CN102474207B - 控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的控制装置具备将从多个载波频率中选择出的1个载波频率独立地对多个逆变器的每一个进行设定的载波频率设定部(52)、和针对多个载波频率组的每一个，规定在向不同载波频率组切换时被允许的时刻、即切换时刻的切换时刻表(100)，切换时刻表(100)是用于对切换时刻进行规定的表，以使得针对多个交流电动机的每一个的电流检测处理与对所对应的逆变器设定的载波的最大值或者最小值匹配地进行，载波频率设定部(52)根据从切换时刻表(100)取得的切换时刻来切换载波频率(Fc)的设定。

Description

控制装置

技术领域

本发明涉及对与多个交流电动机的每一个对应地设置的多个逆变器进行控制，并进行上述多个交流电动机的电流反馈控制的控制装置。

背景技术

已知有一种控制装置，该控制装置对与多个交流电动机的每一个对应地具备多个逆变器进行控制，并进行该多个交流电动机的电流反馈控制。在这样的电流反馈控制中，根据检测流过各交流电动机的电流而得到的电流检测值与基于针对该各交流电动机的请求转矩而决定的电流指令值之间的偏差，来执行反馈控制运算。因此，需要反复执行对流过各交流电动机的电流进行检测的电流检测处理。

关于这样的电流检测处理，例如，在下述的专利文献1中记载了如下构成，即在相互不同的时刻、且以相同的周期来执行分别针对2个交流电动机的电流检测处理。具体而言，记载了如下构成：将用于根据PWM(pulsewidth modulation：脉冲宽度调制)方式生成逆变器的开关控制信号的载波(输送波)周期的2倍或者整数n倍作为执行周期，交替地进行分别针对2个交流电动机的电流检测处理。

专利文献1：日本专利第3890907号公报

另外，在交流电动机中，对应于由转矩或转速等确定的动作点，存在有用于减少逆变器中的损失或交流电动机中的损失的最佳载波频率。因此，从能源效率的观点来看，优选构成为，对多个交流电动机进行控制的控制装置能够按照各交流电动机的动作点对与该各交流电动机对应的逆变器切换载波频率。

但是，上述专利文献1所述的构成是向与2个交流电动机对应的2个逆变器的双方设定相同的载波频率的构成，在专利文献1中没有公开能够切换载波频率的构成。另外，载波根据与交流电压的指令值的比较来依次生成PWM脉冲，在载波的最大值和最小值处，不进行开关控制信号的高电平和低电平之间的切换。于是，在专利文献1那样的构成中，认为采用与载波的最大值、最小值相对应地来切换载波频率的构成即可。但是，本发明者通过专心研究，发现了如下情况，即如果仅仅与载波的最大值、最小值相对应地切换载波频率，有时会在载波频率的切换时产生浪涌电流，或者在载波频率的切换后产生电流波动。

发明内容

于是，希望实现一种控制装置来抑制载波频率的切换时的浪涌电流的产生和载波频率的切换后的电流波动的产生。

本发明涉及一种控制装置，对与多个交流电动机的每一个对应地设置的多个逆变器进行控制，并进行上述多个交流电动机的电流反馈控制，该控制装置的特征构成在于，针对上述多个交流电动机的每一个，在与规定的基准运算周期同步的且相互不同的时刻、周期性地进行用于检测流过上述交流电动机的绕组的电流的电流检测处理，该控制装置具备：载波频率设定部，其针对用于根据脉冲宽度调制方式来生成上述逆变器的开关控制信号的载波的频率、即载波频率，将从多个载波频率中选择出的1个对上述多个逆变器的每一个独立地进行设定；以及切换时刻表，其针对由对上述多个逆变器的每一个进行设定的载波频率的组合构成的多个载波频率组的每一个，规定了向不同的载波频率组切换时所允许的时刻、即切换时刻，上述切换时刻表是下述表：对上述切换时刻进行规定，以使得对应于对各交流电动机所对应的上述逆变器设定的上述载波的最大值或者最小值，来进行对上述多个交流电动机的每一个进行的上述电流检测处理，上述载波频率设定部根据从上述切换时刻表取得的上述切换时刻来切换上述载波频率的设定。

根据上述的特征构成，在载波频率的切换后，针对多个交流电动机的每一个的电流检测处理，与在各交流电动机所对应的逆变器中被设定的载波的最大值或者最小值匹配地进行。由于在载波的最大值、最小值处，不进行开关控制信号的高电平和低电平之间的切换，所以能够针对各交流电动机，在开关噪声干扰的影响较小的时刻进行电流检测处理，能够抑制通过电流检测处理检测到的电流值中包含噪声干扰的情况。因此，能够稳定地进行根据电流检测处理所检测的电流值所执行的电流反馈控制，能够抑制载波频率的切换时的浪涌电流的产生、和载波频率的切换后的电流波动的发生。

另外，控制装置具备用于规定载波频率的切换时刻的切换时刻表，载波频率设定部能够仅通过参照切换时刻表来取得切换时刻，从而对载波频率的设定进行切换。因此，能够简化载波频率设定部的构成，并且能够抑制控制装置所具备的运算处理单元的运算负荷在进行载波频率的切换时大幅增大的情况。

这里，优选上述切换时刻表根据对上述多个交流电动机的每一个的上述电流检测处理的周期的相位和对各交流电动机所对应的上述逆变器设定的上述载波的相位之间的关系对上述切换时刻进行规定。

根据该构成，即使在电流检测处理的周期和载波的周期不同的情况下，也能够适当地考虑电流检测处理和时刻和载波的最大值、最小值的时刻之间的关系来规定切换时刻。另外，载波频率设定部能够仅通过取得与电流检测处理的周期的相位以及载波的相位有关的信息，来根据切换时刻表决定切换时刻。因此，能够简化载波频率设定部的构成。

另外，优选上述切换时刻表对上述切换时刻进行规定，以使得上述多个载波频率组的每一个的各载波频率间的时间轴上的相位的关系成为按照每一个载波频率组预先规定的关系。

根据该构成，由于针对相同的载波频率组，无需考虑各载波频率间的时间轴上的相位的关系不同的情况，所以能够将切换时刻表针对各载波频率组规定的切换时刻的个数抑制在较少的个数，能够简化切换时刻表的构成。另外，存在有如下的情况，即载波频率间的时间轴上的相位的关系因电流波动的减少等的目的而被预先决定成规定的关系，而该构成也适用于这样的情况。

另外，优选上述切换时刻表针对从规定的基准载波频率向上述基准载波频率以外的载波频率切换时的时刻和从上述基准载波频率以外的载波频率向上述基准载波频率切换时的时刻的双方而设置，当在上述基准载波频率以外的载波频率间进行切换时，上述载波频率设定部经由上述基准载波频率来进行切换。

根据该构成，仅规定基准载波频率和其他载波频率之间的切换时刻即可，无需规定基准载波频率以外的载波频率间的切换时刻。因此，能够将切换时刻表针对各载波频率组规定的切换时刻的个数抑制为较少的个数，能够简化切换时刻表的构成。该构成尤其适用于被选择的频度较高的载波频率存在的情况，在该情况下，优选将被选择的频度较高的该载波频率作为基准载波频率。

另外，优选在当在上述基准载波频率以外的载波频率间进行切换时，上述载波频率设定部经由上述基准载波频率进行切换的构成中，上述载波频率设定部在从上述基准载波频率的N倍(N是2以上的整数)的载波频率向该基准载波频率以外的载波频率进行切换时，不经由上述基准载波频率进行切换。

存在如下的情况，即从基准载波频率的N倍(N是2以上的整数)的载波频率向基准载波频率切换时的切换时刻和从基准载波频率向基准载波频率以外的载波频率(切换后载波频率)切换时的切换时刻是同一时刻。根据该构成，在这样的情况下，能够根据从基准载波频率向上述切换后载波频率切换的时刻，来从基准载波频率的N倍(N是2以上的整数)的载波频率切换到上述切换后载波频率。因此，能够在将切换时刻表所具备的切换时刻的个数抑制在较少个数的同时，进行迅速的载波频率的切换。

另外，优选根据基于对上述交流电动机的请求转矩而决定的电流指令值和通过上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差来进行电流反馈控制运算的电流控制处理，在与上述载波的最大值或者最小值匹配地执行的上述电流检测处理之后的上述基准运算周期内被进行。

根据该构成，能够迅速地将通过电流检测处理检测到的电流检测值反映到电流控制处理中。另外，如上述那样，电流检测处理针对多个交流电动机的每一个，在与规定的基准运算周期同步且相互不同的时刻被周期性地进行，因此根据该构成，能够在同一基准运算周期内不执行多个电流反馈控制运算。因此，能够使执行运算负荷较大的电流反馈控制运算的时刻在时间轴上分散，能够抑制运算处理单元的运算负荷在时间上非常不均的情况。因此，能够将在设计控制装置所具备的运算处理单元时考虑的运算负荷的最大值抑制在较低程度，能够抑制运算处理单元的成本增大和大型化。

