JP4915439B2

JP4915439B2 - 回転機の制御装置

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Description

本発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。

更に、近年、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性が上記三角波比較ＰＷＭ制御によるものと比較して向上する。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

なお、モデル予測制御を行うものとしては、他にも例えば下記特許文献２に記載もの等がある。

特開２００８−２２８４１９号公報特許第３７２７２６８号公報

ところで、変調率が「１」よりも大きくなるいわゆる過変調領域においては、インバータＩＶの入力電圧に応じた制約が生じるため、変調率が「１」未満となる領域と同様にして設計された指令電流に制御することは困難である。しかし、上記特許文献１には、過変調領域における制御量の指令値の与え方については、何も記載がない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、変調率が大きい領域においてもモデル予測制御を適切に行うことのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項７記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、前記目標値は、変調率が「１」以上の値であって且つ、矩形波制御の変調率よりも小さい変調率のときの出力電圧の大きさの平均値であることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値が直流電源の電圧に応じて定まる目標値となるようにフィードバック制御がなされるために、評価関数の入力パラメータを、電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を目標値に保つうえで適切なものに設定することができる。このため、電力変換回路の出力電圧が直流電源によって制約を受ける過変調領域において、評価関数の入力パラメータを適切に設定することができる。

また、上記発明では、目標値を変調率１以上の値に対応させることで、回転機に印加される電圧を極力大きくすることができる。

ところで、電力変換回路によって実現可能な最大変調率は、矩形波制御を行った際の変調率である。上記発明では、この点に鑑み、目標値を、実現可能な最大変調率に対応する平均値よりも小さくすることで、フィードバック制御の制御性を高く維持することを可能とする。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記フィードバック制御手段による制御は、変調率が「１」以上の規定値となることで開始されるものであることを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項７または８記載の発明において、前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作することを特徴とする。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、前記フィードバック制御手段は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかを操作するものであることを特徴とする。

上記発明では、評価関数を簡易に設計することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、当該制御装置は、前記ｄｑ軸上の電流を直接的な制御量とすることで前記回転機のトルクを要求トルクに間接的に制御するものであり、前記フィードバック制御手段による操作対象とならない側の電流の指令値を、操作対象とされる側の電流の指令値と前記要求トルクとに基づき設定する手段を更に備えることを特徴とする。

電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値が固定される場合、ｄ軸電流とｑ軸電流との双方を任意に制御することはできない。一方、ｄ軸電流とｑ軸電流とのいずれか一方とトルクとから他方を定めることができる。上記発明では、この点に鑑み、出力電圧の大きさの平均値が目標値に制御される状況下、トルクを要求トルクに制御するうえで適切な電流指令値を設定することができる。

請求項１記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかについての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、前記回転機に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、ｄ軸電流やｑ軸電流の指令値と実際値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

なお、サブフィードバック手段の操作対象は、フィードバック制御手段の操作対象と一致することが望ましい。

請求項２記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかについての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、前記回転機のトルクを要求トルクにフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機のトルクの指令値と実際値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクであり、前記フィードバック制御手段は、前記入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流を操作するものであることを特徴とする。

電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値が固定される場合、ｄ軸電流とｑ軸電流との双方を任意に制御することはできない。一方、ｄ軸電流とｑ軸電流とのいずれか一方とトルクとから他方を定めることができる。上記発明では、この点に鑑み、出力電圧の大きさの平均値が目標値に制御される状況下、いずれか一方の電流を操作することで、トルクを適切に制御することができる。

請求項４記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクであり、前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流についての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、前記回転機に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機を流れる電流と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

請求項５記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクであり、前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流についての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、前記回転機のトルクを要求トルクにフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする。

請求項１３記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、トルクおよび鎖交磁束の大きさであり、前記フィードバック制御手段は、前記鎖交磁束の大きさを操作するものであることを特徴とする。

請求項１４記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、前記フィードバック制御手段は、鎖交磁束の大きさの指令値を操作する手段と、前記操作された鎖交磁束の大きさと前記回転機に対する要求トルクとに基づき、前記ｄｑ軸の電流の指令値を設定する手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、操作対象を鎖交磁束としつつも、評価関数の入力パラメータをｄｑ軸上の電流とすることで、評価関数を簡易に設計することができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１３または１４記載の発明において、前記直流電源の電圧、前記回転機の電気角速度、および前記回転機を流れる電流を入力とし、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記目標値とするための鎖交磁束の大きさを前記鎖交磁束の大きさの指令値として設定するフィードフォワード制御手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、フィードフォワード制御手段を備えることで、回転機の制御量の制御の応答性を向上させることができる。特に、鎖交磁束の大きさは、回転機に印加される電圧についてのモデルを用いた簡易な近似計算によって解析的に解くことで得られるため、フィードフォワード制御手段の設計工数を低減することもできる。

請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の発明において、前記回転機に流れる電流を最小にして最大のトルクを生成するための前記鎖交磁束の指令値を算出する最大トルク制御手段を更に備え、前記フィードフォワード制御手段による制御は、前記最大トルク制御手段の設定する鎖交磁束よりも小さい鎖交磁束を指令値として与える場合に採用されることを特徴とする。

上記発明では、最大トルク制御手段による制御を優先することができる。

請求項１７記載の発明は、請求項７または８記載の発明において、前記フィードバック制御手段は、前記予測される制御量と該制御量の指令値とに加えて、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値と前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値とを前記評価関数の入力パラメータとすることで構成されることを特徴とする。

請求項１８記載の発明は、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を、前記回転機を流れる電流を入力として、前記回転機のモデル式であって且つ微分演算処理を行わないモデル式を用いて算出する手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機を流れる電流の一回のサンプリング値を入力するのみであっても、出力電圧の大きさの平均値を算出することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。同実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。同実施形態にかかる最大トルク制御と弱め界磁制御との切替処理の手順を示す流れ図。第２の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第３の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第４の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第５の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第６の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第７の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第８の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第９の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１０の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１１の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１２の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１３の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。同実施形態にかかる磁束指令値の切替処理の手順を示す流れ図。第１４の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１５の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１６の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。同実施形態にかかる最大トルク制御と弱め界磁制御との切替処理の手順を示す流れ図。第１７の実施形態にかかる指令値の設定処理の手順を示す流れ図。第１８の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。第１９の実施形態にかかる制御装置の処理を示すブロック図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶおよび昇圧コンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高電圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低電圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

