JP2016111788A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流フィードバック制御の応答周波数よりも周波数が高い空間高調波に起因したトルクリップルを好適に低減すること。【解決手段】電流補正処理部５０は、モータ１０の回転速度が低い場合、ｑ軸電流に基づき、トルクリップルを低減するための補正電流Δｉｑ＊によって、指令電流ｉｑ＊を補正する。開ループ処理部６０は、モータ１０の回転速度が高い場合、電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータ１０を流れる電流が基本波電流であるときにモータ１０に印加される電圧の高調波成分としての補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを算出する。電圧補正部６６，６８は、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊のそれぞれを、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈのそれぞれで補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、回転電機の各端子に電圧を印加する電力変換回路を操作対象とする回転電機の制御装置に関する。

たとえば特許文献１には、電動パワーステアリング装置が検出する操舵トルクに基づき、モータ（回転電機）を流れる電流の指令値（指令電流）を設定し、モータの回転角度に応じて設定される補正値（補正電流）に基づき指令電流を補正する制御装置が記載されている。詳しくは、制御装置は、モータを流れる電流を補正された指令電流にフィードバック制御する。ここで、補正電流は、空間高調波に起因したトルクリップルを低減するためのものである。

特許第４０１９６９１号公報

ところで、上記の制御装置の場合、補正電流によってその影響を除く対象となる空間高調波の周波数が電流フィードバック制御の応答周波数を超える場合、電流フィードバック制御によってモータを流れる電流を補正電流によって補正された指令電流とすることができない。したがって、上記制御装置の場合、補正電流によってその影響を除く対象となる空間高調波の周波数が電流フィードバック制御の応答周波数を超える場合、トルクリップルを低減することが困難となる。

本発明は、そうした実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流フィードバック制御の応答周波数よりも周波数が高い空間高調波に起因したトルクリップルを好適に低減することのできる回転電機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段およびその作用効果について記載する。
１．回転電機の各端子に電圧を印加する電力変換回路を操作対象とする回転電機の制御装置において、前記回転電機を流れる電流を指令電流にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を算出する指令電圧算出処理部と、前記回転電機の各端子に印加する電圧が前記指令電圧となるように前記電力変換回路を操作する操作処理部と、前記回転電機の回転角度を入力とし、前記指令電圧を補正する高調波電圧を補正電圧に設定する開ループ処理部と、トルクリップルを低減するための高調波電流を基本波電流に重畳させたものを前記指令電流とするために少なくとも低回転速度領域において前記指令電圧算出処理部の入力を前記高調波電流としての補正電流で補正する電流補正処理部と、を備え、少なくとも前記回転電機の高回転速度領域において、前記操作処理部に入力される指令電圧は、前記指令電圧算出処理部によって算出された指令電圧が前記補正電圧によって補正されたものとされることを特徴とする。

上記構成では、電流補正処理部によって指令電圧算出処理部の入力が補正電流で補正される。このため、指令電圧算出処理部によって算出される指令電圧は、回転電機を流れる電流を基本波電流にトルクリップルを低減するための高調波電流を重畳したものに制御するための操作量となりうる。ただし、上記高調波電流が指令電圧算出処理部のフィードバック制御によっては追従することが困難となる場合には、指令電圧算出処理部によって算出される指令電圧によっては、回転電機を流れる電流をトルクリップルを低減するための電流に制御することが困難となる。

ここで、上記構成では、指令電圧が補正電圧によって補正される。このため、電流フィードバック制御によっては高調波電流への追従が困難となる状況において、指令電圧を補正電圧によって開ループ補正することで、指令電圧を、空間高調波に起因したトルクリップルを低減するための電圧とすることができる。したがって、電流フィードバック制御の応答周波数よりも周波数が高い空間高調波に起因したトルクリップルを好適に低減することができる。

なお、基本波電流に高調波電流を重畳させたものを指令電流とする処理を排除し、開ループ処理部による処理で全てをまかなう場合には、低回転速度領域においてトルクリップルが顕著となるおそれがある。すなわち、低回転速度領域においては、フィードバック制御が追従可能であるため、開ループ処理部によって補正された補正電圧に起因して回転電機に流れる高調波電流がゼロとなるようにフィードバック制御がなされる。このため、開ループ処理部の意図する制御が、フィードバック制御によって妨げられるおそれがある。

２．上記１記載の回転電機の制御装置において、前記開ループ処理部は、前記回転電機を流れる電流を基本波とする場合に該回転電機の各端子に印加される高調波電圧を前記補正電圧とするものであることを特徴とする。

