し、増減操作されたｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}によって発生するｑ軸上の前記干渉電圧（図２に示す干渉要素５）を介してｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}を制御している。

すなわち、電動機制御装置１には、定出力制御器３４が設けられており、ｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑに基づいてｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’に対する補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を生成し、これをｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’から減じるという制御を行う。これにより、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が飽和状態にあってもｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}の制御を行うことができる。そのため、最大出力電圧を限界値まで大きく設定できることから、電圧利用率の低下を抑制でき、また、出力電圧の範囲が広がり、高速領域のトルク応答性も向上させることができる。以下、この点について図２および図３を参照してさらに説明する。

図２に示すブロック図において、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}によって発生するｄ軸上の干渉電圧（＝ωＬ_ｑ×ｉ_{ｑ_ｆｂ}；図２の電動機３参照）に対する非干渉化制御が非干渉制御器２９によって正確に行われているとすると、ｄ軸上の前記干渉電圧とｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*とは互いに相殺されると見なせるから、定出力状態では、ｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*を生成する構成および電動機３内の同部分を省略できる。この非干渉制御器２９によってｄ軸上に発生する前記干渉電圧が相殺されるので、定出力制御器３４によるｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’の補正およびｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}の制御を十分に機能させることが可能になる。また、ｄ軸上の前記干渉電圧の影響を相殺できるので、ｄ軸電流制御器２７ａの出力範囲をリミッタで小さく制限したとしても、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}を十分に制御することができる。

また、ｄ軸電流制御器２７ａの後述するｄ軸積分制御器４２のリミッタの上限値を小さくし、定出力状態においてはｄ軸積分制御器４２の出力がこのリミッタ値で飽和しているとすると、ｄ軸電流制御器２７ａにおいてｄ軸積分制御器４２を省略できる。また、定出力状態では、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**は飽和しており、ｑ軸電流制御器２７ｂ（但し、ｑ軸積分制御器５２は除く）および非干渉制御器２９のｑ軸制御は機能停止しているため、該部分（ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**を生成する部分）を省略できる。また、後述する電圧誤差補償器３３（図４参照）を設けた場合でも、かかる電圧誤差補償器３３によって求められる電圧誤差Δｖは、パラメータ誤差分の電圧であり、通常はゼロと考えられるため、電圧誤差補償器３３も省略できる。

したがって、図２に示すブロック図は、定出力状態では、図３に示すように近似することができる。図３は、定出力状態における電流制御系の近似ブロック図である。図３に示すブロック図では、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**を下記式（３）のように表すことができる。

上記式（３）において、Ｋ_{ｐ_ＡＣＲｄ}は、ｄ軸電流制御器２７ａの比例ゲイン、Ｋ_{ｉ_ＡＣＲｑ}は、ｑ軸電流制御器２７ｂの積分ゲインである。

ｉ_ｄ ^*≒０とした場合、上記式（３）は、下記式（４）のように表すことができる。また、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}は、下記式（５）のように表すことができ、また、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}は、下記式（６）のように表すことができる。

上記式（４）、（５）から下記式（７）が導出され、さらに、下記式（７）から下記式（８）が導出される。

定出力状態では、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**は飽和しているため、固定値（以下、飽和リミット値と記載する）となる。そして、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**の飽和リミット値をωφとすることで、上記式（６）は、下記式（９）のように簡略化することができる。

上記式（９）から下記式（１０）が導出される。

上記式（１０）を上記式（８）に代入することで、下記式（１１）が導出され、さらに、下記式（１１）から下記式（１２）が導出される。

したがって、定出力状態でのｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*からｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}までの伝達関数Ｇ_Ｔ(s)は、下記式（１３）のように表すことができる。

ここで、電流制御応答ω_ＡＣＲ［ｒａｄ／ｓ］をパラメータとして、電流制御ゲインを下記式（１４）に示すように設定した場合、上記式（１３）に示す伝達関数Ｇ_Ｔ（ｓ）は、下記式（１５）のように表すことができる。

上記式（１５）における伝達関数Ｇ_Ｔ（ｓ）には、電動機３の電気角速度ωが含まれるため、トルク応答が速度依存となる。そこで、本実施形態に係る電動機制御装置１では、定出力制御器３４における定出力制御ゲインＧ（ｓ）を電気角速度ωに逆比例するように設定しており、これにより、トルク応答の速度依存性を除去するようにしている。なお、電気角速度ωは、電動機３の電気角回転周波数や電圧指令の出力周波数と比例関係にあることから（∵電動機３が同期電動機の場合、電動機３の電気角回転周波数は電動機制御装置の出力周波数と一致する）、定出力制御ゲインＧ（ｓ）を電動機３の電気角回転周波数や電圧指令の出力周波数に逆比例するように設定することで、トルク応答の速度依存性を除去できる。なお、電圧指令の出力周波数とは、出力電圧指令で規定される出力電圧の周波数である。