附图说明

图1是示意性表示包含本发明的实施方式涉及的控制装置的车辆的系统构成的一例的框图。

图2是本发明的实施方式涉及的控制装置的功能框图。

图3是表示决定控制模式时参照的映射的一例的图。

图4是表示第一控制模式下的交流电压指令值的一例的图。

图5是表示第三控制模式下的交流电压指令值的一例的图。

图6是表示本发明的实施方式涉及的载波频率组的图。

图7是示意地表示本发明的实施方式涉及的切换时刻表的图。

图8是示意地表示本发明的实施方式涉及的切换时刻表的图。

图9是示意地表示本发明的实施方式涉及的切换时刻表的图。

图10是示意地表示本发明的实施方式涉及的切换时刻表的图。

图11是示意地表示本发明的实施方式涉及的切换时刻表的图。

具体实施方式

参照附图对本发明涉及的控制装置2的实施方式进行说明。如图1所示那样，在本实施方式中以如下的装置为例进行说明，作为控制装置2的控制对象的电动机驱动装置1对作为通过三相交流进行动作的交流电动机即嵌入磁铁构造的2个同步电动机MG1、MG2(IPMSM，以下有时也将它们统称为“电动机MG”。)进行驱动控制。这些电动机MG根据需要也可以作为发电机进行动作。这些电动机MG例如被用作电动车辆或混合动力车辆等的驱动力源。电动机驱动装置1被构成为具有将直流电压Vdc变换成交流电压来向电动机MG供给的逆变器6。并且，在本实施方式中，如图2所示那样，控制装置2通过控制电动机驱动装置1，利用矢量控制法来进行电动机MG的电流反馈控制。

在这样的构成中，本实施方式涉及的控制装置2的特征在于，能够对根据脉冲宽度调制(pulse width modulation：PWM)方式生成逆变器6的开关控制信号的载波Ca的频率、即载波频率Fc进行切换，并且具备规定了载波频率Fc的切换时刻的切换时刻表100(参照图2参照)，载波频率设定部52根据利用切换时刻表100取得的切换时刻来切换载波频率Fc的设定，以及本实施方式涉及的控制装置2的特征在于切换时刻表100的构成。由此实现的控制装置2能够抑制载波频率Fc的切换时的浪涌电流的产生和载波频率Fc的切换后的电流波动的产生。下面，对本实施方式涉及的电动机驱动装置1及其控制装置2进行详细说明。

1.电动机驱动装置以及控制装置的硬件构成

首先，根据图1对本实施方式涉及的电动机驱动装置1以及控制装置2的硬件构成进行说明。如图1所示那样，在本实施方式中，将第一电动机MG1和第二电动机MG2的2个三相同步电动机作为控制对象。第一电动机MG1和第二电动机MG2可以是性能相同的电动机，也可以是性能不同的电动机。电动机MG1、MG2分别经由第一逆变器6a和第二逆变器6b(以下有时将它们统称为“逆变器6”。)，与产生直流电压Vdc的直流电源3连接。作为直流电源3，例如使用镍氢二次电池、锂离子二次电池等各种二次电池、电容器、或者它们的组合。作为直流电源3的电压的直流电压Vdc由未图示的电压传感器进行检测并被输出到控制装置2。另外，优选构成为，在直流电源3和逆变器6之间介入设置对来自直流电源3的直流电压Vdc进行平滑化处理的平滑电容器、对来自直流电源3的直流电压Vdc进行升压的变换器等。

逆变器6将来自直流电源3的直流电压Vdc变换成三相交流电压供给至电动机MG。利用这样被供给的三相交流电压，驱动电动机MG。即，逆变器6作为直流交流变换部而发挥作用。逆变器6被构成为具有多个开关元件(未图示)。对于开关元件，优选使用例如IGBT(insulated gatebipolar transistor)或MOSFET(metal oxide semiconductor field effecttransistor)等。下面以使用IGBT作为开关元件的情况为例进行说明。

逆变器6(6a、6b)由三相的电桥电路构成。在逆变器6的输入正极侧和输入负极侧之间串联连接有2个IGBT，将该串联电路并联连接3个条。也就是说，构成了对于与电动机MG(MG1、MG2)的u相、v相、w相对应的定子绕组Mu(Mu1，Mu2)、Mv(Mv1，Mv2)、Mw(Mw1，Mw2)分别有一组串联电路对应的电桥电路。各相的上段侧的IGBT的集电极与逆变器6的输入正极侧连接，发射极与各相的下段侧的IGBT的集电极连接。另外，各相的下段侧的IGBT的发射极与逆变器6的输入负极侧(例如接地)连接。成对儿的各相的IGBT的串联电路的中间点，即IGBT的连接点分别与电动机MG的定子绕组Mu、Mv、Mw连接。

另外，在IGBT上分别并联连接有续流二极管(再生二极管)。续流二极管以阴极端子与IGBT的集电极端子连接、阳极端子与IGBT的发射极端子连接方式并联连接于IGBT。各IGBT的栅极经由驱动电路76与控制装置2连接，分别被独立地进行开关控制。

控制装置2对电动机驱动装置1所具备的多个(这里是2个)逆变器6(6a、6b)进行控制。控制装置2被构成为以微机等逻辑电路为核心构成的ECU(electronic control unit)。在本实施方式中，控制装置2被构成为具有作为单任务微机的CPU(central processing unit)61、接口电路70和其他的外围电路等。CPU61是执行后述的电流控制处理、电压控制处理等电动机控制处理的计算机。接口电路70由EMI(electro-magneticinterference)对策部件、缓冲电路等构成。被输入作为对高电压进行开关的开关元件的IGBT、MOSFET的栅极的驱动信号、即开关控制信号，由于需要高于微机等一般的电子电路的驱动电压的电压，因此在经由驱动电路76被升压后，被输入到逆变器6。

CPU61被构成为至少具有CPU核62、程序存储器63、参数存储器64、工作存储器65、定时器66、A/D变换器67、通信控制部68和端口69。CPU核62是CPU61的核心，被构成为具有命令寄存器、命令解码器、成为各种运算的执行主体的ALU(arithmetic logic unit)、标识寄存器、通用寄存器和中断控制器等。在本实施方式中，CPU61具备单一的CPU核62(单一的运算处理单元)。该CPU核62担任顺序地执行程序的单任务的计算机的核心。

程序存储器63是保存电动机控制程序的非易失性的存储器。参数存储器64是保存程序执行时参照的各种参数的非易失性的存储器。参数存储器64可以与程序存储器63无区别地构筑。程序存储器63、参数存储器64例如优选由闪存存储器等构成。工作存储器65是对程序执行中的临时数据进行临时存储的存储器。工作存储器65是易失性存储器也没有问题，由能够高速地读写数据的DRAM(dynamic RAM)、SRAM(static RAM)构成。

定时器66以规定的时钟周期为基准来计测时间。并且，定时器66例如将后述的开关控制信号的载波Ca的周期(在本例中是与后述的基准载波频率对应的载波Ca的周期)的1/2作为基准运算周期T0来监视程序的执行周期，并通知CPU核62的中断控制器。A/D变换器67将模拟的电信号变换成数字数据。在本实施方式中，A/D变换器67从电流传感器7(7a，7b)取得流过电动机MG的各定子绕组Mu、Mv、Mw的电流的检测值、即电流检测值Iur(Iur1，Iur2)、Ivr(Ivr1，Ivr2)、Iwr(Iwr1，Iwr2)来将其变换成数字值。另外，u相、v相、w相的三相处于平衡状态，其瞬时值为零，因此也可以仅对二相的电流进行检测，而剩余的一相在CPU61中通过运算求出。在本实施方式中，例示了三相全部被检测的情况。另外，如果仅对二相的电流进行检测，而剩余的一相在CPU61中通过运算求出，则A/D变换器67只要具有4个模拟输入就足够。

通信控制部68对与车辆内的其他系统之间的通信进行控制。在本实施方式中，经由未图示的车辆内的CAN(controller area network)来控制与行驶控制系统、传感器等的通信。例如，CPU61经由通信控制部68，从行驶控制系统获取包含针对电动机MG的请求转矩TM的电机控制指令，并据此对电动机MG进行控制。在本实施方式中，CPU61分别获取针对第一电动机MG1的请求转矩TM1、以及针对第二电动机MG2的请求转矩TM2(以下有时将它们统称为“请求转矩TM”。)。另外，CPU61也可以优选构成为经由通信控制部68与制动系统、动力转向系统连接，并对它们进行控制。

端口69是经由CPU61的端子输出逆变器6的开关控制信号等、或者获取向CPU61输入的、来自旋转传感器8(8a，8b)的旋转检测信号的端子控制部。在图1中，从接口电路70输入驱动电路76的信号的符号P*表示逆变器6的上段侧的IGBT的控制信号，符号N*表示下段侧的IGBT的控制信号。另外，符号*u、*v、*w表示逆变器6的u相、v相、w相各自的IGBT的控制信号。另外，符号*1、*2分别表示作为第一电动机MG1的第一逆变器6a、第二电动机MG2的第二逆变器6b的开关控制信号的IGBT控制信号。旋转传感器8是设置于电动机MG的附近、对表示电动机MG的旋转部件即转子的旋转角的磁极位置θ进行检测的传感器，例如利用旋转变压器等构成。这里，磁极位置θ将转子的旋转角表示为电角度。

