JP4582168B2 - 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の正極及び負極のそれぞれを回転機の端子に電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置、及び回転機の制御システムに関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。

ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。ここで、３相電動機の高回転速度領域においては、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御を行うことも実用化されている。ただし、矩形波制御の電圧利用率は、上記ＰＷＭ制御における指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」の値となる時点での電圧利用率と比較して不連続的に大きいものとなっている。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となる場合、電流フィードバック制御のためのｄｑ軸上での指令電圧に基づき算出される位相と、ＲＯＭに格納されたパルスパターンとに基づき、インバータを操作することも提案されている。これにより、電圧利用率を、矩形波制御の電圧利用率へと上昇させていくことができる。
特開９−４７１００号公報

ところで、指令電圧がインバータの入力電圧を超えてある程度上昇すると、上記電流フィードバック制御の制御性が低下することが発明者らによって見出されている。これは、電流フィードバック制御のための操作量であるｄｑ軸上の指令電圧が、電動機の制御性を高く維持するうえでは必ずしも適切なものとならなくなることを意味する。このため、上記従来技術のように、電流フィードバック制御によって定まる位相を用いたのでは、ＰＷＭ制御から矩形波制御へと移行させる際に電動機の制御性を高く維持することが困難となるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電力変換回路を操作することで回転機の実際のトルクを要求トルクに制御するに際し、高い電圧利用率が要求される領域においても回転機の制御性を高く維持することのできる回転機の制御装置及び回転機の制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、直流電源の正極及び負極のそれぞれを回転機の端子に電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置において、前記回転機に対する要求トルク及び前記回転機の回転速度に応じて回転２相座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを一義的に定めるノルム算出手段を備えて前記ノルムを設定するノルム設定手段と、前記要求トルクと実際のトルクとの差に基づき、回転２相座標系における前記電力変換回路の出力電圧の位相を設定する位相設定手段と、前記設定されるノルム及び位相に基づき前記スイッチング素子の操作信号を前記電力変換回路に出力する操作信号出力手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、ベクトルのノルムを、要求トルクと回転速度とに基づき、自由に設計することができる。このため、例えば電流フィードバック制御を行う場合と比較して、操作信号波形の設計の自由度も向上し、ひいては回転機の制御性を高く維持することができる。更に、上記発明では、上記ベクトルのノルムが、要求トルクへの制御のためのフィードフォワード操作量として機能する一方、上記位相が、要求トルクへの制御のためのフィードバック操作量として機能する。このため、フィードフォワード操作量の設計に際して前提とした制御対象と実際の制御対象との間にずれがある場合であっても、このずれに起因したフィードフォワード制御の制御性の低下を、上記位相を操作することによるフィードバック制御によって補償することができる。

なお、ベクトルのノルムとは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根、すなわち長さのことである。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作信号は、電気角の１周期において、前記直流電源の正極及び負極のそれぞれに前記回転機が電気的に接続される各期間を同一とするものであることを特徴とする。

上記発明では、直流電源の正極及び負極のそれぞれに回転機が接続される各期間が互いに同一であるため、電気角の１周期で回転機に印加される電圧を均衡のとれたものとすることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記操作信号は、電気角の１周期の中央に対して対称性を有する信号であることを特徴とする。

上記発明では、電気角の１周期において回転機に印加される電圧を、正弦波形状の電圧に近似させることができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記直流電源の電圧を取得する取得手段を更に備え、前記操作信号出力手段は、前記直流電源の電圧に対する前記ノルムの相対的な大きさに基づき前記操作信号を設定することを特徴とする。

電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを設定されるノルムとするための電力変換回路の操作信号は、電力変換回路の入力電圧に依存する。上記発明では、この点に鑑み、入力電圧としての直流電源の電圧に対するノルムの相対的な大きさに基づき操作信号を設定することで、操作信号を適切に設定することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記操作信号出力手段は、前記相対的な大きさのそれぞれに応じた電気角の１周期分の操作信号波形を記憶する記憶手段を備え、該記憶手段の記憶する操作信号波形のうちの該当するものを用いて前記操作信号を前記電力変換回路に出力することを特徴とする。

上記発明では、上記相対的な大きさに応じた最適な操作信号波形を予め適合しておくことが可能となる。このため、上記発明では、制御装置の演算負荷を低減しつつも、操作信号波形を適切に設定することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記位相設定手段は、前記要求トルクに対して前記実際のトルクが不足する場合、前記位相を進角させ、前記要求トルクに対して前記実際のトルクが過剰となる場合、前記位相を遅角させるものであり、前記ノルム設定手段は、前記回転機のトルクを前記ノルム及び位相によって表現したモデル式の位相による偏微分が正となるとの条件を満たすように前記ノルムを設定するものであることを特徴とする。

上記発明では、位相設定手段の設定する位相によって、トルクフィードバック制御が成立するようにノルムを設定することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルム設定手段は、ｄ軸電流をゼロ以下とするように前記ノルムを設定するものであることを特徴とする。

上記発明では、操作信号出力手段による操作信号波形の設定の自由度を確保しつつも、トルクフィードバック制御によって強め界磁制御がなされること回避することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルム設定手段は、ｑ軸電流の符号が前記要求トルクの符号に一致するように前記ノルムを設定することを特徴とする。

上記発明では、操作信号出力手段による操作信号波形の設定の自由度を確保しつつも、ノルム設定手段の設定によって通常の電流フィードバック制御と同様の条件を満たすようにノルムを設定することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルム設定手段は、最小の電流で最大のトルクを生成するように前記ノルムを設定することを特徴とする。

上記発明では、操作信号出力手段による操作信号波形の設定の自由度を確保しつつも、ノルム設定手段の設定によって最大トルク制御を実現することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルム設定手段は、前記電力変換回路の出力電圧のうちの前記回転機の誘起電圧によって相殺される電圧成分を除いた部分に応じて生じる電流によって最大のトルクを生成するように前記ノルムを設定することを特徴とする。