また、定出力制御器３４の制御をＰ制御（比例制御）とした場合、電圧飽和してくるとｑ軸電流制御の積分値ΣＡＣＲ_ｑに定常偏差が発生し、ｑ軸電流制御の精度が低下してしまう。そこで、定出力制御器３４の制御方式として、Ｐ制御にＩ制御（積分制御）を加えた制御方式を採用する。

定出力制御器３４の制御をＰＩ制御とした場合、特性方程式の次数が１つ増えて４次になることから、ＰＩ制御では設計が複雑になる。そこで、設計をより容易化するために、定出力制御器３４の制御をＰＩＤ制御としてもよい。

定出力制御器３４の制御をＰＩＤ制御とした場合、定出力制御器３４の定出力制御ゲインＧ（ｓ）は、下記式（１６）のように表すことができる。式（１６）において、Ｋ_{ｐ_ＣＰＣ}は、定出力制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｄ_ＣＰＣ}は、定出力制御の微分ゲイン、Ｋ_{ｉ_ＣＰＣ}は、定出力制御の積分ゲインである。

したがって、上記式（１５）は、上記式（１６）から下記式（１７）のように表すことができる。

このように、本実施形態に係る電動機制御装置１は、ｑ軸電流制御器２７ｂのｑ軸積分制御器５２の出力に基づいてｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’に対する補正電圧指令を出力する定出力制御器３４を備える。そして、電動機制御装置１は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’から補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を減算することによって、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’を得ている。

すなわち、電動機制御装置１は、ｑ軸積分制御器５２の出力に基づいてｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**を制御し、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}を制御する定出力制御を行う。これにより、電動機３の定出力領域でのトルク応答性の低下と電圧利用率の低下とを共に抑制することができる。しかも、定出力制御を行う領域に入ったとき、制御方式の切り替えを行う必要がなく、制御の複雑化を回避することができる。

以下、本実施形態に係る電動機制御装置１の具体的構成の一例として、図４〜図７を参照しながらベクトル制御部１２について具体的に説明する。図４は、本実施形態に係るベクトル制御部１２の具体的構成の一例を示す図である。

図４に示すように、ベクトル制御部１２は、３相／２相変換器２１、ｄｑ座標変換器２２、減算器２４、２６、３０、３２、電流制御器２７、速度演算器２８、非干渉制御器２９、加算器３１、３８、電圧誤差補償器３３、定出力制御器３４、振幅指令生成器３５、位相指令生成器３６およびリミッタ３７を備える。

３相／２相変換器２１は、出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の出力電流ｉ_αとβ軸方向の出力電流ｉ_βとをベクトル成分とするαβ軸座標系の固定座標電流ベクトルを求める。

ｄｑ座標変換器２２は、位置検出器４によって検出された電動機３の回転子位置を示す回転子電気角位相θに基づき、３相／２相変換器２１から出力されるαβ軸座標系の成分をｄｑ軸座標系の成分へ変換することでｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}とｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}とを求める。

減算器２４は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*からｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}を減算してｄ軸電流偏差を生成して電流制御器２７へ出力する。ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*は、磁束軸電流の目標電流値であり、例えば、リラクタンストルクを使用しない場合、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*はゼロに設定される。

減算器２６は、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*からｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}を減算してｑ軸電流偏差を生成して電流制御器２７へ出力する。ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*は、トルク軸電流の目標電流値であり、例えば、トルク指令に基づいて生成される。

電流制御器２７は、ｄ軸電流偏差をＰＩ制御することによって、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^*を生成して減算器３０へ出力する。また、電流制御器２７は、ｑ軸電流偏差をＰＩ制御することによって、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*を生成して加算器３１へ出力する。さらに、電流制御器２７は、ｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑを電圧誤差補償器３３および定出力制御器３４へ出力する。

図５は、電流制御器２７の具体的構成の一例を示す図である。図５に示すように、電流制御器２７は、ｄ軸電流制御器２７ａと、ｑ軸電流制御器２７ｂとを備える。ｄ軸電流制御器２７ａは、ｄ軸比例制御器４１と、ｄ軸積分制御器４２と、ｄ軸電圧指令器４３とを備える。