高回転速度領域においては、ステータコイルの鎖交磁束が基本波からずれることに起因したトルクリップルが目立たなくなり、むしろ電流が大きくなるときの磁気飽和による空間高調波に起因したトルクリップルが顕著となる現象が見られ得る。そしてこの場合には、この影響は、回転電機を流れる電流を基本波電流とすることで好適に抑制される。上記構成では、この点に鑑み、補正電圧を上記のように設定することで、回転電機を流れる電流を基本波電流に近づけ、ひいては高回転速度領域における空間高調波に起因したトルクリップルを好適に低減することができる。

３．上記１または２記載の回転電機の制御装置において、前記開ループ処理部は、前記回転電機の回転角度を入力として高調波磁束を算出する高調波磁束算出処理部と、前記高調波磁束算出処理部によって算出された高調波磁束を入力として前記補正電圧を算出する補正電圧算出処理部とを備えることを特徴とする。

高調波磁束の算出には、回転電機を流れる電流と電気角との情報を用いることが望ましいものの、電気角速度についてはこれを省くことが容易である。一方、補正電圧の算出には、電気角速度の情報も必要である。このため、補正電圧を直接算出するよりも高調波磁束を中間変数として算出した後に補正電圧を算出する方が、開ループ処理部の演算負荷や記憶データ量を低減することが可能となる。上記構成では、この点に鑑み、高調波磁束算出処理部および補正電圧算出処理部を備えた。

４．上記３記載の回転電機の制御装置において、前記指令電流、前記指令電圧、前記高調波磁束、および前記補正電圧は、回転座標系における値であり、前記高調波磁束算出処理部の入力が、回転座標系における電流と回転角度であり、前記補正電圧算出処理部は、前記高調波磁束の微分演算に基づき前記補正電圧を算出することを特徴とする。

高調波磁束算出処理部に入力される電流は基本波成分を含んだものとなる。この点、上記構成によれば、回転座標系を用いることで、基本波成分を直流成分として扱うことができることから、補正電圧を容易に算出することができる。

５．上記１〜４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置において、前記回転電機は、ステアリングに対する入力トルクに基づき、車両の転舵輪を転舵させるアシストトルクを付与するものであることを特徴とする。

上記の場合、低回転速度領域におけるトルクリップルは、ステアリングを介してユーザに体感されやすい。しかし、低回転速度領域におけるトルクリップルは、補正電流によって低減される。一方、高回転速度領域において回転電機を流れる電流の絶対値が大きい場合、回転電機を流れる電流が基本波からずれることに起因した空間高調波の影響が顕著となる。しかし、これによるトルクリップルは、補正電圧によって低減される。

一実施形態にかかるシステム構成図。 （ａ）および（ｂ）は、同実施形態にかかるモータの高回転速度領域における相電圧の歪みを示す図。 同実施形態にかかる切替処理の手順を示す流れ図。

以下、回転電機の制御装置の一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図１に示すモータ１０は、３相回転電機であり、詳しくは表面磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ）である。モータ１０は、ＥＰＳ（電動パワーステアリング装置）に内蔵され、ユーザによるステアリング操作に応じて転舵輪を転舵するためのアシストトルクを生成する。

モータ１０の各端子は、インバータＩＮＶを介してバッテリ（直流電圧源）１２に接続されている。インバータＩＮＶは、バッテリ１２の正極および負極のそれぞれとモータ１０の３個の端子のそれぞれとの間を開閉する回路である。

なお、図１においては、インバータＩＮＶを構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ（スイッチング素子）の符号のうちモータ１０の３個の端子のそれぞれに接続されるものに、「ｕ，ｖ，ｗ」のそれぞれを付与し、また、上側アームに「ｐ」を、下側アームに「ｎ」を付与している。なお、以下では、「ｕ，ｖ，ｗ」を総括して「￥」と表記し、「ｐ，ｎ」を総括して「＃」と表記する。すなわち、インバータＩＮＶは、バッテリ１２の正極とモータ１０の端子との間を開閉するスイッチング素子Ｓ￥ｐと、バッテリ１２の負極とモータ１０の端子との間を開閉するスイッチング素子Ｓ￥ｎとの直列接続体を備えて構成されている。なお、これらスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれにはダイオードＤ￥＃が逆並列接続されている。

モータ１０の回転軸には、回転角度を検出する角度センサ１４が設けられている。また、モータ１０の各端子とインバータＩＮＶとの間には、線電流を検出するための電流センサ１６が設けられている。なお、以下では、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥ｐおよびスイッチング素子Ｓ￥ｎの直列接続体の接続点とモータ１０の端子との間に接続される電気経路を流れる電流を、￥相電流ｉ￥と称する。

