JP2013240194A - 誘導機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センサレス制御を行なう場合、ロータ１０ａの回転速度（２次周波数）の推定値が実際の値に近似するまでの期間においては、磁束制御が不安定となり、モータジェネレータ１０に過電流が流れたり、制御不能となったりする懸念があること。
【解決手段】磁束オブザーバ４８は、２次周波数ω２、１次電圧指令値ｖｄ１，ｖｑ１、および１次電流ｉｄ１，ｉｑ１を入力とし、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを算出する。モータジェネレータ１０の起動後、所定時間に限って、内燃機関１１のクランク軸１１ａの回転状態を検出するクランク角センサ１９の出力値ＣＲに基づき算出される２次周波数ω２ｂを磁束オブザーバ４８の入力とし、その後、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき算出される２次周波数ω２ａに切り替える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、誘導機の電気的な状態量に基づき推定される誘導機の２次周波数を入力とし、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する誘導機の制御装置に関する。

車載主機として内燃機関とともに回転機を搭載したハイブリッド車において、回転機として同期機を採用したものが周知である。ただし、同期機は、一般に、レアメタルを材料とする永久磁石を備えるため、必要な材料の安定供給が必ずしも保証されない懸念がある。

これに対し、誘導機は、永久磁石を備えないため、上記の懸念はない。

一方、車両においては、搭載スペースの制約等から、回転機のロータの回転状態を検出するセンサを搭載するスペースすら確保が困難となる懸念がある。これに対し、下記特許文献１には、誘導機において速度センサを不要とするセンサレス制御装置が記載されている。

特許第２８０８７０９号公報

ただし、センサレス制御を行なう場合、ロータの回転速度（２次周波数）の推定値が実際の値に近似するまでの期間においては、磁束制御が不安定となり、誘導機に過電流が流れたり、制御不能となったりする懸念がある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、誘導機の電気的な状態量に基づき推定される誘導機の２次周波数を入力とし、誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作することで、誘導機の制御量を制御する新たな誘導機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、内燃機関（１１）の回転軸（１１ａ）に回転子（１０ａ）が機械的に連結される誘導機（１０）の制御量を制御すべく、前記誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）の操作信号を生成して前記交流電圧印加手段に出力する操作手段（２０）を備え、前記操作手段は、前記誘導機の電気的な状態量に基づき推定される前記誘導機の２次周波数を入力とし、前記操作信号を生成するセンサレス制御手段（４８，５２）と、前記内燃機関の回転軸の回転速度の検出値を入力とし、前記操作信号を生成する機関速度利用手段（６０，６２，６４）と、前記交流電圧印加手段の出力電圧の操作によって前記誘導機の制御量の制御を開始する場合、前記機関速度利用手段によって生成される前記操作信号を出力して且つ、所定期間が経過することで、前記センサレス制御手段によって生成される前記操作信号の出力に切替える切替手段（６６，６８）と、を備え、前記センサレス制御手段は、前記誘導機の１次電圧を入力とし、前記誘導機の２次磁束を算出する２次磁束算出手段（４８）を備え、前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を入力として前記操作信号を生成するものであり、前記２次磁束算出手段は、前記機関速度利用手段から前記センサレス制御手段への切り替えに先立って、前記機関速度利用手段によって生成される操作信号に応じた１次電圧を入力として前記２次磁束を算出することを特徴とする。

誘導機の制御量の制御を開始するに際して、センサレス制御手段を用いる場合、２次周波数情報の精度が低いために、制御性が低くなる懸念がある。これに対し、機関速度利用手段を用いる場合には、センサレス制御手段を用いる場合と比較して制御開始初期については、制御性が高くなるものの、制御開始から時間が経過するにつれてセンサレス制御手段と比較して制御性が劣るものとなる。これは、通常、内燃機関の応答性が誘導機の応答性と比較して低いため、内燃機関の回転軸の回転速度の検出精度が誘導機に要求される応答性にとって不満足なものとなるためである。