ｄ軸比例制御器４１は、比例ゲインＫ_{ｐ_ＡＣＲｄ}で比例制御を行う。ｄ軸積分制御器４２は、係数乗算器４４、積分器４５およびリミッタ４６を備え、積分ゲインＫ_{ｉ_ＡＣＲｄ}で積分制御を行う。リミッタ４６は、ｄ軸電流制御の積分項に対するリミッタであり、上限値および下限値が設定される。

リミッタ４６は、積分器４５の積分値が上限値または下限値を超えた場合に、積分器４５の積分値の出力を上限値または下限値に制限する。

ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が飽和した際におけるｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**に依存して流れることになる。すなわち、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}を指令値どおり流すために定出力制御器３４によって制御されており、ｄ軸電流制御器２７ａによるｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}の制御との間で制御が衝突することになる。そのため、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**が飽和した場合には、ｄ軸電流制御器２７ａによる制御動作を抑制する必要があり、上述のようにリミッタ４６が設けられている。

ｄ軸電圧指令器４３は、ｄ軸比例制御器４１の出力にｄ軸積分制御器４２の出力を加算してｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^*を生成する。

ｑ軸電流制御器２７ｂは、ｑ軸比例制御器５１と、ｑ軸積分制御器５２と、ｑ軸電圧指令器５３とを備える。ｑ軸比例制御器５１は、比例ゲインＫ_{ｐ_ＡＣＲｑ}で比例制御を行う。ｑ軸積分制御器５２は、係数乗算器５４、積分器５５およびリミッタ５６を備え、積分ゲインＫ_{ｉ_ＡＣＲｑ}で積分制御を行う。リミッタ５６は、積分器５５の積分値ΣＡＣＲ_ｑが予め設定された上限値または下限値となった場合に、積分器５５の積分値ΣＡＣＲ_ｑの出力を上限値または下限値に制限する。

ｑ軸電圧指令器５３は、ｑ軸比例制御器５１の出力にｑ軸積分制御器５２の出力を加算してｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*を生成する。また、ｑ軸積分制御器５２の出力である積分値ΣＡＣＲ_ｑは、電圧誤差補償器３３および定出力制御器３４へ出力される。

図４に戻って、ベクトル制御部１２の説明を続ける。図４に示すように、速度演算器２８は、電動機３の回転子電気角位相θを微分することによって電動機３の電気角速度ωを演算して非干渉制御器２９へ出力する。

非干渉制御器２９は、ｄｑ座標変換器２２から出力されるｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}およびｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}と、電動機３の電気角速度ωとに基づいて、ｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*とｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を生成して出力する。なお、電気角速度ωは、電動機３の電気角回転周波数や電動機制御装置１の出力周波数と比例関係にある。したがって、非干渉制御器２９は、電気角速度ωに代えて電動機３の電気角回転周波数や電動機制御装置１の出力周波数に基づいてｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*とｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を生成して出力するようにしてもよい。

図６は、非干渉制御器２９の具体的構成の一例を示す図である。図６に示すように、非干渉制御器２９は、ローパルフィルタ（ＬＰＦ）６１、６５と、係数乗算器６２、６６と、加算器６３と、乗算器６４、６７とを備える。

ＬＰＦ６１は、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}の高周波成分を除去し、係数乗算器６２へ出力する。係数乗算器６２はＬＰＦ６１の出力にｄ軸インダクタンス値Ｌ_ｄを乗算し、加算器６３へ出力する。加算器６３は、係数乗算器６２の出力に誘起電圧定数φを加算し、乗算器６４へ出力する。乗算器６４は、加算器６３の出力に電気角速度ωを乗算することによって、下記式（１８）に示すｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を生成する。

ＬＰＦ６５は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}の高周波成分を除去し、係数乗算器６６へ出力する。係数乗算器６６はＬＰＦ６５の出力にｑ軸インダクタンス値Ｌ_ｑを乗算し、乗算器６７へ出力する。乗算器６７は、係数乗算器６６の出力に電気角速度ωを乗算することによって、下記式（１９）に示すｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*を生成する。

ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}は、上述したように定出力制御器３４によって補正されたｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**に依存して流れることから、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*どおりには流れておらず、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*との間に小さくはない誤差が存在する。そのため、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*という指令値に基づいてｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を生成すると、非干渉制御の精度が低下すると考えられる。

そこで、非干渉制御器２９は、電流検出部１１によって検出されたｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}およびｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}という検出値に基づいて、ｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*およびｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*を生成するようにしている。これにより、非干渉制御を精度よく行うことができる。

