JP5947705B2 - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、交流電動機を駆動するインバータの直流リンク電圧をコンバータによって可変制御する制御システムに関する。

直流電源を用いて交流電動機を制御するために、インバータを用いた制御システムが一般的に用いられている。たとえば、特開２００６−３１１７６８号公報（特許文献１）にも記載されるように、インバータの直流リンク電圧を昇圧コンバータによって可変制御する構成が知られている。このように、昇圧コンバータの出力電圧（すなわち、インバータの直流リンク電圧）が、直流電源（代表的には、バッテリ）の出力電圧から昇圧されることにより、より高トルク高回転で交流電動機を駆動可能になるという利点がある。

上記特許文献１では、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御および矩形波電圧制御を選択的に適用する交流電動機制御において、特定の制御方式における変調率を目標値に維持するように、インバータの直流リンク側電圧、すなわち昇圧コンバータの出力電圧を可変制御することが記載されている。このようにすると、変調率を目標値に維持することによって、システム全体での損失を低下することができる。

特開２００６−３１１７６８号公報 特開２０１２−１１０１８９号公報 特開２００７−３２５３９７号公報 特開２０１０−２１００５０号公報 特開２０１１−６１９２１号公報

上記特許文献１のように、昇圧コンバータ、インバータおよび交流電動機を含む制御システムでは、昇圧コンバータの出力電圧を低くして、いわゆるワンパルスの矩形波電圧を印加する矩形波電圧制御によって交流電動機を動作させることが、昇圧コンバータおよびインバータでのスイッチング損失を低減するのに有利である。しかしながら、矩形波電圧制御は弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため、出力トルクを増加するために電圧位相を大きくすると、弱め界磁電流の増加によりモータ損失が増大する。

一方で、昇圧コンバータによる出力電圧を高くしてＰＷＭ制御で交流電動機を動作させると、モータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失によりコンバータおよびインバータでの損失が増加する。

したがって、システム全体の損失を低下するために、昇圧コンバータの出力電圧をどのように設定するかが問題となる。特許文献１では、予め求めた目標変調率を維持するように、昇圧コンバータの出力電圧（システム電圧）を設定することで損失の最小化を図っている。

しかしながら、矩形波電圧制御の適用時には変調率が一定値（０．７８）に固定されるため、特許文献１のように変調率を目標値に維持する制御によって、昇圧コンバータの出力電圧（システム電圧）を設定することができなくなる。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、昇圧コンバータによってインバータの直流リンク電圧を可変制御する構成の制御システムが矩形波電圧制御によって交流電動機を制御している場合において、制御システム全体の損失を抑制するようにインバータの直流リンク電圧（昇圧コンバータの出力電圧）を設定することである。

この発明のある局面によれば、交流電動機の制御システムは、昇圧コンバータと、インバータと、電圧指令値設定部とを含む。昇圧コンバータは、電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように直流電源および電力線の間で直流電力変換を実行するように構成される。インバータは、電力線上の直流電圧を交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成される。電圧指令値設定部は、インバータから交流電動機に矩形波電圧を印加するとともに当該矩形波電圧の電圧位相によって交流電動機の出力トルクを制御する矩形波電圧制御の適用時に、交流電動機に流れるモータ電流のｄ−ｑ軸平面上における電流位相に応じて電圧指令値を修正するように構成される。電圧指令値設定部は、電流位相を目標電流位相ラインに近付けるように電圧指令値を修正する。目標電流位相ラインは、ｄ−ｑ軸平面上において、モータ電流の同一振幅に対して出力トルクが最大となる電流位相の集合である最適電流位相ラインよりも進角側に設定される。

好ましくは、電圧指令値設定部は、交流電動機の負荷状態に応じて目標電流位相ラインを変化させるように構成される。さらに好ましくは、電圧指令値設定部は、交流電動機の負荷が低くなるほど目標電流位相ラインを最適電流位相ラインよりも進角側に変化させる一方で、交流電動機の負荷が高くなるほど目標電流位相ラインを最適電流位相ラインに近付けるように構成される。

また好ましくは、制御システムは、共通の電力線に対して、複数個の交流電動機が複数個のインバータをそれぞれ経由して電気的に接続されるように構成される。電圧指令値設定部は、算出部および修正部を含む。算出部は、複数個の交流電動機の各々について、交流電動機毎に当該交流電動機の負荷状態に応じて設定された目標電流位相ラインと現在の電流位相との差に応じて電圧修正量を算出する。修正部は、複数個の交流電動機のそれぞれに対する電圧修正量のうちの最大値に基づいて、電圧指令値を修正する。

さらに好ましくは、電圧指令値設定部は、複数個の交流電動機の間の負荷比に応じて、相対的に負荷が低い交流電動機の目標電流位相ラインを進角側に設定する一方で、相対的に負荷が高い交流電動機の目標電流位相ラインを遅角側に設定する。

好ましくは、電圧指令値設定部は、電流位相が目標電流位相ラインよりも進角側にあるときには直流電圧を上昇させるように電圧指令値を修正する一方で、電流位相が目標電流位相ラインよりも遅角側にあるときには直流電圧を低下させるように電圧指令値を修正する。

また好ましくは、インバータから交流電動機にパルス幅変調制御に従った交流電圧を印加するパルス幅変調制御の適用時には、モータ電流のフィードバック制御によって交流電動機の出力トルクが制御される。そして、フィードバック制御における電流指令値は、最適電流位相ライン上の電流位相を有するように設定される。

本発明によれば、昇圧コンバータによってインバータの直流リンク電圧を可変制御する構成の制御システムが矩形波電圧制御によって交流電動機を制御している場合において、インバータの直流リンク電圧（昇圧コンバータの出力電圧）を適切に設定することによって、制御システム全体の損失を抑制することができる。

本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 交流電動機制御のための制御モードを説明する図である。 矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性を説明する第１の概念図である。 矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性を説明する第２の概念図である。 交流電動機の動作点と制御モード選択との関係を概略的に示す概念図である。 各制御モードにおける交流電動機の電流位相を示すグラフである。 ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図である。 ３つの制御モードを通じたシステム電圧の変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。 本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御時のシステム電圧の制御構成を示す機能ブロック図である。 図９に示されたベース指令値生成部がベース指令値を求めるためのマップの一例を説明するための概念図である。 図９に示された電圧偏差算出部が電圧偏差を求めるためのマップの一例を説明するための概念図である。 実施の形態１に従うシステム電圧の電圧指令値の設定に係る制御処理を説明するためのフローチャートである。 発明の実施の形態１の変形例に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御時のシステム電圧の制御構成を示す機能ブロック図である。 交流電動機の負荷率に応じた負荷レベルの設定を説明するための概念図である。 交流電動機の負荷レベルに応じた目標電流位相の設定を説明するための概念図である。 実施の形態１の変形例に従う電圧偏差マップの一例を説明するための第１の概念図である。 実施の形態１の変形例に従う電圧偏差マップの一例を説明するための第２の概念図である。 実施の形態１の変形例に従うシステム電圧の電圧指令値の設定に係る制御処理を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムが搭載される電動車両の代表例として示されるハイブリッド車両の構成例を示す概略ブロック図である。 図１９に示したハイブリッド車両に搭載された交流電動機の制御システムの構成例を説明する回路図である。 図１９に示したハイブリッド車両でのエンジン、ＭＧ１およびＭＧ２の回転速度の関係を示す共線図である。 ＭＧ１およびＭＧ２のトータル損失を最小とするためのシステム電圧の設定を説明する概念図である。 発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の電圧指令値の設定に係る機能ブロック図である。 ＭＧ１，ＭＧ２の負荷比に応じたＭＧ１，ＭＧ２の負荷レベルの設定を説明するための概念図である。 実施の形態２に従うシステム電圧の電圧指令値の設定に係る制御処理を説明するためのフローチャートである。 図２５に示したフローチャートにおける電圧偏差マップを選択処理を詳細に説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、交流電動機Ｍ１を制御対象とする制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車を包括的に表現するものとする）の駆動輪にトルクを発生させるように構成された走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７上の直流電圧ＶＨを検出する。以下では、インバータ１４の直流リンク電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧ＶＨ」とも称する。一方、電力線６の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１９によって検出される。電圧センサ１３，１９によって検出された直流電圧ＶＨ，ＶＬは、制御装置３０へ入力される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇圧コンバータ１２は、基本的には、ＰＷＭ制御に用いられる搬送波（図示せず）の１周期に相当するスイッチング周期の各々において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）を制御することによって、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）を制御することができる。したがって、直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨｒとに従って演算されたデューティ比に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。

スイッチング素子Ｑ１をスイッチング素子Ｑ２と相補的にオンオフすることにより、リアクトルＬ１の電流方向に応じて制御を切換えることなく直流電源Ｂの充電および放電の両方に対応することができる。すなわち、電圧指令値ＶＨｒに従うシステム電圧ＶＨの制御を通じて、昇圧コンバータ１２は、回生および力行の両方に対応することができる。