上記制御装置１４は、モータジェネレータ１０の制御量を指令値に制御するためにインバータＩＶを操作する。特に、本実施形態では、インバータＩＶの操作状態を設定した場合についてのモータジェネレータ１０の制御量を予測し、予測される制御量が指令値に近くなる操作状態となるようにインバータＩＶを操作するモデル予測制御を行う。ここでは、まずインバータＩＶの操作状態について説明する。

インバータＩＶの操作状態は、図２に示す８つの電圧ベクトルによって表現できる。ここで例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加する電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

本実施形態では、インバータＩＶの操作状態をこれら８つの電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれとした場合についてのモータジェネレータ１０の制御量を予測し、これに基づき実際の操作状態とする電圧ベクトルを選択する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理に関するブロック図を示す。

速度算出部２０は、回転角度センサ１５によって検出される電気角θに基づき、電気角速度ωを算出する。ｄｑ変換部２２は、電流センサ１６，１７，１８によって検出される相電流を、ｄｑ軸上の電流（実電流ｉｄ，ｉｑ）に変換する。

これら電気角速度ωおよび実電流ｉｄ，ｉｑは、モデル予測制御部３０に入力される。
＜モデル予測制御部３０の処理＞
操作状態設定部３２では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３４では、操作状態設定部３２によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３２における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３６では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３２によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３２によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３８では、予測部３６によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３２によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価の最も高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

こうして決定されたインバータＩＶの操作状態（電圧ベクトルＶｉ）は、操作信号生成部４０に出力され、操作信号生成部４０では、決定された電圧ベクトルＶｉとなるように上記操作信号を生成し、出力する。
＜制御量の指令値の設定１：最大トルク制御＞
上記指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒは、基本的には、最小の電流で最大のトルクを生成する最大トルク制御を実現可能なように設計される。

出力制限部５０では、車両のトルク要求に応じて設定されるモータジェネレータ１０に対する要求トルクＴｄと、電気角速度指令値ωｒとを入力とし、モータジェネレータ１０の出力（パワー）が許容最大出力を超えないようにトルク指令値Ｔｒを算出する。トルク指令値Ｔｒは、要求トルクＴｄと電気角速度指令値ωｒとの積が許容最大出力を超えない場合には、要求トルクＴｄと一致する。

指令電流設定部５２では、トルク指令値Ｔｒを実現して且つ最大トルク制御を実現するための指令電流ｉｄｒ１を設定する。また、指令電流設定部５４では、トルク指令値Ｔｒを実現して且つ最大トルク制御を実現するための指令電流ｉｑｒ１を設定する。こうして設定された指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１は、最大トルク制御時には、評価関数Ｊの入力パラメータとされる。
＜制御量の指令値の設定２：弱め界磁制御＞
上記最大トルク制御がなされない場合には、弱め界磁制御部６０による弱め界磁制御がなされる。本実施形態にかかる弱め界磁制御部による制御は、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御することで行われる。ここで、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値は、正弦波のように周期的に極性が反転する電圧であっても、その振幅が大きいほど大きいことを表現する定量化手法によって定量化されるものである。この定量化に関する周知の手法としては、変調率Ｍ等がある。ここで、変調率Ｍは、インバータＩＶの出力電圧についての基本波成分のフーリエ係数のことである。ここで、基本波成分とは、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを用いて「２π／ω」の周波数を有する正弦波のことである。また、上記フーリエ係数の算出に際しては、基本波の振幅中心とインバータＩＶの出力電圧の変動幅の中央値とを一致させている。

具体的には、本実施形態では、出力電圧の大きさの平均値を、上記変調率に比例した値となるｄｑ軸上での出力電圧ベクトルノルムにて定量化する。すなわち、平均電圧算出部６２では、予測部３６から出力される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを入力とし、ｄ軸上の電圧成分の平均値ｖｄａとｑ軸上の電圧成分の平均値ｖｑａとを算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）にて表現されるモデルから微分演算子の項を除去することで得られる以下の式（ｃ５）、（ｃ６）によって表現されるモデル式によって算出される。
ｖｄａ＝Ｒ・ｉｄｅ −ωＬｑ・ｉｑｅ …（ｃ５）
ｖｑａ＝ωＬｄ・ｉｄｅ＋Ｒ・ｉｑｅ＋ωφ …（ｃ６）
なお、上記予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅは、操作状態決定部３８によって最終的に決定された操作状態に対応する予測値とする。

電圧ベクトルノルム算出部６４では、平均値ｖｄａ，ｖｑａのノルム（平均電圧ベクトルノルムＮｅ）を算出する。一方、ノルム目標値設定部６６では、電源電圧ＶＤＣを入力として目標値Ｎｒを設定する。この目標値Ｎｒは、電源電圧ＶＤＣに、「Ｍｒ・√（３／８）」を乗算したものである。ここでは、変調率指令値Ｍｒを用いている。ここで、「Ｍｒ・√（３／８）」は、電圧利用率の指令値である。電圧利用率は、変調率と同様、インバータＩＶの出力電圧ベクトルの大きさを定量化した物理量である。

本実施形態では、変調率指令値Ｍｒを、「１」よりも大きく且つ矩形波制御の変調率（１．２７）よりも小さい値に設定している。その理由は、第１に、変調率が「１」以下である場合には、最大トルク制御を実現するための正弦波電圧をインバータＩＶの出力電圧によって十分に模擬できるからである。第２に、変調率の最大値が矩形波制御のときの変調率であることに鑑みたものである。