出力電圧から誘起電圧によって相殺される部分を除いた部分に応じて生じる電流によってトルクが最大となるとの条件を課した場合、位相とノルムとに１対１の対応関係があることが発明者らによって見出されている。上記発明では、この点に着目することで、要求トルクを実現するうえでのノルムを極力低減させつつも、位相に応じてノルムを適切に設定することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルム設定手段は、ｄ軸電流をゼロとするように前記ノルムを設定するものであることを特徴とする。

上記発明では、ノルム設定手段の設定によって弱め界磁制御及び強め界磁制御の双方を回避した制御を実現することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項８〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルム設定手段は、要求トルクを入力として且つ前記ノルムを回転速度で除算した値である速度規格化ノルムを出力とする写像を利用して前記ノルムを設定することを特徴とする。

上記発明では、写像を利用することで、要求トルク及び回転速度に基づきノルムを簡易に設定することができる。なお、ここで、写像とは、モデルから解析的に導出された関数のみならず、マップ等をも含む。ここで、マップ等は、当該制御装置外で予め数値計算等によって算出、作成されるものである。

請求項１３記載の発明は、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記操作信号出力手段は、前記電力変換回路の電圧利用率が所定以上となる場合に前記操作信号を出力するものであることを特徴とする。

電圧利用率が小さい場合には、従来のＰＷＭ制御等によって回転機の制御性を維持することが可能である。上記発明では、この点に鑑み、電圧利用率が所定以上である場合に限って上記操作信号出力手段の出力する操作信号にて電力変換回路を操作することで、操作信号出力手段等の設計工数を極力低減することができる。

請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記回転機を実際に流れる電流を前記要求トルクに応じた電流の指令値にフィードバック制御する電流フィードバック制御手段を更に備え、前記電圧利用率が低い領域では、前記電流フィードバック制御によって前記電力変換回路を操作することを特徴とする。

請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記電流フィードバック制御手段は、前記フィードバック制御のための操作量として前記回転機の電圧の指令値を算出する手段を備え、前記ノルム設定手段は、前記操作信号出力手段による前記電力変換回路の操作への切り替えに際し、前記電流フィードバック制御手段の算出する電圧の指令値に基づき前記ノルムの初期値を設定することを特徴とする。

上記発明では、操作信号出力手段による電力変換回路の操作への切り替えに際し、上記電圧の指令値に基づきノルムの初期値を設定することで、切り替えの前後でノルムの連続性を維持することができる。

なお、前記位相設定手段は、前記操作信号出力手段による前記電力変換回路の操作への切り替えに際し、前記電流フィードバック制御手段の算出する電圧の指令値に基づき前記位相を設定することが望ましい。

請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の発明において、前記ノルム設定手段は、前記ノルムの初期値とは独立に前記回転機の回転速度及び前記要求トルクに基づき前記ノルムを算出するノルム算出手段と、当該ノルム設定手段の設定するノルムを前記初期値から前記ノルム算出手段の算出するノルムへと徐々に変化させる変化手段とを備えることを特徴とする。

操作信号出力手段による電力変換回路の操作への切り替えに際し、上記電圧の指令値に基づきノルムの初期値を設定したとしても、その直後にノルム算出手段の算出するノルムが初期値との間に連続性を有しない値であるなら、ノルムの連続性を保つことができなくなるおそれがある。この点、上記発明では、変化手段を備えることで、操作信号出力手段による電力変換回路の操作への切り替えに起因したノルムの急変を好適に回避することができる。

請求項１７記載の発明は、請求項１４〜１６のいずれか１項に記載の発明において、前記電流フィードバック制御手段は、前記フィードバック制御のための操作量として前記回転機の電圧の指令値を算出する手段を備え、前記操作信号出力手段による前記電力変換回路の操作から前記電流フィードバック制御手段による前記電力変換回路の操作へと切り替えるに際し、前記電流フィードバック制御手段による前記回転機に対する電圧の指令値の初期値を、前記ノルム設定手段の設定するノルム及び前記位相設定手段の設定する位相に基づき設定することを特徴とする。

上記発明では、電流フィードバック制御手段による電力変換回路の操作への切り替えに際し、上記ノルム及び上記位相に基づき上記電圧の指令値の初期値を設定することで、電力変換回路の出力電圧の連続性を維持することができる。

請求項１８記載の発明は、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の発明において、前記操作信号出力手段によって操作信号が前記電力変換回路に出力されている状況下、前記回転機の回転速度の変化量が第１の規定量以下であって且つ前記要求トルクの変化量が第２の規定量以下であるにもかかわらず、前記回転機を流れる電流が閾値以上となる場合、前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを制限する制限手段を更に備えることを特徴とする。

操作信号出力手段による電力変換回路の操作がなされるトルクフィードバック制御時においては、電流のフィードバック制御がなされていない。ここで、例えば回転機の回転速度が急低下する場合等においては、回転機を流れる電流が過度に増大するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、制限手段を備えることで、回転機を過度の電流が流れる場合にこれに迅速に対処することができる。

請求項１９記載の発明は、請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。

図示されるように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０及びトルクフィードバック制御部３０を備えている。以下では、「電流フィードバック制御部２０の処理」、「トルクフィードバック制御部３０の処理」、「電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理」、「トルクフィードバック制御部３０の設計」の順に説明する。
＜電流フィードバック制御部２０の処理＞
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、２相変換部４０において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。一方、指令電流設定部２２は、要求トルクＴｄに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｃを設定する。ここでは、例えば最大トルク制御を実現するように指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定すればよい。フィードバック制御部２４は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の電圧を算出する。一方、フィードバック制御部２５は、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の電圧を算出する。詳しくは、フィードバック制御部２４，２５では、比例積分制御を用いて上記算出を行う。

