JP4635703B2 - モータ駆動システムの制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、可変直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して負荷である交流モータへ供給するモータ駆動システムの制御装置に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して３相交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。このようなモータ駆動システムでは、一般的には、モータを高効率に駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に従ってモータ電流が制御される。さらに、高回転域で大きな出力を得るために、正弦波ＰＷＭ制御で出力可能な最大電圧以上の電圧を出力できる矩形波駆動制御を正弦波ＰＷＭ制御に代えて用いる制御方式が知られている（たとえば特許文献１）。

特に、特許文献１に開示されたモータ制御装置では、変調率を逐次演算した上で変調率に応じた電圧指令値の補正を行なうことにより、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とを切換えることなくシームレスに制御していずれの駆動方式においても所望の電圧を出力するようにした構成が開示されている。

また、正弦波ＰＷＭ制御方式および矩形波駆動方式に加えて、矩形波方式と正弦波ＰＷＭ方式の中間的な電圧波形を利用する「過変調ＰＷＭ方式」を採用して、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の３制御方式を切換えて使用するモータ駆動システムをハイブリッド自動車に適用した構成が開示されている（非特許文献１）。
特開２００３−３０９９９３号公報 「エコとパワーを両立するトヨタのモータ制御技術」、日経ものづくり２００４年８月号、ｐ．８９〜９５

しかしながら、モータ駆動システムにおいては、モータ電圧は、回路定数の温度特性、モータ磁石の特性ばらつきや回路定数（特にインダクタンス）のばらつきによって変化してしまう。このため、同一の電圧指令値が生成されても、上記要因によりモータ電圧の振幅値が変化する可能性がある。この場合には、インバータへの入力直流電圧に対する、出力電圧波形における基本波成分の実効値の比、すなわち、モータ電圧（交流電圧）の振幅値で示される変調率が変動してしまう。このような現象が発生すると、システム全体の損失が変調率に応じて変化するモータ駆動システムでは、全体効率が低下してしまうおそれがある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ駆動システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが可能な制御装置を提供することである。

本発明に従うモータ駆動システムの制御装置は、直流電源と、直流電源の出力を昇圧可能な直流電圧変換装置と、直流電圧変換装置が出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータとを備えたモータ駆動システムを制御する。この制御装置は、線間電圧振幅検知手段と、変調率演算手段と、変調率目標値設定手段と、電圧制御手段とを備える。線間電圧振幅検知手段は、交流モータの線間電圧の振幅値を求める。変調率演算手段は、線間電圧振幅検知手段により求められた線間電圧の振幅値と直流電圧変換装置の出力電圧とに基づき、インバータによる電圧変換の変調率を算出する。変調率目標値設定手段は、予め求められたモータ駆動システムでの損失特性に基づき、交流モータの出力トルクおよび線間電圧に応じて変調率目標値を設定する。電圧制御手段は、インバータによる電圧変換の変調率を変調率目標値へ維持するように、直流電圧変換装置の出力電圧を制御する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、直流電圧変換装置が出力する直流電圧（すなわちインバータの入力電圧）を可変制御可能な構成において、インバータ入力電圧に対する交流モータの線間電圧の振幅値で定義される変調率を変調率目標値に維持するようなフィードバック制御ループを構成できる。したがって、交流モータの磁石特性や回路定数（磁石特性、インダクタンス値）について製造ばらつきや温度依存変化が発生しても、モータ駆動システムの変調率をモータ駆動システムの損失特性に基づき設定された目標値に維持して、効率的なモータ駆動制御を実現できる。

好ましくは、制御装置は、制御方式選択手段をさらに備える。制御方式選択手段は、変調率演算手段によって算出された変調率および交流モータの運転条件（代表的には、トルク・回転数）の少なくとも一方に基づき、インバータにおける電圧変換の複数の制御方式から１つの制御方式を選択する。また、変調率目標値設定手段は、複数の制御方式の少なくとも１つにおいて変調率目標値を設定する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、変調率または交流モータの運転条件に応じて制御方式を切換える制御構成に対応させて、変調率を変調率目標値に維持する効率的なモータ駆動制御を実現できる。