制御装置２０は、モータ１０を制御対象とし、その制御量を制御するためにインバータＩＮＶを操作する。以下、制御装置２０の処理について説明する。
ｄｑ変換部２２は、電流センサ１６によって検出された３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ軸の電流ｉｄ，ｉｑに変換する。速度算出部２３は、角度センサ１４によって検出された回転角度（電気角）θｅに基づき、回転速度（電気角速度）ωｅを算出する。指令電流設定部２４は、モータ１０の生成するトルクの指令値であるトルク指令値Ｔｒｑ＊と、回転速度ωｅとに基づき、ｄｑ軸上における指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を設定する。ここで、指令電流設定部２４は、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊を、トルク指令値Ｔｒｑ＊の絶対値が大きいほどその絶対値が大きくなるように設定する。一方、指令電流設定部２４は、ｄ軸の指令電流ｉｄ＊を、回転速度ωｅの絶対値が所定速度以上となる場合において、その絶対値がゼロよりも大きい値となるように設定し、所定速度以上の領域において、回転速度ωｅが大きくなるほどその絶対値が大きくなるように設定する。ｄ軸の指令電流ｉｄ＊は、周知の弱め界磁制御を行うためのものである。

偏差算出部２６は、ｄ軸の指令電流ｉｄ＊から電流ｉｄを減算した値を出力する。偏差算出部２８は、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊から電流ｉｑを減算した値を出力する。電流フィードバック制御部３０は、ｄ軸の電流ｉｄを指令電流ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸の電圧を算出する。一方、電流フィードバック制御部３２は、ｑ軸の電流ｉｑを指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸の電圧を算出する。なお、電流フィードバック制御部３０，３２を、本実施形態では、比例要素および積分要素によって構成し、電流フィードバック制御部３０，３２の出力を、偏差算出部２６，２８の出力値のそれぞれを入力とする比例要素の出力値および積分要素の出力値の和とする。

非干渉制御部３４は、電流フィードバック制御部３０，３２の出力を、非干渉項と誘起電圧補償項とによって補正したものを最終的なｄｑ軸の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊として出力する。ここで、非干渉項とは、電流ｉｄ，ｉｑに基づく開ループ操作量であり、誘起電圧補償項とは、回転速度ωｅに基づく開ループ操作量である。これらは周知のため、これ以上の記載を省略する。

ｕｖｗ変換部３６は、ｄｑ軸の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。ＰＷＭ処理部３８は、３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づき、３相のＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。ＰＷＭ信号ｇ￥は、論理Ｈ期間によって、デッドタイムを除き上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐのオン操作期間を規定する。デッドタイム生成部４０は、ＰＷＭ信号ｇ￥に基づき、スイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成し、インバータＩＮＶに出力する。操作信号ｇ￥＃には、上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐと下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎとのいずれか一方がオフ操作からオン操作に切り替わるに先立って、他方がオフ操作されるようにデットタイムが付与されている。

電流補正処理部５０は、モータ１０のトルクリップルを低減するために、指令電流設定部２４によって設定されたｑ軸の指令電流ｉｑ＊を補正する。詳しくは、電流補正処理部５０は、トルクリップル推定部５２、補正電流設定部５４、および電流補正部５６を備える。

トルクリップル推定部５２は、モータ１０を流れる電流に基づき、モータ１０によって生成されるトルクのリップルを推定する。トルクリップル推定部５２は、モータ１０の回転に伴うステータコイルの鎖交磁束の変化が基本波からずれることに起因したトルクのリップルを推定するものである。トルクリップル推定部５２は、基本波に対する上記鎖交磁束のずれを定量化したデータを有する。そして、このデータに基づき、トルクリップルを推定する。このデータは、回転角度θｅに応じたものとなっている。このため、トルクリップル推定部５２は、回転角度θｅに基づき、トルクリップルを推定する。ここでは、基本的には、トルクリップル推定部５２に、速度起電力係数φＥの空間高調波成分を回転角度θｅ毎に定めたテーブルを備え、ｑ軸の電流ｉｑに同空間高調波成分を乗算することでトルクリップルを算出すればよい。ただし、本実施形態では、トルクリップルの算出に、ｄ軸の電流ｉｄの影響を加味する。

補正電流設定部５４は、トルクリップル推定部５２によって推定されたトルクリップルを低減するためのｑ軸の電流の補正量である補正電流Δｉｑ＊を設定する。補正電流Δｉｑ＊は、基本波電流である指令電流ｉｑ＊に高調波を重畳する電流となる。すなわち、ステータコイルの鎖交磁束が基本波からずれる場合、モータ１０に流れる電流が基本波電流とされると、トルクリップルが生じるため、モータ１０に流れる電流を基本波電流に高調波成分が重畳したものとすることで、トルクリップルを低減する。