なお、交流電動機Ｍ１の低出力時には、昇圧コンバータ１２による昇圧を行なうことなく、ＶＨ＝ＶＬ（昇圧比＝１．０）の状態で交流電動機Ｍ１を制御することができる。この場合（以下、「非昇圧モードとも称する」）には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が、オンおよびオフにそれぞれ固定されるので、昇圧コンバータ１２での電力損失が低下する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を平滑コンデンサＣ０を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍｔおよび回転角速度ωを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウ
ェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１９によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、および電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ）），ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

すなわち、制御装置３０は、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに従って上記のように制御するために昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ入力される。

（電動機制御における制御モード）
図２は、交流電動機制御のための制御モードを説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、インバータ１４による交流電動機制御について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

以下、本明細書では、インバータによる直流交流電圧変換における、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１へ出力される交流電圧（線間電圧の実効値）の比を「変調度」を定義する。正弦波ＰＷＭ制御の適用は、基本的には、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨと等しくなる状態が限界である。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、変調度を０．６１程度までしか高めることができない。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅よりも大きい振幅の交流電圧（正弦波状）について、その振幅を拡大した上で、上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調度を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。これにより、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨよりも高い領域の一部についても、ＰＷＭ制御の適用が可能となる。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１を流れるモータ電流のフィードバック制御によって、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ出力される交流電圧が制御される。具体的には、三相のモータ電流をｄ−ｑ変換したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って設定される電流指令値ＩｄｃｏｍおよびＩｑｃｏｍに制御するように、交流電動機Ｍ１に印加される交流電圧が制御される。なお、お、以下では、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の両者を包括する場合に、単にＰＷＭ制御とも称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、電動機の電気角３６０度に相当する期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をインバータが出力する。これにより、変調度は０．７８まで高められる。矩形波電圧制御では、変調度は０．７８に固定される。

図３および４には、矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性が示される。
図３を参照して、矩形波電圧制御時には矩形波電圧の電圧位相φｖを変化させることによって、交流電動機Ｍ１の出力トルクが制御される。電圧位相φｖをｑ軸に対して進めることによって、力行トルクを増大することができる。一方で、回生動作（負トルク出力）時には、電圧位相φｖをｑ軸に対して遅らせることによって回生トルクを増大することができる。

図４には、力行動作（正トルク出力）時における特性が詳細に示される。なお、ｑ軸を基準とする電圧位相φｖの極性を反転すれば、回生動作（負トルク出力）時についても同様に交流電動機Ｍ１の出力トルクを制御することができる。

矩形波電圧制御における交流電動機Ｍ１の出力トルクＴは、交流電動機Ｍ１の動作状態に基づいて、下記（１）式に従って変化する。

なお、式（１）において、ｐは極対数、Ｌｄ，Ｌｑは、ｄ軸，ｑ軸のインダクタ成分、θは電圧位相（θ＝φｖ）、φｋは誘起電圧定数を示す。これらはモータ定数である。また、Ｖはモータ印加電圧（Ｖ＝ＶＨ）、ωは回転角速度を示す。

図４には、一定回転速度（ω一定）の下でシステム電圧ＶＨを変化させた場合の各々における電圧位相−トルク特性が示される。

図４から理解される通り、同一の電圧位相φｖに対して、システム電圧ＶＨが高くなるほど、出力トルクが大きくなる。したがって、高トルクの要求時には、昇圧コンバータ１２によってシステム電圧ＶＨを上昇することにより、同一の電圧位相制御範囲に対する出力トルクを確保することができる。

一方、上述のように、昇圧コンバータ１２は、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬ）では、スイッチング損失が低減するため効率が高くなる。これに対して、昇圧コンバータ１２を昇圧動作（ＶＨ＞ＶＬ）させると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２でのスイッチング損失によって、昇圧コンバータ１２の効率が相対的に低下する。

また、システム電圧ＶＨが同一、すなわちインバータによりスイッチングされる直流電圧が同一の下で、同一のモータ電流を供給する場合には、インバータでのスイッチング損失は、単位時間内のスイッチング回数に依存する。したがって、このような同一条件の下では、正弦波ＰＷＭ制御にてスイッチング損失が大きくなる一方で、矩形波電圧制御ではスイッチング損失が小さくなる。

本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、交流電動機Ｍ１の状態に応じて、図２に示した正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が選択的に適用される。

概略的には、図５に示されるように、交流電動機Ｍ１の動作点（トルクおよび回転速度の組合せ）に応じて、制御モードが切換えられる。

図５を参照して、一般的には、低速回転領域から中速回転領域にかけては正弦波ＰＷＭの制御が適用され、中速回転領域から高速回転領域にかけては過変調制御が適用される。さらに、より高速回転領域では矩形波電圧制御を適用することによって、交流電動機Ｍ１が制御される。ただし、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ）および矩形波電圧制御は、変調度に応じて選択される。一方で、同一のモータ印加電圧の下でも、システム電圧ＶＨが変化すると変調度が変化することによって、適用される制御モードは異なってくる。

このように、交流電動機Ｍ１を円滑に駆動するためには、交流電動機Ｍ１の動作点（回転速度およびトルク）に応じて、システム電圧ＶＨを適切に設定する必要がある。この際に、上述したように、それぞれの制御モードについて、実現可能な変調度には限界がある。したがって、回転速度およびトルクの積で示される、交流電動機Ｍ１の出力が大きくなる程、システム電圧ＶＨを上昇させる必要が生じる。

図６は、各制御モードにおける交流電動機Ｍ１の電流位相を示すグラフである。
図６には、同一の直流電圧ＶＨに対して、出力トルクを徐々に高めていったときの電流位相の変化の軌跡が例示されている。図８の横軸はｄ軸電流Ｉｄを示しており、図６の縦軸はｑ軸電流Ｉｑを示している。電流位相φｉは、下記（２）式で定義される。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流位相φｉは、最適電流位相ライン４２上となるように決定される。最適電流位相ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上で、モータ電流の同一振幅に対して出力トルクが最大となる電流位相の集合として描かれる。すなわち、最適電流位相ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上の等トルク線上における交流電動機Ｍ１での損失が参照となる電流位相点の集合に相当する。最適電流位相ライン４２は、予め実験ないしシミュレーションによって求めることができる。

ＰＷＭ制御での電流フィードバック制御におけるｄ軸およびｑ軸の電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と最適電流位相ライン４２との交点に対応するｄ軸およびｑ軸の電流値に設定される。たとえば、各トルク指令値に対応させて最適電流位相ライン４２上の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせを決定するＰＷＭ制御用のマップを予め作成して、制御装置３０内に記憶させておくことができる。

図６では、零点位置を起点とするＩｄ，Ｉｑの組み合わせによる電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、出力トルクの増加に応じて変化する軌跡を矢印で示している。出力トルクが増加するのに応じて、電流の大きさ（Ｉｄ−Ｉｑ平面上での電流ベクトルの大きさに相当）が増加する。正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの設定により、電流位相が最適電流位相ライン４２上に制御される。トルク指令値がさらに増加し、変調度が０．７８に達すると矩形波電圧制御が適用される。

矩形波電圧制御では、弱め界磁制御を行なうために、電圧位相φｖを大きくすることにより出力トルクを増加させるのに従って、界磁電流であるｄ軸電流Ｉｄの絶対値が増加する。この結果、電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、最適電流位相ライン４２から図中左側（進角側）に離れることによって、交流電動機Ｍ１の損失が増加する。このように、矩形波電圧制御では、インバータ１４によって交流電動機Ｍ１の電流位相を直接制御することができなくなる。

反対に、同一のシステム電圧ＶＨの下で、電圧位相φｖを小さくすることにより出力トルクを減少していくと、電流位相φｉは図中右側（遅角側）へ変化する。そして、矩形波電圧制御時に電流位相φｉが、モード切換ライン４３よりも遅角側になると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。たとえば、モード切換ライン４３は、φｉ＝φｔｈ（基準値）となる電流位相点の集合として描かれる。言い換えると、電流位相φｉがφｔｈ（基準値）よりも小さくなると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。

図７には、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図が示される。

図７を参照して、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ制御）の適用時には、電流フィードバック制御によって求められた交流電圧の大きさに従って、変調度が演算される。たとえば、ｄ軸およびｑ軸の電流フィードバック制御によるｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を用いると、下記（３）式に従って変調度Ｋｍｄを演算できることが知られている。

Ｋｍｄ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（３）
ＰＷＭ制御の適用時に、変調度Ｋｍｄが０．７８よりも大きくなると、矩形波電圧制御モードへの遷移が指示される。