本実施形態では、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を、ｄｑ軸上の電圧ベクトルのノルムとして定量化し、これが変調率指令値Ｍｒに対応する目標値となるようにフィードバック制御を行う。すなわち、偏差算出部６８では、ノルム目標値Ｎｒから平均電圧ベクトルノルムＮｅを減算する。比例積分制御器７０では、ノルム偏差算出部６８の出力を入力とし、比例積分演算結果を出力する。この比例積分制御器７０の出力信号が、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作量となる。補正部７２では、ｄ軸の指令電流ｉｄｒ１を比例積分制御器７０の出力によって補正することで、最終的な指令電流ｉｄｒを算出する。ｑ軸電流算出部７３では、指令電流ｉｄｒとトルク指令値Ｔｒとから、ｑ軸の指令電流ｉｑｒを算出する。これは、ｄ軸電流とｑ軸電流とのいずれか一方と、トルクとから、他方が定まることに鑑みたものである。

ちなみに、ここでは、出力電圧の大きさの平均値を平均電圧ベクトルノルムＮｅとして定量化したが、これに限らず、変調率や電圧利用率にて定量化してもよい。この場合であっても、比例積分制御器７０のゲインを変更することで同様の結果が得られる。

図４に、最大トルク制御と弱め界磁制御との切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、採用された電圧ベクトルに対応する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを取得する。続くステップＳ１２においては、平均電圧ベクトルノルムＮｅを算出する。続くステップＳ１４では、ノルム目標値Ｎｒよりも平均電圧ベクトルノルムＮｅの方が大きいか否かを判断する。そして、平均電圧ベクトルノルムＮｅの方が大きいと判断される場合、ステップＳ１６において、弱め界磁制御モードに移行する。このモードでは、先の図２に示した補正部７２における補正対象を、弱め界磁制御モードへの切り替え直前において指令電流設定部５２によって設定された指令電流ｉｄｒ１とする。一方、ステップＳ１４において否定判断される場合には、ステップＳ１８において、最大トルク制御モードに移行する。このモードでは、先の図２に示した比例積分制御器７０の出力や積分項の出力をゼロとする処理を併せ行う。これにより、比例積分制御器７０による処理は常時なされることとなり、開始条件および停止条件を設定する必要性が生じない。この際、ステップＳ１４の処理は、実際には、比例積分制御器７０の出力が負であるか否かを判断する処理とすればよい。

なお、上記ステップＳ１８，Ｓ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ１６、Ｓ２０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を電源電圧ＶＤＣに応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、評価関数Ｊの入力パラメータを操作した。これにより、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値としつつ、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒに制御することができる。ここで、変調率が「１」を超える過変調領域においても、実際のトルクをトルク指令値Ｔｒに制御するうえでのｄｑ軸上の電流は複数存在する。そして、上記出力電圧の大きさの平均値に対する制約をはずす場合には、モータジェネレータ１０に流れる電流量が増加する傾向がある。

（２）出力電圧の大きさの平均値に対する目標値を、変調率が「１」以上の値のときの出力電圧の大きさの平均値とした。これにより、モータジェネレータ１０に印加される基本波電圧成分を極力大きくすることができる。

（３）出力電圧の大きさの平均値に対する目標値を、矩形波制御の変調率よりも小さい変調率のときの出力電圧の大きさの平均値とした。これにより、フィードバック制御の制御性を高く維持することが可能となる。

（４）出力電圧の大きさの平均値のフィードバック制御を、変調率が「１」以上の規定値となることで開始した。これにより、最大トルク制御を行う機会を多くすることができる。

（５）インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を、モータジェネレータ１０を流れる電流を入力として、モータジェネレータ１０のモデル式であって且つ微分演算処理を行わないモデル式を用いて定量化した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流の一回のサンプリング値を入力するのみであっても、出力電圧の大きさの平均値を算出することができる。

（６）評価関数Ｊを、ｄ軸電流とｑ軸電流とを入力として構築した。これにより、評価関数Ｊを簡易に設計することができる。

（７）弱め界磁制御において、出力電圧の大きさの平均値のフィードバック操作対象とならないｑ軸の指令電流ｉｑｒを、ｄ軸の指令電流ｉｄｒとトルク指令値Ｔｒとから算出した。これにより、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒに制御するうえで適切な電流指令値を設定することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、出力電圧の大きさの平均値のフィードバック制御によって設定される指令電流にモータジェネレータ１０を流れる電流を制御すべくサブフィードバックを行う。

図５に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図５において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、偏差算出部８０では、指令電流ｉｄｒから予測電流ｉｄｅを減算することで、ｄ軸偏差Δｉｄを算出する。また、偏差算出部８２では、指令電流ｉｑｒから予測電流ｉｑｅを減算することで、ｑ軸偏差Δｉｑを算出する。偏差ノルム算出部８４では、ｄ軸偏差Δｉｄおよびｑ軸偏差Δｉｑを入力とし、ｄｑ軸上の電流の偏差のノルムを算出する。比例制御器８６は、偏差ノルム算出部８４の出力をゼロにフィードバック制御するための比例要素である。補正部８８では、比例積分制御器７０の出力を比例制御器８６の出力によって補正する。

これにより、ｄ軸の指令電流ｉｄｒは、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するための値を基本とし、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御すべく、この基本値が補正されたものとなる。

なお、比例制御器８６の出力による比例積分制御器７０の出力の補正は、弱め界磁制御モードに限って行われる。また、この補正は、比例制御器８６の出力が負である場合に限って行ってもよい。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）モータジェネレータ１０に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するための操作量を補正した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、出力電圧の大きさの平均値のフィードバック制御によって設定される指令電流にモータジェネレータ１０を流れる電流を制御するためのサブフィードバック制御を、比例要素および積分要素を用いて行う。