電流補正部５６は、指令電流設定部２４によって設定されたｑ軸の指令電流ｉｑ＊に補正電流Δｉｑ＊を加算することで、設定されたｑ軸の指令電流ｉｑ＊を補正して上記偏差算出部２８に出力する。

開ループ処理部６０は、ｄｑ軸上の電流ｉｄ，ｉｑと、回転角度θｅと、回転速度ωｅとを入力とし、高調波電圧である指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊の補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを出力する。補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈは、モータ１０を流れる電流を基本波電流とする際にモータ１０に印加される高調波電圧となっている。補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈは、モータ１０に流れる電流の絶対値が大きくなる場合に、ステータコイルのインダクタンスの磁気飽和に起因した空間高調波によってモータ１０に流れる電流が基本波からずれることを抑制するためのものである。ここで、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈは、開ループ操作量である。これは、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈの周波数が、電流フィードバック制御部３０，３２による電流のフィードバック制御の応答周波数よりも高周波となる場合、電流フィードバック制御部３０，３２によっては、磁気飽和に起因した空間高調波によるトルクリップルを低減することが困難であることに鑑みたものである。

詳しくは、開ループ処理部６０は、高調波磁束算出処理部６２と、高調波磁束算出処理部６２によって算出される高調波磁束λｄｈ，λｑｈに基づき補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを算出する補正電圧算出処理部６４とを備える。ここで、高調波磁束算出処理部６２は、ｄｑ軸の電流ｉｄ，ｉｑおよび回転角度θｅと、高調波磁束λｄｈ，λｑｈとの関係を定めた３次元マップを備えており、ｄｑ軸の電流ｉｄ，ｉｑおよび回転角度θｅを入力とし、高調波磁束λｄｈ，λｑｈをマップ演算する。このマップは、モータ１０に定常的に基本波電流を流した際におけるｄｑ軸の電流ｉｄ，ｉｑおよび回転角度θｅの組毎に高調波磁束λｄｈ，λｑｈを求めることで生成されたものである。高調波磁束λｄｈ，λｑｈの絶対値は、電流ｉｄの絶対値が大きいほど、また電流ｉｑの絶対値が大きいほど大きい値となる。

上記マップの入力としての回転角度θｅの範囲は、「０〜６０°」の範囲とする。これは、６次の高調波、およびその定数倍の高調波を低減することを狙ったための設定である。

図２（ａ）に、モータ１０に基本波電流を流した際のモータ１０の各端子に印加される電圧である相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの推移を示す。図示されるように、この場合、相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは基本波に対して歪みを有する。図２（ｂ）に、図２（ａ）の相電圧ｖ￥の歪率を定量化して示す。ここで、歪率は、基本波の実効値に対する高調波の実効値の百分率にて定量化されている。図示されるように、歪率が大きくなるのは、ｕｖｗの固定座標系において、３次、５次、７次、１１次、および１３次である。ここで、３次の成分は実際にはトルクリップル等に寄与しない。一方、３次および５次の高調波成分は、回転座標系では６次の高調波成分となり、１１次および１３次の高調波成分は、回転座標系では、１２次の高調波成分となる。このため、本実施形態では、６次の高調波およびその倍数の高調波成分をターゲットとする。ここで、６次の高調波は、「６０°」を周期とするものであり、その倍数の高調波は、「６０°」の約数を周期とするものである。このため、マップの入力変数としての回転角度θｅの領域は、「６０°」となる。

図１に示す補正電圧算出処理部６４は、高調波磁束λｄｈ，λｑｈおよび回転速度ωｅに基づき、下記の式（ｃ１）に基づき補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを算出する。なお、式（ｃ１）の導出については、本実施形態に続く「補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈの導出について」の欄に記載した。

電圧補正部６６は、非干渉制御部３４の出力したｄ軸の指令電圧ｖｄ＊にｄ軸の補正電圧ｖｄｈを加算することで、非干渉制御部３４の出力したｄ軸の指令電圧ｖｄ＊を補正してｕｖｗ変換部３６に出力する。電圧補正部６８は、非干渉制御部３４の出力したｑ軸の指令電圧ｖｑ＊にｑ軸の補正電圧ｖｑｈを加算することで、非干渉制御部３４の出力したｑ軸の指令電圧ｖｑ＊を補正してｕｖｗ変換部３６に出力する。