矩形波電圧制御では、出力トルクの低下に応じて電流位相φｉが図６での右側（進角側）へ変化する。そして、電流位相φｉが基準値φｔｈよりも小さくなると、すなわち、図６に示したモード切換ライン４３よりも遅角側の位相領域に入ると、ＰＷＭ制御モードへの遷移が指示される。

交流電動機Ｍ１の同一出力に対してシステム電圧ＶＨを変えると、ＰＷＭ制御における変調度が変化する。また、矩形波電圧制御では、当該出力を得るための電圧位相φｖが変化するのに付随して電流位相φｉが変化する。したがって、システム電圧ＶＨに応じて、制御システムでの損失が変化する。

図８は、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨの変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。図８には、システム電圧ＶＨを変化させた上で、交流電動機Ｍ１の出力（回転速度×トルク）を同一としたときの挙動が示される。

図８を参照して、同一出力に対してシステム電圧ＶＨを低下させるのに従って、変調度は上昇する。変調度の上昇に応じて、順に、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が順に適用される。矩形波電圧制御では、変調度は０．７８で一定である。

電流位相は、ＰＷＭ制御の適用時には、電流フィードバック制御に伴い、最適電流位相ライン４２（図６）に沿って制御される。システム電圧ＶＨを低下させると、同一出力を得るために必要なモータ電流が増加するので、最適電流位相ライン４２に沿って電流位相は徐々に進角側に変化する。矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨを低下させると、同一トルクを出力するための電圧位相が増加する。これに従い、図６に示したのと同様に、電流位相は進角側へ変化する。

モータ損失は、ＰＷＭ制御の適用時には、電流位相が最適電流位相ライン４２に沿って制御されるため抑性される。一方で、矩形波電圧制御が適用されると、弱め界磁電流の影響でモータ損失が増加する。矩形波電圧制御の適用時には、同一出力に対してシステム電圧ＶＨが低下すると、弱め界磁電流の増加によりモータ損失が増大する。

一方で、インバータ損失は、インバータ１４でのスイッチング回数に依存するので、矩形波電圧制御の適用時には抑性される一方で、ＰＷＭ制御の適用時には増加する。システム電圧ＶＨが上昇すると、１回のスイッチング当たりの損失電力が増加するため、インバータ損失が増大する。

このようなモータ損失およびインバータ損失の特性から、制御システムでのモータ損失
およびインバータ損失の合計は、矩形波電圧制御が適用される動作点４４において最小となることが理解される。図６に示されるように、動作点４４の電流位相は、最適電流位相ライン４２よりも進角側に位置する。

本実施の形態１に従う交流電動機の制御システムでは、制御システム全体の損失が最小となるのは、矩形波電圧制御が適用され、かつ、交流電動機Ｍ１の電流位相が動作点４４に対応するときである。すなわち、システム電圧ＶＨは、このような状態となるように設定することが好ましい。

（システム電圧の設定）
図９は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御時のシステム電圧の制御構成を示す機能ブロック図である。図９を始めとする機能ブロック図に記載された各機能ブロックの機能は、制御装置３０によるソフトウェア処理および／またはハードウェア処理によって実現される。

図９を参照して、ＶＨ指令値設定部５００は、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨｒを設定する。ＶＨ制御部６００は、電圧指令値ＶＨｒに従ってシステム電圧ＶＨが制御されるように、昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

ＶＨ指令値設定部５００は、ベース指令値生成部５１０と、電流位相制御部５２０と、演算部５５０とを含む。ＶＨ指令値設定部５００は、「電圧指令値設定部」の一実施例に対応する。

ベース指令値生成部５１０は、交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍｔおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、予め設定されたマップを参照して、電圧指令値のベース指令値ｔＶＨを生成する。図１０には、ベース指令値生成部５１０がベース指令値ｔＶＨを求めるためのマップ（ｔＶＨマップ）の一例が示される。

図１０を参照して、ｔＶＨマップは、横軸にモータ回転速度Ｎｍｔ、縦軸にトルク指令値Ｔｑｃｏｍが取られている。本実施の形態では、マップ内の動作点は、システム電圧ＶＨ＝３００Ｖ、４００Ｖ、５００Ｖ、および６００Ｖに対応する４本のライン４５〜４８によって区画されている。そして、図中で一番外側に位置するライン４９は、システム電圧ＶＨの最大電圧（たとえば、６５０Ｖ）に対応する動作点の集合である。

ＶＨ＝３００Ｖにおけるライン４５によって区画される略扇状の領域ＲＢが、直流電源Ｂの出力電圧を昇圧することなく、昇圧コンバータ１２を非昇圧モードとして交流電動機Ｍ１を駆動することができる動作領域に対応する。

より詳細には、各ライン４５〜４９間に、所定の電圧幅（たとえば２０Ｖ）毎にラインがさらに設けられている。ｔＶＨマップでは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍｔによって特定される動作点に近接したラインに対応した電圧値に従って、ベース指令値ｔＶＨを設定することができる。

再び図９を参照して、電流位相制御部５２０は、座標変換部５２５と、電圧偏差算出部５３０と、制御演算部５４０とを有する。

座標変換部５２５は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびｗ相電流ｉｗ、ならびに、ｕ相電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。

電圧偏差算出部５３０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによってｄ−ｑ平面上（図６）で規定される電流位相に応じて、電圧偏差ΔＶＨ＊を生成する。電圧偏差算出部５３０は、図１１に例示される電圧偏差マップを用いて、電圧偏差ΔＶＨ＊を算出する。

図１１は、電圧偏差マップの構成例を説明するための概念図である。
図１１を参照して、目標電流位相ライン５１は、ｄ−ｑ平面上の各等トルク線上における、動作点４４に対応する電流位相の集合として描かれる。動作点４４は、最適電流位相ライン４２よりも少し進角側に設定される。これにより、矩形波電圧制御での目標電流位相ラインは、ＰＷＭ制御時の目標電流位相ライン（すなわち、最適電流位相ライン４２）よりも進角側に設定されることになる。目標電流位相ライン５１は、最適電流位相ライン４２（図６）と同様に、実機試験やシミュレーション結果に基づいて、予め設定することができる。

現在のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と、目標電流位相ライン５１との交点６１によって、現在の目標電流位相が示される。したがって、電流位相ベクトルの先端位置が符号６１によって示される場合には、現在の電流位相が目標電流位相ライン５１上であるので、現在のシステム電圧ＶＨを維持するように、電圧偏差ΔＶＨ＊＝０に設定される。

これに対して、現在の電流位相が目標電流位相ライン５１よりも進角側に位置する場合には、現在のシステム電圧ＶＨを上昇させるように、電圧偏差ΔＶＨ＊＞０に設定される。進角側の領域では、目標電流位相ライン５１との位相差が大きくなるにつれて電圧偏差ΔＶＨも大きく設定される。図１１には、ΔＶＨ＊＝＋２０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５２と、ΔＶＨ＊＝＋４０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５３とが例示される。

図１１に示すように、電流位相ベクトルの先端位置が符号６２によって示される場合には、現在の電流位相が位相ライン５３上であるので、電圧偏差算出部５３０は、電圧偏差マップから、電圧偏差ΔＶＨ＊＝＋４０Ｖとする。

現在の電流位相が目標電流位相ライン５１よりも遅角側に位置する場合には、現在のシステム電圧ＶＨを低下させるように、電圧偏差ΔＶＨ＊＜０に設定される。遅角側の領域でも、目標電流位相ライン５１との位相差が大きくなるにつれて電圧偏差の絶対値（｜ΔＶＨ｜）が大きく設定される。図１１には、ΔＶＨ＊＝−２０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５４と、ΔＶＨ＊＝−４０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５５とが例示される。

これらの位相ラインの細分化により、あるいは、線形補間を併用して、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって規定される電流位相に応じて、電圧偏差算出部５３０は、電圧偏差マップに基づいて電圧偏差ΔＶＨ＊を算出することができる。

再び図９を参照して、制御演算部５４０は、電圧偏差算出部５３０によって生成された電圧偏差ΔＶＨ＊に基づく制御演算によって、ＶＨ補正値ＶＨｈを算出する。制御演算部５４０による制御演算（ＰＩ演算）は、たとえば下記（４）式により示される。

ＶＨｈ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＊＋Ｋｉ・Σ（ΔＶＨ＊） …（４）
なお、式（４）中において、ＫｐおよびＫｉは、比例ゲインおよび積分ゲインである。

演算部５５０は、ベース指令値生成部５１０からのベース指令値ｔＶＨおよび、電流位相制御部５２０からのＶＨ補正値ＶＨｈの和に従って、電圧指令値ＶＨｒを設定する（ＶＨｒ＝ｔＶＨ＋ＶＨｈ）。このように、ＶＨ指令値設定部５００は、ベース指令値ｔＶＨを基準として、交流電動機Ｍ１の電流位相を目標電流位相ライン５１に近付けるように電圧指令値ＶＨｒを修正する。