一方、非干渉制御部２６では、実電流ｉｄ，ｉｑ及び電気角速度ωに基づき、上記フィードバック制御部２４，２５の出力をフィードフォワード補正するための項を算出する。これにより、フィードバック制御部２４の出力が非干渉制御部２６によって補正された値が、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃとなる。また、フィードバック制御部２５の出力が非干渉制御部２６によって補正された値が、ｑ軸上の指令電圧ｖｑｃとなる。

３相変換部２８では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する。ＰＷＭ信号生成部２９では、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、ＰＷＭ処理によって、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。これは、例えば、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃのそれぞれを電源電圧ＶＤＣにて規格化したものと三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき行えばよい。
＜トルクフィードバック制御部３０の処理＞
トルク推定器４２では、回転２相座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータジェネレータ１０のトルクの推定値である推定トルクＴｅを算出する。一方、偏差算出部３２では、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｄの差を算出する。位相設定部３４は、偏差算出部３２の出力の比例積分演算に基づき、インバータＩＶの出力電圧の回転２相座標系での位相δを設定する。ここでは、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に位相δを進角させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰となる場合に、位相δを遅角させるようにする。

ノルム設定部３６では、モータジェネレータ１０の電気角速度ωと、要求トルクＴｄとに基づき、回転２相座標系におけるインバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムＶｎを設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根によって定義される。詳しくは、ノルム設定部３６は、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎ１を算出するノルム算出部３６ａを備えている。更に、ノルム設定部３６は、ＰＩ制御部３６ｂを備えている。ＰＩ制御部３６ｂでは、その出力であるノルムＶｎ２と上記ノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１との差の比例積分演算によって上記ノルムＶｎ２を算出する。セレクタ３６ｃでは、ＰＩ制御部３６ｂの出力するノルムＶｎ２とノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１との差が規定値より大きい場合、ＰＩ制御部３６ｂの出力をノルム設定部３６の設定するノルムＶｎとして採用する。一方、ＰＩ制御部３６ｂの出力するノルムＶｎ２とノルム算出部３６ａの出力するノルムＶｎ１との差が規定値以下となる場合、ノルム算出部３６ａの出力をノルム設定部３６の設定するノルムＶｎとして採用する。

一方、操作信号生成部３８では、上記位相設定部３４の設定する位相δと、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎと、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θとに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。詳しくは、操作信号生成部３８は、電圧利用率毎に、電気角の１回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。ここで、記憶されている操作信号波形はいずれも、図２に例示されるように、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが半々となる波形となっている。これは、インバータＩＶの出力電圧を電気角の１回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。更に、操作信号波形はいずれも、図２中にそのうちの１つの波形を例示するように、電気角の１回転周期の中央（１８０°）に対して対称性を有するものとなっている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆となるものとなっている。ここで、論理「Ｈ」が、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオン状態に対応し、論理「Ｌ」が低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン状態に対応する。これは、インバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧に極力近似させるための設定である。

操作信号生成部３８では、電源電圧ＶＤＣとノルムＶｎとに基づき、電圧利用率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記電圧利用率の上限は、矩形波制御時の電圧利用率である「０．７８」とされている。このため、電圧利用率が最大値「０．７８」となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の１回転周期に高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが１回ずつ生じる波形（１パルス波形）が選択される。

こうして操作信号波形が選択されると、操作信号生成部３８では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部３４の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。
＜電流フィードバック制御部２０の処理とトルクフィードバック制御部３０の処理との切り替え処理＞
本実施形態では、切替制御部４６によって、電流フィードバック制御部２０による制御を行うか、トルクフィードバック制御部３０による制御を行うかを切り替える。図３に、切替制御部４６の行う処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電流フィードバック制御部２０による操作信号がセレクタ４４によって選択され、インバータＩＶが電流フィードバック制御部２０の出力する操作信号によって操作されているときであるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において電源電圧ＶＤＣを取得し、ステップＳ１４において、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを取得することで、ステップＳ１６において変調率を算出する。

続くステップＳ１８においては、変調率が所定値α以上であるか否かを判断する。この処理は、トルクフィードバック制御部３０による制御に切り替えるタイミングであるか否かを判断するものである。ここで、所定値αは、「１」よりも大きい値に設定されている。ここで、変調率が「１」を超える場合には、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの振幅が電源電圧ＶＤＣの「１／２」を超えるため、インバータＩＶの出力電圧を指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃとすることができない。このため、インバータＩＶの出力電圧の制御性が低下すると想定される状況下、トルクフィードバック制御部３０による制御に切り替える。ここで、所定値αは、「１」よりもある程度大きい値としてもよい。例えば、変調率が「１」を上回るいわゆる過変調制御領域における周知技術を用いることで変調率「１．１５」程度までＰＷＭ制御の制御性を維持することができる場合には、これを超えることで、トルクフィードバック制御部３０への制御に切り替えるようにしてもよい。

上記ステップＳ１８において所定値α以上であると判断される場合、ステップＳ２０において、トルクフィードバック制御部３０による制御に切り替える。ここで、位相設定部３４の設定する位相δの初期値δ０は、切り替え直前(現在)の電流フィードバック制御部２０の回転２相座標系の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づき、「δ０＝ａｒｃｔａｎ（−ｖｄｃ／ｖｑｃ）」と設定される。一方、ＰＩ制御部３６ｂの算出するノルムＶｎ２の初期値は、上記指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃのそれぞれの２乗の和の平方根とされる。詳しくは、この初期値は、ＰＩ制御部３６ｂの積分要素の初期値とされる。これにより、先の図２に示したノルム設定部３６では、与えられた初期値を当初設定するノルムＶｎとした後、設定するノルムＶｎを、ノルム算出部３６ａの算出するノルムＶｎ１へと徐々に変化させていく。このため、上記切り替え時において、電流フィードバック制御部２０の設定する指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃのノルムと、ノルム算出部３６ａの算出するノルムとの間にずれが生じている場合であっても、ノルムの急変を回避することができる。