切替処理部７０は、電流補正処理部５０による電流の補正処理と、開ループ処理部６０による電圧の補正処理とをモータ１０の回転速度ωｅに応じて切り替える。
図３に、切替処理部７０による切替処理の手順を示す。この処理は、切替処理部７０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理において、切替処理部７０は、まず、回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ以上となるか否かを判断する（Ｓ１０）。この処理は、開ループ処理部６０による処理を実行するか否かを判断するためのものである。ここで、閾値速度ωｅｔｈは、６次または１２次の空間高調波の周波数が、電流フィードバック制御部３０，３２の応答周波数となるときのモータ１０の回転速度ωｅに基づき設定される。

切替処理部７０は、回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ未満であると判断する場合（Ｓ１０：ＮＯ）、電流補正処理部５０の補正電流Δｉｑ＊によって指令電流ｉｑ＊の補正する処理を実行して且つ、開ループ処理部６０による補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによってｄｑ軸の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を補正する処理を停止する（Ｓ１２）。これに対し、切替処理部７０は、回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ以上となると判断する場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、開ループ処理部６０による補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによってｄｑ軸の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を補正する処理を実行して且つ、電流補正処理部５０の補正電流Δｉｑ＊によって指令電流ｉｑ＊を補正する処理を停止する（Ｓ１４）。

ここで、本実施形態の作用を説明する。
モータ１０が駆動されているときにおいて、モータ１０の回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ未満である場合、電流補正処理部５０では、補正電流Δｉｑ＊に基づき、指令電流設定部２４によって設定されるｑ軸の指令電流ｉｑ＊を補正する。これにより、トルクリップルが低減される。特に、低回転速度領域においては、ステアリングを介してモータ１０のトルクリップルがユーザに体感されやすいのであるが、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊の補正によってトルクリップルが体感されることを抑制する。

一方、モータ１０の回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ以上となる場合、開ループ処理部６０による補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈが非干渉制御部３４の出力する指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊に重畳される。これにより、モータ１０に基本波電流を流すことができる。ここで、高回転速度領域においては、鎖交磁束の変化が基本波からずれることに起因した空間高調波によるトルクリップルは目立たないものとなり、代わりにモータ１０を流れる電流の絶対値が大きい場合に、磁気飽和に起因した空間高調波による電流の歪みによるトルクリップルが顕著となる。特に本実施形態では、磁気飽和に起因した空間高調波によるトルクリップルがメカ部品の共振周波数に一致して異音を生じさせる等の問題が生じうる。しかし、上記補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを用いることで、モータ１０を流れる電流を基本波に近づけることができる。ここで、モータ１０を流れる電流が基本波に近づくことから、開ループ処理部６０の入力パラメータとしての電流ｉｄ，ｉｑは、基本波に近いもの（直流成分と見なせるもの）となる。上述したように、開ループ処理部６０は、モータ１０に基本波電流を流したときの端子電圧の高調波電圧を補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈとするものであるため、電流ｉｄ，ｉｑが基本波である場合、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈは、モータ１０に基本波電流を流すための電圧の高調波成分となっている。

ちなみに、モータ１０の回転速度が低い領域において、開ループ処理部６０を用いる代わりに電流補正処理部５０による処理を削除する場合には、トルクリップルを低減することが困難である。すなわち、開ループ処理部６０の補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈは、モータ１０に流れる電流を基本波とするものである。このため、低回転速度領域においてモータ１０を流れる電流が基本波に制御されることとなることから、鎖交磁束の空間高調波に起因してトルクリップルが顕著となる。また仮に、開ループ処理部６０の補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを、補正電流Δｉｑ＊を流すためのものに設定した場合には、電流フィードバック制御によって、ｑ軸の電流ｉｑが補正電流Δｉｑ＊を含まない基本波となるように制御される。

以上説明した本実施形態によれば、以下に記載する効果が得られるようになる。
（１）回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ以上となる場合、開ループ処理部６０による補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによって指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を補正した。これにより、電流フィードバック制御の応答周波数よりも周波数が高い空間高調波に起因したトルクリップルを好適に低減することができる。

（２）補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを、モータ１０に基本波電流を流す場合にモータ１０の端子に印加される電圧の高調波成分とした。これにより、モータ１０の高回転速度領域において電流が大きくなることに起因して顕著となる空間高調波によるトルクリップルを好適に低減することができる。