図４に戻って、ベクトル制御部１２の説明を続ける。図４に示すように、減算器３０は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^*からｄ軸電圧補償値ｖ_{ｄ_ｑ} ^*を減算してｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’を生成し、生成したｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’を減算器３２へ出力する。一方、加算器３１は、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*にｑ軸電圧補償値ｖ_{ｑ_ｄ} ^*を加算してｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**を生成し、生成したｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**を振幅指令生成器３５および位相指令生成器３６へ出力する。

電圧誤差補償器３３は、ｑ軸電流制御の積分値ΣＡＣＲ_ｑに含まれる成分のうち、巻線抵抗値Ｒによる電圧降下以外の成分を電圧誤差Δｖとして同定する。また、電圧誤差Δｖの支配的要因は、電動機３の回転速度に依存する誘起電圧定数誤差Δφであることから、電圧誤差補償器３３は、電圧誤差Δｖに基づき誘起電圧定数誤差Δφを求める。

電圧誤差補償器３３は、電圧飽和の有無を判定し、電圧飽和していない状態でのみ電圧誤差補償処理を実行する。電圧飽和の有無は、下記式（２０）に基づいて行われる。すなわち、電圧誤差補償器３３は、Ｋ_ｈがｖ_{１_ｏｎｌｉｎｅＲ}未満の場合に、電圧誤差補償処理を実行する。なお、ｖ１^*は後述する出力電圧指令の振幅（振幅指令生成器３５の出力）であり、Ｖ_ｄｃは、直流電源２から出力される直流電圧（以下、直流母線電圧と記載する場合がある）である。また、ｖ_{１_ｏｎｌｉｎｅＲ}は、設定パラメータであり、過渡状態を含め電圧飽和しないように、ｖ_{１_ｏｎｌｉｎｅＲ}が設定される。

電圧誤差補償器３３は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}、ｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑ、および電動機３の電気角速度ωに基づいて、誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦを演算して、定出力制御器３４へ出力する。

図７は、電圧誤差補償器３３の具体的構成の一例を示す図である。図７に示すように、電圧誤差補償器３３は、係数乗算器７１と、減算器７２と、絶対値演算器７３と、リミッタ７４と、電動機３の電気角速度ωの正負符号を出力するｓｉｇｎ関数演算器７５と、乗算器７６と、除算器７７と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７８とを備える。

係数乗算器７１は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}に巻線抵抗値Ｒを乗算して減算器７２へ出力する。減算器７２は、ｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑから係数乗算器７１の出力を減算する。

絶対値演算器７３は、電動機３の電気角速度ωの絶対値を演算してリミッタ７４へ出力する。リミッタ７４は、電気角速度ωの絶対値が予め設定された制限値となった場合に、電気角速度ωの絶対値を制限値に制限する。例えば、リミッタ７４は、電気角速度ωの絶対値の下限を１０Ｈｚ×２πに制限し、電気角速度ωの絶対値の上限を１００Ｈｚ×２πに制限する。ｓｉｇｎ関数演算器７５は、電動機３の電気角速度ωの正負を演算し、演算結果を乗算器７６へ出力する。乗算器７６は、リミッタ７４の出力とｓｉｇｎ関数演算器７５の出力を乗算して除算器７７へ出力する。なお、ｓｉｇｎ関数処理は、例えば、入力が正値の場合には＋１を出力し、入力が負値の場合には−１を出力する処理である。

除算器７７は、減算器７２の出力を乗算器７６の出力で除算することによって、誘起電圧定数誤差Δφを算出する。電圧誤差Δｖの支配的要因は、誘起電圧定数誤差Δφであるが、その他の電圧誤差要因としては電流微分に依存する電圧成分がある。かかる電圧成分は、同定が容易ではなく、定常的には無視できるものであることから、ＬＰＦ７８によって除去するようにしている。

具体的には、ＬＰＦ７８は、除算器７７から出力される誘起電圧定数誤差Δφの高調波成分を除去して生成した誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦを出力する。ＬＰＦ７８は、例えば、一次遅れフィルタであり、カットオフ周波数は、設定パラメータとして調整することができる。