一方、先の図３に示した上記ステップＳ１０において、否定判断される場合には、トルクフィードバック制御部３０の出力する操作信号によってインバータＩＶが操作されていると判断し、ステップＳ２２に移行する。ステップＳ２２では、電源電圧ＶＤＣを取得し、ステップＳ２４では、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎを取得することで、ステップＳ２６において、ノルムＶｎが、電源電圧ＶＤＣに係数Ｋ及び「３／８」の平方根を乗算した値以下であるか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御部２０による制御に切り替えるタイミングを判断するものである。ここで、電源電圧ＶＤＣに「３／８」の平方根を乗算した値は、電流フィードバック制御部２０による制御を行った場合に変調率が「１」となる値である。係数Ｋは、電流フィードバック制御部２０による制御に切り替えた時点での変調率を、「１」に対して微少にずらすためのものである。この係数は、電流フィードバック制御部２０による制御とトルクフィードバック制御部３０による制御との間の切り替えのハンチングを回避することを１つの目的として設定される。

上記ステップＳ２６において肯定判断される場合、ステップＳ２８において、電流フィードバック制御部２０による制御に切り替える。ここでは、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値が、トルクフィードバック制御部３０によるインバータＩＶの出力電圧ベクトルとなるように設定する。換言すれば、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を、ベクトル（−Ｖｎ・ｓｉｎδ、Ｖｎ・ｃｏｓδ）とする。詳しくは、フィードバック制御部２４，２５のそれぞれの積分項の初期値を、ベクトル（−Ｖｎ・ｓｉｎδ、Ｖｎ・ｃｏｓδ）の成分のそれぞれから非干渉制御部２６の出力を減算した値とする。

なお、上記ステップＳ２０、Ｓ２８の処理が完了する場合や、ステップＳ１８、Ｓ２６において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜トルクフィードバック制御部３０の設計＞
先の図２に示したように、トルクフィードバック制御部３０では、要求トルクＴｄび電気角速度ωに基づき、ノルムＶｎを設定した。これにより、要求トルクＴｄが与えられた場合に、比較的自由にノルムＶｎを設定することができる。このため、例えばノルムＶｎを極力小さくすることで、電圧利用率を抑制することができる。そしてこの場合には、操作信号生成部３８の生成する操作信号波形として、よりパルス数の多い波形を選択することなどができ、ひいてはインバータＩＶの出力電圧を正弦波形状の電圧により近づけることができる。このため、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を低減することができ、ひいては高調波電流を抑制することが可能となる。

以下、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａによるノルムＶｎ１の設定について説明する。図４に、本実施形態において、モータジェネレータ１０の力行時にノルムＶｎ１に課せられる基本的な制約を示す。図示されるように、本実施形態では、ノルムＶｎ１を、境界線ＢＬ１〜ＢＬ４によって囲われる領域内とするとの制約が課せられている。ここで、境界線ＢＬ４は、電圧利用率が「０．７８」であること示すものである。これは、矩形波制御の電圧利用率が実現可能な電圧利用率の最大値であることに対応している。以下では、境界線ＢＬ１〜ＢＬ３のそれぞれに対応する条件の導出に先立って、モータジェネレータ１０のトルクＴと電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）とを、ノルムＶｎ１、位相δ及び電気角速度ωによって表現する式を導出する。

モータジェネレータ１０のトルクＴは、電機子巻線鎖交磁束数Φ、ｑ軸インダクタンスＬｑ，ｄ軸インダクタンスＬｄ、抵抗Ｒ、及び極対数Ｐを用いて、下記の式（ｃ１）にて表現される。

また、電圧方程式は、以下の式（ｃ２）となる。

上記の式（ｃ２）から、下記の式（ｃ３）を得る。

上記の式（ｃ３）を上記の式（ｃ１）に代入することで、下記の式（ｃ４）を得る。

ここで、図４に示す境界線ＢＬ１に対応する条件である「トルクＴの位相δによる偏微分が正となるとの条件」は、上記の式（ｃ４）に基づき、下記の式（ｃ５ａ）及び（ｃ５ｂ）によって表現される。この条件は、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に、位相δを進角させることによってその不足を低減させて且つ、要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰である場合に、位相δを遅角させることによってその過剰分を低減させることを可能とするための条件である。

なお、本実施形態では、位相δは、力行時には、「０≦δ＜π／２」、回生時には、「π／２＜δ≦３π／２」となるように制御設計をするとの前提を設けているため、位相δが「３π／２」以上となる条件を削除した。また、境界線ＢＬ２に対応する条件である「ｄ軸電流がゼロ以下であるとの条件」は、下記の式（ｃ６）等よって表現される。

また、境界線ＢＬ３に対応する条件である「ｑ軸電流が力行時においてはゼロ以上である旨の条件」は、下記の式（ｃ７）によって表現される。

なお、回生時においては、ｑ軸電流がゼロ以下であるとの条件を課す。

本実施形態では、先の図４に例示するような許容領域内において、ノルムＶｎ１を設定する。このノルムＶｎ１は、位相δと電気角速度ωを設定しても一義的には定まらない。このため、ノルムＶｎ１の設定に際してはある程度の自由度があることとなるため、ノルムＶｎ１を自由に設計することができる。ここで、インバータＩＶの出力電圧の高調波歪を抑制する観点からは、ノルムＶｎ１を極力低減することが望ましい。ノルムＶｎ１を最小とするためには、トルクＴのノルムＶｎ１による偏微分係数がゼロとなるとの条件を課すことが要求される。ただし、この場合、上記モデルを用いる場合には、位相δとノルムＶｎ１との間に１対１の対応関係を持たせることができないことが発明者らによって見出されている。