図６に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図６において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、積分ゲイン設定部９０おいて、平均電圧ベクトルノルムＮｅとノルム目標値Ｎｒとの差に積分ゲインＫｉ２が乗算される。一方、積分ゲイン設定部９２において、偏差ノルム算出部８４の出力に積分ゲインＫｉ１が乗算される。加算部９４では、積分ゲイン設定部９０，９２の出力が加算される。積分要素９６では、加算部９４の出力を入力とし、積分演算がなされる。積分要素９６の出力は、補正部８８に出力される。

なお、積分ゲイン設定部９２の出力による補正や比例制御器８６の出力による補正は、弱め界磁制御モードである場合に限って行うようにすればよい。

このように、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令値にフィードバック制御するに際し、積分要素を用いることで、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令値との定常的な乖離を補償することができる。更に、本実施形態では、出力電圧の大きさの平均値のフィードバック制御と電流のフィードバック制御とで、積分要素９６を共有化した。このため、積分要素に対するガード処理の設計等が容易となる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒに制御すべくサブフィードバックを行う。

図７に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図７において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

偏差算出部９８では、トルク指令値Ｔｒから予測トルクＴｅを減算することでトルク偏差ΔＴを算出する。ここで、予測トルクＴｅは、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから以下の式（ｃ７）によって算出される。
Ｔｅ＝Ｐ｛φｉｑｅ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｅｉｑｅ｝ …（ｃ７）
なお、予測トルクＴｅは、操作状態決定部３８によって決定された操作状態に対応するトルクである。

トルク偏差ΔＴは、比例制御器８６および積分ゲイン設定部９２に出力される。なお、サブフィードバックの比例要素および積分要素等は、基本的に、先の第３の実施形態と同様である。

（９）モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御すべく、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するための操作量を補正した。これにより、モータジェネレータ１０のトルクの指令値と実際値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図８において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータを、トルクおよびｑ軸電流とする。詳しくは、トルク指令値Ｔｒと予測トルクＴｅとの差の２乗と、指令電流ｉｑｒと予測電流ｉｑｅとの差の２乗とのそれぞれに重み係数α、β（α≠β）を乗算した値同士の和を評価関数Ｊとする。ここで、重み係数α、βは、トルクと電流との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数α、βを用いない場合には、電流の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等のデメリットが生じるおそれがある。なお、トルクと電流との関係が上記の式（ｃ７）にて表現されることに鑑みれば、重み係数αを「１」として且つ、重み係数βを「Ｐ（φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｅ）」の２乗とすることが望ましい。

また、出力電圧の大きさの平均値をフィードバック制御するための操作対象を、ｑ軸電流の指令値とする。すなわち、補正部１００において、指令電流設定部５４の設定する指令電流ｉｑｒ１を、比例積分制御器７０の出力値にて補正する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）評価関数Ｊの入力パラメータとしての制御量を、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクとし、出力電圧の大きさの平均値をフィードバック制御するための操作対象を上記いずれか一方の電流とした。これにより、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御しつつ、モータジェネレータ１０のトルクを適切に制御することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図９において、先の図８に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、偏差算出部８２から出力されるｑ軸偏差Δｉｑを、比例制御器８６に入力する。なお、このサブフィードバック制御は、上記第２の実施形態に対応している。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の各効果や、上記第５の実施形態の上記（１０）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）モータジェネレータ１０に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するための操作量を補正した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御するためのサブフィードバックを、比例要素および積分要素を用いて行う。

図１０に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１０において、先の図８に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、偏差算出部８２によって算出されるｑ軸偏差Δｉｑは、比例制御器８６および積分ゲイン設定部９２に入力される。なお、このサブフィードバックは、先の第３の実施形態におけるものと同様である。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１１において、先の図８に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク指令値Ｔｒから予測トルクＴｅを減算することで算出されるトルク偏差ΔＴは、比例制御器８６および積分ゲイン設定部９２に出力される。なお、このサブフィードバックの比例要素および積分要素等は、基本的に、先の第４の実施形態と同様である。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の効果や、上記第５の実施形態の上記（１０）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１２）モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御すべく、出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作量を補正した。これにより、モータジェネレータ１０のトルクの指令値と実際値との間に乖離が生じることを好適に抑制することができる。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１２において、先の図８に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータを、モータジェネレータ１０のトルクとｄ軸電流とする。詳しくは、トルク指令値Ｔｒと予測トルクＴｅとの差の２乗と、指令電流ｉｄｒと予測電流ｉｄｅとの差の２乗とのそれぞれに重み係数α、β（α≠β）を乗算した値同士の和を評価関数Ｊとする。ここで、重み係数α、βは、トルクと電流との大きさが相違することに鑑みたものである。

また、出力電圧の大きさの平均値をフィードバック制御するための操作対象を、ｄ軸電流の指令値とする。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべくサブフィードバックを行う。

図１３に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１３において、先の図１２に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、偏差算出部８０から出力されるｄ軸偏差Δｉｄを、比例制御器８６に入力する。なお、このサブフィードバック制御は、上記第６の実施形態に対応している。

（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御するためのサブフィードバック制御を、比例要素および積分要素を用いて行う。

図１４に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１４において、先の図８に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、偏差算出部８０によって算出されるｄ軸偏差Δｉｄは、比例制御器８６および積分ゲイン設定部９２に入力される。なお、このサブフィードバックは、先の第７の実施形態におけるものと同様である。

（第１２の実施形態）
以下、第１２の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１５において、先の図８に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク指令値Ｔｒから予測トルクＴｅを減算することで算出されるトルク偏差ΔＴは、比例制御器８６および積分ゲイン設定部９２に出力される。なお、このサブフィードバックの比例要素および積分要素等は、基本的に、先の第８の実施形態と同様である。

（第１３の実施形態）
以下、第１３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１６において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータを、モータジェネレータ１０のトルクと鎖交磁束とする。詳しくは、評価関数Ｊを、トルク指令値Ｔｒと予測トルクＴｅとの偏差の２乗と、磁束ノルム指令値Φｒと予測磁束ノルムΦｅとの偏差の２乗とのそれぞれに重み係数α、β（α≠β）を乗算した値同士の和とする。これら重み係数α、βは、トルクと磁束ノルムとの絶対値に大きな差があること鑑みたものである。