这样，本实施方式涉及的电动机驱动装置1将2个电动机MG1、MG2作为控制对象，并且具备分别与2个电动机MG1、MG2对应的2个逆变器6(第一逆变器6a和第二逆变器6b)，控制装置2被构成为通过对上述2个逆变器6a、6b进行控制来控制2个电动机MG1、MG2。此时，控制装置2被构成为，利用作为单一的运算处理单元的CPU核62来控制2个逆变器6a、6b。

2.控制装置的软件构成

接着，对控制装置2的软件构成进行说明。另外，在本实施方式中，电动机驱动装置1将2个电动机MG1、MG2作为驱动控制的对象，并且具备与各电动机MG1、MG2对应的2个逆变器6a、6b。相应地，控制装置2具备分别与2个逆变器6a、6b以及2个电动机MG1、MG2对应的各功能部，因为它们是同样的构成，所以下面仅对控制一方逆变器6以及电动机MG的功能部进行说明。如图2所示那样，控制装置2通过利用了矢量控制法的电流反馈控制，来控制具备有电动机MG以及逆变器6的电动机驱动装置1。在矢量控制中，将流过交流电动机MG的三相的各自的定子绕组的绕组电流坐标变换成配置于转子的永久磁铁产生的磁场方向、即d轴和与该d轴正交的q轴的2相的矢量分量，来进行电流反馈控制。

在进行矢量控制中的坐标变换时，需要经常检测电动机MG的旋转状态。因此，在本实施方式中，如图1所示那样，在电动机MG的附近设置旋转变压器等旋转传感器8。作为其检测结果的磁极位置θ被输入到控制装置2。如上所述，磁极位置θ是电角度。在控制装置2，还被输入了请求转矩TM。并且，控制装置2根据上述的请求转矩TM、磁极位置θ以及按照磁极位置θ导出的电动机MG的转速ω，生成并输出用于驱动电动机MG的控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw和Nw，从而对逆变器6进行驱动控制。控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw是用于使逆变器6的各开关元件进行遵循后述的多个控制模式的任意一个的开关动作的开关控制信号，具体而言，是对各开关元件的栅极进行驱动的栅极驱动信号。

在d轴电流指令值导出部11中，被输入了请求转矩TM。d轴电流指令值导出部11根据被输入的请求转矩TM来导出基本d轴电流指令值Idb。这里，基本d轴电流指令值Idb相当于进行最大转矩控制的情况下的d轴电流的指令值。另外，所谓最大转矩控制，是对电流相位进行调节以使得相对于同一电流电动机MG的输出转矩为最大的控制。在本实施方式中，d轴电流指令值导出部11被构成为，利用规定了请求转矩TM的值和基本d轴电流指令值之间的关系的表，来导出与请求转矩TM的值对应的基本d轴电流指令值Idb。被导出的基本d轴电流指令值Idb被输入到减法器14。在减法器14中，还被输入了利用后述的电流调整指令值导出部16导出的d轴电流调整指令值ΔId。减法器14如下述的式(1)所示那样，从基本d轴电流指令值Idb减去d轴电流调整指令值ΔId，从而导出最终的d轴电流指令值Id。

Id＝Idb-ΔId…(1)

在q轴电流指令值导出部12中，被输入了请求转矩TM以及d轴电流调整指令值ΔId。q轴电流指令值导出部12根据被输入的请求转矩TM和d轴电流调整指令值ΔId来导出q轴电流指令值Iq。在本实施方式中，q轴电流指令值导出部12利用至少规定了请求转矩TM的值和d轴电流调整指令值ΔId之间的关系的表，导出与请求转矩TM以及d轴电流调整指令值ΔId对应的q轴电流指令值Iq。由此导出的d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq是对电动机MG进行驱动的、具有相互正交的矢量分量的二相电流指令值。因此，本实施方式中，d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq相当于本发明的“电流指令值”。

在电流控制部13中，被输入了d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq。并且，在电流控制部13中，被从三相二相变换部36输入了d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr，被从转速导出部31输入了电动机MG的转速ω。d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr是根据实际流过电动机MG的定子绕组(Mu、Mv、Mw)的电流的、由电流传感器7(参照图1)得到的电流检测值(三相的电流检测值：u相电流检测值Iur、v相电流检测值Ivr以及w相电流检测值Iwr)和由旋转传感器8(参照图1)检测到的磁极位置θ，通过三相二相变换部36进行三相二相变换而被导出的。另外，电动机MG的转速ω是根据由旋转传感器8(参照图1)检测到的磁极位置θ，由转速导出部31导出的。

电流控制部13进行如下电流控制处理，即根据作为二相电流指令值的d轴电流指令值Id以及q轴电流指令值Iq、和通过对电流检测值Iur、Ivr、Iwr进行三相二相变换而得到的二相电流检测值(d轴电流检测值Idr以及q轴电流检测值Iqr)之间的偏差，来决定作为第一电压指令值的二相电压指令值Vd、Vq。即，电流控制部13是根据电流指令值和通过电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差来进行电流反馈控制运算的功能部，该电流指令值是基于针对电动机MG的请求转矩TM而决定的。此时，电流控制部13根据上述偏差，通过至少进行比例控制和积分控制来决定二相电压指令值Vd、Vq。具体而言，电流控制部13导出d轴电流指令值Id和d轴电流检测值Idr之间的偏差、即d轴电流偏差δId，以及q轴电流指令值Iq和q轴电流检测值Iqr之间的偏差、即q轴电流偏差δIq。并且，电流控制部13根据d轴电流偏差δId来进行比例积分控制运算(PI控制运算)，从而导出基本d轴电压指令值Vzd，并且根据q轴电流偏差δIq来进行比例积分控制运算，从而导出基本q轴电压指令值Vzq。另外，也可以进行比例积分微分控制运算(PID控制运算)来代替上述的比例积分控制运算。

并且，电流控制部13如下述的式(2)所示那样，进行从基本d轴电压指令值Vzd减去q轴电枢反作用Eq的调整来导出d轴电压指令值Vd。

Vd＝Vzd-Eq

＝Vzd-ω·Lq·Iqr…(2)

如该式(2)所示那样，q轴电枢反作用Eq是根据电动机MG的转速ω、q轴电流检测值Iqr以及q轴电感Lq而导出的。

并且，电流控制部13如下述的式(3)所示那样，进行对基本q轴电压指令值Vzq加上d轴电枢反作用Ed以及由永久磁铁的电枢磁链引起的感应电压Em的调整来导出q轴电压指令值Vq。

Vq＝Vzq+Ed+Em

＝Vzq+ω·Ld·Idr+ω·MIf…(3)

如该式(3)所示那样，d轴电枢反作用Ed是根据电动机MG的转速ω、d轴电流检测值Idr以及d轴电感Ld而导出的。另外，感应电压Em是根据由永久磁铁的电枢磁链的有效值决定的感应电压常数MIf和电动机MG的转速ω导出的。

在调制率和电压指令相位导出部22中，被输入了d轴电压指令值Vd和q轴电压指令值Vq。并且，在调制率和电压指令相位导出部22中，被输入了由未图示的电压传感器检测的直流电压Vdc。调制率和电压指令相位导出部22根据被输入的d轴电压指令值Vd、q轴电压指令值Vq和直流电压Vdc，导出作为第二电压指令值的调制率M和电压指令相位θv。这里，调制率M表示针对直流电压Vdc的逆变器6的输出电压波形的基波分量的有效值的比率，在本例中是针对直流电压Vdc的二相电压指令值Vd、Vq的有效值的比率。具体而言，调制率M按照以下的式(4)来计算。

$M=\sqrt{\mathrm{}}({\mathrm{Vd}}^2+{\mathrm{Vq}}^2)/\mathrm{Vdc}...\left(4\right)$

电压指令相位θv是二相电压指令值Vd、Vq所表示的电压矢量的相位角，相当于将与d轴电压指令值Vd有关的d轴电压矢量以及与q轴电压指令值Vq有关的q轴电压矢量进行合成而生成的合成电压矢量、和与d轴电压指令值Vd有关的d轴电压矢量之间形成的角。在本例中，电压指令相位θv按照以下的式(5)来计算。

θv＝tan^-1(Vq/Vd)…(5)

该电压指令相位θv相当于将磁极位置θ的原点(θ＝0°)作为基准的u相电压指令值Vu的原点的相位。

另外，对于电动机MG来说，随着转速ω的升高，感应电压升高，驱动电动机MG所需的交流电压(以下称为“必要电压”。)也升高。并且，当该必要电压超过了能够对此时的直流电压Vdc进行变换并从逆变器6输出的最大的交流电压(以下称为“最大输出电压”。)时，无法在定子绕组中流过所需的电流，无法适当地控制电动机MG。因此，控制装置2被构成为进行所谓的弱励磁控制，即对电流相位进行调节，以使得由定子绕组产生减弱电动机MG的励磁磁通的方向的磁通(比最大转矩控制超前)。于是，在本实施方式中被构成为，根据由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M来导出d轴电流调整指令值ΔId，并根据导出的d轴电流调整指令值ΔId来调整基本d轴电流指令值Idb和q轴电流指令值Iq。

更具体而言，在减法器17中，被输入了调制率M、以及该调制率M的理论上的最大值、即“0.78”的值。减法器17如下述的式(6)所示那样，导出从调制率M减去了“0.78”的调制率偏差ΔM。

ΔM＝M-0.78…(6)