好ましくは、本発明に従うモータ駆動システムの制御装置では、電圧制御手段は、電圧指令値発生手段を含む。この電圧指令値発生手段は、変調率演算手段によって算出された変調率と、変調率目標値設定手段によって設定された変調率目標値との比較に基づき、直流電圧変換装置の出力電圧の指令値を発生する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、実際の変調率および変調率目標値の比較に基づいて、インバータの入力電圧を出力する電圧変換装置の出力電圧指令値を調整することにより、変調率のフィードバック制御を簡易な構成で実現できる。

また好ましくは、本発明に従うモータ駆動システムの制御装置では、変調率目標値設定手段は、損失特性においてモータ駆動システムでの損失が最小となる変調率を含む制御方式において、この変調率を変調率目標値に設定する手段を有する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、モータ駆動システムでの損失が最小となる変調率を変調率目標値に設定することによって、変調率のフィードバック制御によりモータ駆動システム全体での損失を低減することができる。

あるいは好ましくは、本発明に従うモータ駆動システムの制御装置では、複数の制御方式は、変調率が０〜０．６１の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、変調率が０．６１〜０．７８の範囲となる過変調パルス幅変調方式と、インバータの所定制御周期において矩形波電圧１パルス分を交流モータに印加する矩形波制御方式とを含む。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、交流モータの運転条件（代表的には、トルク・回転数）に応じて、一般的な正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式と、過変調ＰＷＭ制御方式と、矩形波制御方式とを切換えることにより、交流モータの中回転数域および高回転数域における出力向上を図ることができる。

また好ましくは、本発明に従うモータ駆動システムの制御装置では、線間電圧振幅検知手段は、インバータのベクトル制御における電圧指令値を用いた演算処理によって交流モータの線間電圧の振幅値を求める。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、インバータによる電圧変換についての電圧指令値（Ｖｄ♯，Ｖｑ♯）を用いて交流モータの線間電圧振幅値を求めるので、電圧センサを設けることなく、簡易な演算によって交流モータの線間電圧振幅を求めることができる。

本発明によるモータ駆動システムの制御装置によれば、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ駆動システムにおいて、変調率が固定されない特定の制御方式における変調率を目標値に維持することができる。

以下において、本発明の実施の形態の説明を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１３と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１と、昇降圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサ２４と、制御装置３０と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ♯となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御方式を切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御方式では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。

一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御方式は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、図２に示した複数の制御方式からの適正な制御方式の選択例が示される。図３のフローチャートを参照して、図示しないＥＣＵによって、アクセル開度等に基づく車両要求出力より交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。

この結果、図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御方式が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御方式、高回転数域Ａ３では、矩形波制御方式が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波制御方式の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御方式をいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図５は、図１に示したモータ駆動システム１００全体での損失特性例を示す概念図である。図５では、システム電圧ＶＨをある一定値に固定した場合における、モータ回転数に対するモータ駆動システム１００全体でのシステム損失の推移を、異なる出力トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）についてそれぞれ示している。

図５を参照して、システム電圧ＶＨおよび出力トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）を固定した状態で回転数が変化すると、システム損失が最小となる回転数領域が存在する。これは、回転数およびトルクに応じてモータ線間電圧の振幅が変化することを考慮すると、
システム電圧ＶＨに対するモータ線間電圧の振幅で定義される変調率がシステム損失の面から見て最適値となっていることを示す。

たとえば図５のグラフでは、Ｔｑｃｏｍ＝Ｔ１の場合には回転数Ｎ１に対応する変調率Ｋ１においてシステム損失が最小となり、Ｔｑｃｏｍ＝Ｔ２の場合には、回転数Ｎ２に対応する変調率Ｋ２においてモータ駆動システム１００全体のシステム損失が最小となる。上記のような最適な変調率Ｋ１，Ｋ２は、図２に示した３つの制御方式のうちの特定の制御方式において存在することとなる。

上記のように矩形波制御方式では、変調率が一定値（０．７８）に固定されるが、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式では、一定の範囲内で変調率が可変となってしまう。このため、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムでは、これらの制御方式において、少なくとも図４に示した最適変調率Ｋ１，Ｋ２が存在する領域において変調率目標値を設定し、インバータ１４での電圧変換における変調率が変調率目標値に維持されるような制御ループを構成する。

図６は、制御装置３０によって実行される、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。

図６を参照して、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。回転数演算部２３０は、回転角センサ２５からの出力に基づいて、交流モータＭ１の回転数Ｎｍｔを演算する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流モータＭ１に対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述のように、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの制御装置では、変調率を目標変調率に維持するために、制御方式選択部３００、変調率目標値設定部３１０、電圧指令振幅算出部３２０、変調率演算部３３０、および電圧指令値発生部３４０がさらに設けられる。