ＶＨ制御部６００は、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのデューティ比が得られるように、昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。たとえば、昇圧コンバータ１２の入力電圧である直流電圧ＶＬと出力電圧の電圧指令値ＶＨｒとの電圧比に従って、デューティ比を設定することができる。さらに、システム電圧ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨｒとの偏差に従って、デューティ比をフィードバック制御することができる。

ＶＨ制御部６００は、デューティ比１００％を振幅とする搬送波と、所望のデューティ比との電圧比較によるＰＷＭ制御によって、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、搬送波の周波数により、所望のデューティ比に従って周期的にオンオフされる。

図１２は、実施の形態１に従うシステム電圧の電圧指令値の設定に係る制御処理を説明するためのフローチャートである。図１２に示された制御処理が、制御装置３０によって所定周期で実行されることにより、図９に示したＶＨ指令値設定部５００の機能が実現される。

図１２を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍｔに基づいて、システム電圧ＶＨのベース指令値ｔＶＨを算出する。ステップＳ１００によるベース指令値ｔＶＨの算出は、図１０に例示したｔＶＨマップの参照により実行される。

制御装置３０は、ステップＳ２００では、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって規定される電流位相に応じて、電圧偏差ΔＶＨ＊を算出する。上述のように、図１１に例示した電圧偏差マップにより、電流位相を目標電流位相ライン５１に近付けるための電圧偏差ΔＶＨ＊を算出することができる。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ３００により、ステップＳ２００で算出された電圧偏差ΔＶＨ＊に基づく制御演算（ＰＩ演算）によってＶＨ補正値ＶＨｈを算出する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ４００により、ステップＳ１００で算出されたベース指令値ｔＶＨと、ステップＳ３００で演算されたＶＨ補正値ＶＨｈとの和に従って電圧指令値ＶＨｒを算出する。

ステップＳ１００による処理によって、図９のベース指令値生成部５１０の機能が実現され、ステップＳ２００による処理によって、図９の電圧偏差算出部５３０の機能が実現される。同様に、ステップＳ３００による処理によって、図９の制御演算部５４０の機能が実現され、ステップＳ４００による処理によって、図９の演算部５５０の機能が実現される。

このように、本実施の形態１に従う交流電動機の制御システムでは、矩形波電圧制御時に、交流電動機Ｍ１の電流位相（ｄ−ｑ平面上）が目標電流位相ライン５１に一致するようにシステム電圧ＶＨを設定することができる。特に、目標電流位相ライン５１を、図６に示した最適電流位相ライン４２よりも進角側に設定することにより、図８に示した動作点４４に対応させて、交流電動機Ｍ１の損失自体は最小ではないものの、制御システム全体での損失を最小とするように、システム電圧ＶＨを設定することができる。

［実施の形態１の変形例］
実施の形態１の変形例では、交流電動機Ｍ１の負荷状態に応じて、目標電流位相ラインを変化させる制御について説明する。

図１３は、発明の実施の形態１の変形例に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御時のシステム電圧の制御構成を示す機能ブロック図である。

図１３を図９と比較して、実施の形態１の変形例に従う構成では、ＶＨ指令値設定部５００に代えて、ＶＨ指令値設定部５０１が設けられる。ＶＨ指令値設定部５０１は、図１１と同様のベース指令値生成部５１０および演算部５５０と、電流位相制御部５２０に代えて設けられた電流位相制御部５２１とを含む。

電流位相制御部５２１は、座標変換部５２５と、電圧偏差算出部５３１と、マップ選択部５３５と、制御演算部５４０とを有する。

実施の形態１の変形例では、電圧偏差マップは複数個用意されている。そして、マップ選択部５３５は、交流電動機Ｍ１の負荷状態、代表的には負荷率に応じて電圧偏差マップを切換える。

交流電動機Ｍ１の負荷率Ｌｆｃは、下記（５）式によって示される。
Ｌｆｃ＝Ｐｍ／Ｐｍａｘ＝（Ｔｑｃｏｍ・Ｍｍｔ）／Ｐｍａｘ …（５）
式（５）において、Ｐｍは交流電動機Ｍ１の出力電力を示し、Ｐｍａｘは交流電動機Ｍ１の最大出力電力定格を示す。すなわち、負荷率Ｌｆｃは、最大出力電力に対する、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従った出力電力の比に相当する。

図１４を参照して、マップ選択部５３５は、負荷率Ｌｆｃに基づいて、交流電動機Ｍ１の負荷レベルを設定する。

図１４の例では、負荷率Ｌｆｃに基づいて、負荷レベルＬＶＬが０〜３の４段階に設定されている。交流電動機Ｍ１の出力電力が低いほどＬＶＬは低い段階に設定され、出力電力が高いほどＬＶＬは高い段階に設定される。

実施の形態１の変形例では、図１５に示されるように、交流電動機Ｍ１の負荷レベルＬＶＬに応じて目標電流位相ラインが切換えられる。

図１５を参照して、負荷レベルＬＶＬにそれぞれ対応して、複数の目標電流位相ライン５１が設定されている。図１５には、ＬＶＬ＝３のときに選択される目標電流位相ライン５１ａと、ＬＶＬ＝２のときに選択される目標電流位相ライン５１ｂと、ＬＶＬ＝１のときに選択される目標電流位相ライン５１ｃと、ＬＶＬ＝０のときに選択される目標電流位相ライン５１ｄとが示されている。

負荷レベルが下がるほど、すなわち交流電動機Ｍ１の出力電力が小さくなるほど、目標電流位相ラインは、最適電流位相ライン４２から進角側に離れるように設定される。一方で、負荷レベルが最大のとき（ＬＶＬ＝３のとき）には、目標電流位相ライン５１ａは、最適電流位相ライン４２に近接して進角側に設定される。

モータ損失は、主にモータ電流の二乗に比例する銅損である。一方で、インバータにおける損失は、主にスイッチング損失であるため、システム電圧ＶＨとインバータを流れる電流との積に依存する。

交流電動機Ｍ１の高負荷状態では、モータ電流が大きくなるため交流電動機Ｍ１の銅損が増加する。このため、インバータ１４でのスイッチング損失よりも、モータ損失の方が支配的になる。したがって、高負荷状態時には、モータ損失を最小にするための最適電流位相ライン４２の近傍で交流電動機Ｍ１の電流位相を制御する方が、制御システム全体の損失低下に有効である。

一方で、交流電動機Ｍ１の低負荷状態では、モータ電流が小さくなるため、モータ損失よりもインバータ損失の方が支配的になる。したがって、低負荷状態時には、システム電圧ＶＨを低下させてインバータ損失を低下する方が好ましい。すなわち、電流位相については、高負荷状態時よりも進角側を狙う方が、制御システム全体の損失低下に有効である。

ただし、図６に示したように、電流位相を進角させ過ぎると、弱め界磁電流の増大によってモータ損失が増大するので、インバータ損失の低減およびモータ損失の増大のバランスを考慮して、制御システム全体の損失が最小となるように、各負荷レベルにおける、最適電流位相ライン４２に対する目標電流位相ライン５１の遅角量を適切に設定することが必要である。目標電流位相ライン５１ａ〜５１ｄの各々は、目標電流位相ライン５１（図１１）と同様に、実機試験やシミュレーション結果に基づいて、予め設定することができる。

再び図１３を参照して、電圧偏差算出部５３１は、マップ選択部５３５によって設定された負荷レベルＬＶＬに応じて、複数の電圧偏差マップのうちの１つを選択する。複数の電圧偏差マップは、目標電流位相ライン５１ａ〜５１ｄのそれぞれに対応して予め用意されている。

図１６および図１７には、実施の形態１の変形例に従う電圧偏差マップの構成例が示される。図１６には、負荷レベルＬＶＬ＝２のときの電圧偏差マップの例が示され、図１７には、負荷レベルＬＶＬ＝１のときの電圧偏差マップの例が示される。

図１６を参照して、ＬＶＬ＝２のときの目標電流位相ライン５１ｂ（ΔＶＨ＊＝０）に対する、位相ライン５２ｂ〜５５ｂが例示される。位相ライン５２ｂは、ΔＶＨ＊＝＋２０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められ、位相ライン５３ｂは、ΔＶＨ＊＝＋４０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められる。同様に、位相ライン５４ｂは、ΔＶＨ＊＝−２０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められ、位相ライン５５ｂは、ΔＶＨ＊＝−４０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められる。

図１７を参照して、ＬＶＬ＝１のときの目標電流位相ライン５１ｃ（ΔＶＨ＊＝０）に対する、位相ライン５２ｃ〜５５ｃが例示される。位相ライン５２ｃは、ΔＶＨ＊＝＋２０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められ、位相ライン５３ｃは、ΔＶＨ＊＝＋４０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められる。同様に、位相ライン５４ｃは、ΔＶＨ＊＝−２０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められ、位相ライン５５ｃは、ΔＶＨ＊＝−４０Ｖとなる電流位相の集合として予め定められる。