在电流调整指令值导出部16中，被输入了导出的调制率偏差ΔM。电流调整指令值导出部16利用规定的增益对该调制率偏差ΔM进行积分，并将该积分值作为d轴电流调整指令值ΔId进行导出。该d轴电流调整指令值ΔId如上述的式(1)所示那样，被从基本d轴电流指令值Idb减去，从而导出最终的d轴电流指令值Id。即，该d轴电流调整指令值ΔId是用于减弱电动机MG的励磁磁通的弱励磁指令值。

本实施方式涉及的控制装置2还具备决定用于控制电动机驱动装置1的控制模式的模式决定部51、和决定逆变器6的载波频率Fc的载波频率设定部52。在模式决定部51中，作为输入变量，至少被输入了请求转矩TM和转速ω。模式决定部51根据被输入的请求转矩TM和转速ω，从为了控制电动机驱动装置1而预先设定的多个控制模式中决定出1个控制模式。控制装置2将控制模式决定用的映射存储设置在参数存储器64等中。在本实施方式中，如图3所示那样，该映射中设定有第一区域A1、第二区域A2以及第三区域A3这3个区域作为电动机MG的可工作区域。并且，相应地，设定有模式决定部51可选择的3个控制模式。即，模式决定部51在请求转矩TM和转速ω之间的关系处于第一区域A1内的情况下选择第一控制模式，在处于第二区域A2内的情况下选择第二控制模式，在处于第三区域A3的情况下选择第三控制模式。

另外，对于用于控制电动机驱动装置1的控制模式所涉及的控制方法而言，关于从逆变器6向电动机MG供给的交流电压的波形有PWM控制和矩形波控制这2种，关于从逆变器6向电动机MG供给的交流电流的相位有最大转矩控制和弱励磁控制这两中。并且，在本实施方式中，PWM控制中包含正弦波PWM控制和过调制PWM控制这两个控制方式。模式决定部51可选择的3个模式由它们组合构成。

第一控制模式是在逆变器6中进行直流-交流变换时，通过逆变器6使最大转矩控制与正弦波PWM控制一起进行的模式。在正弦波PWM控制中，根据正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw与载波(输送波)Ca的比较来控制逆变器6的各开关元件的接通断开。正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw由后述的电压控制部23的三相指令值导出部35导出。

第二控制模式是在逆变器6中进行直流-交流变换时，由逆变器6使最大转矩控制和过调制PWM控制一起进行的模式。在过调制PWM控制中，使逆变器6的输出电压波形的基波分量的波形变形，以使其与正弦波PWM控制中的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw相比振幅变大。在该状态下，与正弦波PWM控制同样地，根据变形的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波Ca的比较来控制逆变器6的各开关元件的接通断开。由此，进行在交流电压指令值Vu、Vv、Vw超过输送波的振幅的部分连续地成为高电平或者低电平的PWM控制。变形的正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw由后述的电压控制部23的三相指令值导出部35导出。

第三控制模式是在逆变器6中进行直流-交流变换时，由逆变器6使弱励磁控制和矩形波控制一起进行的模式。在矩形波控制中，进行如下控制，即在电角度每1个周期(磁极位置θ的360°)进行一次逆变器6的各开关元件的接通和断开。此时，各相的交流电压指令值Vu、Vv、Vw成为在1周期中高电平期间和低电平期间交替地各出现1次的矩形波。因此，在本实施方式中，在第三控制模式中，各相的交流电压指令值Vu、Vv、Vw仅设为表示对逆变器6的各开关元件的接通或断开进行切换的时刻的磁极位置θ的相位、即接通断开切换相位的指令值。

另外，在进行矩形波控制的第三控制模式下，进行使作为磁极位置θ被检测的电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期同步的同步控制。这里，开关周期是逆变器6的开关元件的接通断开时刻的周期，与各开关元件的接通断开切换相位的周期相等。另一方面，在进行正弦波PWM控制的第一控制模式和进行过调制PWM控制的第二控制模式中，根据载波Ca生成开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。即，在本实施方式中，第三控制模式被包含在“同步控制模式”中，第一控制模式和第二控制模式被包含在“非同步控制模式”中。另外，在本实施方式中，在第一控制模式和第二控制模式的双方，不进行交流电压指令值Vu、Vv、Vw的周期和开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的载波Ca的周期的同步。模式决定部51具有选择这样的同步控制模式和非同步控制模式中的任意一个的功能。如后述那样构成为，根据模式决定部51选择了同步控制模式和非同步控制模式中的哪一个，电压控制部23内的控制块被电压控制切换部46切换，生成交流电压指令值Vu、Vv、Vw和开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的方式被切换。

在本实施方式中，在模式决定部51中还被输入了由电流调整指令值导出部16导出的d轴电流调整指令值ΔId。并且，模式决定部51根据被输入的d轴电流调整指令值ΔId，判断可否选择第三控制模式。更具体而言，在d轴电流调整指令值ΔId在规定的第三控制模式转换允许阈值以上的情况下，允许模式决定部51选择第三控制模式，另一方面，在d轴电流调整指令值ΔId小于第三控制模式转换允许阈值的情况下，禁止选择第三控制模式。因此，本实施方式涉及的模式决定部51被构成为，以根据被输入的请求转矩TM和转速ω来决定控制模式为前提，进一步根据被输入的d轴电流调整指令值ΔId对控制模式的选择附加一定的限制。

在载波频率设定部52中，作为输入变量至少被输入了转速ω和请求转矩TM。载波频率设定部52根据被输入的请求转矩TM和转速ω，决定逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw的载波(输送波)Ca的频率、即载波频率Fc。换句话说，载波频率Fc是用于根据脉冲宽度调制方式生成逆变器6的开关控制信号的载波Ca的频率。另外，在本实施方式中，被构成为能够分别针对第一逆变器6a和第二逆变器6b独立地设定载波频率Fc1、Fc2，将与第一逆变器6a对应的载波Ca设为第一载波Ca1，将与第二逆变器6b对应的载波Ca设为第二载波Ca2。另外，在本明说明书中，在无需特别区分第一载波Ca1和第二载波Ca2的情况下，简称为载波Ca。另外，也可以构成为，在载波频率设定部52中被输入了由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M。即，可以被构成为，取代请求转矩TM而将调制率M输入载波频率设定部52，或者将调制率M与请求转矩TM一起输入载波频率设定部52，根据它们和转速ω来决定载波频率Fc。

在本实施方式中，控制装置2在参数存储器64等中存储设置载波频率决定用的映射。载波频率设定部52根据针对电动机MG的请求转矩TM和转速ω等，决定用于减轻逆变器6中的损失、电动机MG中的损失的最佳载波频率Fc。此时，载波频率设定部52例如从预先设定的多个可选择的载波频率中，根据上述映射选择并决定最佳的载波频率Fc。并且，载波频率设定部52在需要切换载波频率Fc的设定的情况下，根据从后述的切换时刻表100取得的切换时刻来切换载波频率Fc的设定。在本实施方式中，如后述那样，根据分别针对2个电动机MG的电流检测处理的周期的相位和对与各电动机MG对应的逆变器6中设定的载波的相位之间的关系来规定切换时刻。因此，载波频率设定部52从用于生成载波Ca的载波生成器(未图示)、用于管理电流检测处理的执行计划(控制计划)的功能部、即电流检测管理部(未图示)获取与它们的相位有关的信息，并决定实际时间上的切换时刻。另外，切换时刻表100被存储设置在参数存储器64等中。

在电压控制部23中，被输入了由调制率和电压指令相位导出部导出的调制率M和电压指令相位θv。并且，在电压控制部23中，被输入了由旋转传感器8(参照图1)检测到的磁极位置θ和由载波频率设定部52决定的载波频率Fc。电压控制部23进行如下的电压控制处理，即根据被输入的调制率M、电压指令相位θv、磁极位置θ和载波频率Fc，决定交流电压指令值Vu、Vv、Vw，生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。在本实施方式中，电压控制部23具备三相指令值导出部35以及非同步控制信号生成部41、和接通断开切换相位导出部43以及同步控制信号生成部42。

另外，在调制率和电压指令相位导出部22和电压控制部23之间，设置有电压控制切换部46。电压控制切换部46根据由模式决定部51选择的控制模式来切换电压控制部23内的控制块。具体而言，在非同步控制模式所包含的第一控制模式或者第二控制模式被选择的情况下，将由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M和电压指令相位θv输入到三相指令值导出部35，使三相指令值导出部35和非同步控制信号生成部41进行电压控制处理。另一方面，在同步控制模式所包含的第三控制模式被选择的情况下，将由调制率和电压指令相位导出部22导出的调制率M和电压指令相位θv输入到接通断开切换相位导出部43，使接通断开切换相位导出部43和同步控制信号生成部42进行电压控制处理。电压控制切换部46根据由模式决定部51选择的控制模式，进行上述的调制率M和电压指令相位θv的输入目的地的切换。由此，电压控制部23生成与由模式决定部51决定的控制模式相对应的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。