そこで、本実施形態では、最小の電流で最大のトルクを実現する最大トルク制御を行うことができるようにノルムＶｎ１を設定する。これによっても、要求トルクＴｄを実現するうえでノルムＶｎ１を極力低減することができる。

図５に、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａの詳細を示す。

図示されるように、本実施形態では、最大トルク制御を実行すべく下記の式（ｃ８）にて表現される条件を課す。ここで、最大トルク制御とは、最小の電流で最大のトルクを実現する制御であり、ここでいう最大トルクとは、力行制御時には正の最大トルク、回生制御時には、負であって絶対値が最大のトルクを意味する。

この式は、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら オーム社」の２３ページに記載されている。上記の式（ｃ８）から、上記の式（ｃ３）によって電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を消去することで、ノルムＶｎ１を、電気角速度ωと位相δとの関数とすることができる。特に、トルクフィードバック制御を行う領域は電気角速度ωが大きい領域のため、抵抗Ｒを無視することで、以下の式（ｃ９）とすることができる。

上記の式（ｃ９）では、ノルムＶｎ１が、位相δ及び電気角速度ωの関数とされている。以下では、これに基づき、ノルムＶｎ１を、要求トルクＴｄと電気角速度ωとによって表現することを考える。上記の式（ｃ４）において、抵抗Ｒが小さいとする近似を行うことで、下記の式（ｃ１０）を得る。

上記の式（ｃ１０）における関数ｆは、位相δを独立変数として、電気角速度ωによって規格化されたノルムＶｎ１（速度規格化ノルム）を従属変数とするものである。ここで、ノルムＶｎ１が、電気角速度ωに依存しない関数ｆと電気角速度ωとの積として定義できるのは、上記の式（ｃ９）を根拠としている。すなわち、抵抗Ｒが無視できるとの近似を前提としている。上記の式（ｃ１０）によれば、位相δを独立変数として且つトルクＴを従属変数とする関数ｇを定義することができる。このため、関数ｇの逆関数を用いることで、上記関数ｆの独立変数を位相δからトルクＴに変換することができる。これにより、トルクＴを独立変数として且つ速度規格化ノルム（Ｖｎ１／ω）を従属変数とする関数ｈを定義することができる。

図６（ａ）に上記関数ｈを示す。なお、この関数ｈは、必ずしも解析的に求める必要はない。ちなみに、図６（ａ）に示すグラフは、図６（ｂ）示すように、位相δと速度規格化ノルムとの関係を示す関数ｆ、及び位相δと速度規格化ノルムとの関係を示す関数ｇを数値計算によって算出することで算出されたものである。これにより、要求トルクＴｄとノルムＶｎ１との関係を、ノルムＶｎ１が先の図４に示した領域内となるようにして、予めマップ化しておくことが可能となる。そしてこれにより、要求トルクＴｄと電気角速度ωが与えられた際に、最小の電流にてモータジェネレータ１０を駆動することができる。

なお、本明細書において、「マップ」とは、離散的な入力値のそれぞれに対して出力値が１つ定義された写像のことである。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電気角速度ω及び要求トルクＴｄに基づき、インバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムＶｎを設定するノルム設定部３６と、要求トルクＴｄと推定トルクＴｅとの差に基づきインバータＩＶの出力電圧の位相δを設定する位相設定部３４と、ノルムＶｎ及び位相δを満たす操作信号を生成する操作信号生成部３８とを備えた。これにより、ノルムＶｎを、要求トルクＴｄ及び電気角速度ωに応じて自由に設計することができる。このため、操作信号波形の設計の自由度も向上し、ひいてはモータジェネレータ１０の制御性を高く維持することができる。更に、ノルムＶｎ１の設計に際して前提とした制御対象と実際の制御対象との間にずれが生じることに起因してトルク制御のためのフィードフォワード操作量として機能するノルムＶｎ１に誤差が生じた場合であっても、位相δをフィードバック操作量として、この誤差を補償することができる。

（２）操作信号生成部３８の生成する操作信号波形を、電気角の１周期において、インバータＩＶの入力端子の正極及び負極のそれぞれにモータジェネレータ１０が電気的に接続される各期間を同一とするものとした。これにより、電気角の１周期でモータジェネレータ１０に印加される電圧を均衡のとれたものとすることができる。

（３）操作信号波形を、電気角の１周期の中央に対して対称性を有するものとした。これにより、電気角の１周期においてモータジェネレータ１０に印加される電圧を、正弦波形状の電圧に近似させることができる。

（４）操作信号生成部３８において、電源電圧ＶＤＣに対するノルムＶｎの相対的な大きさ（電圧利用率）に基づき操作信号波形を設定した。これにより、電源電圧ＶＤＣが変動する場合であれ、操作信号を適切に設定することができる。

（５）電源電圧ＶＤＣに対するノルムＶｎの相対的な大きさ（電圧利用率）毎に、電気角の１周期分の操作信号波形を記憶した。これにより、制御装置１４の演算負荷を低減しつつも、操作信号波形を適切に設定することができる。

（６）要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが不足する場合に位相δを進角させて且つ要求トルクＴｄに対して推定トルクＴｅが過剰となる場合に位相δを遅角させる一方、トルクＴをノルムＶｎ１及び位相δによって表現したモデル式の位相δによる偏微分が正となるとの条件を満たすようにノルムＶｎ１を設定した。これにより、位相設定部３４の設定する位相δによって、トルクフィードバック制御が成立するようにノルムＶｎ１を設定することができる。

（７）ノルム算出部３６ａによって、ｄ軸電流をゼロ以下とするようにノルムＶｎ１を設定した。これにより、トルクフィードバック制御によって強め界磁制御がなされること回避することができる。

（８）ノルム算出部３６ａによって、ｑ軸電流の符号が要求トルクＴｄの符号に一致するようにノルムＶｎ１を設定した。これにより、通常の電流フィードバック制御と同様の条件を満たすようにノルムＶｎ１を設定することができる。