上記発明では、この点に鑑み、切替手段を備えることで、センサレス制御手段と機関速度制御手段とのうち、制御性が高い方を選択的に利用することができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

一実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる誘導機の起動時の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。

以下、本発明にかかる誘導機の制御装置をパラレルハイブリッド車における誘導機の制御装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるモータジェネレータ１０は、誘導機である。詳しくは、３相かご型誘導機である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、その回転子１０ａが駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０の回転子１０ａは、さらに、内燃機関１１のクランク軸１１ａに機械的に連結されている。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０のＶ相およびＷ相を流れる電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。図には、トルク指令値Ｔｒｑ＊への制御に関する処理をブロック図として示している。以下、これについて説明する。

電流センサ１４によって検出された電流ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、ｄｑ軸上の電流である１次電流ｉｄ１，ｉｑ１に変換される。ここで、ｄｑ座標系は、直交２次元固定座標系である。詳しくは、本実施形態では、ｄ軸を、モータジェネレータ１０の固定子のＵ相の正方向とし、ｑ軸を、これに対し直交する方向とする。

１次電流ｉｄ１，ｉｑ１は、γδ変換部２４に入力され、γδ軸上の１次電流ｉγ１，ｉδ１に変換される。γδ座標系は、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの回転周波数である電源角周波数（以下、１次周波数ω１）で回転する直交２次元回転座標系である。ちなみに、γδ変換部２４による変換処理は、後述する処理によって算出されるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルの基本波成分の位相である電源角（以下、１次位相θ１）に基づき行われる。

本実施形態では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に制御するための制御系を、１次電流ｉγ１，ｉδ１を１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊にフィードバック制御する制御系として構成する。この際、トルク指令値Ｔｒｑ＊を与えただけでは、１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊を一義的に定めることができない。そこで本実施形態では、δ軸の２次磁束φδ２をゼロに制御することとし、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、γ軸成分の２次磁束指令値φγ２＊とに基づき、１次電流指令値ｉγ１＊，ｉδ１＊を生成する処理を行なう。

すなわち、トルクフィードバック制御部２６では、後述する処理によって推定されるトルクＴｒｑをトルク指令値Ｔｒｑ＊にフィードバック御するための操作量として、δ軸成分の１次電流指令値ｉδ１＊を算出する。詳しくは、トルク指令値Ｔｒｑ＊とトルクＴｒｑとの差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、１次電流指令値ｉδ１＊を算出する。

一方、磁束フィードバック制御部２８では、後述する処理によって推定されるγ軸成分の２次磁束φγ２を２次磁束指令値φγ２＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸成分の１次電流指令値ｉγ１＊を算出する。詳しくは、２次磁束指令値φγ２＊と２次磁束φγ２との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、１次電流指令値ｉγ１＊を算出する。

δ軸電流フィードバック制御部３０では、１次電流ｉδ１を１次電流指令値ｉδ１＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸の１次電圧成分を算出する。詳しくは、１次電流指令値ｉδ１＊と１次電流ｉδ１との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、δ軸の１次電圧成分を算出する。

また、γ軸電流フィードバック制御部３２では、１次電流ｉγ１を１次電流指令値ｉγ１＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸の１次電圧成分を算出する。詳しくは、１次電流指令値ｉγ１＊と１次電流ｉγ１との差の比例要素および積分要素の出力同士の和として、γ軸の１次電圧成分を算出する。

γ軸電流フィードバック制御部３２の出力値に、非干渉制御部３４から出力されるフィードフォワード操作量Δｖγ１を加算することで、γ軸の１次電圧指令値ｖγ１＊が算出される。一方、δ軸電流フィードバック制御部３０の出力値に、非干渉制御部３４から出力されるフィードフォワード操作量Δｖδ１を加算することで、δ軸の１次電圧指令値ｖδ１＊が算出される。なお、フィードフォワード操作量Δｖγ１，Δｖδ１については、周知のため、ここではその説明を省略するが、図中、フィードフォワード操作量Δｖγ１，Δｖδ１の表現に用いられている記号の定義については、本明細書最後部の備考欄に記載されている。