三相指令值导出部35根据被输入的调制率M和电压指令相位θv，生成正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw。图4是表示由三相指令值导出部35生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw的一例的图。该图示出了交流电压指令值Vu、Vv、Vw是正弦波状的第一控制模式的电压指令值的情况的例子。在该情况下，u相电压指令值Vu成为如下的正弦波状的电压指令值，即具有相对于磁极位置θ的原点(θ＝0°)延迟了电压指令相位θv的相位，振幅与调制率M相等，1周期等于磁极位置θ的1周(电角度1周，360°)。v相电压指令值Vv是相位相对于u相电压指令值Vu延迟了120°的正弦波状的电压指令值，w相电压指令值Vw是相位相对于u相电压指令值Vu延迟了240°的正弦波状的电压指令值。另外，在第二控制模式被选择的情况下，交流电压指令值Vu、Vv、Vw的波形是变形的正弦波状，而各指令值的相位和振幅与图4相同。

这里，三相指令值导出部35按照每一个控制模式具备规定了交流电压指令值Vu、Vv、Vw的波形的交流电压指令值映射，对应于由模式决定部51决定的控制模式，根据该交流电压指令值映射来生成并输出交流电压指令值Vu、Vv、Vw。交流电压指令值映射例如在第一控制模式用的映射中，规定了原点与磁极位置θ的原点(θ＝0°)一致、且振幅为1的正弦波状的电压波形。三相指令值导出部35能够通过使该映射所规定的电压波形的原点延迟电压指令相位θv，并且将振幅设为调制率M倍，来生成u相电压指令值Vu，并能够通过使该u相电压指令值Vu的相位分别延迟120°、240°，来生成v相电压指令值Vv和w相电压指令值Vw。三相指令值导出部35按照每一个控制模式，具备不同的电压波形的映射。

在非同步控制信号生成部41中，被输入了由三相指令值导出部35生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波频率Fc。非同步控制信号生成部41根据该交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波(输送波)Ca，生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。具体而言，非同步控制信号生成部41进行交流电压指令值Vu、Vv、Vw和载波Ca的比较，生成用于分别对逆变器6的u相上段、u相下段、v相上段、v相下段、w相上段、w相下段的各开关元件进行PWM控制的6个开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。因此，非同步控制信号生成部41针对各开关元件，基本上按每一个载波周期输出2次开关控制信号。另外，该开关控制信号所表示的接通或者断开的脉冲宽度根据相对于载波Ca连续地变化的大致正弦波状的交流电压指令值Vu、Vv、Vw的大小，按每一个载波周期阶段性地发生变化。在本实施方式中，载波频率Fc不是交流电压指令值Vu、Vv、Vw的频率的整数倍，因此，载波Ca的周期和交流电压指令值Vu、Vv、Vw の周期不同步。但是，也可以在载波Ca的周期和交流电压指令值Vu、Vv、Vw的周期同步的状态下进行PWM控制。

接通断开切换相位导出部43根据被输入的调制率M和电压指令相位θv，生成作为交流电压指令值Vu、Vv、Vw的逆变器6的各开关元件的接通断开切换相位的指令值。该指令值是对应于各开关元件的接通断开控制信号，对表示切换各开关元件的接通或者断开的时刻的磁极位置θ的相位进行表示的指令值。图5图示了由接通断开切换相位导出部43生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw所表示的内容，在作为横轴的磁极位置θ上示出了切换各开关元件的接通或者断开的相位。在该例中，u相电压指令值Vu具有相对于磁极位置θ的原点(θ＝0°)延迟了电压指令相位θv的相位，磁极位置θ的1周(电角度1周，360°)成为1周期。并且，在电压指令相位θv处与u相上段的开关元件对应的开关控制信号Pu接通，与u相下段的开关元件对应的开关控制信号Nu断开，在相对于电压指令相位θv的磁极位置θ的半周(电角度半周，180°)处与u相上段的开关元件对应的开关控制信号Pu断开，与u相下段的开关元件对应的开关控制信号Nu接通。v相电压指令值Vv相对于u相电压指令值Vu相位延迟了120°，w相电压指令值Vw相对于u相电压指令值Vu相位延迟了240°，除此以外两者是同样的电压指令值。另外，从接通断开切换相位导出部43实际输出的交流电压指令值Vu、Vv、Vw可以仅由如下信息、即作为表示对u相，v相，w相的各自的各开关元件的接通或者断开进行切换的时刻的信息的磁极位置θ的相位的信息来构成。因此，这样的接通断开切换相位的指令值也可以将u相、v相、w相的指令值作为一系列信息集中输出。

这里，接通断开切换相位导出部43按照每一个控制模式具备有规定了构成交流电压指令值Vu、Vv、Vw的各开关元件的接通断开切换相位的接通断开切换相位映射，根据该接通断开切换相位映射来生成并输出交流电压指令值Vu、Vv、Vw。接通断开切换相位映射例如规定了如下相位，即原点与磁极位置θ的原点(θ＝0°)一致，针对u相、v相、w相的各相，上段的开关元件接通、下段的开关元件断开的状态、和上段的开关元件断开、下段的开关元件接通的状态进行切换的相位。接通断开切换相位导出部43能够通过使该映射所规定的接通断开相位的原点延迟电压指令相位θv来生成u相电压指令值Vu，并通过使该u相电压指令值Vu的相位分别延迟120°、240°来生成v相电压指令值Vv和w相电压指令值Vw。

在同步控制信号生成部42中，被输入了由接通断开切换相位导出部43生成的交流电压指令值Vu、Vv、Vw。同步控制信号生成部42根据该交流电压指令值Vu、Vv、Vw，生成逆变器6的开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。具体而言，同步控制信号生成部42按照逆变器6的各开关元件的接通断开切换相位的指令值，生成用于控制逆变器6的u相上段、u相下段、v相上段、v相下段、w相上段、w相下段的各开关元件的各自的接通或者断开的状态的6个开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw。该开关控制信号所表示的接通或者断开的脉冲宽度是对应于接通断开切换相位而预先规定的宽度。另外，此时，包含同步控制信号生成部42的电压控制部23以规定的运算周期进行电压控制处理，各开关控制信号Pu、Nu、Pv、Nv、Pw、Nw按每规定的运算周期被输出，对各开关元件的接通断开进行切换的时间被变更。因此，虽然对各开关元件的接通断开进行切换的时刻按每规定的运算周期被变更，但是逆变器6的各开关元件与电动机MG的电角度(磁极位置θ)同步地被控制。由此电动机MG的电角度的周期和逆变器6的开关周期(开关元件的接通断开时刻的周期)被同步。

3.切换时刻表的构成

接着，根据图6～图11，对作为本发明的主要部分的切换时刻表100(参照图2)的构成进行说明。在本实施方式中，如上述那样，控制装置2被构成为，对分别对应于2个电动机MG1、MG2而设置的2个逆变器6(第一逆变器6a和第二逆变器6b)进行控制。并且，载波频率设定部52根据上述的载波频率决定用的映射，分别针对2个逆变器6a、6b取得适当的载波频率Fc。并且，在需要对针对2个逆变器6a、6b中的至少任一个的载波频率Fc的设定进行切换的情况下，对载波频率Fc的设定进行切换，而在此时，参照切换时刻表100来取得切换时刻。

切换时刻表100是针对由分别对多个(在本例中是2个)逆变器6而设定的载波频率Fc的组合构成的多个载波频率组的每一个，规定了在切换到不同载波频率组时被允许的时刻、即切换时刻的表。切换时刻表100所规定的切换时刻是如下的时刻，即在载波频率组的切换后，分别针对2个电动机MG的电流检测处理与对与各电动机MG对应的逆变器6设定的载波Ca的最大值或者最小值相对应地被进行的时刻。由此，抑制载波频率Fc的切换时的浪涌电流的产生、载波频率Fc的切换后的电流波动的产生。另外，以下的说明中的“(Fc1，Fc2)”表示由针对第一逆变器6a(第一电动机MG1)设定的载波频率Fc1、和针对第二逆变器6b(第二电动机MG2)设定的载波频率Fc2的组合构成的载波频率组。

在本实施方式中，载波频率设定部52被构成为，将从1.25kHz、2.5kHz、5kHz、7.5kHz、10kHz这5个载波频率中选择出的1个分别独立地设定给2个逆变器6a、6b。因此，在本例中，如图6所示那样，存在25个载波频率组(Fc1，Fc2)。并且，切换时刻表100针对上述25个载波频率组的每一个，规定了向不同载波频率组切换时被允许的时刻、即切换时刻。

另外，切换时刻表100针对第一逆变器6a和第二逆变器6b的双方将5kHz设为基准载波频率，针对从基准载波频率向除此以外的载波频率切换时的时刻、和从基准载波频率以外的载波频率向基准载波频率切换时的时刻的双方而被设置。并且，载波频率设定部52被构成为，当在基准载波频率以外的载波频率之间进行切换时，经由基准载波频率来进行切换。另外，在本例中，被构成为载波频率Fc1和载波频率Fc2不会同时进行切换。

因此，切换时刻表100规定了与在图6中纵向或者横向移动那样的载波频率组的切换有关的切换时刻。具体而言，对于纵向移动那样的载波频率组的切换，针对对应于切换前或者切换后的第一逆变器6a的载波频率Fc1是基准载波频率5kHz的情况规定了切换时刻，对于横向移动那样的载波频率组的切换，针对对应于切换前或者切换后的第二逆变器6b的载波频率Fc2是基准载波频率5kHz的情况规定了切换时刻。另外，与在图6中斜向移动那样的载波频率组的切换有关的切换时刻没有被规定，并且，即使是在图6中纵向或者横向移动那样的载波频率组的切换，针对切换前或者切换后的载波频率Fc1、Fc2不是5kHz的情况也没有规定切换时刻。另外，在图6中，仅针对与在后面作为具体例进行说明的切换时刻对应的载波频率组的切换，示出了从切换前的载波频率组朝向切换后的载波频率组的箭头。