（９）最小の電流で最大のトルクを生成するようにノルムＶｎ１を設定した。これにより、最大トルク制御を実現することができる。

（１０）要求トルクＴｄを入力として且つノルムＶｎ１を電気角速度ωで除算した値である速度規格化ノルム「Ｖｎ１／ω」を出力とするマップを利用してノルムＶｎ１を設定した。これにより、ノルムＶｎ１を簡易に設定することができる。

（１１）インバータＩＶの電圧利用率（変調率）が所定以上となる場合にトルクフィードバック制御を実行した。これにより、従来の電流フィードバック制御部２０の処理によってモータジェネレータ１０の制御性を維持することが可能である間は、これに頼ることで、操作信号生成部３８等の設計工数を極力低減することができる。

(１２)トルクフィードバック制御部３０への切り替えに際し、電流フィードバック制御部２０の算出する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づきノルムＶｎ２の初期値を設定した。これにより、切り替えの前後でノルムの連続性を維持することができる。

(１３)ＰＩ制御部３６ｂ及びセレクタ３６ｃを備えることで、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎを、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃに基づく初期値からノルム算出部３６ａの算出するノルムへと徐々に変化させた。これのより、上記切り替えに起因したノルムの急変を好適に回避することができる。

(１４)トルクフィードバック制御部３０による制御から電流フィードバック制御部２０による制御へと切り替えるに際し、電流フィードバック制御部２０による指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの初期値を、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎ及び位相設定部３４の設定する位相δに基づき設定した。これにより、切り替え時においてもインバータＩＶの出力電圧の連続性を維持することができる。

(第２の実施形態)
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａを示す。図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶの出力電圧からモータジェネレータ１０の誘起電圧によって相殺される部分を削除した電圧ベクトルのノルムＶ２とその位相δ２とを定義し、トルクＴをこれらノルムＶ２及び位相δ２によって表現する。そして、位相δ２によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなるように、ノルムＶｎ１を設定する。

ここで、トルクＴは、ノルムＶ２及び位相δ２によって下記の式（ｃ１１）にて表現することができる。

上記の式（ｃ１１）において、位相δ２によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなるとの条件の下、ノルムＶ２及び位相δ２を、位相δ及びノルム算出部３６の算出するノルムＶｎ１にて消去することで、ノルムＶｎ１を位相δ及び電気角速度ωにて表現することができる。特に、抵抗Ｒをゼロとする近似では、下記の式（ｃ１２）が成立する。

上記の式（ｃ１２）においても、速度規格化ノルム「Ｖｎ１／ω」は、位相δの関数ｆとして表現できる。これにより、先の第１の実施形態の要領で、速度規格化ノルムをトルクＴの関数ｈとして定義することができる。本実施形態でも、関数ｈを数値計算によって算出することで、マップ化しておく。図７には、マップ化された関数ｈを示している。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（８）、（１０）〜（１４）の効果に加えて、更に、以下の効果が得られるようになる。

（１５）インバータＩＶの出力電圧のうちのモータジェネレータ１０の誘起電圧によって相殺される電圧成分を除いた部分に応じて生じる電流によって最大のトルクを生成するようにノルムＶｎ１を設定した。これにより、トルクに寄与する電圧を最小にするノルムＶｎ１を選択することができる。このため、上記の式（ｃ２）に示した電圧方程式に鑑みれば、電流ベクトルｉｄ，ｉｑを極力低減することもできると考えられる。

(第３の実施形態)
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかる力行制御時のノルム算出部３６ａの処理を示す。図示されるように、本実施形態では、ｄ軸電流がゼロとなるようにノルムＶｎ１を設定する。これは、上記の式（ｃ３）に基づき、ｄ軸の電流ｉｄを、ノルムＶｎ１及び電気角速度ωにて表記したものがゼロであるとして、ノルムＶｎ１を、電気角速度ω及び位相δの関数にて表現することで実現することができる。そして、先の第１の実施形態の要領で、位相δをトルクＴにて変換することで、トルクＴを独立変数として且つ速度規格化ノルム「Ｖｎ１／ω」を従属変数とする関数を求めることができる。特に、抵抗Ｒを無視する近似では、トルクＴを独立変数として且つ速度規格化ノルム「Ｖｎ１／ω」を従属変数とする関数ｈを下記の式（ｃ１３）にて定義することができる。

上記（ｃ１３）は、簡易な式であるため、マップ等を用いることなく、この関数を制御装置１４に記憶しておくことで、ノルムＶｎ１を簡易に算出することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（８）、（１０）〜（１４）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（１６）ｄ軸電流をゼロとするようにノルムＶｎ１を設定した。これにより、弱め界磁制御及び強め界磁制御の双方を回避した制御を実現することができる。特に、この場合、ノルムＶｎ１は、上記の式（ｃ１３）となるため、ノルムＶｎ１の算出が容易となる。このため、制御装置１４を集積回路ＩＣにて構成する場合、回路規模を低減することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第３の実施形態では、上記の式（ｃ１３）を利用することでノルムＶｎ１を算出した。しかし、ｑ軸インダクタンスＬｑは、モータジェネレータ１０を流れる電流に応じて大きく変化する。そこで本実施形態では、ｑ軸インダクタンスＬｑを、モータジェネレータ１０を流れる電流に応じて可変設定する。