（３）開ループ処理部６０を、高調波磁束算出処理部６２と補正電圧算出処理部６４とから構成した。ここで、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈの算出には、回転速度ωｅを用いているものの、高調波磁束算出処理部６２による高調波磁束λｄｈ，λｑｈの算出には、回転速度ωｅを用いていない。このため、開ループ処理部６０を、入力パラメータ（ｉｄ，ｉｑ，θｅ、ωｅ）と補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈとの関係を定めたマップによって構成する場合と比較して、マップの次元を低減することができる。このため、開ループ処理部６０が記憶するデータ量を低減することができる。

（４）電流補正処理部５０による処理と開ループ処理部６０による処理とを回転速度ωｅに基づいて２者択一で用いた。これにより、制御装置２０の演算負荷を低減することができる。

「補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈの導出について」
以下、上記の式（ｃ１）を導出する。
ｄｑ軸上での電圧方程式は、下記の式（ｃ２）となる。

ただし、式（ｃ２）においては、ｄ軸の抵抗Ｒｄ、ｑ軸の抵抗Ｒｑ、微分演算子ｐ、永久磁石による磁束のｄ軸成分Φｍｄおよびｑ軸成分Φｍｑ、ｄ軸のインダクタンスＬｄ，ｑ軸のインダクタンスＬｑを用いた。ここで、ｄｑ軸の磁束λｄ，λｑは、「λｄ＝Φｍｄ＋Ｌｄ・ｉｄ，λｑ＝Φｍｑ＋Ｌｑ・ｉｑ」と定義でき、また、ｄｑ軸の磁束λｄ，λｑは、基本波成分λｄＤＣ，λｑＤＣと、高調波成分λｄ（６θ），λｑ（６θ），λｄ（１２θ），λｑ（１２θ）等とに分解できることから、以下の式（ｃ３）が成立する。

上記の式（ｃ３）におけるｄｑ軸の電圧（ｖｄ，ｖｑ）が基本波電圧と高調波電圧（補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈ）との和であるとして且つ電流ｉｄ，ｉｑを基本波電流とすると、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈは、下記の式（ｃ４）にて表現される。

上記の式（ｃ４）は、上記の式（ｃ１）と同一である。

＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。なお、以下において、「課題を解決するための手段」の欄に記載した事項と上記実施形態との対応関係を符号等によって例示した部分があるが、これには、例示した対応関係に上記事項を限定する意図はない。ちなみに、「課題を解決するための手段」の欄の「１」における操作処理部は、図１におけるｕｖｗ変換部３６，ＰＷＭ処理部３８およびデッドタイム生成部４０に対応する。

・「補正電圧による補正処理と補正電流による補正処理との切替について」
上記実施形態では、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理を開始して且つ補正電流Δｉｑ＊による補正処理を終了する回転速度と、補正電流Δｉｑ＊による補正処理を開始して且つ補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理を終了する回転速度とを同一の回転速度（閾値速度ωｅｔｈ）としたが、これに限らない。たとえば、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理を開始して且つ補正電流Δｉｑ＊による補正処理を終了する回転速度と、補正電流Δｉｑ＊による補正処理を開始して且つ補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理を終了する回転速度とを互いに異ならせてもよい。このようにヒステリシスを設けることで、制御のハンチングを抑制することができる。

上記実施形態では、回転速度ωｅが閾値速度以上であるか否かに応じて、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理と補正電流Δｉｑ＊による補正処理とを択一的に実行したがこれに限らない。たとえば、回転速度ωｅが上昇する際、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理を開始する回転速度よりも補正電流Δｉｑ＊による補正処理を終了する回転速度を高くしてもよい。またたとえば、回転速度ωｅが低下する際、補正電流Δｉｑ＊による補正処理を開始する回転速度よりも補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理を終了する回転速度を低くしてもよい。これらは、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理と補正電流Δｉｑ＊による補正処理との双方が実行されるオーバーラップ期間が存在する例である。

・「補正電圧による補正処理について」
上記実施形態では、回転速度ωｅが閾値速度ωｅｔｈ以上となることを、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈによる補正処理の実行条件としたがこれに限らない。たとえば低回転速度領域から高回転速度領域まで補正処理を常時実行してもよい。ここで、低回転速度領域では補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈの絶対値は小さい値となるため、補正電流Δｉｑ＊による補正処理による制御性を低下させるおそれは小さい。

・「高調波磁束算出処理部について」
上記実施形態では、電流ｉｄ，ｉｑに基づき高調波磁束λｄ，λｑを算出したがこれに限らない。たとえば、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に基づき高調波磁束λｄ，λｑを算出してもよい。