通过如上述那样构成切换时刻表100，只规定基准载波频率(在本例中为5kHz)和其他的载波频率之间的切换时刻即可，无需规定基准载波频率以外的载波频率之间的切换时刻。由此，能够将切换时刻表100针对各载波频率组规定的切换时刻的个数抑制在较少的个数。另外，基准载波频率优选被设定为被选择的频度最高的载波频率。

图7～图11是示意地表示切换时刻表100的图。如上述那样，在本例中存在25个载波频率组，此处，将载波频率Fc2的值相同的载波频率组集中表示在1个附图中，通过5个附图表示了25个载波频率组。在这些图所示的各曲线中，将横轴作为时间轴，示出了与对逆变器6a、6b设定的载波频率Fc1、Fc2对应的各自的载波Ca(第一载波Ca1和第二载波Ca2)的波形、电流控制处理和电压控制处理的执行计划(控制计划)和载波频率Fc的切换时刻。

在上述的图中，对于载波Ca的波形来说，上侧的波形是与对第一逆变器6a(第一电动机MG1)设定的载波频率Fc1对应的第一载波Ca1的波形，下侧的波形是与对第二逆变器6b(第二电动机MG2)设定的载波频率Fc2对应的第二载波Ca2的波形。另外，在本例中，载波Ca是三角波，在以下的说明中，载波Ca的波形中的最大值称为“波峰”，最小值称为“波谷”。另外，横轴的1个刻度对应于基准运算周期T0，表示时间轴上的刻度的纵向延伸的虚线对应于连续的基准运算周期T0的起点。

这里，基准运算周期T0是成为由CPU61的定时器66(参照图1)计测的基准的控制周期，CPU61的中断功能按每一个该基准运算周期T0被执行。即，在图7～图11中的时间轴上的刻度的位置，CPU61的中断功能被执行。另外，在本实施方式中，基准运算周期T0作为一例被设定为100〔μs〕，是与上述的基准载波频率(在本例中为5kHz)对应的载波Ca的周期的1/2的值。

另外，在图7～图11中，对应于载波Ca的波形来示意地表示了针对第一逆变器6a(第一电动机MG1)和第二逆变器6b(第二电动机MG2)的电流控制处理以及电压控制处理的执行计划。另外，在这些图中，并没有严密地表现电流控制处理和电压控制处理的时刻，在代表这些处理的四方形的标记所处的基准运算周期T0中，示出了该处理被执行的情况。

并且，在上述的图中，用粗实线表示切换时刻。被与粗实线对应的四方形包围的文字表示该切换时刻是第一逆变器6a(第一电动机MG1)、第二逆变器6b(第二电动机MG2)的哪一个的载波频率Fc1、Fc2的切换时刻、以及切换后的载波频率Fc1、Fc2的数值。即，“MG1”表示是针对与电动机MG1对应的第一逆变器6a的载波频率Fc1的切换时刻，“MG2”表示是针对与电动机MG2对应的第二逆变器6b的载波频率Fc2的切换时刻。并且，上述的“MG1”或者“MG2”的后面所跟的数值表示与该切换时刻对应的切换后的载波频率。

另外，在表示载波频率组的各图中，即使在图中所示的时间范围内存在多个相同的切换时刻的情况下，也只对其中的1个用粗实线进行表示。另外，详细的在后面描述，在本实施方式中，由于根据电流检测处理的执行周期中的相位和载波Ca的相位之间的关系规定了切换时刻，所以如图7(e)等所示那样，有时切换后的载波频率相同而存在不同切换时刻，具体内容会在后面进行说明。在这样的情况下，即使切换后的载波频率相同，也会示出切换时刻而不会将其省略。

另外，由于载波频率Fc分别针对逆变器6a、6b而被独立地设定，所以针对一个载波频率组，构成该载波频率组的各载波频率间的时间轴上的相位的关系没有被唯一确定。但是，在本实施方式中，针对每一个载波频率组，将构成该载波频率组的各载波频率间的时间轴上的相位的关系预先设为规定的关系，切换时刻表100对各载波频率间的时间轴上的相位的关系被预先设为规定的关系的载波频率组间的切换时刻进行规定。换句话说，切换时刻表100对切换时刻进行规定，以使得多个载波频率组的各自的各载波频率间的时间轴上的相位的关系成为按照每一个载波频率组预先设定的关系。由此，无需针对相同载波频率组来考虑各载波频率间的时间轴上的相位的关系不同的情况，能够将切换时刻表100针对各载波频率组规定的切换时刻的个数抑制在较少的个数。

另外，所谓“各载波频率间的时间轴上的相位的关系”，指的是在各载波频率间，对应的各载波Ca的波形的周期的起点(例如载波波形的波谷)之间的时间轴上的位置关系。特别是，在成为比较对象的多个载波频率Fc是同一频率的情况下，指的是与相位差有关的关系(例如，同相、反相、错开了90度相位等)。即，所谓的“各载波频率间的时间轴上的相位的关系”，指的是在图7～图11所示的曲线上，与载波频率Fc1对应的第一载波Ca1和与载波频率Fc2对应的第二载波Ca2的时间轴上的前后(图中的左右方向)的相对位置关系。

例如，如图9(c)所示那样，针对载波频率组(5kHz，5kHz)，在本例中，2个载波频率间的时间轴上的相位的关系被规定为使得载波Ca1、Ca2之间成为同相。另外，如图9(b)所示那样，针对载波频率组(7.5kHz，5kHz)，在本例中，2个载波频率间的时间轴上的相位的关系被规定为，使得按每基准运算周期T0的2倍的周期，第一载波Ca1的波峰和第二载波Ca2的波谷重合的时刻、与第一载波Ca1的波谷和第二载波Ca2的波谷重合的时刻交替地出现。

另外，如图7～图11所示那样，设定执行电流控制处理、电压控制处理的时刻的执行计划也针对载波频率组的各自的各载波频率Fc，按照每一个载波频率组被预先设定。并且，在本实施方式中，对流过电动机MG的绕组的电流进行检测的电流检测处理被构成为，与对应的逆变器6的电流控制处理被执行的基准运算周期T0的起点一致地被执行。即，电流检测处理在图中的表示电流控制处理的去掉白色的四方形的左侧的边所处的时刻被执行。换句话说，构成为，针对各逆变器6a、6b的电流控制处理在针对对应于各逆变器6a、6b的电动机MG1、MG2的电流检测处理刚被执行后的基准运算周期T0内被执行。由此，能够迅速地将通过电流检测处理检测到的电流检测值反映到电流控制处理中。

另外，理想情况是，电流检测处理为了抑制电流检测值中包含由开关噪声干扰引起的噪声干扰的情况，对应于载波Ca的波峰或波谷而被执行。其原因在于，在载波Ca的波峰或波谷处，不进行开关控制信号的高电平和低电平之间的切换。根据这样的观点，在本实施方式中，如图7～图11所示那样，电流控制处理的执行计划针对全部载波频率组的各载波频率，被规定为电流控制处理在从对应的载波Ca的波峰或波谷开始的基准运算周期T0内被执行，由此，电流检测处理对应于载波Ca的波峰或波谷而被执行。因此，能够稳定地进行根据在电流检测处理中被检测的电流值而执行的电流反馈控制，抑制载波频率Fc的切换时的浪涌电流的产生、载波频率Fc的切换后的电流波动的产生。

另外，由于电流控制处理的运算负荷比较大，所以优选构成为，不在同一基准运算周期T0内执行针对第一逆变器6a的电流控制处理和针对第二逆变器6b的电流控制处理。根据这样的观点，如图7～图11所示那样，在本实施方式中，针对全部的载波频率组，对电流控制处理的执行计划进行编排，以使得针对第一逆变器6a的电流控制处理和针对第二逆变器6b的电流控制处理在不同基准运算周期T0内被执行。由此，针对第一电动机MG1的电流检测处理和针对第二电动机MG2的电流检测处理也不在相同的时刻被执行。

具体而言，电流检测处理被构成为，分别针对2个电动机MG，在与基准运算周期T0同步且相互不同的时刻被周期性地进行。例如，如图9(c)所示那样，对于载波频率组(5kHz，5kHz)，针对第一电动机MG1的电流检测处理按每基准运算周期T0的2倍的周期，对应于第一载波Ca1的波谷而被执行。针对第二电动机MG1的电流检测处理按每基准运算周期T0的2倍的周期，对应于第二载波Ca2的波峰而被执行。并且，针对第一电动机MG1的电流检测处理和针对第二电动机MG2的电流检测处理被构成为，针对第一电动机MG1的电流检测处理的周期的起点和针对第二电动机MG2的电流检测处理的周期的起点相互错开基准运算周期T0，以使得在相互不同的时刻被进行，按每一个基准运算周期T0，交替地执行针对第一电动机MG1的电流检测处理和针对第二电动机MG2的电流检测处理。