そして、最大トルク制御時には、最大トルク磁束指令値設定部１１０によって、トルク指令値Ｔｒを入力とし、最大トルク制御を行う上での磁束ノルム指令値Φｒｍｔを設定する。

さらに、本実施形態では、弱め界磁制御時における指令値を、フィードフォワード制御によって設定する。詳しくは、弱め界磁磁束指令値設定部１１２は、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電源電圧ＶＤＣを入力とし、出力電圧の大きさの平均値を目標値に制御するためのフィードフォワード操作量としての鎖交磁束ノルム（磁束ノルム指令値Φｆｗｃ）を算出する。

ここで、磁束ノルム指令値Φｆｗｃの算出手法について説明する。

モータジェネレータ１０の端子電圧Ｖａｍは、誘起電圧Ｖｏおよび電流Ｉを用いると、電流の変動による影響を無視する場合、以下の式（ｃ８）にて表現される。
Ｖａｍ＝Ｖｏ＋ＲＩ …（ｃ８）
上記の式（ｃ８）は、ｄ軸正方向と鎖交磁束ベクトルとのなす角度θｆ（＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑｉｑ／（Ｌｄｉｄ＋φ）））を用いると、以下の式（ｃ９）となる。

ただし、上記の式（ｃ９）において、モータジェネレータ１０の正回転がプラス符号に対応し、逆回転がマイナス符号に対応する。

上記の式（ｃ９）を、誘起電圧Ｖｏについて解くと、以下の式（ｃ１０）を得る。

磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、「ω・Φｆｗｃ＝Ｖｏ」に基づき上記の式（ｃ１０）を変形することで、以下の式（ｃ１１）にて表現される。

こうして算出される磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作量によって補正され、最終的な磁束ノルム指令値Φｒとなる。

図１７に、最大トルク制御における磁束ノルム指令値Φｍｔと、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃとの切替処理を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、最大トルク制御に関する磁束ノルム指令値Φｍｔを算出する。続くステップＳ３２においては、弱め界磁制御に関する磁束ノルム指令値Φｆｗｃを算出する。ここでは、上記の式（ｃ１１）において、端子電圧Ｖａｍを、ノルム目標値Nrとしたものに基づき、磁束ノルム指令値Φｆｗｃを算出する。

続くステップＳ３４では、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃが最大トルク制御における磁束ノルム指令値Φｍｔよりも小さいか否かを判断する。この処理は、弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｆｗｃを採用する条件が成立したか否かを判断するものである。そして、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ３６において、モータジェネレータ１０の制御量の指令値（評価関数Ｊの入力パラメータ）としての磁束ノルム指令値Φｒを、弱め界磁制御のための磁束ノルム指令値Φｆｗｃとする。これに対し、ステップＳ３４において否定判断される場合、ステップＳ３８において、磁束ノルム指令値Φｒを、最大トルク制御のための磁束ノルム指令値Φｍｔとする。

なお、ステップＳ３６，Ｓ３８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

（１３）モータジェネレータ１０の電気角速度ω、電源電圧ＶＤＣおよびモータジェネレータ１０を流れる電流を入力とし、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値とするための鎖交磁束の大きさを磁束ノルム指令値Φｆｗｃとして設定した。これにより、出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードフォワード制御することができるため、モータジェネレータ１０の制御量の制御の応答性を向上させることができる。特に、鎖交磁束の大きさは、モータジェネレータ１０に印加される電圧についてのモデルを用いた簡易な近似計算によって解析的に解くことで得られるため、フィードフォワード制御手段の設計工数を低減することもできる。

（１４）弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｆｗｃの採用条件を、この磁束ノルム指令値Φｆｗｃが、最大トルク制御の磁束ノルム指令値Φｍｔよりも小さくなるとの条件とした。これにより、最大トルク制御を優先することができる。

（第１４の実施形態）
以下、第１４の実施形態について、先の第１３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータを、ｄ軸電流およびｑ軸電流とする。

図１８に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図１８において、先の図１６に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、磁束ノルム指令値Φｒおよびトルク指令値Ｔｒを入力として、ｄ軸の指令電流ｉｄｒを設定する指令電流設定部１１４と、磁束ノルム指令値Φｒおよびトルク指令値Ｔｒを入力として、ｑ軸の指令電流ｉｑｒを設定する指令電流設定部１１６とを備える。そして、これらによって、設定される指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを評価関数Ｊの入力パラメータとする。

また、本実施形態にかかる弱め界磁磁束指令値設定部１１２は、実電流ｉｄ，ｉｑに代えて、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力とする。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の各効果や、上記第１３の実施形態の上記（１３）、（１４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１５）磁束ノルム指令値Φｒとトルク指令値Ｔｒとに基づき、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する指令電流設定部１１４，１１６を備えた。これにより、評価関数Ｊを簡易に設計することができる。

（第１５の実施形態）
以下、第１５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１９に、本実施形態にかかる弱め界磁制御に関する処理を示す。なお、図１９において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、評価関数Ｊの入力パラメータを、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値と、トルクとする。詳しくは、評価関数Ｊを、電圧ベクトルノルム算出部６４によって算出される平均電圧ベクトルノルムＮｅと、ノルム目標値設定部６６によって算出されるノルム目標値Ｎｒとの差の２乗と、トルク指令値Ｔｒと予測トルクＴｅとの差の２乗とのそれぞれに重み係数α、β（α≠β）を乗算した値同士の和とする。

（第１６の実施形態）
以下、第１６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図２０において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態では、弱め界磁制御における指令値を、最大トルク制御における指令値（指令電流ｉｄｒ１）とは独立に設定する。

図２１に、本実施形態にかかる弱め界磁制御と最大トルク制御との切替時の処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、最大トルク制御モードから弱め界磁制御モードへの切替時であるか否かを判断する。そして、切替時であると判断される場合、ステップＳ４２において、比例積分制御器７０の積分要素の初期値を、切替時における最大トルク制御の指令値（指令電流設定部５２によって設定される指令電流ｉｄｒ１）とする。