１次電圧指令値ｖγ１＊，ｖδ１＊は、ｄｑ変換部３６において、ｄｑ軸上の１次電圧指令値ｖｄ＊１，ｖｑ１＊に変換される。そして、１次電圧指令値ｖｄ＊１，ｖｑ１＊は、ｕｖｗ変換部３８において、Ｕ相の電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相の電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相の電圧指令値ｖｗ＊に変換され、操作信号生成部４０に入力される。

操作信号生成部４０では、インバータＩＮＶの出力電圧を、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を模擬したものとすべく、インバータＩＮＶの操作信号ｇ￥＃を生成する処理を行なう。本実施形態では、特に、電圧指令値ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を電源電圧ＶＤＣによって規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき生成されるＰＷＭ信号に基づき、操作信号ｇ￥＃を生成する。

次に、上述した処理を行なう上で必要なパラメータの算出（推定）処理について説明する。

１次電流ｉγ１，ｉδ１は、すべり周波数推定部４２に入力される。すべり周波数推定部４２では、１次電流ｉγ１，ｉδ１を入力として、以下の式（ｃ１）に基づき、すべり周波数ωｓを推定する。

ωｓ＝ｉδ１／（ｉγ１・τ２） …（ｃ１）
上記の式（ｃ１）は、本実施形態の特有の設定を前提としたものである。すなわち、δ軸成分の２次磁束φδ２をゼロに制御することと、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定である場合にγ軸成分の２次磁束指令値φγ２＊が一定となることとから、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定である場合にγ軸の１次電流ｉγ１が一定であるとみなして算出されるものである。

一方、１次周波数算出部４４では、１次位相θ１ａの微分演算によって、１次周波数ω１ａを算出する。２次周波数算出部４６では、１次周波数ω１ａからすべり周波数ωｓを減算することで、２次周波数ω２ａを算出する。

２次磁束算出手段（磁束オブザーバ４８）では、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１と、１次電圧指令値ｖｄ１＊，ｖｑ１＊と、セレクタ６６の出力値としての２次周波数ω２とを入力として、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを推定する。ここで、添え字の「ｅ」は、オブザーバによる推定値であることを示す。磁束オブザーバ４８は、最小次元オブザーバである。なお、本実施形態にかかる最小次元オブザーバの導出については、本明細書の最後部の備考欄に与えてある。

一方、１次位相算出部５２では、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき、以下の式（ｃ２）を用いて、１次位相θ１ａを算出する。

θ１ａ＝ａｒｃｔａｎ（φｑ２ｅ／φｄ２ｅ） …（ｃ２）
こうして算出された１次位相θ１ａは、１次周波数算出部４４による１次周波数ω１ａの算出処理に用いられるとともに、セレクタ６８によって選択されることで、１次位相θ１として、γδ変換部２４や、ｄｑ変換部３６等の座標変換処理に用いられる。

トルク推定部５６では、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅと、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１とを入力とし、以下の式（ｃ３）にてトルクＴｒｑを推定する。

Ｔｒｑ＝Ｐｎ・Ｍ・（ｉｑ１・φｄ２ｅ−ｉｄ１・φｑ２ｅ）／Ｌ２ …（ｃ３）
なお、上記の式（ｃ３）において、極対数Ｐｎ、２次インダクタンスＬ２および相互インダクタンスＭを用いている。このトルクＴｒｑは、トルクフィードバック制御のための制御量となるものである。

上述した処理からわかるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０の回転速度情報を検出するハードウェア手段による検出値を利用しないセンサレス制御がなされている。この場合、モータジェネレータ１０の起動後、２次周波数ω２が実際の周波数に収束するまでの期間にあっては、磁束オブザーバ４８の推定精度が特に低いものとなる。そこで本実施形態では、モータジェネレータ１０の起動後、所定時間に限って、内燃機関１１のクランク軸１１ａの回転角度を検出するクランク角センサ１９の出力値ＣＲに基づき算出される１次位相θ１ｂを用いてモータジェネレータ１０を制御する。