図４に戻って、ベクトル制御部１２の説明を続ける。図４に示すように、定出力制御器３４は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}、ｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑおよび誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦに基づいて、補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を生成し、減算器３２へ出力する。なお、非干渉制御器２９によってｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^*から干渉成分が除去される場合、比例ゲインＫ_{ｐ_ＡＣＲｑ}は低く設定されるのが一般的である。そして、ｑ軸比例制御器５１の比例ゲインＫ_{ｐ_ＡＣＲｑ}を高く設定していなければ、ｑ軸電流制御器２７ｂの出力の大半は積分値ΣＡＣＲ_ｑとなることから、定出力制御器３４に対しては、積分値ΣＡＣＲ_ｑに代えてｑ軸電流制御器２７ｂの出力を入力するようにしてもよい。

図８は、定出力制御器３４の具体的構成の一例を示す図である。図８に示すように、定出力制御器３４は、絶対値演算器８０と、リミッタ８１と、乗算器８２、８５と、ｓｉｇｎ関数演算器８３と、係数乗算器８４と、減算器８６、８８と、除算器８７とを備える。

絶対値演算器８０は、電動機３の電気角速度ωの絶対値を演算してリミッタ８１へ出力する。リミッタ８１は、電気角速度ωの絶対値が予め設定された制限値となった場合に、電気角速度ωの絶対値を制限値に制限する。例えば、リミッタ８１は、電気角速度ωの絶対値の下限を１０Ｈｚ×２πに制限し、電気角速度ωの絶対値の上限を１００Ｈｚ×２πに制限する。これにより、例えば、電動機３が超低速時の場合に、除算器７７においてゼロ割が生じること、あるいは除算器７７の出力が過大になることを抑制できる。

ｓｉｇｎ関数演算器８３は、電動機３の電気角速度ωのｓｉｇｎ関数処理を行い、演算結果を乗算器８２、８５へ出力する。乗算器８２は、リミッタ８１の出力とｓｉｇｎ関数演算器８３の出力を乗算して除算器８７へ出力する。

係数乗算器８４は、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}に係数Ｋ_１×Ｒを乗算して、乗算器８５へ出力する。乗算器８５は、係数乗算器８４の出力にｓｉｇｎ関数演算器８３の出力を乗算して減算器８６へ出力する。減算器８６は、ｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑから乗算器８５の出力を減算し、減算結果を除算器８７へ出力する。

除算器８７は、減算器８６の出力を乗算器８２の出力で除算し、かかる除算結果を減算器８８へ出力する。減算器８８は、除算器８７の出力から誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦを減算し、減算結果を調整値φ_{ＣＰＣ_ＩＮ}として不感帯演算器８９へ出力する。なお、電圧誤差補償器３３は、電圧飽和していない状態でのみ誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦを演算しており、電圧飽和した状態における演算は行われない。したがって、電圧飽和した状態において減算器８８に入力される誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦには電圧飽和分（下記式（２１）中のΔＶ_ｓｔ）は含まれておらず、減算器８８での処理によって、減算器８８の出力からは誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦ分だけが除去されることになる。その結果、電圧飽和分ΔＶ_ｓｔに相当する値が調整値φ_{ＣＰＣ_ＩＮ}として抽出される。

一方、電圧飽和した状態におけるｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑには、下記式（２１）で表される電圧成分を含むと考えられる。なお、式（２１）において、ΔＬ_ｄは、ｄ軸インダクタンスのパラメータ誤差である。

上記式（２１）において、右辺第１項は、抵抗による電圧降下分であり、右辺第２項は、誘起電圧およびインダクタンスのパラメータ誤差分である。また、右辺第３項（ΔＶ_ｓｔ）が電圧飽和を示す項となる。

右辺第２項については、電動機３の回転速度に依存する項として、電圧誤差補償器３３から出力される誘起電圧定数誤差Δφ_ＬＰＦ（電圧飽和していない状態で演算した値）によって補償が行われる。

不感帯演算器８９は、入力される調整値φ_{ＣＰＣ_ＩＮ}が不感帯以下である場合、調整値φ_{ＣＰＣ_ＤＢ}としてゼロを出力する。

図８に戻って、定出力制御器３４の説明を続ける。図８に示すように、定出力制御器３４は、係数乗算器９０〜９２と、積分器９３と、リミッタ９４、９７と、微分器９５と、加算器９６とを含むＰＩＤ制御器を備える。

不感帯演算器８９から出力される調整値φ_{ＣＰＣ_ＤＢ}は、係数乗算器９０〜９２へ入力される。係数乗算器９０は、調整値φ_{ＣＰＣ_ＤＢ}に比例ゲインＫ_{ｐ_ＣＰＣ}を乗算して出力する。係数乗算器９１は、調整値φ_{ＣＰＣ_ＤＢ}に積分ゲインＫ_{ｉ_ＣＰＣ}を乗算して出力する。係数乗算器９２は、調整値φ_{ＣＰＣ_ＤＢ}に微分ゲインＫ_{ｄ_ＣＰＣ}を乗算して出力する。