另外，如图9(e)所示那样，对于载波频率组(1.25kHz，5kHz)，按每基准运算周期T0的4倍的周期执行针对第一电动机MG1的电流检测处理，按每基准运算周期T0的2倍的周期执行针对第二电动机MG2的电流检测处理。即使在这种情况下，电流控制处理的执行计划也被设定为，不在同一时刻上执行针对第一电动机MG1的电流检测处理和针对第二电动机MG2的电流检测处理。

另一方面，如图7～图11所示那样，电压控制处理根据载波频率Fc的值的不同而存在如下的情况，即仅在执行电流控制处理的基准运算周期T0内被执行的情况、和在没有执行电流控制处理的基准运算周期T0内也被执行的情况。在本例中，在载波频率Fc是2.5kHz、1.25kHz的情况下，被构成为仅在执行电流控制处理的基准运算周期T0内执行电压控制处理，在载波频率Fc是5kHz、7.5kHz、10kHz的情况下，被构成为在没有执行电流控制处理的基准运算周期T0内也执行电压控制处理。这样构成的原因在于，在载波Ca的半周期中，也可以不进行多次电压控制处理。即，对于载波频率Fc较小的情况(在本例中为2.5kHz、1.25kHz)，使电压控制处理的执行周期(控制周期)与其他情况相比变长，以使得在载波Ca的半周期中电压控制处理不会被执行2次以上。另外，如图7～图11所示那样，由于电流控制处理在载波Ca的半周期中也可以不进行多次，所以对于载波频率Fc较小的情况(在本例中为1.25kHz)，使电流控制处理的执行周期(控制周期)与其他情况相比变长。这样的电流控制处理、电压控制处理的执行周期(控制周期)的调节，能够通过剔除不需要的处理来进行。

另外，在电压控制处理中，虽然需要磁极位置θ的检测结果，但是也可以构成为在电压控制处理被执行的基准运算周期T0的全部的起点处进行磁极位置检测处理。另外，也可以构成为，不是在电压控制处理被执行的基准运算周期T0的全部的起点处进行磁极位置检测处理，而是仅在电流控制处理被执行的基准运算周期T0的起点处，在与电流检测处理相同的时刻进行磁极位置检测处理。在上述的后者的构成中，对于在起点处没有执行磁极位置检测处理的基准运算周期T0中的电压控制处理来说，可以构成为利用基于以前的磁极位置θ的检测结果的预测值。

如上所述，在本实施方式中，按照每一个载波频率组，预先规定多个载波频率组的各自的各载波频率间的时间轴上的相位的关系、电流检测处理的执行计划、电流控制处理的执行计划和电压控制处理的执行计划。并且，如图7～图11所示那样，在本实施方式中，与载波频率Fc的值无关，电流检测处理的时刻被同步的基本运算周期T0(在本例中为100〔μs〕)是固定的。因此，在载波频率组的切换后，为了使各载波频率间的时间轴上的相位的关系和电流检测处理等的执行计划的双方成为预先规定的，对于切换时刻，除了要考虑当前的载波频率组的各载波Ca的相位以外，还需要考虑执行电流检测处理的周期(以下简称为“电流检测周期”。)的相位。于是，在本实施方式中，切换时刻表100根据2个电动机MG的各自的电流检测周期的相位和对与各电动机MG对应的逆变器6设定的载波的相位之间的关系来规定了切换时刻。由此，即使在电流检测处理的周期和载波的周期不同的情况下，也能够适当地考虑电流检测处理的时刻和载波的波峰、波谷的时刻之间的关系来规定切换时刻。

关于如上述那样规定的切换时刻，根据几个具体例(图6中符号a～d所示的载波频率组的切换)来进行补充说明。另外，在以下的说明中，对于载波Ca的相位，将载波波形的各自的波谷设为基准点(相位是“0”)，第一载波Ca1和第二载波Ca2的相位分别由表示。另外，对于电流检测周期的相位，将执行电流检测处理的各自的时刻设为基准点(相位是“0”)，针对第一电动机MG1的电流检测周期的相位和针对第二电动机MG2的电流检测周期的相位分别由表示。

如图7(c)所示那样，图6中由符号a所示的从载波频率组(5kHz，10kHz)向载波频率组(10kHz，10kHz)切换的时刻成为 另外，在载波频率组(5kHz，10kHz)中，第一载波Ca1的周期是200μs，是将第一载波Ca1的波谷设为相位为“0”的位置，将周期200μs设为相位2π的情况下的相位。第二载波Ca2的周期是100μs，是将第二载波Ca2的波谷设为相位为“0”的位置，将周期100μs设为相位2π的情况下的相位。针对第一电动机MG1的电流检测周期是200μs，是将执行电流检测处理的时刻(图中的表示电流控制处理的去掉白色的四方形的左侧的边所处的时刻)设为相位为“0”的位置，将周期200μs设为相位2π的情况下的相位。针对第二电动机MG2的电流检测周期是200μs，是将执行电流检测处理的时刻(图中的表示电流控制处理的去掉白色的四方形的左侧的边所处的时刻)设为相位为“0”的位置，将周期200μs设为相位2π的情况下的相位。另外，根据图7(c)可知，对于载波频率组(5kHz，10kHz)，如果 或者 则因此针对该切换时刻，也可以仅利用或者来规定切换时刻。

如图7(a)所示那样，图6中由符号b所示的从载波频率组(10kHz，10kHz)向载波频率组(5kHz，10kHz)切换的时刻成为 与上述的从载波频率组(5kHz，10kHz)向载波频率组(10kHz，10kHz)切换的时刻相同。在本实施方式中，由于按照每一个载波频率组预先规定了各载波频率间的时间轴上的相位的关系、和电流检测处理的执行计划的双方，所以载波频率组间的切换时刻与切换的方向无关，是相同的切换时刻。另外，根据图7(a)可知，对于载波频率组(10kHz，10kHz)，如果或者则 因此针对该切换时刻，也可以仅利用或者来规定切换时刻。

如图9(a)所示那样，图6中由符号c所示的从载波频率组(10kHz，5kHz)向(10kHz，1.25kHz)切换的时刻是 另外，根据图9(a)可知，对于载波频率组(10kHz，5kHz)，如果 或者则 因此针对该切换时刻，也可以仅利用或者来规定切换时刻。

如图11(a)所示那样，图6中由符号d所示的从载波频率组(10kHz，1.25kHz)向载波频率组(10kHz，5kHz)切换的时刻是 上述的从载波频率组(10kHz，5kHz)向载波频率组(10kHz，1.25kHz)切换的时刻相同。另外，根据图11(a)可知，对于载波频率组(10kHz，1.25kHz)，如果则 因此针对该切换时刻，也可以仅利用来规定切换时刻。

如上所述，在本实施方式中，由于按照每一个载波频率组来预先规定各载波频率间的时间轴上的相位的关系、以及电流检测处理等的执行计划的双方，所以载波频率组间的切换时刻与切换的方向无关，成为相同的切换时刻。根据该点，也能够抑制切换时刻表100所规定的切换时刻的个数。

另外，在本实施方式中，切换时刻是根据2个电动机MG的各自的电流检测周期的相位和被设定给与各电动机MG对应的逆变器6的载波Ca1、Ca2的相位之间的关系被规定的，但是如上述那样，根据切换前的载波频率组和切换后的载波频率组， 的全部4个参数在规定切换时刻时并不是必需的。其原因在于，如上述那样，多个载波频率组的各自的各载波频率间的时间轴上的相位的关系和电流检测处理等的执行计划的双方按照每一个载波频率组被预先规定。因此，即使在如上述那样全部4个参数在规定切换时刻时不是必需的情况下，若从广义上来解释，则也可以说切换时刻已经根据全部4个参数的关系被规定。即，本发明中的“根据多个交流电动机的各自的电流检测处理的周期的相位和被设定给与各交流电动机对应的逆变器的载波的相位之间的关系来规定切换时刻”是也包含如下情况的概念，即包含不依赖于的全部4个参数(即4个参数内的一部分)来规定切换时刻的情况。

以上根据图7～图11对切换时刻表100的构成进行了说明，但是图7～图11所示的载波频率组的各自的各载波频率间的时间轴上的相位的关系、电流控制处理、电压控制处理、以及电流检测处理的执行计划只不过是一个例子，能够进行适当地变更。载波频率间的时间轴上的相位的关系优选根据电动机MG是否正在作为发电机进行动作、或电流波动的减少等的观点来规定。另外，电流控制处理、电流检测处理的执行周期(控制周期)优选根据相对于电动机MG所具有的时间常数设定的足够小这样的观点来设定。另外，电压控制处理的执行周期(控制周期)优选根据电动机MG的使用范围中的最高转速来设定。例如，电压控制处理的执行周期(控制周期)优选被设定为与电动机MG的使用范围内的最高转速对应的交流电压指令值的周期的约十分之一。

4.其他的实施方式

(1)在上述的实施方式中，以载波频率设定部52在基准载波频率(在上述的例子中是5kHz)以外的载波频率间进行切换时，经由基准载波频率来进行切换的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。即，在从基准载波频率的N倍(N是2以上的整数)的载波频率向基准载波频率以外的载波频率进行切换时，在不经由基准载波频率的情况下进行切换的构成也是本发明的优选实施方式之一。该构成在从基准载波频率的N倍(N是2以上的整数)的载波频率向基准载波频率进行切换时的切换时刻、和从基准载波频率向基准载波频率以外的载波频率进行切换时的切换时刻是同一时刻的情况下，是优选的实施方式。