詳しくは、出力値ＣＲは、２次周波数算出部６０に入力され、ここで２次周波数ω２ｂが算出される。２次周波数ω２ｂは、セレクタ６６を介して磁束オブザーバ４８の入力となり得る。また、２次周波数ω２ｂに、加算部６２においてすべり周波数ωｓが加算されることで、１次周波数ω１ｂが算出される。１次周波数ω１ｂは、積分器６４に入力され、ここで１次位相θ１ｂが算出される。１次位相θ１ｂは、上記起動直後においてセレクタ６８によって選択される。

さらに、γ成分の１次電圧指令値ｖγ１＊を開ループ制御で与える開ループ制御部７０を備え、セレクタ７２によって、γ軸電流フィードバック制御部３２の出力値およびフィードフォワード操作量Δｖγ１の和と、開ループ制御部７０の出力値とのいずれかを選択可能とする。ここで、開ループ制御部７０の出力値は、γ成分の１次電圧指令値ｖγ１＊の絶対値を漸増させるものであり、時間ｔを独立変数とする関数となっている。詳しくは、本実施形態では、１次関数「ａ・ｔ；ａは比例定数」を採用することで、γ成分の１次電圧指令値ｖγ１＊をランプ状に立ち上げる。

図２に、セレクタ６６，６８，７２の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、モータジェネレータ１０の起動要求が生じたか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、クランク角センサ１９の出力値ＣＲを取得する。続くステップＳ１４においては、出力値ＣＲに基づき、２次周波数ω２ｂを算出する。そして、ステップＳ１８においては、２次周波数ω２ｂとすべり周波数ωｓとを加算することで、１次周波数ω１ｂを算出する。

続くステップＳ１８においては、１次周波数ω１ｂの時間積分値として、１次位相θ１ｂを算出する。また、１次位相θ１を、１次位相θ１ｂとし、２次周波数ω２を、２次周波数ω２ｂとする。これらは、セレクタ６６，６８の選択処理である。さらに、トルク指令値Ｔｒｑ＊をゼロとする。この処理は、本実施形態において、ゼロ設定手段を構成する。

加えて、γ軸の１次電圧指令値ｖγ１＊を、開ループ制御部７０の出力値とする。これは、セレクタ７２の選択処理である。

続くステップＳ２０においては、２次周波数ω２ｂ、１次電圧指令値ｖｄ１＊，ｖｑ１＊、１次電流ｉｄ１，ｉｑ１に基づき磁束オブザーバ４８によって２次磁束φｄ２，φｑ２を算出する。そして、ステップＳ２２においては、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき１次位相θ１ａを算出し、これに基づき２次周波数ω２ａを算出する。

続くステップＳ２４においては、ステップＳ１０において肯定判断されてから、所定時間が経過したか否かを判断する。ここで所定時間は、２次周波数ω２ａと２次周波数ω２ｂとの差の絶対値が規定値以下となると想定される時間に設定される。

そして、ステップＳ２４において肯定判断される場合、ステップＳ２６において、１次位相θ１を１次位相θ１ａとするとともに、２次周波数ω２を２次周波数ω２ａとする。さらに、γ軸の１次電圧指令値ｖγ１＊を、γ軸電流フィードバック制御部３２の出力値およびフィードフォワード操作量Δｖγ１の和に切り替える。なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図３に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、モータジェネレータ１０の起動直後から１次位相θ１ｂは周期的な変化をするものの、１次位相θ１ａについては周期的な変化となるまでに時間を要する。これは、１次位相θ１ａの推定精度が向上するまでに時間を要することを意味する。そして、１次位相θ１ａが周期的な変化をするようになり１次位相θ１ｂに近似するようになることで、制御に用いる１次位相θ１を、１次位相θ１ａに切り替える。これにより、起動直後からトルクＴｒｑをトルク指令値Ｔｒｑ＊に高精度に追従させることができる。