係数乗算器９１の出力は、積分器９３によって積分されてリミッタ９４に入力される。リミッタ９４は、積分器９３の出力を所定範囲内になるように制限して加算器９６へ出力する。具体的には、リミッタ９４は、積分器９３の出力が予め設定された上限値または下限値となった場合に、積分器９３の出力を上限値または下限値に制限して出力する。

また、係数乗算器９２の出力は、微分器９５によって微分されて加算器９６へ出力される。加算器９６は、係数乗算器９０の出力、リミッタ９４の出力および微分器９５の出力を加算してリミッタ９７へ出力する。リミッタ９７は、補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*が所定範囲を超えないように補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を制限する。

図４に戻ってベクトル制御部１２の説明を続ける。図４に示すように、減算器３２は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’から補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を減算してｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**を生成し、かかるｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**を振幅指令生成器３５および位相指令生成器３６へ出力する。

振幅指令生成器３５は、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**およびｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**に基づき、出力電圧指令の振幅ｖ１^*を求める。例えば、振幅指令生成器３５は、下記式（２２）から出力電圧指令の振幅ｖ１^*を求めてリミッタ３７へ出力する。リミッタ３７は、出力電圧指令の振幅ｖ１^*を所定範囲内に制限して出力する。
ｖ１^*＝（ｖ_ｄ ^**2＋ｖ_ｑ ^**2）^1/2 ・・・（２２）

位相指令生成器３６は、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**およびｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**に基づき、出力位相指令θａ^*（ｄ軸との位相差）を求める。例えば、位相指令生成器３６は、下記式（２３）から出力電圧の位相指令θａ^*を求めて加算器３８へ出力する。加算器３８は、出力電圧の位相指令θａ^*に位置検出器４によって検出された回転子電気角位相θを加算して出力位相指令θ^*を生成して、電力変換部１０へ出力する。
θａ^*＝ｔａｎ^-1（ｖ_ｑ ^**／ｖ_ｄ ^**） ・・・（２３）

電力変換部１０のＰＷＭ信号生成器１４は、ベクトル制御部１２から出力される出力電圧指令の振幅ｖ１^*および出力電圧の位相指令θ^*に基づき、公知のＰＷＭ制御によってＰＷＭ信号を生成して３相インバータ回路１３を制御する。

以上のように、第１の実施形態に係る電動機制御装置１は、ｑ軸積分制御器５２から出力されたｑ軸電流偏差の積分値ΣＡＣＲ_ｑに基づいて補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を生成して出力する定出力制御器３４を備える。そして、電動機制御装置１は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**’から補正電圧指令Δｖ_ｄ ^*を減算することによって、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**を得る。これにより、電動機３の定出力領域におけるトルク応答性の低下と電圧利用率の低下とを共に抑制することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電動機制御装置について説明する。本実施形態に係る電動機制御装置は、第１の実施形態に係る電動機制御装置１に対し、ベクトル制御部において電流制限器を有する点で異なる。なお、第１の実施形態に係る電動機制御装置１と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。

図９は、第２の実施形態に係る電動機制御装置の構成を示す図である。図９に示すように、第２の実施形態に係る電動機制御装置１Ａは、ベクトル制御部１２Ａにおいて、電流制限器２３と、減算器２５とを備える。

上述したように、定出力制御が行われている際には、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}の制御よりも、ｑ軸電流ｉ_{ｑ_ｆｂ}の制御の方が強く作用することから、ｄ軸電流ｉ_{ｄ_ｆｂ}をｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^*に応じた値に制御することができない。そのため、下記式（２４）に示す出力電流ｉ_ｍ（出力電流の大きさを表す）が、仮に過電流状態となった場合、かかる状態を抑制しようとする強制力は低下する。

そこで、電動機制御装置１Ａのベクトル制御部１２Ａは、電流制限器２３および減算器２５を備えており、かかる構成によって出力電流ｉ_ｍに対して電圧飽和が緩和する方向に運転状態を制御する。具体的には、出力電流ｉ_ｍが制限値である電流制限指令ｉ_ｍ ^＊を超えた場合、速度指令を低下させる（例えば、電流制限指令ｉ_ｍ ^＊と出力電流ｉ_ｍとの電流偏差Δｉ_ｍ ^＊に応じて速度指令の加減速率または速度指令値を低減させる、あるいはｑ軸電流補正指令Δｉ_ｑ ^*に応じて速度指令の加減速率または速度指令値を低減させる）と同時にｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*も低減することで、電圧飽和が緩和する方向に運転状態を制御しつつ、過電流の早期抑制を行うことができる。なお、速度指令は、電圧指令の出力周波数に比例する値であり、電動機３に流れる電流が制限値を超えた場合、電流制限器２３によって、例えば、電圧指令の出力周波数または出力周波数の加減速率が低減されることになる。