これに対し、ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ４４において、弱め界磁制御モードから最大トルク制御モードへの切替時であるか否かを判断する。そして、切替時であると判断される場合、ステップＳ４６において、比例積分制御器７０の比例要素の初期値をゼロとし、積分要素のゲインＫｉを漸減させて０とする処理を行う。これにより、最大トルク制御モードへの切り替えに伴い比例積分制御器７０の出力は、徐々にゼロに移行する。続くステップＳ４８では、積分要素の出力の絶対値が、指令電流設定部５２によって設定される指令電流ｉｄｒ１の絶対値よりも小さくなるまで待機し、小さくなると、ステップＳ４９において、ｄ軸の指令電流ｉｄｒとして、指令電流設定部５２によって設定される指令電流ｉｄｒ１を採用する。

なお、ステップＳ４２、Ｓ４９の処理が完了する場合や、ステップＳ４４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１６）弱め界磁制御時におけるモータジェネレータ１０の制御量の指令値（評価関数Ｊの入力パラメータ）を、最大トルク制御における制御量の指令値とは独立に設定した。これにより、双方の制御の指令値が干渉する事態を回避することができる。

（１７）弱め界磁制御への切り替えに際し、積分要素の初期値を、最大トルク制御の指令値に応じて設定した。これにより、指令値の連続性を確保することができる。

（１８）弱め界磁制御から最大トルク制御への切り替えに際し、モータジェネレータ１０の制御量の指令値を、弱め界磁制御のものから最大トルク制御のものへと徐々に変化させた。これにより、指令値の連続性を確保することができる。

（第１７の実施形態）
以下、第１７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記各実施形態では、弱め界磁制御時における制御量の今回の指令値を、前回のインバータＩＶの操作に関する出力電圧の大きさの平均値等に基づき算出した。これに対し、本実施形態では、今回の操作状態を仮に設定した場合に予測される平均値に基づき今回の指令値を設定する。

図２２に、本実施形態にかかる弱め界磁制御と最大トルク制御との切替時の処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、電圧ベクトルＶｉを定めるためのパラメータｉを「０」に設定する。続くステップＳ５２では、電圧ベクトルＶｉ、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ω、電源電圧ＶＤＣに基づき、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出する。このステップＳ５２の処理は、全ての電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７について行われる（ステップＳ５４、Ｓ５６）。

そして、全ての電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７について、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出すると（ステップＳ５４：ＹＥＳ）、ステップＳ５８において、モデル予測制御による電圧ベクトルＶｉを仮決定する。続くステップＳ６０では、仮決定された電圧ベクトルＶｉによってモータジェネレータ１０に流れることになると予測される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを算出する。

続くステップＳ６２では、上記ステップＳ６０において算出された指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと、上記ステップＳ５２において算出された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとに基づき、評価関数Ｊによって、電圧ベクトルＶｉを決定する。そして、ステップＳ６４において、電圧ベクトルＶｉを出力する。

（第１８の実施形態）
以下、第１８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２３に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図２３において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作対象を、予測電流ｉｄｅとする。このため、予測電流ｉｄｅを、比例積分制御器７０の出力によって補正する補正部１２０を備えている。この場合、例えば先の第１の実施形態の補正部７２において比例積分制御器７０の出力を加算している場合には、本実施形態において、補正部１２０で比例積分制御器７０の出力を減算することで、評価関数Ｊの出力値を同一とすることができる。

（第１９の実施形態）
以下、第１９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２４に、本実施形態にかかるモデル予測制御に関する処理を示す。なお、図２４において、先の図３に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作対象を、予測部３６の入力となる実電流ｉｄとする。詳しくは、ｄｑ変換部２２から出力される実電流ｉｄを、比例積分制御器７０の出力によって補正する補正部１２２を備えている。これによっても、インバータＩＶの出力電圧の大きさを目標値に制御するためのフィードバック操作量によって、評価関数Ｊの入力パラメータを間接的に操作することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１〜第４の実施形態では、弱め界磁制御モードにおいて、ｄ軸の指令電流ｉｄｒを直接の操作対象とし、ｑ軸の指令電流ｉｑｒを、トルク指令値Ｔｒおよび指令電流ｉｄｒから算出したが、これに限らない。例えば、ｑ軸の指令電流ｉｑｒを直接の操作対象とし、ｄ軸の指令電流ｉｄｒを、トルク指令値Ｔｒおよび指令電流ｉｑｒから算出してもよい。

・上記第３の実施形態では、電流の予測値を指令値にフィードバック制御するための操作量を算出するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための積分要素とを共有化したがこれに限らない。

・上記第３の実施形態では、電流の予測値を指令値にフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素から算出したが、これに限らない。例えば積分要素のみから算出してもよく、また比例要素、積分要素および微分要素から算出してもよい。

・上記第４の実施形態では、予測トルクＴｅをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御するための操作量を算出するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための積分要素とを共有化したがこれに限らない。

・上記第４の実施形態では、予測トルクＴｅをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素から算出したが、これに限らない。例えば積分要素のみから算出してもよく、また比例要素、積分要素および微分要素から算出してもよい。

・上記第７の実施形態では、電流の予測値を指令値にフィードバック制御するための操作量を算出するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための積分要素とを共有化したがこれに限らない。

・上記第７の実施形態では、電流の予測値を指令値にフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素から算出したが、これに限らない。例えば積分要素のみから算出してもよく、また比例要素、積分要素および微分要素から算出してもよい。

・上記第８の実施形態では、予測トルクＴｅをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御するための操作量を算出するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための積分要素とを共有化したがこれに限らない。

・上記第８の実施形態では、予測トルクＴｅをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素から算出したが、これに限らない。例えば積分要素のみから算出してもよく、また比例要素のみから算出してもよく、更には比例要素、積分要素および微分要素から算出してもよい。