図１６および図１７から理解されるように、負荷レベルＬＶＬに応じて可変に設定された目標電流位相ライン５１ｂ，５１ｃの各々に対して、目標電流位相ラインよりも進角側の電流位相のときには電圧偏差ΔＶＨ＊＞０に設定される一方で、目標電流位相ラインよりも遅角側の電流位相のときには電圧偏差ΔＶＨ＊＜０に設定される。また、位相ライン５２ｃ〜５５ｃは、位相ライン５２ｂ〜５５ｂと比較して進角側に設定される。したがって、負荷レベルが低くなると、同一の電流位相に対して電圧偏差ΔＶＨ＊は低下する。

再び図１３を参照して、電圧偏差算出部５３１は、負荷レベルＬＶＬに応じて選択された電圧偏差マップを用いて、電圧偏差算出部５３０と同様に、座標変換部５２５からのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって規定される電流位相（ｄ−ｑ平面）に応じて電圧偏差ΔＶＨ＊を算出する。

ベース指令値生成部５１０、制御演算部５４０、演算部５５０およびＶＨ制御部６００の機能は、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

図１８は、実施の形態１の変形例に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の電圧指令値ＶＨｒの設定に係る制御処理を説明するためのフローチャートである。図１８に示された制御処理が、制御装置３０によって所定周期で実行されることにより、図１３に示したＶＨ指令値設定部５０１の機能が実現される。

図１８を参照して、制御装置３０は、図１２と同様のステップＳ１００により、システム電圧ＶＨのベース指令値ｔＶＨを算出する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１５０により、交流電動機Ｍ１の負荷状態（負荷率Ｐｍ／Ｐｍａｘ）に応じて、目標電流位相ライン５１ａ〜５１ｄを選択とするとともに、選択された目標電流位相ラインに対応する電圧偏差マップを選択する。これにより、交流電動機Ｍ１の負荷状態に応じて、目標電流位相ラインが変化する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２００により、ステップＳ１５０で選択された電圧偏差マップを用いて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって規定される電流位相に応じて、電圧偏差ΔＶＨ＊を算出する。これにより、交流電動機Ｍ１の負荷状態に応じて可変に設定される目標電流位相ラインと、現在の電流位相との差に応じて、電圧偏差ΔＶＨ＊が算出される。

制御装置３０は、図１２と同様のステップＳ３００，Ｓ４００により、ステップＳ２００で算出された電圧偏差ΔＶＨ＊に基づいて、電圧指令値ＶＨｒを算出する。

ステップＳ１５０による処理によって、図１３のマップ選択部５３５の機能が実現される。同様に、ステップＳ１５０でのマップ選択に従うステップＳ２００による処理によって、図１３の電圧偏差算出部５３１の機能が実現される。

このように、本実施の形態１の変形例に従う交流電動機の制御システムでは、交流電動機Ｍ１の負荷状態に応じてｄ−ｑ平面上での目標電流位相を可変に設定することにより、交流電動機Ｍ１の負荷状態の変化に追従して、制御システム全体の損失を低減するようにシステム電圧ＶＨを設定することができる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、直流リンク電圧が共通である複数のインバータによって、複数の交流電動機がそれぞれ制御される構成への適用を説明する。上述のように、本実施の形態に従う制御システムの制御対象は、代表的には電動車両の走行用電動機である。

したがって、実施の形態２では、電動車両の代表例として示されるハイブリッド車両に複数個の交流電動機が搭載された場合の構成について説明する。

図１９は、本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムが搭載される電動車両の代表例として示されるハイブリッド車両の構成例を示す概略ブロック図である。

図１９を参照して、ハイブリッド車両８００は、エンジン８０５と、第１ＭＧ（Motor Generator）８１０（以下「ＭＧ１」とも称する）と、第２ＭＧ８２０（以下「ＭＧ２」とも称する）と、動力分割機構８３０と、減速機８４０と、バッテリ８５０と、駆動輪８６０と、ＰＭ（Power train Manager）−ＥＣＵ（Electronic Control Unit）８７０と、ＭＧ（Motor Generator）−ＥＣＵ８７２とを備える。

ハイブリッド車両８００は、エンジン８０５およびＭＧ２のうちの少なくともいずれか一方からの駆動力により走行する。エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２は、動力分割機構８３０を介して連結されている。

動力分割機構８３０は、代表的には、遊星歯車機構として構成される。動力分割機構８３０は、外歯歯車のサンギヤ８３１と、このサンギヤ８３１と同心円上に配置された内歯歯車のリングギヤ８３２と、サンギヤ８３１に噛合するとともにリングギヤ８３２に噛合する複数のピニオンギヤ８３３と、キャリア８３４とを含む。キャリア８３４は、複数のピニオンギヤ８３３を自転かつ公転自在に保持するように構成される。

サンギヤ８３１は、ＭＧ１の出力軸と連結される。リングギヤ８３２は、クランクシャフト８０２と同軸上を回転可能に支持される。ピニオンギヤ８３３は、サンギヤ８３１とリングギヤ８３２との間に配置され、サンギヤ８３１の外周を自転しながら公転する。キャリア８３４は、クランクシャフト８０２の端部に結合され、各ピニオンギヤ８３３の回転軸を支持する。

サンギヤ８３１およびリングギヤ軸８３５は、リングギヤ８３２の回転に伴って回転する。リングギヤ軸８３５には、ＭＧ２の出力軸が連結される。以下では、リングギヤ軸８３５を、駆動軸８３５とも称する。

なお、ＭＧ２の出力軸を、変速機を介して駆動軸８３５と連結する構成としてもよい。本実施の形態では、変速機を配置しない構成を例示するため、ＭＧ２とリングギヤ（駆動軸）８３５の回転速度比は１：１となるが、変速機を配置した構成では、駆動軸８３５とＭＧ２との間の回転速度およびトルクの比が、当該変速比によって定まる。

駆動軸８３５は、減速機８４０を介して駆動輪８６０に機械的に連結されている。したがって、動力分割機構８３０によりリングギヤ８３２、すなわち、駆動軸８３５に出力された動力は、減速機８４０を介して駆動輪８６０に出力されることになる。なお、図１９の例では、前輪を駆動輪８６０としているが、後輪を駆動輪８６０としてもよく、前輪および後輪を駆動輪８６０としてもよい。

動力分割機構８３０は、サンギヤ８３１、リングギヤ８３２、およびキャリア８３４を回転要素として差動作用を行なう。これらの３つの回転要素は、エンジン８０５のクランクシャフト８０２、ＭＧ１の出力軸および駆動軸８３５の３軸に機械的に連結される。

動力分割機構８３０によって、エンジン８０５が発生する動力は、２経路に分割される。一方は減速機８４０を介して駆動輪８６０を駆動する経路である。もう一方は、ＭＧ１を駆動させて発電する経路である。動力分割機構８３０は、ＭＧ１が発電機として機能するときには、キャリア８３４から入力されるエンジン８０５からの動力を、サンギヤ８３１側と、リングギヤ８３２側にそのギヤ比に応じて分配する。一方、ＭＧ１が電動機として機能するときには、動力分割機構８３０は、キャリア８３４から入力されるエンジン８０５からの動力と、サンギヤ８３１から入力されるＭＧ１からの動力とを統合してリングギヤ８３２に出力する。

ＭＧ１およびＭＧ２は、代表的には、永久磁石モータによって構成された、三相交流回転電機である。

ＭＧ１は、主に発電機として動作して、動力分割機構８３０により分割されたエンジン８０５の駆動力により発電することができる。ＭＧ１により発電された電力は、車両の走行状態や、バッテリ８５０のＳＯＣ（State Of Charge）の状態に応じて使い分けられる。たとえば、通常走行時では、ＭＧ１により発電された電力はそのままＭＧ２を駆動させる電力となる。一方、バッテリ８５０のＳＯＣが予め定められた値よりも低い場合、ＭＧ１により発電された電力は、後述するインバータにより交流から直流に変換される。その後、後述するコンバータにより電圧が調整されてバッテリ８５０に蓄えられる。なお、ＭＧ１は、エンジン始動時にエンジン８０５をモータリングする場合等には、トルク制御の結果として電動機として動作することも可能である。

ＭＧ２は、主に電動機として動作して、バッテリ８５０に蓄えられた電力およびＭＧ１により発電された電力のうちの少なくともいずれかの電力により駆動される。ＭＧ２が発生する動力は、駆動軸８３５へ伝達され、さらに減速機８４０を介して駆動輪８６０に伝達される。これにより、ＭＧ２はエンジン８０５をアシストしたり、ＭＧ２からの駆動力により車両を走行させたりする。