また、ｄｑ軸の電流に基づき算出するものに限らない。たとえば上記実施形態のようにトルク指令値Ｔｒｑ＊からｑ軸の指令電流ｉｑ＊を算出することで、トルク指令値Ｔｒｑ＊とｑ軸の指令電流ｉｑ＊とに正または負の相関関係がある場合、ｑ軸の電流ｉｑに代えてトルク指令値Ｔｒｑ＊を用いてもよい。またたとえば上記実施形態のように回転速度ωｅからｄ軸の指令電流ｉｄ＊を算出することで、回転速度ωｅとｄ軸の指令電流ｉｄ＊との間に正または負の相関関係がある場合、ｄ軸の電流ｉｄに代えて回転速度ωｅを用いてもよい。

高調波磁束としては、回転座標系における値を算出するものに限らない。たとえば、固定２相座標系や固定３相座標系の値を算出するものであってもよい。
出力値を高調波磁束λｄ，λｑの値とするマップを用いるものに限らない。たとえば、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑとのそれぞれを出力値とするマップを用いるものであってもよい。この場合であっても、磁気飽和に起因した高調波磁束を算出することができる。

・「補正電圧算出処理部について」
たとえば、高調波磁束算出処理部が固定２相座標系における高調波磁束を算出するものであるなら、補正電圧算出処理部は、上記の式（ｃ１）の右辺の２行２列行列を固定座標系に変換したものを用いて高調波磁束から補正電圧を算出すればよい。

・「開ループ処理部について」
入力パラメータとしての回転角度として、電気角（回転角度θｅ）を用いるものに限らず、たとえば機械角を用いるものであってもよい。

高調波磁束算出処理部と補正電圧算出処理部とを備えることは必須ではない。たとえば、上記実施形態においては、開ループ処理部が電流ｉｄ，ｉｑと回転角度θｅと回転速度ωｅとを入力として補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを算出したことに鑑み、これら４つのパラメータと補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈとの関係を定める４次元マップを用いて補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを算出してもよい。またこれに代えて、上記実施形態のように回転速度ωｅからｄ軸の指令電流ｉｄ＊を算出することで回転速度ωｅとｄ軸の指令電流ｉｄ＊との間に正または負の相関関係がある場合、電流ｉｄ，ｉｑと回転角度θｅとの３つのパラメータを入力とし、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを出力とするマップを用いて行うことも可能と考えられる。ただしここでは、ｄ軸の電流ｉｄが指令電流ｉｄ＊に等しいと見なしている。

また、モータ１０に流れる電流を基本波とする場合にモータ１０に印加される高調波電圧を補正電圧とするものに限らない。たとえば、ステータコイルの鎖交磁束が基本波からずれることに起因した空間高調波がトルクに与える影響を低減するための成分をさらに含んでもよい。すなわち、モータ１０に流れる電流を基本波に上記トルクに与える影響を低減するための高調波電流を重畳したものとする場合にモータ１０に印加される高調波電圧とするものであってもよい。ただし、これは、高調波磁束λｄｈ，λｑｈを入力として上記の式（ｃ１）に基づき補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを算出する処理によっては実現することが困難である。これは、上記の式（ｃ４）の導出に際して、モータ１０に流れる電流が基本波電流であることを仮定したからである。しかし、電流ｉｄ，ｉｑと回転角度θｅと回転速度ωｅとの４つのパラメータを入力とするマップを用いることで、実現可能と考えられる。もっともこれに限らない。たとえば上記実施形態のように回転速度ωｅからｄ軸の指令電流ｉｄ＊を算出することで回転速度ωｅとｄ軸の指令電流ｉｄ＊との間に正または負の相関関係がある場合、電流ｉｄ，ｉｑと回転角度θｅとの３つのパラメータを入力とし、補正電圧ｖｄｈ，ｖｑｈを出力とするマップを用いて行うことも可能と考えられる。

・「回転座標系について」
ｄｑ軸によって張られる座標系に限らない。たとえばｄ軸およびｑ軸のそれぞれと所定角度だけずれた軸によって張られる回転座標系であってもよい。

・「指令電圧算出処理部（３０〜３４）について」
電流フィードバック制御部３０，３２としては、比例要素および積分要素の出力同士の和を出力とするものに限らない。たとえば比例要素の出力を出力とするものであってもよく、またたとえば、比例要素、積分要素、および微分要素の出力同士の和を出力とするものであってもよい。たとえば、非干渉制御部３４において誘起電圧補償処理を削除してもよい。またたとえば、非干渉制御部３４を設けなくてもよい。

・「電流補正処理部について」
上記実施形態では、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊を補正電流Δｉｑ＊によって補正したが、これに限らない。たとえば、偏差算出部２８の入力となるｑ軸の電流ｉｑから補正電流Δｉｑ＊を減算することでｑ軸の電流ｉｑを補正してもよい。これによっても、ｑ軸の電流ｉｑが「ｉｑ＊＋Δｉｑ＊」にフィードバック制御されることとなる。