図９に、本実施形態にかかるノルム算出部３６ａの処理手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑを取得する。続くステップＳ３２では、電流ベクトルノルムＩｎを算出する。そして、ステップＳ３４では、電流ベクトルノルムＩｎと、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を定めたマップを用いて、ｑ軸インダクタンスＬｑをマップ演算する。このマップは、電流ベクトルノルムＩｎが大きいほどｑ軸インダクタンスＬｑの値として小さい値を出力するものである。こうしてｑ軸インダクタンスＬｑが算出されると、ステップＳ３６において、電流ベクトルノルムＩｎに基づき算出されたｑ軸インダクタンスＬｑを用いて電圧ベクトルのノルムＶｎ１を算出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（８）、（１０）〜（１４）の効果や、先の第３の実施形態の上記（１６）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（１７）モータジェネレータ１０を流れる電流に基づき算出されるｑ軸インダクタンスＬｑに基づき、電圧ベクトルのノルムＶｎ１を算出した。このため、上記の式（ｃ１３）を用いた場合であっても、ノルムＶｎ１を高精度に算出することができる。

(第５の実施形態)
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、トルクフィードバック制御部３０による制御がなされる場合には、電流値が監視されない。こうした状況下、モータジェネレータ１０の回転速度が急激に低下する場合等にあっては、モータジェネレータ１０の誘起電圧が急激に低下する。そしてこの場合、ノルム設定部３６が電気角速度ωの急低下を反映したノルムＶｎを設定するようになるまでのタイムラグによって、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが急激に増加するおそれがある。

そこで、本実施形態では、トルクフィードバック制御部３０による制御がなされている場合であっても、モータジェネレータ１０を流れる電流を監視し、過度の電流が流れる場合に電流を制限する制御を行う。

図１０に、本実施形態にかかる電流制限処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、要求トルクＴｄの変化量ΔＴｄが規定量γ以下であって且つ、現在検出されている電気角速度ωの変化量Δωが規定量ε以下であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０を流れる電流が大きく変化しない状況であるか否かを判断するためのものである。すなわち、要求トルクＴｄの変化量ΔＴｄが小さい場合には、トルクの変化に起因する電流の変化は小さいと考えられる。また、電気角速度ωの変化量Δωが小さい場合には、誘起電圧の変化が小さいため、これに起因する電流の変化も小さいと考えられる。このため、ステップＳ３０において肯定判断される場合には、モータジェネレータ１０を流れる電流が大きく変化しない状況と考えられる。

ステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２において、モータジェネレータ１０を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値の最大値が閾値η以上であるか否かを判断する。この処理は、電気角速度ωの急低下によってモータジェネレータ１０に流れる電流が急増する状況であるか否かを判断するものである。すなわち、ステップＳ４０において肯定判断される場合には、本来、モータジェネレータ１０に流れる電流が急増することはないにもかかわらず、これが閾値η以上となったということは、実際の電気角速度が検出されている速度から外れて大きく低下していると考えられる。なお、閾値ηは、モータジェネレータ１０の電流の許容最大値よりも所定のマージン分だけ小さい値に設定する。

上記ステップＳ４２において閾値η以上であると判断される場合、ステップＳ４４において、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎを制限する。ここでは、例えばノルム算出部３６ａの出力し得る最小のノルムＶｎ１とすればよい。また、これに代えて、ノルム設定部３６の設定するノルムＶｎにかかわらず、操作信号生成部３８において、電圧利用率の最小値に応じた操作信号波形を用いて操作信号を生成するようにしてもよい。更に、予めフェールセーフ用のノルムＶｎ又は操作信号波形を用意しておき、これを用いるようにしてもよい。

なお、ステップＳ４４の処理が完了する場合や、ステップＳ４０，４２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（１４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１８）トルクフィードバック制御部３０による制御がなされている状況下、電気角速度ωの変化量Δωが規定量ε以下であって且つ要求トルクＴｄの変化量ΔＴｄが規定量γ以下であるにもかかわらず、モータジェネレータ１０を流れる電流の絶対値が閾値η以上となる場合、インバータＩＶの出力電圧ベクトルのノルムを制限した。これにより、電気角速度ωの急低下が検出される以前に誘起電圧の急低下に起因して過度の電流が流れる状況下、これに迅速に対処することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態に対する第５の実施形態の変更点によって、第２〜第４の実施形態を変更してもよい。

・上記第４の実施形態において、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき電流ベクトルノルムＩｎを算出する代わりに、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき算出してもよい。また、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅値に基づき、ｑ軸のインダクタＬｑを算出してもよい。

・ノルム設定部３６の設定するノルムを、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに基づく初期値からノルム算出部３６ａの算出するノルムへと徐々に変化させる変化手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、電流フィードバック制御部２０の指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに基づく値を初期値として、これとノルム算出部３６ａの出力との加重平均処理をしたものをノルム設定部３６の出力としてもよい。

・操作信号生成部３８としては、電圧利用率毎に、操作信号波形を定めたデータを予め記憶しておき、都度の電圧利用率に応じて該当するデータを利用するものに限らない。例えば、電圧ベクトルのノルムに基づきＰＷＭ処理等によって操作信号を都度算出するものであってもよい。

・操作信号生成部３８において、インバータＩＶの入力電圧が一定とみなせるなら、電圧利用率に代えて、ノルム設定部３６の出力するノルムのみを、操作信号波形を検索するパラメータとしてもよい。

・上記各実施形態では、操作信号生成部３８の生成する操作信号波形を、電気角の１周期の中央に対して対称性を有する信号としたが、これに限らない。位相δとノルムＶｎとに基づき操作信号波形を設定するなら、例えば電流フィードバック制御部２０の処理等による設定によっては困難な操作信号波形を自由に設計することができる。

・位相設定部３４による実際のトルク（推定トルクＴｅ）の要求トルクＴｄへのフィードバック制御の操作量としての位相δの設定手法としては、これらの差の比例積分制御によって位相δを設定するものに限らない。例えば、要求トルクＴｄと推定トルクＴｅとの差の比例積分微分制御によって位相δを設定してもよい。

・上記各実施形態では、電流フィードバック制御部２０において、非干渉制御部２６を用いたが、これを用いなくても、フィードバック制御部２４，２５の出力を用いることで指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを算出することはできる。