ハイブリッド車両の回生制動時には、減速機８４０を介して駆動輪８６０によりＭＧ２が駆動される。この場合には、ＭＧ２は発電機として動作する。これによりＭＧ２は、制動エネルギを電力に変換する回生ブレーキとして機能する。ＭＧ２により発電された電力は、バッテリ８５０に蓄えられる。

バッテリ８５０は、複数のバッテリセルを一体化したバッテリモジュールを、さらに複数直列に接続して構成された組電池である。バッテリ８５０の電圧は、たとえば２００Ｖ程度である。バッテリ８５０は、ＭＧ１もしくはＭＧ２により発電された電力によって充電することができる。バッテリ８５０の温度・電圧・電流は、電池センサ８５２により検出される。電池センサ８５２は、温度センサ、電圧センサ、電流センサを包括的に標記するものである。

バッテリ８５０への充電電力は、上限値ＷＩＮを超えないように制限される。同様に、バッテリ８５０の放電電力は、上限値ＷＯＵＴを超えないように制限される。上限値ＷＩＮ，ＷＯＵＴは、バッテリ８５０のＳＯＣ、温度、温度の変化率などの種々のパラメータに基づいて定められる。

ＰＭ−ＥＣＵ８７０およびＭＧ−ＥＣＵ８７２は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵して構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに従うソフトウェア処理によって、各センサによる検出値に基づく演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、専用の電子回路等によるハードウェア処理によって、所定の数値演算処理および／または論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

エンジン８０５は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０からの制御目標値に従って制御される。ＭＧ１およびＭＧ２は、ＭＧ−ＥＣＵ８７２により制御される。ＰＭ−ＥＣＵ８７０とＭＧ−ＥＣＵ８７２とは双方向に通信可能に接続される。ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、後述する走行制御によって、エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２の制御目標値（代表的には、トルク目標値）を生成する。

そして、ＭＧ−ＥＣＵ８７２は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０から伝達された制御目標値に従って、ＭＧ１およびＭＧ２を制御する。なお、エンジン８０５は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０からの動作目標値（代表的には、トルク目標値および回転速度目標値）に従って、燃料噴射量や点火タイミング等を制御する。

図２０は、図１９に示したハイブリッド車両に搭載された交流電動機の制御システムの構成例を説明する回路図である。

図２０を参照して、ハイブリッド車両の電気システムには、ＳＭＲ８３０と、コンバータ９００と、ＭＧ１に対応するインバータ９１０と、ＭＧ２に対応するインバータ９２０と、が設けられる。

図２０に示される交流流電動機の制御システムは、図１に示した交流電動機の制御システムを２個の交流電動機ＭＧ１，ＭＧ２を制御するように拡張したものである。バッテリ８５０は、図１の直流電源Ｂに対応し、ＳＭＲ８３０は図１のシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２に対応する。コンバータ９００は、図１の昇圧コンバータ１２と同様に構成されて、電力線ＰＬ上の直流電圧ＶＨ（システム電圧ＶＨ）を、電圧指令値ＶＨｒに従って制御する。

インバータ９１０および９２０の各々は、図１のインバータ１４と同様に構成される。インバータ９１０および９２０の直流側は、共通の電力線ＰＬおよびＧＬと接続される。電力線ＰＬおよびＧＬは、図１の電力線７および５にそれぞれ対応する。したがって、インバータ９１０および９２０は、共通のシステム電圧ＶＨをそれぞれが交流電圧に変換して、ＭＧ１およびＭＧ２へそれぞれ供給する。

ＭＧ１は、星型結線されたＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを固定子巻線として有する。各相コイルの一端は、中性点８１２で互いに接続される。各相コイルの他端は、インバータ９１０の各相アームのスイッチング素子の接続点とそれぞれ接続される。ＭＧ２は、ＭＧ１と同様に、星型結線されたＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを固定子巻線として有する。各相コイルの一端は、中性点８２２で互いに接続される。各相コイルの他端は、インバータ９２０の各相アームのスイッチング素子の接続点とそれぞれ接続される。

ＭＧ−ＥＣＵ８７２は、図１の制御装置３０に対応する。ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ハイブリッド車両８００全体の動作を制御する一環として、ＭＧ１およびＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）およびＴｑｃｏｍ（２）を生成する。ＭＧ−ＥＣＵ８７２は、ＭＧ１およびＭＧ２の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）およびＴｑｃｏｍ（２）となるように、インバータ９１０，９２０を制御する。インバータ９１０および９２０によるＭＧ１制御およびＭＧ２制御の各々は、インバータ１４による交流電動機Ｍ１の制御と同様に実行される。

さらに、ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ＭＧ１，ＭＧ２の動作状態に応じてシステム電圧ＶＨの指令値を設定するとともに、システム電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒとなるように、コンバータ９００を制御する。

ハイブリッド車両８００では、エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２が、プラネタリギヤを介して連結される。このため、エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２の回転速度は、図２１に示すように、共線図において直線で結ばれる関係になる。

ハイブリッド車両８００では、車両状態に適した走行を行うための走行制御が、ＰＭ−ＥＣＵ８７０によって実行される。たとえば、車両発進時および低速走行時には、エンジン８０５を停止した状態で、ＭＧ２の出力によってハイブリッド車両は走行する。このとき、ＭＧ２の回転速度が正になるとともに、ＭＧ１の回転速度が負になる。

定常走行時には、ＭＧ１を用いてエンジン８０５をクランキングするように、ＭＧ１をモータとして作動させることによってＭＧ１の回転速度が正にされる。この場合には、ＭＧ１は、電動機として動作する。そして、エンジン８０５を始動して、エンジン８０５およびＭＧ２の出力によって、ハイブリッド車両は走行する。このように、ハイブリッド車両８００では、エンジン８０５を高効率の動作点で動作させることによって、燃費が向上する。

実施の形態２に従う制御システムでは、ＭＧ１およびＭＧ２の出力トルクは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）およびＴｑｃｏｍ（２）にそれぞれ従って、インバータ９１０，９２０により制御される。インバータ９１０，９２０の各々は、実施の形態１のインバータ１４と同様に制御される。

実施の形態２に従う制御システムでは、システム電圧ＶＨがＭＧ１，ＭＧ２の間で共通なので、これをどのように設定するかが問題となる。

図２２は、複数の交流電動機であるＭＧ１およびＭＧ２のトータル損失を最小とするためのシステム電圧ＶＨの設定を説明する概念図である。

図２２を参照して、（ａ）に示されるように、ＭＧ１に関しては、ＶＨ＝Ｖ１で、ＭＧ１およびインバータ９１０の損失の和が最小になるものとする。このとき、ＭＧ１は、図６および図８に示した動作点４４で動作する。同様に、ＭＧ２に関しては、ＶＨ＝Ｖ２（Ｖ２＞Ｖ１）で、ＭＧ２およびインバータ９２０の損失の和が最小になるものとする。このとき、ＭＧ２は、図６および図８に示した動作点４４で動作する。

したがって、ＭＧ２およびＭＧ１に係る制御システムのトータル損失は、システム電圧ＶＨが、ＭＧ１に対する最適電圧Ｖ１およびＭＧ２に対する最適電圧Ｖ２の間のＶｘであるときに最小となる。このため、特許文献２のように、ＭＧ１およびＭＧ２のそれぞれについて、モータ損失およびインバータ損失の和が最小となる最適電圧Ｖ１，Ｖ２をそれぞれ求めるとともに、これらの最大値に従ってシステム電圧を設定する制御では、制御システムのトータル損失を十分に低減することが困難である。

図２３は、発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の電圧指令値の設定に係る機能ブロック図である。

図２３を図９と比較して、実施の形態２では、ＶＨ指令値設定部５００に代えて設けられたＶＨ指令値設定部５０２によって、電圧指令値ＶＨｒが生成される。ＶＨ指令値設定部５０２は、ベース指令値生成部５１０に代えて設けられたベース指令値生成部５１２と、電流位相制御部５２０に代えて設けられた電流位相制御部５２２と、図９と同様の演算部５５０とを含む。

ベース指令値生成部５１２は、ＭＧ１の回転速度Ｎｍｔ（１）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）と、ＭＧ２の回転速度Ｎｍｔ（２）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）とに基づいて、ベース指令値ｔＶＨを生成する。ベース指令値生成部５１２は、ベース指令値生成部５１０と同様に図１０のｔＶＨマップを用いて、回転速度Ｎｍｔ（１）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）に基づくｔＶＨ（１）と、回転速度Ｎｍｔ（２）およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）に基づくｔＶＨ（２）とを求める。さらに、ベース指令値生成部５１２は、ＭＧ１の動作状態に対応するｔＶＨ（１）と、ＭＧ２の動作状態に対応するｔＶＨ（２）との最大値を、ベース指令値ｔＶＨに設定する。