・上記第１１の実施形態では、電流の予測値を指令値にフィードバック制御するための操作量を算出するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための積分要素とを共有化したがこれに限らない。

・上記第１１の実施形態では、電流の予測値を指令値にフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素から算出したが、これに限らない。例えば積分要素のみから算出してもよく、また比例要素、積分要素および微分要素から算出してもよい。

・上記第１２の実施形態では、予測トルクＴｅをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御するための操作量を算出するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための積分要素とを共有化したがこれに限らない。

・上記第１２の実施形態では、予測トルクＴｅをトルク指令値Ｔｒにフィードバック制御するための操作量を、比例要素および積分要素から算出したが、これに限らない。例えば積分要素のみから算出してもよく、また比例要素のみから算出してもよく、更には比例要素、積分要素および微分要素から算出してもよい。

・上記第１３の実施形態では、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃを、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき算出したが、これに限らない。例えば、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのうち、実際に採用されることとなった電圧ベクトルＶｉに対応するものに基づき算出してもよい。

・上記第１４の実施形態では、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃを、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに基づき算出したが、これに限らない。例えば、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのうち、実際に採用されることとなった電圧ベクトルＶｉに対応するものに基づき算出してもよい。また例えば実電流ｉｄ，ｉｑに基づき算出してもよい。

・上記第１３，１４の実施形態では、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃへの切替条件を、最大トルク制御における磁束ノルム指令値Φｍｔよりも磁束ノルム指令値Φｆｗｃが小さくなる旨の条件としたが、これに限らない。例えば、インバータＩＶの出力電圧の大きさの目標値へのフィードバック制御の開始条件と同一としてもよい。また、逆に、第１３、１４の実施形態において、インバータＩＶの出力電圧の大きさの目標値へのフィードバック制御の開始条件を、弱め界磁制御における磁束ノルム指令値Φｆｗｃへの切替条件としてもよい。

・上記第１３，１４の実施形態において、弱め界磁制御時における磁束ノルム指令値Φｒを、比例積分制御器７０の出力としてもよい。換言すれば、弱め界磁磁束指令値設定部１１２を備えなくてもよい。

・弱め界磁制御モードから最大トルク制御への切替に際しての制御量の指令値の変動を緩和する処理としては、上記第１６の実施形態で例示したものに限らない。例えば、インバータＩＶの出力電圧の大きさの目標値へのフィードバック制御の積分要素の値を初期値とするパラメータを、最大トルク制御の制御量の指令値にフィードバック制御する手段としてもよい。

・上記第１の実施形態に対する第１６の実施形態の変更点によって、第２〜１５の実施形態を変更してもよい。この場合、上記第３、第４、第７、第８、第１１、第１２の実施形態のように、モータジェネレータ１０の制御量を指令値にフィードバック制御するための積分要素と、インバータＩＶの出力電圧の大きさを目標値にフィードバック制御するための積分要素とを同一とする設定は、積分要素の初期値を与える処理を簡易に行ううえで優れている。

・上記第１７の実施形態では、制御量の今回の指令値を、モデル予測制御によって仮に決定された電圧ベクトルＶｉを用いた場合の出力電圧ベクトルノルムのフィードバック制御によって設定したがこれに限らない。例えば、こうした態様にて指令値を更新する処理を複数回行ったものを実際の指令値として採用してもよい。

・上記第１の実施形態に対する第１７の実施形態の変更点によって、第２〜第１６の実施形態を変更してもよい。

・上記第１の実施形態に対する第１８の実施形態の変更点によって、第２〜第１７の実施形態を変更してもよい。また、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値にフィードバック制御するための操作量によって、制御量の指令値と予測値のいずれか一方を補正するものに限らず、双方を補正してもよい。この場合であっても、例えば先の図３において、補正量を、比例積分制御器７０の出力の「１／２」ずつとすることで、上記第１の実施形態に準じた効果を得ることができる。

・上記第１の実施形態に対する第１９の実施形態の変更点によって、第２〜第１７の実施形態を変更してもよい。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を、平均電圧算出部６２に予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを入力することで算出したが、これに限らず、例えば実電流ｉｄ，ｉｑを入力することで算出してもよい。

・インバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値の算出手段としては、平均電圧算出部６２を備えるものに限らない。例えば、操作状態決定部３８によって採用された電圧ベクトルＶｉの単純移動平均処理を行う手段であってもよい。ただし、この場合、電圧ベクトルのサンプリング数は、１電気角周期よりも十分に短くする必要がある。このため、サンプリング数を電気角速度が大きいほど小さくする等、可変設定してもよい。

・インバータＩＶの出力電圧の大きさを目標値にフィードバック制御するフィードバック制御手段としては、比例要素および積分要素からなるものや、積分要素のみからなるものに限らず、例えば比例要素、積分要素、および微分要素からなるもの等であってもよい。

・上記各実施形態では、必ず全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて制御量を予測したが、これに限らない。例えば、非ゼロベクトルＶ１〜Ｖ６の全てと、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかとのそれぞれについて制御量を予測してもよい。

・評価関数の入力パラメータとなる制御量としては、上記のものに限らない。例えば、ｄｑ軸上の磁束Φｄ、Φｑであってもよい。また例えば、ｄｑ軸上の磁束Φｄ、Φｑのいずれか一方とトルクとであってもよい。さらに例えば、ｄ軸の磁束Φｄとｑ軸の電流ｉｑとであってもよく、また、ｑ軸の磁束Φｑとｄ軸の電流ｉｄとであってもよい。

・評価関数としては、インバータＩＶの出力電圧ベクトルの大きさの目標値に対する偏差や制御量の指令値に対する偏差を定量化したものに限らない。例えば、スイッチング状態の切り替え数を更に加味してもよい。