以下、本実施形態の効果のいくつかを記載する。

（１）モータジェネレータ１０の起動後、所定時間に渡ってクランク角センサ１９の出力値ＣＲに基づく２次周波数ω２ｂに基づき算出される１次位相θ１ｂを用い（機関速度利用手段）、所定時間が経過することで、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅに基づき算出される１次位相θ１ａ（センサレス制御手段）を用いた。これにより、起動直後、１次位相θ１ａや２次周波数ω２ａの精度が低い場合に、これよりも精度の高い１次位相θ１ｂや２次周波数ω２ｂを用いることができる。また、起動後、所定時間が経過することで、１次位相θ１ｂや２次周波数ω２ｂよりも応答性が高い１次位相θ１ａや２次周波数ω２ａを用いるようにすることで、モータジェネレータ１０の制御性を向上させることができる。

ちなみに、１次位相θ１ａや２次周波数ω２ａの方が１次位相θ１ｂや２次周波数ω２ｂよりも応答性が高いのは、内燃機関１１の応答性がモータジェネレータ１０の応答性と比較して低いために、クランク角センサ１９の出力値ＣＲから算出される２次周波数ω２ｂの分解能がモータジェネレータ１０の制御にとっては不足であるためである。こうした状況は、モータジェネレータ１０の極数が多くなるほど顕著となる。

（２）起動後所定時間経過以前に、１次電圧指令値ｉｄ１＊，ｉｑ１＊や、２次周波数ω２ｂを入力として、磁束オブザーバ４８によって２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅを算出した。これにより、磁束オブザーバ４８による２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定精度が向上したタイミングで、センサレス制御に切り替えることができる。

（３）モータジェネレータ１０の起動後、所定時間に渡ってトルク指令値Ｔｒｑ＊をゼロとした。これにより、モータジェネレータ１０のトルクが過度に大きくなる事態を回避することができ、ひいてはドライバビリティの低下を回避することができる。

（４）車載主機としてのモータジェネレータ１０に、上記制御を適用した。主機の場合、２次周波数ω２が大きく変動するため、クランク角センサ１９の出力値ＣＲから算出される２次周波数ω２ｂの応答性が、モータジェネレータ１０の制御性を維持する上で要求される応答性よりも低くなりやすい。このため、２次周波数ω２ａへの切り替え処理の利用価値が特に高い。
＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「センサレス制御手段について」
ａ）２次磁束算出手段について
オブザーバとしては、最小次元オブザーバに限らず、たとえば、「適応二次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御：久保田ら、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ Ｖｏｌ １１１−Ｄ，Ｎｏ１１，９１」に例示されているように、同一次元オブザーバであってもよい。

また、固定座標系における２次磁束の成分を推定するオブザーバに限らず、たとえば回転座標系における２次磁束の成分を推定するオブザーバであってもよい。

もっとも、オブザーバにも限らない。

ｂ）１次位相算出手段について
１次位相算出部５２に限らない。たとえば、１次位相算出部５２の出力値を仮の１次位相とし、これを微分したものを積分処理した値と、最終的な１次位相を仮の１次位相にフィードバック制御するための操作量とを加算し、加算値を、最終的な１次位相とするものであってもよい。

「ゼロ設定手段について」
トルク指令値Ｔｒｑ＊をゼロとするものに限らない。たとえばトルクフィードバック制御部２６を停止させ、１次電流指令値ｉδ１＊をゼロに固定するものであってもよい。

またたとえば、δ軸の２次磁束φδ２をゼロに制御する代わりに、γ軸の２次磁束φγ２をゼロに制御する制御系を構築する場合、トルクは、１次電流ｉγ１に比例したものとなるため、１次電流指令値ｉγ１＊をゼロに制御するものであってもよい。