電流位相制御部５２２は、座標変換部５２５と、電圧偏差算出部５３２と、マップ選択部５３６と、抽出部５３８と、制御演算部５４０とを有する。

マップ選択部５３６は、ＭＧ１およびＭＧ２のそれぞれについて、負荷率Ｌｆｃ（１）およびＬｆｃ（２）に基づいて、負荷レベルＬＶＬ（１）およびＬＶＬ（２）を設定する。

ＭＧ１およびＭＧ２の負荷率Ｌｆｃ（１）およびＬｆｃ（２）は、下記（６），(７）式に従って算出される。

Ｌｆｃ（１）＝Ｐｍ（１）／Ｐｍａｘ（１）
＝Ｔｑｃｏｍ（１）・Ｎｍｔ（１）／Ｐｍａｘ（１） …（６）
Ｌｆｃ（２）＝Ｐｍ（２）／Ｐｍａｘ（２）
＝Ｔｑｃｏｍ（２）・Ｎｍｔ（２）／Ｐｍａｘ（２） …（７）
式（６），（７）において、Ｐｍ（１）およびＰｍ（２）はＭＧ１およびＭＧ２の出力電力を示し、Ｐｍａｘ（１）およびＰｍａｘ（２）はＭＧ１およびＭＧ２の最大出力電力定格を示す。すなわち、負荷率Ｌｆｃ（１），Ｌｆｃ（２）は、ＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれにおける負荷率Ｌｆｃに相当する。

マップ選択部５３６は、式（８），（９）によって定義される、負荷率Ｌｆｃ（１）およびＬｆｃ（２）の相対比である負荷比Ｌｍｇｆ（１），Ｌｍｇｆ（２）に従って、ＭＧ１およびＭＧ２の負荷レベルＬＶＬ（１），ＬＶＬ（２）を設定する。

Ｌｍｇｆ（１）＝Ｌｆｃ（１）／Ｌｆｃ（２） …（８）
Ｌｍｇｆ（２）＝Ｌｆｃ（２）／Ｌｆｃ（１） …（９）
マップ選択部５３６は、ＭＧ１の負荷比Ｌｍｇｆ（１）に基づいて、負荷レベルＬＶＬ（１）を設定するとともに、ＭＧ２の負荷比Ｌｍｇｆ（２）に基づいて、負荷レベルＬＶＬ（２）を設定する。

図２４に例示するように、負荷比Ｌｍｇｆ（１）に応じて、負荷レベルＬＶＬ（１）は０〜３の４段階に設定される。同様に、負荷比Ｌｍｇｆ（２）に応じて、負荷レベルＬＶＬ（２）は０〜３の４段階に設定される。

ＭＧ１，ＭＧ２の負荷比Ｌｍｇｆ（１），Ｌｍｇｆ（２）により、相対的に負荷が高いＭＧにおいて、負荷レベルＬＶＬが高く設定される。

座標変換部５２５は、ＭＧ１のモータ電流（三相電流）および回転角に基づいて、ＭＧ１のｄ軸電流Ｉｄ（１）およびｑ軸電流Ｉｑ（１）を算出する。さらに、座標変換部５２５は、ＭＧ２のモータ電流（三相電流）および回転角に基づいて、ＭＧ２のｄ軸電流Ｉｄ（２）およびｑ軸電流Ｉｑ（２）を算出する。

電圧偏差算出部５３２は、ＭＧ１およびＭＧ２の各々について電圧偏差算出部５３１と同様の処理を実行することにより、ＭＧ１の電圧偏差ΔＶＨ＊（１）およびＭＧ２のΔＶＨ＊（２）を算出する。

具体的には、電圧偏差算出部５３２は、ＭＧ１の負荷レベルＬＶＬ（１）に応じて、電圧偏差算出部５３１と同様に、目標電流位相ラインおよびこれに対応する電圧偏差マップを選択する。さらに、電圧偏差算出部５３２は、負荷レベルＬＶＬ（１）に応じて選択された電圧偏差マップを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ（１）およびｑ軸電流Ｉｑ（１）によって規定される電流位相（ｄ−ｑ平面）に応じて、ＭＧ１に対応する電圧偏差ΔＶＨ＊（１）を算出する。

電圧偏差算出部５３２は、ＭＧ２についても同様に、負荷レベルＬＶＬ（２）に応じて目標電流位相ラインおよび電圧偏差マップを選択するとともに、選択された電圧偏差マップを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ（２）およびｑ軸電流Ｉｑ（２）によって規定される電流位相（ｄ−ｑ平面）に応じて電圧偏差ΔＶＨ＊（２）を算出する。

なお、負荷レベルＬＶＬ（１），ＬＶＬ（２）の各々に対する、目標電流位相ラインおよびこれに対応する電圧偏差マップの選択は、実施の形態１の変形例で説明したのと同様に実行される。

抽出部５３８は、電圧偏差算出部５３２がＭＧ１およびＭＧ２のそれぞれについて算出した電圧偏差ΔＶＨ＊（１）およびΔＶＨ＊（２）のうちの最大値を抽出して、電圧偏差ΔＶＨ＊とする。制御演算部５４０は、実施の形態１で説明したのと同様に、電圧偏差ΔＶＨ＊に基づく制御演算（ＰＩ演算）によって、ＶＨ補正値ＶＨｈを算出する。

演算部５５０の機能は、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
図２５は、実施の形態２に従うシステム電圧の電圧指令値の設定に係る制御処理を説明するためのフローチャートである。図２５に示された制御処理が、制御装置３０によって所定周期で実行されることにより、図２３に示したＶＨ指令値設定部５０２の機能が実現される。

図２５を参照して、制御装置３０は、実施の形態１（図１２）におけるステップＳ１００と同等の処理を実行するために、ステップＳ１０１〜Ｓ１０５を実行する。

制御装置３０は、ステップＳ１０１では、ＭＧ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）および回転速度Ｎｍｔ（１）に基づいて、実施の形態１で示したｔＶＨマップ（図１０）を用いて、ＭＧ１に対応したベース指令値ｔＶＨ（１）を算出する。同様に、制御装置３０はステップＳ１０２により、ＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）および回転速度Ｎｍｔ（２）に基づいて、ＭＧ２に対応したベース指令値ｔＶＨ（２）を算出する。

制御装置３０は、ステップＳ１０３により、ｔＶＨ（１）およびｔＶＨ（２）を比較する。制御装置３０は、ｔＶＨ（１）≧ｔＶＨ（２）のときには（Ｓ１０３のＹＥＳ判定時）、ｔＶＨ＝ｔＶＨ（１）に設定する一方で（ステップＳ１０４）、ｔＶＨ（１）＜ｔＶＨ（２）のときには（Ｓ１０３のＮＯ判定時）、ｔＶＨ＝ｔＶＨ（２）に設定する（ステップＳ１０５）。これにより、ｔＶＨ（１）およびｔＶＨ（２）のうちの最大値が、ＭＧ１，ＭＧ２全体でのベース指令値ｔＶＨに設定される。このように、ステップＳ１０１〜Ｓ１０５による処理によって、図２３に示したベース指令値生成部５１２の機能が実現される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１５０により、ＭＧ１およびＭＧ２の各々について電圧偏差マップを選択する。

図２６には、ステップＳ１５０による制御処理の詳細が示される。
図２６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１５１により、式（６），（７）に従って、ＭＧ１およびＭＧ２について、出力電力Ｐｍ（１），Ｐｍ（２）から負荷率Ｌｆｃ（１），Ｌｆｃ（２）を算出する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１５２，Ｓ１５３により、式（８），（９）に従って、ＭＧ１およびＭＧ２の負荷比Ｌｍｇｆ（１），Ｌｍｇｆ（２）を算出する。これにより、ＭＧ１およびＭＧ２の負荷が比較されて、相対的に負荷が高いＭＧにおいて負荷比が高く設定されることになる。

制御装置３０は、ステップＳ１５４では、図２４に例示したマップを用いて、負荷比Ｌｍｇｆ（１）からＭＧ１の負荷レベルＬＶＬ（１）を設定する。実施の形態１の変形例で説明したのと同様に、負荷レベルＬＶＬ（１）に基づいて、ＭＧ１の負荷状態に応じた目標電流位相ライン（図１５）およびこれに対応した電圧偏差マップが選択される。

同様に、制御装置３０は、ステップＳ１５５により、負荷比Ｌｍｇｆ（２）からＭＧ２の負荷レベルＬＶＬ（２）を設定する。これにより、ＭＧ１と同様に、ＭＧ２についても、負荷レベルＬＶＬ（２）に基づいて、負荷状態に応じた目標電流位相ライン（図１５）およびこれに対応した電圧偏差マップが選択される。図２６に示したステップＳ１５１〜Ｓ１５５による処理によって、図２３のマップ選択部５３６の機能が実現される。