電流制限器２３において、出力電流偏差Δｉ_ｍ ^＊とｑ軸電流補正指令Δｉ_ｑ ^*との間の伝達関数をＧｃ（ｓ）とすると、電流制限指令ｉ_ｍ ^＊から出力電流ｉ_ｍまでを含むブロック図は、図１０のように表することができる。なお、以下の説明においては、電流制御器は電流制限動作に対し十分高速であることから電流制御器を定数値１とみなし、また、電流制限動作は速度制御器に対し十分高速であることから速度制御器内での変動を無視している。

また、出力電流偏差Δｉ_ｍ ^＊は、電流制限指令ｉ_ｍ ^＊と出力電流ｉ_ｍとの偏差であり、電流制限指令ｉ_ｍ ^＊は電流制限器２３内において動的に生成される。

ここで、無効電力をＱ［Ｗ］とし、力率をθ_φ［ｒａｄ］とし、出力電流ｉ_ｍをＩ［Ａ］、出力電圧をＶ[ｖ（ボルト）]とすると、図１０に示す制御ブロック図は、下記式（２５）のように表すことができる。なお、式（２５）に示すトルクＴは、式（２６）のように表すことができる。

また、定出力状態での運転であることを考え、下記式（２７）のように、２つのパラメータ（Ｖ、ω）を固定値として設定すると、トルクＴから電流｜Ｉ｜への伝達関数は下記式（２８）のように表すことができる。

したがって、出力電流偏差Δｉ_ｍ ^＊およびｑ軸電流補正指令Δｉ_ｑ ^*との間の伝達関数Ｇｃ（ｓ）が積分特性となるようにすれば、出力電流ｉ_ｍを安定して制御することができる。そこで、伝達関数Ｇｃ（ｓ）の演算器は積分制御器として、下記式（２９）のように表すことができる。

上記式（２９）において、電流制限器２３の制御応答をω_ＡＩＣ［ｒａｄ／ｓ］とし、直流母線電圧をＶｄｃ［ｖ（ボルト）］としている。なお、ω_ＡＩＣは、設定パラメータである。かかる式（２９）より、伝達関数Ｇｃ（ｓ）の積分ゲインは、下記式（３０）のように表すことができる。

このように、電流制限器２３は、電流制限指令ｉ_ｍ ^＊と出力電流ｉ_ｍとの偏差である出力電流偏差Δｉ_ｍ ^＊を上記式（３０）で表される積分ゲインＫ_ｉを乗じて積分することによって、ｑ軸電流補正指令Δｉ_ｑ ^*を生成する。そして前述のとおり、出力電流偏差Δｉ_ｍ ^＊に応じて速度指令値ω^＊を低下させ、同時に、減算器２５によってｑ軸電流補正指令Δｉ_ｑ ^*を減算したｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^*に基づいてｑ軸電流制御を行うことで、出力電流ｉ_ｍが大きく変動した場合には早期に抑制するようにしている。

電流制限器２３は、以上のように構成されており、電流制限器２３の積分ゲインＫ_ｉは、力率θ_φに応じて変動する。具体的には、力率θ_φが大きい場合には、ローゲインになり、小さい場合は、ハイゲインとなるように動作する。なお、図９において電流制限器２３に入力されるＶ_{ｄ_ｌｉｍ} ^**およびＶ_{ｑ_ｌｉｍ} ^**は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^**およびｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^**に対する飽和リミット処理後の各電圧指令である。