即，在图7～图11所示的例子中，被构成为，当使载波频率Fc2恒定时，将载波频率Fc1从载波频率Fc1为5kHz的载波频率组切换到7.5kHz、2.5kHz、1.25kHz中的任意一个的切换时刻全部与将载波频率Fc1从10kHz切换到5kHz的切换时刻一致。在这样的情况下，例如，在从载波频率组(10kHz，5kHz)向载波频率组(2.5kHz，5kHz)切换时，即使不经由载波频率组(5kHz，5kHz)，也能够根据对载波频率组(5kHz，5kHz)规定的向载波频率组(2.5kHz，5kHz)的切换时刻 来从载波频率组(10kHz，5kHz)切换到载波频率组(2.5kHz，5kHz)。因此，能够在将切换时刻表100所具备的切换时刻的个数抑制在较少个数的同时，进行迅速的载波频率的切换。

(2)在上述的实施方式中，载波频率设定部52在基准载波频率(在上述的例子中为5kHz)以外的载波频率间进行切换时，以经由基准载波频率来进行切换的情况为例进行了说明，但是也可以构成为，切换时刻表100具备不经由基准载波频率的切换时刻，在不经由基准载波频率的情况下在基准载波频率以外的载波频率间进行切换。

(3)在上述的实施方式中，以基准载波频率是5kHz，基准运算周期T0等于与该基准载波频率对应的载波Ca的周期的1/2的值的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此，也可以独立地设定基准载波频率和基准运算周期T0。基准载波频率例如优选被设定为被载波频率设定部52选择的频度较高的载波频率。另外，由于基准运算周期T0被用于规定能够执行电压控制处理的最小的周期，所以优选被设定为在电动机MG的使用范围内的最高转速下合适的电压控制处理的周期。

(4)在上述的实施方式中，以切换时刻表100没有规定用于同时切换载波频率Fc1和载波频率Fc2的切换时刻的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。因此，例如，切换时刻表100也规定了用于同时切换载波频率Fc1和载波频率Fc2的切换时刻，从而使载波频率设定部52能够同时切换载波频率Fc1和载波频率Fc2的构成也是本发明的优选实施方式之一。

(5)在上述的实施方式中，以针对每一个载波频率组来将构成该载波频率组的各载波频率间的时间轴上的相位的关系预先决定成规定的关系，切换时刻表100对预先将各载波频率间的时间轴上的相位的关系决定为规定的关系的载波频率组间的切换时刻进行规定的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。因此，例如，如下的构成也是本发明的优选实施方式之一，在该构成中，针对一个载波频率组，不唯一地规定构成该载波频率组的各载波频率间的时间轴上的相位的关系，而是对应于与各载波频率对应的电动机MG的动作状态(转矩、转速等的动作点、是否正在作为发电机发挥作用等)具有多个选择项，切换时刻表100规定了在向同一载波频率组进行切换的情况下更够根据电动机MG的动作状态进行选择的多个切换时刻。

(6)在上述的实施方式中，以切换时刻表100根据多个电动机MG的各自的电流检测处理的周期的相位和被设定给与各电动机MG对应的逆变器6的载波Ca的相位之间的关系来规定切换时刻的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。因此，例如如下的构成也是本发明的优选实施方式之一，即构成为，除了多个电动机MG的各自的电流检测处理的周期的相位与被设定给与各电动机MG对应的逆变器6的载波Ca的相位之间的关系以外，也根据多个电动机MG的各自的电流检测处理的周期的相位和磁极位置检测处理等其他的与电动机MG有关的控制处理的周期的相位之间的关系来规定切换时刻。

(7)在上述的实施方式中，以载波频率设定部52被构成为将从1.25kHz、2.5kHz、5kHz、7.5kHz、10kHz这5个载波频率中选择出的1个独立地设定给2个逆变器6a、6b的每一个的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此，载波频率设定部52能够设定的频率、以及作为切换时刻表100对切换时刻进行规定的对象的载波频率组可以被适当地设定变更。

(8)在上述的实施方式中，以载波Ca是三角波的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此，载波Ca例如也可以被构成为是锯齿波。

(9)在上述的实施方式中，以进行电流反馈控制运算的电流控制处理在与载波Ca的最大值或者最小值相对应地被执行的电流检测处理刚结束后的基准运算周期T0内被进行的情况为例进行了说明，但是也可以构成为，电流控制处理在电流检测处理刚结束后的基准运算周期T0以后的基准运算周期T0内被执行。

(10)在上述的实施方式中，以电动机驱动装置1将2个电动机MG1、MG2作为控制对象，并且具备分别与2个电动机MG1、MG2对应的2个逆变器6a、6b，控制装置2被构成为通过控制上述2个逆变器6a、6b来对2个电动机MG1、MG2进行控制的情况为例进行了说明。并且，在这种情况下，以被构成为利用单一的CPU核62来控制2个电动机MG1、MG2的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。因此，例如如下的构成也是本发明的优选实施方式之一，即构成为，电动机驱动装置1将X设为3以上的整数来控制X个电动机MG，并且具备分别与X个电动机MG对应的X个逆变器6，控制装置2通过控制上述X个逆变器6来对X个电动机MG进行控制。

(11)在上述的实施方式中，以将本发明应用于将被用作电动车辆或混合动力车辆等的驱动力源的电动机MG作为控制对象的电动机驱动装置1的控制装置2的情况为例进行了说明。但是，本发明的应用范围并不局限于此。即，为了对将交流电动机作为控制对象的所有装置或设备进行控制，都能够应用本发明。

产业上的利用可能性

本发明能够适用于对与多个交流电动机分别对应设置的多个逆变器进行控制，并进行该多个交流电动机的电流反馈控制的控制装置。

图中符号说明：

2：控制装置；6：逆变器；52：载波频率设定部；100：切换时刻表；Fc：载波频率；MG：电动机(交流电动机)。

Claims (8)

1.一种控制装置，对与多个交流电动机的每一个对应地设置的多个逆变器进行控制，并进行上述多个交流电动机的电流反馈控制，其中，

该控制装置构成为，针对上述多个交流电动机的每一个，在与规定的基准运算周期同步且相互不同的时刻，周期性地进行用于检测流过上述交流电动机的绕组的电流的电流检测处理，

该控制装置具备：

载波频率设定部，其针对用于根据脉冲宽度调制方式生成上述逆变器的开关控制信号的载波的频率、即载波频率，将从多个载波频率中选择出的1个载波频率对上述多个逆变器的每一个独立地进行设定；以及

切换时刻表，其针对由对上述多个逆变器的每一个进行设定的载波频率的组合构成的多个载波频率组的每一个，规定了向不同的载波频率组切换时所允许的时刻、即切换时刻，

上述切换时刻表是下述表：对上述切换时刻进行规定，以使得对应于对各交流电动机所对应的上述逆变器设定的上述载波的最大值或者最小值，来进行对上述多个交流电动机的每一个进行的上述电流检测处理，

上述载波频率设定部根据从上述切换时刻表取得的上述切换时刻来切换上述载波频率的设定。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，

上述切换时刻表根据对上述多个交流电动机的每一个的上述电流检测处理的周期的相位和对各交流电动机所对应的上述逆变器设定的上述载波的相位之间的关系对上述切换时刻进行规定。

3.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，

上述切换时刻表对上述切换时刻进行规定，以使得上述多个载波频率组的每一个的各载波频率间的时间轴上的相位的关系成为按照每一个载波频率组预先规定的关系。

4.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，

上述切换时刻表对上述切换时刻进行规定，以使得上述多个载波频率组的每一个的各载波频率间的时间轴上的相位的关系成为按照每一个载波频率组预先规定的关系。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的控制装置，其特征在于，

上述切换时刻表针对从规定的基准载波频率向上述基准载波频率以外的载波频率切换时的时刻和从上述基准载波频率以外的载波频率向上述基准载波频率切换时的时刻的双方而设置，

当在上述基准载波频率以外的载波频率之间进行切换时，上述载波频率设定部经由上述基准载波频率来进行切换。

6.根据权利要求5所述的控制装置，其特征在于，

在从上述基准载波频率的N倍的载波频率向该基准载波频率以外的载波频率切换时，上述载波频率设定部不经由上述基准载波频率进行切换，其中，N是2以上的整数。

7.根据权利要求1至4以及6中的任意一项所述的控制装置，其特征在于，

根据基于对上述交流电动机的请求转矩而决定的电流指令值与由上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差来进行电流反馈控制运算的电流控制处理，在对应于上述载波的最大值或者最小值而执行的上述电流检测处理之后紧接着的上述基准运算周期内被进行。

8.根据权利要求5所述的控制装置，其特征在于，

根据基于对上述交流电动机的请求转矩而决定的电流指令值与由上述电流检测处理检测到的电流检测值之间的偏差来进行电流反馈控制运算的电流控制处理，在对应于上述载波的最大值或者最小值而执行的上述电流检测处理之后紧接着的上述基准运算周期内被进行。