・磁束ノルムとトルク等、絶対値が大きく相違しえるパラメータを入力とする評価関数Ｊにおいて、これらパラメータ間の絶対値の大小を補償する手段としては、重み係数α、βを利用する手段に限らない。例えば、各パラメータ同士の偏差を用いる代わりに、各パラメータの最大値に対する割合の偏差を用いる手段であってもよい。ここでは、最大値に対する割合によって各パラメータを規格化することで、上記補償する手段が構成されている。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおける制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）および電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・トルクの予測手段としては、上記実施形態において例示したものに限らない。例えば、予測電流ｉｄｅ，ｉｄｅを入力とするマップを用いるものであってもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等であってもよい。

・上記各実施形態では、変調率が「１」以上の所定値となる際のインバータＩＶの出力電圧の大きさの平均値を目標値とし、この目標値とするためのフィードフォワード操作量によって評価関数Ｊの入力パラメータを操作したが、これに限らない。例えば変調率が「０．９」等、変調率が「１」未満となる際の出力電圧の大きさの平均値を目標値としてもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、コンバータＣＶに限らず、例えば高電圧バッテリ１２であってもよい。換言すれば、先の図１において、コンバータＣＶを除去してもよい。

・電力変換回路としては、上記インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の各端子に３段階以上の電圧を印加することができるものであってもよい。この場合であっても、それらのうちの最大値と最小値との差を直流電源の電圧とした場合の変調率が「１」を超える領域においては、上記各実施形態において例示した弱め界磁制御を行うことが有効である。また例えば、それらのうちの一部の電圧のみを意図的に利用する場合には、利用する電圧の最大値および最小値の差を直流電源の電圧とした場合の変調率が「１」を超える領域において、上記各実施形態において例示した弱め界磁制御を行うことが有効である。

１０…モータジェネレータ、３０…モデル予測制御部、６０…弱め界磁制御部、６２…平均電圧算出部、６４…電圧ベクトルノルム算出部、６６…ノルム目標値設定部。

Claims

回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、
前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、
前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかについての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、
前記回転機に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする回転機の制御装置。
回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、
前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、
前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかについての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、
前記回転機のトルクを要求トルクにフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の少なくとも一方を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする回転機の制御装置。
当該制御装置は、前記ｄｑ軸上の電流を直接的な制御量とすることで前記回転機のトルクを要求トルクに間接的に制御するものであり、
前記フィードバック制御手段による操作対象とならない側の電流の指令値を、操作対象とされる側の電流の指令値と前記要求トルクとに基づき設定する手段を更に備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、
前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクであり、
前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流についての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、
前記回転機に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする回転機の制御装置。
回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、
前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクであり、
前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流についての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作するものであり、
前記回転機のトルクを要求トルクにフィードバック制御すべく、前記入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流を操作するサブフィードバック手段を更に備えることを特徴とする回転機の制御装置。
前記フィードバック制御手段による制御は、変調率が「１」以上の規定値となることで開始されるものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路の出力電圧を操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機の鎖交磁束、前記回転機のトルクの少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記電力変換回路の操作状態を複数通りに設定した場合のそれぞれについての前記制御量を予測する予測手段と、
前記予測された制御量と該制御量の指令値とを入力パラメータとする評価関数の評価結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータを実際の前記平均値に応じて操作するフィードバック制御手段とを備え、
前記目標値は、変調率が「１」以上の値であって且つ、矩形波制御の変調率よりも小さい変調率のときの出力電圧の大きさの平均値であることを特徴とする回転機の制御装置。
前記フィードバック制御手段による制御は、変調率が「１」以上の規定値となることで開始されるものであることを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
前記フィードバック制御手段は、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値にフィードバック制御すべく、前記評価関数の入力パラメータとしての前記予測された制御量および前記指令値の少なくとも一方を操作することを特徴とする請求項７または８記載の回転機の制御装置。
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、
前記フィードバック制御手段は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれかを操作するものであることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
当該制御装置は、前記ｄｑ軸上の電流を直接的な制御量とすることで前記回転機のトルクを要求トルクに間接的に制御するものであり、
前記フィードバック制御手段による操作対象とならない側の電流の指令値を、操作対象とされる側の電流の指令値と前記要求トルクとに基づき設定する手段を更に備えることを特徴とする請求項１０記載の回転機の制御装置。
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄ軸電流およびｑ軸電流のいずれか一方ならびにトルクであり、
前記フィードバック制御手段は、前記入力パラメータとしての前記いずれか一方の電流を操作するものであることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、トルクおよび鎖交磁束の大きさであり、
前記フィードバック制御手段は、前記鎖交磁束の大きさを操作するものであることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
前記評価関数の入力パラメータとしての制御量は、ｄｑ軸上の電流であり、
前記フィードバック制御手段は、鎖交磁束の大きさの指令値を操作する手段と、前記操作された鎖交磁束の大きさと前記回転機に対する要求トルクとに基づき、前記ｄｑ軸の電流の指令値を設定する手段とを備えることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
前記直流電源の電圧、前記回転機の電気角速度、および前記回転機を流れる電流を入力とし、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を前記目標値とするための鎖交磁束の大きさを前記鎖交磁束の大きさの指令値として設定するフィードフォワード制御手段を更に備えることを特徴とする請求項１３または１４記載の回転機の制御装置。
前記回転機に流れる電流を最小にして最大のトルクを生成するための前記鎖交磁束の指令値を算出する最大トルク制御手段を更に備え、
前記フィードフォワード制御手段による制御は、前記最大トルク制御手段の設定する鎖交磁束よりも小さい鎖交磁束を指令値として与える場合に採用されることを特徴とする請求項１５記載の回転機の制御装置。
前記フィードバック制御手段は、前記予測される制御量と該制御量の指令値とに加えて、前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値と前記直流電源の電圧に応じて設定される目標値とを前記評価関数の入力パラメータとすることで構成されることを特徴とする請求項７または８記載の回転機の制御装置。
前記電力変換回路の出力電圧の大きさの平均値を、前記回転機を流れる電流を入力として、前記回転機のモデル式であって且つ微分演算処理を行わないモデル式を用いて算出する手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜１７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。