再び図２５を参照して、制御装置３０は、実施の形態１（図１２）におけるステップＳ２００と同等の処理を実行するために、ステップＳ２０１〜Ｓ２０５を実行する。

制御装置３０は、ステップＳ２０１により、ＭＧ１のｄ軸電流Ｉｄ（１）およびｑ軸電流Ｉｑ（１）によって規定される電流位相に応じて、電圧偏差ΔＶＨ＊（１）を算出する。これにより、負荷レベルＬＶＬ（１）に基づいて選択された電圧偏差マップを用いて、ＭＧ１の電流位相を負荷状態に応じた目標電流位相ラインに近付けるための電圧偏差ΔＶＨ＊（１）が算出される。

制御装置３０は、ステップＳ２０２により、ＭＧ２のｄ軸電流Ｉｄ（２）およびｑ軸電流Ｉｑ（２）によって規定される電流位相に応じて、電圧偏差ΔＶＨ＊（２）を算出する。これにより、負荷レベルＬＶＬ（２）に基づいて選択された電圧偏差マップを用いて、ＭＧ２の電流位相を負荷状態に応じた目標電流位相ラインに近付けるための電圧偏差ΔＶＨ＊（２）が算出される。ステップＳ２０１〜Ｓ２０２による処理によって、図２３の電圧偏差算出部５３２の機能が実現される。

制御装置３０は、ステップＳ２０３により、ステップＳ２０１で算出された電圧偏差ΔＶＨ＊（１）とステップＳ２０２で算出されたΔＶＨ＊（２）とを比較する。そして、制御装置３０は、ΔＶＨ＊（１）≧ΔＶＨ＊（２）のとき（Ｓ２０３のＹＥＳ判定時）には、ＭＧ１，ＭＧ２全体の電圧偏差ΔＶＨ＊＝ΔＶＨ＊（１）に設定する（ステップＳ２０４）。一方、制御装置３０は、ΔＶＨ＊（１）＜ΔＶＨ＊（２）のとき（Ｓ２０３のＮＯ判定時）にはΔＶＨ＊＝ΔＶＨ＊（２）に設定する（ステップＳ２０５）。すなわち、ΔＶＨ＊（１）およびΔＶＨ＊（２）のうちの最大値に従って、ＭＧ１およびＭＧ２全体での電圧偏差ΔＶＨ＊が設定される。ステップＳ２０３〜Ｓ２０５による処理によって、図２３の抽出部５３８の機能が実現される。

さらに、制御装置３０は、図１２と同様のステップＳ３００およびＳ４００により、電圧指令値ＶＨｒを設定する。

このように設定された電圧指令値ＶＨｒに従って、昇圧コンバータ１２は、システム電圧ＶＨを制御する。ＶＨ制御部６００による昇圧コンバータ１２の制御内容は実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

このように、本実施の形態２に従う交流電動機の制御システムでは、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が共通である複数のインバータによって複数の交流電動機が制御される構成を有する電動車両において、複数の交流電動機の電流位相をそれぞれ負荷状態に応じた目標電流位相に近付けるようにシステム電圧を設定することができる。これにより、各交流電動機の負荷状態の変化に追従させて、制御システム全体の損失を低減するようにシステム電圧ＶＨを設定することができる。

なお、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムの適用は、例示した電動車両の走行用電動機の制御に限定されるものではない。本実施の形態に従う交流電動機の制御システムは、コンバータによって直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が可変制御されるインバータによって、矩形波電圧制御の適用を伴って交流電動機を制御する構成であれば、パワートレーンの構成を限定することなく任意の電動車両に対して適用可能であり、かつ、電動車両以外に用いられる交流電動機に対しても適用可能である。

特に、実施の形態２に従う交流電動機の制御システムの適用は、図１９に示したハイブリッド車両に限定されるものではない。すなわち、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が共通である複数のインバータによって、複数の交流電動機がそれぞれ制御される構成であれば、実施の形態２に従う交流電動機の制御システムによって、任意の交流電動機を制御対象とすることが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５，６，７，ＰＬ 電力線、１０ 電圧センサ、１０ 直流電圧発生部♯、１１，２４ 電流センサ、１２，９００ 昇圧コンバータ、１４，９１０，９２０ インバータ、１５，１６，１７ 上下アーム、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、４２ 最適電流位相ライン、４３ モード切換ライン、４４ 動作点（損失最小）、４５〜４９ ライン、５１，５１ａ〜５１ｄ 目標電流位相ライン、５２〜５５，５２ｂ〜５５ｂ，５２ｃ〜５５ｃ 位相ライン、６１，６２ 電流ベクトル先端、１００ 制御システム、５００，５０１，５０２ ＶＨ指令値設定部、５１０，５１２ ベース指令値生成部、５２０，５２１，５２２ 電流位相制御部、５２５ 座標変換部、５３０，５３１，５３２ 電圧偏差算出部、５３５，５３６ マップ選択部、５３８ 抽出部、５４０ 制御演算部、５５０ 演算部、６００ ＶＨ制御部、８００ ハイブリッド車両、８０２ クランクシャフト、８０５ エンジン、８１２，８２２ 中性点、８３０ 動力分割機構、８３１ サンギヤ、８３２ リングギヤ、８３３ ピニオンギヤ、８３４ キャリア、８３５ リングギヤ軸、８３５ 駆動軸、８４０ 減速機、８５０ バッテリ、８５２ 電池センサ、８６０ 駆動輪、９００ コンバータ、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｄｃｏｍ 電流指令値、Ｋｍｄ 変調度、Ｌ１ リアクトル、ＬＶＬ，ＬＶＬ（１），ＬＶＬ（２） 負荷レベル、Ｌｆｃ，Ｌｆｃ（１），Ｌｆｃ（２） 負荷率、Ｌｍｇｆ，Ｌｍｇｆ（１），Ｌｍｇｆ（２） 負荷比、Ｍ１，ＭＧ１，ＭＧ２ 交流電動機、Ｎｍｔ モータ回転速度、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｑｃｏｍ，Ｔｑｃｏｍ（１），Ｔｑｃｏｍ（２） トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＨｈ ＶＨ補正値、ＶＨｒ 電圧指令値（ＶＨ）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（モータ電流）、ｔＶＨ ベース指令値。

Claims (6)

1. 電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように直流電源および前記電力線の間で直流電力変換を実行するように構成された昇圧コンバータと、
   前記電力線上の直流電圧を交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記インバータから前記交流電動機に矩形波電圧を印加するとともに当該矩形波電圧の電圧位相によって前記交流電動機の出力トルクを制御する矩形波電圧制御の適用時に、前記交流電動機に流れるモータ電流のｄ−ｑ軸平面上における電流位相に応じて前記電圧指令値を修正するように構成された電圧指令値設定部とを備え、
   前記電圧指令値設定部は、前記電流位相が目標電流位相ラインよりも進角側にあるときには前記直流電圧を上昇させるように前記電圧指令値を修正する一方で、前記電流位相が目標電流位相ラインよりも遅角側にあるときには前記直流電圧を低下させるように前記電圧指令値を修正し、
   前記目標電流位相ラインは、前記ｄ−ｑ軸平面上において、前記モータ電流の同一振幅に対して出力トルクが最大となる電流位相の集合である最適電流位相ラインよりも進角側に設定される、交流電動機の制御システム。
2. 前記電圧指令値設定部は、前記交流電動機の負荷状態に応じて前記目標電流位相ラインを変化させるように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 前記電圧指令値設定部は、前記交流電動機の負荷が低くなるほど前記目標電流位相ラインを前記最適電流位相ラインよりも進角側に変化させる一方で、前記交流電動機の負荷が高くなるほど前記目標電流位相ラインを前記最適電流位相ラインに近付けるように構成される、請求項２記載の交流電動機の制御システム。
4. 前記制御システムは、共通の前記電力線に対して、複数個の前記交流電動機が複数個の前記インバータをそれぞれ経由して電気的に接続されるように構成され、
   前記電圧指令値設定部は、
   複数個の前記交流電動機の各々について、前記交流電動機毎に当該交流電動機の負荷状態に応じて設定された前記目標電流位相ラインと現在の前記電流位相との差に応じて電圧修正量を算出するための算出部と、
   複数個の前記交流電動機のそれぞれに対する前記電圧修正量のうちの最大値に基づいて、前記電圧指令値を修正するための修正部とを含む、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記電圧指令値設定部は、複数個の前記交流電動機の間の負荷比に応じて、相対的に負荷が低い前記交流電動機の前記目標電流位相ラインを進角側に設定する一方で、相対的に負荷が高い前記交流電動機の前記目標電流位相ラインを遅角側に設定する、請求項４記載の交流電動機の制御システム。
6. 前記インバータから前記交流電動機にパルス幅変調制御に従った交流電圧を印加するパルス幅変調制御の適用時には、前記モータ電流のフィードバック制御によって前記交流電動機の出力トルクが制御され、
   前記フィードバック制御における電流指令値は、前記最適電流位相ライン上の電流位相を有するように設定される、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。

Images