・フィードバック制御部２４，２５としては、比例積分制御を行うものに限らず、例えば比例積分微分制御等を行うものであってもよい。

・上記各実施形態では、トルクフィードバック制御へと移行する前には、ＰＷＭ制御を行ったが、電流フィードバック制御としては、これに限らず、例えば瞬時電流値制御であってもよい。

・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。

・回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。この際、位相δ及びノルムＶｎ１によってトルクを表現したモデルについて、ノルムＶｎ１によるトルクＴの偏微分係数がゼロとなる条件を満たすノルムＶｎ１と、位相δとが１対１に対応する関係を有するなら、この条件を満たすノルムＶｎ１に基づき操作信号を生成してもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 同実施形態にかかるトルクと速度規格化ノルムとの関係を示す図。 第２の実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 第３の実施形態にかかる電圧ベクトルノルムの設定手法を示す図。 第４の実施形態にかかるノルム算出部の処理手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる電圧制限処理の手順を示す流れ図。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置（電力変換回路の制御装置の一実施形態）、２０…電流フィードバック制御部、３０…トルクフィードバック制御部、３４…位相設定部、３６…ノルム設定部、３８…操作信号生成部、ＩＶ…インバータ、ＣＶ…コンバータ。

Claims (19)

1. 直流電源の正極及び負極のそれぞれを回転機の端子に電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機に対する要求トルク及び前記回転機の回転速度に応じて回転２相座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを一義的に定めるノルム算出手段を備えて前記ノルムを設定するノルム設定手段と、
   前記要求トルクと実際のトルクとの差に基づき、回転２相座標系における前記電力変換回路の出力電圧の位相を設定する位相設定手段と、
   前記設定されるノルム及び位相に基づき前記スイッチング素子の操作信号を前記電力変換回路に出力する操作信号出力手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記操作信号は、電気角の１周期において、前記直流電源の正極及び負極のそれぞれに前記回転機が電気的に接続される各期間を同一とするものであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記操作信号は、電気角の１周期の中央に対して対称性を有する信号であることを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記直流電源の電圧を取得する取得手段を更に備え、
   前記操作信号出力手段は、前記直流電源の電圧に対する前記ノルムの相対的な大きさに基づき前記操作信号を設定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記操作信号出力手段は、前記相対的な大きさのそれぞれに応じた電気角の１周期分の操作信号波形を記憶する記憶手段を備え、該記憶手段の記憶する操作信号波形のうちの該当するものを用いて前記操作信号を前記電力変換回路に出力することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記位相設定手段は、前記要求トルクに対して前記実際のトルクが不足する場合、前記位相を進角させ、前記要求トルクに対して前記実際のトルクが過剰となる場合、前記位相を遅角させるものであり、
   前記ノルム設定手段は、前記回転機のトルクを前記ノルム及び位相によって表現したモデル式の位相による偏微分が正となるとの条件を満たすように前記ノルムを設定するものであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記ノルム設定手段は、ｄ軸電流をゼロ以下とするように前記ノルムを設定するものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記ノルム設定手段は、ｑ軸電流の符号が前記要求トルクの符号に一致するように前記ノルムを設定することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記ノルム設定手段は、最小の電流で最大のトルクを生成するように前記ノルムを設定することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記ノルム設定手段は、前記電力変換回路の出力電圧のうちの前記回転機の誘起電圧によって相殺される電圧成分を除いた部分に応じて生じる電流によって最大のトルクを生成するように前記ノルムを設定することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記ノルム設定手段は、ｄ軸電流をゼロとするように前記ノルムを設定するものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記ノルム設定手段は、要求トルクを入力として且つ前記ノルムを回転速度で除算した値である速度規格化ノルムを出力とする写像を利用して前記ノルムを設定することを特徴とする請求項８〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記操作信号出力手段は、前記電力変換回路の電圧利用率が所定以上となる場合に前記操作信号を出力するものであることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
14. 前記回転機を実際に流れる電流を前記要求トルクに応じた電流の指令値にフィードバック制御する電流フィードバック制御手段を更に備え、
    前記電圧利用率が低い領域では、前記電流フィードバック制御によって前記電力変換回路を操作することを特徴とする請求項１３記載の回転機の制御装置。
15. 前記電流フィードバック制御手段は、前記フィードバック制御のための操作量として前記回転機の電圧の指令値を算出する手段を備え、
    前記ノルム設定手段は、前記操作信号出力手段による前記電力変換回路の操作への切り替えに際し、前記電流フィードバック制御手段の算出する電圧の指令値に基づき前記ノルムの初期値を設定することを特徴とする請求項１４記載の回転機の制御装置。
16. 前記ノルム設定手段は、前記ノルムの初期値とは独立に前記回転機の回転速度及び前記要求トルクに基づき前記ノルムを算出するノルム算出手段と、当該ノルム設定手段の設定するノルムを前記初期値から前記ノルム算出手段の算出するノルムへと徐々に変化させる変化手段とを備えることを特徴とする請求項１５記載の回転機の制御装置。
17. 前記電流フィードバック制御手段は、前記フィードバック制御のための操作量として前記回転機の電圧の指令値を算出する手段を備え、
    前記操作信号出力手段による前記電力変換回路の操作から前記電流フィードバック制御手段による前記電力変換回路の操作へと切り替えるに際し、前記電流フィードバック制御手段による前記回転機に対する電圧の指令値の初期値を、前記ノルム設定手段の設定するノルム及び前記位相設定手段の設定する位相に基づき設定することを特徴とする請求項１４〜１６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
18. 前記操作信号出力手段によって操作信号が前記電力変換回路に出力されている状況下、前記回転機の回転速度の変化量が第１の規定量以下であって且つ前記要求トルクの変化量が第２の規定量以下であるにもかかわらず、前記回転機を流れる電流が閾値以上となる場合、前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを制限する制限手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜１７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
19. 請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。

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