制御方式選択部３００は、たとえば、図３に示したフローチャートに従って、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよびモータ回転数Ｎｍｔに応じて、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれかを選択し、かつ、最大トルク制御選択時には、変調率演算部３３０によって算出された変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。

あるいは、制御方式選択部３００は、算出された変調率Ｋｍｄのみに基づいて、図２に示した各制御方式での変調率範囲に従って、矩形波制御方式、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれかを選択してもよい。または、制御方式選択部３００は、交流モータＭ１の運転条件（トルク・回転数）のみに基づいて、予め設定されたマップ（たとえば図４に相当するマップ）に従って制御方式の選択を行なってもよい。また、図３に示したフローチャートに従えば、モータ運転条件および変調率の両方に基づいて制御方式が選択される。したがって、制御方式選択部３００は、モータ運転条件および変調率の少なくとも一方に基づいて制御方式（矩形波制御方式／正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）を選択できる。

変調率目標値設定部３１０は、図５に示したモータ駆動システム全体のシステム損失特性に従って予め設定されたマップから、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび線間電圧振幅Ｖａｍｐに応じて、特定の制御方式において変調率目標値Ｋｍｄ♯を設定する。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方では、変調率目標値Ｋｍｄ♯が設定されず、以下に説明する変調率制御が非実行とされることもある。あるいは、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のそれぞれについて、システム全体損失を考慮して変調率目標値Ｋｍｄ♯を設定してもよい。

変調率目標値設定部３１０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび電圧指令振幅算出部３２０によって算出された線間電圧振幅Ｖａｍｐに従って、変調率目標値Ｋｍｄ♯を算出する。

電圧指令振幅算出部３２０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。

Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
変調率演算部３３０は、電圧指令振幅算出部３２０によって算出された線間電圧振幅Ｖａｍｐと、システム電圧の電圧指令値ＶＨ♯とから、下記（３）式に従って実際の変調率Ｋｍｄを算出する。

Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
電圧指令値発生部３４０は、変調率目標値Ｋｍｄ♯と変調率演算部３３０に演算された実際の変調率Ｋｍｄとの比較に従って、システム電圧指令値ＶＨ♯を発生する。たとえば、電圧指令値発生部３４０は、実際の変調率Ｋｍｄに対する変調率目標値Ｋｍｄ♯の比（Ｋｍｄ♯／Ｋｍｄ）を求めて、この比を現在のシステム電圧指令値に乗算することによって、電圧指令値ＶＨ♯が生成される。

あるいは、電圧指令値発生部３４０では、変調率目標値Ｋｍｄ♯と実際の変調率Ｋｍｄとの偏差ΔＫｍｄ（ΔＫｍｄ＝Ｋｍｄ♯−Ｋｍｄ）を求め、この偏差ΔＫｍｄに応じて現在のシステム電圧指令値を修正することによって電圧指令値ＶＨ♯を生成してもよい。

ＰＷＭ信号生成部３５０は、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、現在のシステム電圧ＶＨに基づき、コンバータ１２の出力電圧が電圧指令値ＶＨ♯となるように、所定のＰＷＭ制御方式に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

このような構成とすることにより、交流モータＭ１の磁石特性や回路定数（磁石特性、インダクタンス値）に製造ばらつきや温度依存変化が発生しても、変調率Ｋｍｄを変調率目標値Ｋｍｄ♯に維持するようなフィードバック制御を行なうことができる。この結果、モータ駆動システム１００全体の損失が低減されるように、モータトルク制御のためのインバータ１４での電力変換を行なうことができる。

図６に示した制御ブロック図と本発明の構成との対応関係を説明すると、昇圧モードで動作するコンバータ１２が本発明の「直流電圧変換装置」に対応し、電圧指令振幅算出部３２０が本発明の「線間電圧振幅検知手段」に対応し、変調率演算部３３０が本発明での「変調率演算部」に対応し、制御方式選択部３００が本発明の「制御方式選択手段」に対応し、変調率目標値設定部３１０が本発明の「変調率目標値設定手段」に対応し、電圧指令値発生部３４０が本発明の「電圧制御手段」に対応する。