上記実施形態では、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊を補正電流Δｉｑ＊によって補正するもののｄ軸の指令電流ｉｄ＊については補正しなかったが、これに限らず、たとえばｑ軸の補正電流Δｉｑ＊によってｑ軸の指令電流ｉｑ＊を補正するとともに、ｄ軸の補正電流にてｄ軸の指令電流ｉｄ＊を補正してもよい。

ちなみに、「課題を解決するための手段」の欄の「１」における「指令電圧算出処理部の入力」とは、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊や電流ｉｄ，ｉｑまたは偏差算出部２６，２８の出力値のことであり、特に、図１において補正対象となる入力は指令電流ｉｑ＊に対応している。

・「回転電機について」
ＥＰＳに内蔵されるものに限らない。この際、電動機として機能することも必須ではない。たとえばシリーズハイブリッド車の発電機であってもよい。

ＳＰＭに限らず、たとえば埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）であってもよい。なお、永久磁石同期電動機にも限らず、たとえば巻線界磁型同期電動機やリラクタンスモータ等であってもよい。３相回転電機に限らず、たとえば５相回転電機等であってもよい。

・「電力変換回路について」
直流電圧源（バッテリ１２）の正極および負極のそれぞれと回転電機の各端子との間を開閉するスイッチング素子Ｓ￥＃を備えるものに限らない。たとえば、３レベルインバータであってもよい。またこれに限らず、回転電機の各端子毎に周知のＤＣＤＣコンバータと同様の回路構成の回路を接続したものであってもよい。この場合であっても、それらコンバータの出力電圧を高速で変化させることで、同出力電圧を指令電圧ｖ￥＊とすることができ、上記実施形態に準じた効果を得ることができる。

１０…モータ、１２…バッテリ、１４…角度センサ、１６…電流センサ、２０…制御装置、２２…ｄｑ変換部、２３…速度算出部、２４…指令電流設定部、２６…偏差算出部、２８…偏差算出部、３０…電流フィードバック制御部、３２…電流フィードバック制御部、３４…非干渉制御部、３６…ｕｖｗ変換部、３８…ＰＷＭ処理部、４０…デッドタイム生成部、５０…電流補正処理部、５２…トルクリップル推定部、５４…補正電流設定部、５６…電流補正部、６０…開ループ処理部、６２…高調波磁束算出処理部、６４…補正電圧算出処理部、６６…電圧補正部、７０…切替処理部。

Claims (5)

1. 回転電機の各端子に電圧を印加する電力変換回路を操作対象とする回転電機の制御装置において、
   前記回転電機を流れる電流を指令電流にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を算出する指令電圧算出処理部と、
   前記回転電機の各端子に印加する電圧が前記指令電圧となるように前記電力変換回路を操作する操作処理部と、
   前記回転電機の回転角度を入力とし、前記指令電圧を補正する高調波電圧を補正電圧に設定する開ループ処理部と、
   トルクリップルを低減するための高調波電流を基本波電流に重畳させたものを前記指令電流とするために少なくとも低回転速度領域において前記指令電圧算出処理部の入力を前記高調波電流としての補正電流で補正する電流補正処理部と、を備え、
   少なくとも前記回転電機の高回転速度領域において、前記操作処理部に入力される指令電圧は、前記指令電圧算出処理部によって算出された指令電圧が前記補正電圧によって補正されたものとされることを特徴とする回転電機の制御装置。
2. 前記開ループ処理部は、前記回転電機を流れる電流を基本波とする場合に該回転電機の各端子に印加される高調波電圧を前記補正電圧とするものである請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 前記開ループ処理部は、
   前記回転電機の回転角度を入力として高調波磁束を算出する高調波磁束算出処理部と、
   前記高調波磁束算出処理部によって算出された高調波磁束を入力として前記補正電圧を算出する補正電圧算出処理部とを備える請求項１または２記載の回転電機の制御装置。
4. 前記指令電流、前記指令電圧、前記高調波磁束、および前記補正電圧は、回転座標系における値であり、
   前記高調波磁束算出処理部の入力が、回転座標系における電流と回転角度であり、
   前記補正電圧算出処理部は、前記高調波磁束の微分演算に基づき前記補正電圧を算出する請求項３記載の回転電機の制御装置。
5. 前記回転電機は、ステアリングに対する入力トルクに基づき、車両の転舵輪を転舵させるアシストトルクを付与するものである請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。