もっとも、ゼロ設定手段自体は、必須ではない。

「機関速度利用手段について」
機関の回転軸としては、クランク軸１１ａに限らず、たとえばクランク軸１１ａと連動して回転するカム軸（図示略）であってもよい。

たとえば、上記実施形態において、「ゼロ設定手段について」の欄に記載したようにトルクフィードバック制御部２６を停止する場合等にあっては、２次磁束算出手段を備える必要がない。

また、開ループ制御手段を備えるものにも限らない。たとえば、上記実施形態において、磁束フィードバック制御部２８や、γ軸電流フィードバック制御部３２を活用してもよい。ただし、磁束オブザーバ４８による２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定開始直後においては、推定精度が低いことに鑑みれば、フィードバック制御のゲインを小さくすることが望ましい。

「開ループ制御手段について」
γ軸成分の１次電圧指令値ｖγ１＊の絶対値を漸増させる手法としては、ランプ状に変化させる手法に限らない。たとえば絶対値が時間ｔの平方根に比例して増加するものであってもよい。

またたとえば、δ軸の２次磁束φδ２をゼロに制御する代わりに、γ軸の２次磁束φγ２をゼロに制御する制御系を構築する場合、ｄ軸成分の１次電圧指令値ｖδ１＊の絶対値を時間とともに増加させるものであってもよい。

「切替手段について」
上記実施形態では、１次周波数ω１ａと１次周波数ω１ｂとの差の絶対値が規定値以下となると想定される長さを有した時間が経過することで、１次位相θ１ｂから１次位相θ１ａに切り替えた（Ｓ２０）が、これに限らない。たとえば、１次周波数ω１ｂと１次周波数ω１ａとの差の絶対値が規定値以下となる状態が規定時間継続して検出されることを条件に、１次位相θ１ｂから１次位相θ１ａに切り替えてもよい。またたとえば、１次位相θ１ａと１次位相θ１ｂとの差の絶対値が規定値以下となったり、規定値以下となる状態が規定時間継続して検出されたりすることで、１次位相θ１ｂから１次位相θ１ａに切り替えてもよい。さらにたとえば、１次位相θ１ａが０〜３６０°の周期で周期的に変化することが検出されることを条件に、１次位相θ１ｂから１次位相θ１ａに切り替えてもよい。

また、１次位相θ１ｂから１次位相θ１ａに不連続的に切り替えるものに限らない。たとえば、１次位相θ１ｂと１次位相θ１ａとの加重平均処理値を最終的な１次位相θ１として且つ、１次位相θ１ｂの重み係数を漸減させるとともに、１次位相θ１ａの重み係数を漸増させるものであってもよい。

また、１次位相θ１ｂの算出開始と同時に磁束オブザーバ４８によって２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定を開始するものに限らない。たとえば、２次周波数ω２ｂや１次位相θ１ｂに基づき規定時間に渡ってモータジェネレータ１０を制御した後に、２次周波数ω２ｂ、１次電圧指令値ｖｄ１＊，ｖｑ１＊、および１次電流ｉｄ１，ｉｑ１を磁束オブザーバ４８に入力し、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定を開始してもよい。

さらに、磁束オブザーバ４８の入力としての２次周波数ω２を、２次周波数ω２ｂとするものに限らず、２次周波数ω２ａとするものであってもよい。この場合、２次磁束φｄ２ｅ，φｑ２ｅの推定精度が向上するまでに要する時間が伸張する可能性があるものの、センサレス制御への切り替えタイミングを適宜調整することで、上記実施形態に準じた効果を得ることができる。

「操作手段について」
制御量をトルクとするものに限らず、回転速度とするものであってもよい。

「交流電圧印加手段について」
回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。

「車両について」
パラレルハイブリッド車に限らない。たとえば、シリーズハイブリッド車であってもよい。この場合であっても、内燃機関に連結される発電機として誘導機を採用するなら、本発明の適用が有効である。
＜備考＞
かご型誘導機の状態方程式は、以下の式（ｃａ），（ｃｂ）にて表現される。