第１の実施形態および第２の実施形態では共に、電動機３の回転子電気角位相θを位置検出器４を用いて検出している。しかしながら、本件発明の適用はこれに限られることなく、出力電流および出力電圧に基づいて回転子電気角位相θを演算する位置検出器レスの構成であっても差し支えない。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ 電動機制御装置
２ 直流電源
３ ３相交流電動機
４ 位置検出器
１０ 電力変換部
１１ 電流検出部
１２ ベクトル制御部
１３ ３相インバータ回路
１４ ＰＷＭ信号生成部
２１ ３相／２相変換器
２２ ｄｑ座標変換器
２３ 電流制限器
２４〜２６、３０、３２、７２、８６、８８、１０３、１１３ 減算器
２７ 電流制御器
２７ａ ｄ軸電流制御器
２７ｂ ｑ軸電流制御器
２８ 速度演算器（微分器）
２９ 非干渉制御器
３１、３８、９６ 加算器
３３ 電圧誤差補償器
３４ 定出力制御器
３５ 振幅指令生成器
３６ 位相指令生成器
３７、４６、５６、７４、８１、９４、９７、１０８、１１４、１１８ リミッタ
４１ ｄ軸比例制御器
４２ ｄ軸積分制御器
４３ ｄ軸電圧指令器
４４、５４、６２、６５、６６、７１、８４、９０〜９２、１０２、１０５、１１６、１２１ 係数乗算器
４５、５５、９３、１１７ 積分器
５１ ｑ軸比例制御器
５２ ｑ軸積分制御器
５３ ｑ軸電圧指令器
６４、６７、７６、８２、８５、１０４、１１１、１１５、１２０ 乗算器
７３、８０、１０７ 絶対値演算器
７５、８３、１０９、１１９ ｓｉｇｎ関数演算器
７７、８７、１０６ 除算器
８９ 不感帯演算器
９５ 微分器
１０１ 出力電流演算器
１１０ 電力・電圧演算器
１１２ 力率演算器

Claims (7)

1. 交流電動機の磁束に平行な軸をｄ軸とし、当該ｄ軸に直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標系における前記ｄ軸の電圧指令であるｄ軸電圧指令を生成するｄ軸電圧指令器と、
   前記ｄ軸電圧指令から前記ｑ軸の電流による干渉成分の除去を行うｄ軸非干渉制御器と、
   前記ｑ軸の電流指令と前記交流電動機に流れる前記ｑ軸の電流との偏差であるｑ軸電流偏差を演算する電流偏差演算器と、
   前記ｑ軸電流偏差を入力し、前記ｑ軸電流偏差の積分値を出力するｑ軸積分制御器と、
   前記ｑ軸電流偏差に基づいて前記ｑ軸の電圧指令であるｑ軸電圧指令を生成して出力するｑ軸電圧指令器と、
   前記ｑ軸積分制御器の出力から前記交流電動機の巻線抵抗による電圧降下分および誘起電圧定数誤差を除いてｑ軸の電圧飽和分を抽出し、当該ｑ軸の電圧飽和分に基づいて前記ｄ軸電圧指令に対する補正電圧指令を出力する定出力制御器と、
   前記非干渉制御後のｄ軸電圧指令から前記補正電圧指令を減算することによって、前記ｄ軸電圧指令を補正するｄ軸電圧指令補正器と、
   を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 誘起電圧定数を用いて前記ｑ軸電圧指令から前記ｄ軸の電流による干渉成分の除去を行うｑ軸非干渉制御器と、
   前記交流電動機への出力電圧が飽和していない状態において前記ｑ軸積分制御器の出力から前記交流電動機の巻線抵抗による電圧降下分を減算した結果に基づいて前記誘起電圧定数誤差を求める電圧誤差補償器と、を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記ｄ軸電圧指令器は、
   前記ｄ軸の電流指令と前記交流電動機に流れる前記ｄ軸の電流との偏差であるｄ軸電流偏差を演算する電流偏差演算器と、
   前記ｄ軸電流偏差を入力し、前記ｄ軸電流偏差の積分値を出力するｄ軸積分制御器と、
   前記ｄ軸積分制御器の出力上限値を制限するリミッタを備え、
   前記ｄ軸積分制御器の出力に基づいて前記ｄ軸電圧指令を生成して出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記定出力制御器は、前記電圧指令の出力周波数または前記交流電動機の電気角回転周波数に対して逆比例するゲイン特性を備えたことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記定出力制御器は、ＰＩ制御器とＰＩＤ制御器のいずれかを備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記定出力制御器は、前記ｑ軸積分制御器の出力に代えて前記ｑ軸電圧指令器の出力に基づいて前記ｄ軸電圧指令に対する補正電圧指令を出力することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記交流電動機に流れる電流が制限値を超えた場合、前記制限値と前記交流電動機に流れる電流との偏差に基づいて、前記電圧指令の出力周波数あるいは出力周波数の加減速率を低減し、かつ前記ｑ軸の電流指令を低減する電流制限器を備えたことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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