次に、図７を用いて、矩形波制御方式時における制御ブロック図を説明する。なお、上述のように矩形波制御方式時には、変調率が固定されるため図６に示すような変調率制御は構成されない。

図７を参照して、矩形波制御ブロック４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（４）式に従ってモータ供給電力Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（４）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（５）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（５）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。

なお、本発明の実施の形態では、交流モータの制御方式が条件に応じて選択的に切換えられる制御構成を例示したが、このような制御方式の切換えを行なわない制御構成に対しても。変調率を目標値に維持するためのフィードバック制御を行なう本発明を適用可能である。

また、本発明の実施の形態では、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するための交流モータを制御するモータ駆動システムを例示したが、本発明の適用はこのような構成に限定されるものではなく、変調率が可変となる制御方式を適用して交流モータを制御するモータ駆動システムに対して共通に、本発明を適用することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。 制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。 モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。 図１に示したモータ駆動システム全体での損失特性を示す図である。 正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。 矩形波制御方式時における制御ブロック図である。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ（交流モータ）、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、２００ ＰＷＭ制御ブロック、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 回転数演算部、２４０ ＰＩ演算部、２６０ 信号生成部、３００ 制御方式選択部、３１０ 変調率目標値設定部、３２０ 電圧指令振幅算出部、３３０ 変調率演算部、３４０ 電圧指令値発生部（システム電圧）、３５０ 信号生成部、４００ 矩形波制御ブロック、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、Ａ１ 低回転数域、Ａ２ 中回転数域、Ａ３ 高回転数域、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 各相モータ電流、Ｋ１，Ｋ２ 最適変調率、Ｋｍｄ 変調率（実際値）、Ｋｍｄ♯ 変調率目標値、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｎｍｔ モータ回転数、Ｐｍｔ モータ電力、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｑ 出力トルク値、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖａｍｐ 線間電圧振幅、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧（インバータ入力電圧）、ＶＨ♯ システム電圧指令値、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、ΔＴｑ トルク偏差、θ ロータ回転角（交流モータ）、φｖ 電圧位相（矩形波電圧）。

Claims (6)

1. 直流電源と、前記直流電源の出力を昇圧可能な直流電圧変換装置と、前記直流電圧変換装置が出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータとを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
   前記交流モータの線間電圧の振幅値を求める線間電圧振幅検知手段と、
   前記線間電圧振幅検知手段により求められた前記線間電圧の振幅値と前記直流電圧変換装置の出力電圧とに基づき、前記インバータによる電圧変換の変調率を算出する変調率演算手段と、
   予め求められた前記モータ駆動システムでの損失特性に基づき、前記交流モータの出力トルクおよび前記線間電圧に応じて変調率目標値を設定する変調率目標値設定手段と、
   前記インバータによる電圧変換の変調率を前記変調率目標値へ維持するように、前記直流電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧制御手段とを備える、モータ駆動システムの制御装置。
2. 前記変調率演算手段によって算出された変調率または前記交流モータの運転条件に基づき、前記インバータにおける前記電圧変換の複数の制御方式から１つの制御方式を選択する制御方式選択手段をさらに備え、
   前記変調率目標値設定手段は、前記複数の制御方式の少なくとも１つにおいて前記変調率目標値を設定する、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
3. 前記電圧制御手段は、
   前記変調率演算手段によって算出された前記変調率と、前記変調率目標値設定手段によって設定された前記変調率目標値との比較に基づき、前記直流電圧変換装置の出力電圧の指令値を発生する電圧指令値発生手段を含む、請求項１または２記載のモータ駆動システムの制御装置。
4. 前記変調率目標値設定手段は、前記損失特性において前記モータ駆動システムでの損失が最小となる変調率を含む制御方式において、この変調率を前記変調率目標値に設定する手段を有する、請求項２記載のモータ駆動システムの制御装置。
5. 前記複数の制御方式は、前記変調率が０〜０．６１の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、前記変調率が０．６１〜０．７８の範囲となる過変調パルス幅変調方式と、前記インバータの所定制御周期において矩形波電圧１パルス分を前記交流モータに印加する矩形波制御方式とを含む、請求項２記載のモータ駆動システムの制御装置。
6. 前記線間電圧振幅検知手段は、前記インバータのベクトル制御における電圧指令値を用いた演算処理によって前記交流モータの線間電圧の振幅値を求める、請求項１または２記載のモータ駆動システムの制御装置。

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