ただし、１次インダクタンスＬ１，２次インダクタンスＬ２、１次抵抗Ｒ１，２次抵抗Ｒ２，相互インダクタンスＭを用いている。

ここで、１次電流ベクトルＩ１＝（ｉｄ１，ｉｑ１）については直接観測できる量であり、２次磁束ベクトルΦ２の推定値を２次磁束ベクトルΦ２ｅとすると、以下の式（ｃｃ）が成立する

ただし、電流の微分演算を回避する上では中間変数ｘ「＝Φ２−ＧＩ１」を導入することが望ましい。

なお、オブザーバのゲインＧは、以下の式（ｃｄ），（ｃｅ）にて定められる。

ただし、上記においてオブザーバの極の実部−αおよび虚部βを用いている。ここで、「α＞０」とすることで、２次磁束ベクトルΦ２ｅの各成分を真の値に収束させることができる。

１０…モータジェネレータ（誘導機の一実施形態）、２０…制御装置、４８…磁束オブザーバ。

Claims (6)

1. 内燃機関（１１）の回転軸（１１ａ）に回転子（１０ａ）が機械的に連結される誘導機（１０）の制御量を制御すべく、前記誘導機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）の操作信号を生成して前記交流電圧印加手段に出力する操作手段（２０）を備え、
   前記操作手段は、
   前記誘導機の電気的な状態量に基づき推定される前記誘導機の２次周波数を入力とし、前記操作信号を生成するセンサレス制御手段（４８，５２）と、
   前記内燃機関の回転軸の回転速度の検出値を入力とし、前記操作信号を生成する機関速度利用手段（６０，６２，６４）と、
   前記交流電圧印加手段の出力電圧の操作によって前記誘導機の制御量の制御を開始する場合、前記機関速度利用手段によって生成される前記操作信号を出力して且つ、所定期間が経過することで、前記センサレス制御手段によって生成される前記操作信号の出力に切替える切替手段（６６，６８）と、
   を備え、
   前記センサレス制御手段は、前記誘導機の１次電圧を入力とし、前記誘導機の２次磁束を算出する２次磁束算出手段（４８）を備え、前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を入力として前記操作信号を生成するものであり、
   前記２次磁束算出手段は、前記機関速度利用手段から前記センサレス制御手段への切り替えに先立って、前記機関速度利用手段によって生成される操作信号に応じた１次電圧を入力として前記２次磁束を算出することを特徴とする誘導機の制御装置。
2. 前記センサレス制御手段は、
   前記２次磁束算出手段によって算出された２次磁束を入力とし、前記誘導機の１次位相を算出する１次位相算出手段（５２）と、
   前記１次位相算出手段によって算出された１次位相を入力とし、前記２次磁束算出手段の入力となる前記２次周波数を算出する２次周波数算出手段（４４，４６）と、
   を備え、
   前記１次位相算出手段によって算出された１次位相に基づき前記操作信号を生成することを特徴とする請求項１記載の誘導機の制御装置。
3. 前記機関速度利用手段によって前記操作信号を生成する場合、前記操作信号を、前記制御量としての前記誘導機のトルクをゼロに制御するための操作信号とするゼロ設定手段（Ｓ１８）を備えることを特徴とする請求項１または２記載の誘導機の制御装置。
4. 前記内燃機関は、車載主機であることを特徴とする請求項３記載の誘導機の制御装置。
5. 前記機関速度利用手段は、
   前記回転速度の検出値を入力とし、前記誘導機の１次周波数を算出する１次周波数算出手段（６０，６２）と、
   前記１次周波数算出手段によって算出された１次周波数を積分することで１次位相を算出する積分手段（６４）とを備え、
   前記積分手段によって算出された１次位相に基づき前記操作信号を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の誘導機の制御装置。
6. 前記機関速度利用手段は、前記２次磁束の絶対値を漸増させるように前記１次電圧を開ループ制御する開ループ制御手段（７０）を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導機の制御装置。

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