JP5645083B2

JP5645083B2 - 回転電機制御装置

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Publication number: JP5645083B2
Application number: JP2011143292A
Authority: JP
Inventors: 崇臣関谷; スブラタサハ; 中村　充; 充中村; 有礼島田
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin AW Co Ltd
Priority date: 2011-06-28
Filing date: 2011-06-28
Publication date: 2014-12-24
Anticipated expiration: 2031-06-28
Also published as: CN103563237B; WO2013002043A1; CN103563237A; JP2013013198A; DE112012001311T5; US9106174B2; US20140232304A1

Description

本発明は、蓄電装置を備えた直流電源部と交流の回転電機との間に介在されて、直流電源部の直流電力と回転電機の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。

化石燃料の消費による環境負荷を軽減するべく、交流の回転電機により駆動される電気自動車や、交流の回転電機及び内燃機関により駆動されるハイブリッド自動車が提案されている。このような電気自動車やハイブリッド自動車では、回転電機と、回転電機に電力を供給するバッテリとが接続される。回転電機は、車両の駆動源となる電動機としての機能に留まらず、車両や内燃機関などの運動エネルギーにより発電を行う発電機としての機能も併せ持っている。回転電機により発電された電力は、バッテリに回生されて蓄電される。尚、このようなバッテリは直流電源であるから、バッテリと回転電機との間には、一般的に、直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータが備えられる。

ところで、バッテリと回転電機の間、より具体的にはバッテリとインバータとの間には、開閉装置（コンタクタ）が備えられている場合がある。コンタクタが閉状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）とが電気的に接続され、コンタクタが開状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）との電気的接続が遮断される。例えば、車両のメインスイッチがオフ状態となった場合や、車両の安全を確保する必要が生じた場合などに、このコンタクタが開状態となる。この場合、回転電機からインバータを介してバッテリへ回生される電力がコンタクタによって遮断される。このため、例えばコンタクタとインバータとの間に備えられる平滑コンデンサに当該電力が蓄えられ、インバータに印加される直流電圧が上昇する。特開２００９−２３２６５２号公報（特許文献１）には、バッテリと回転電機との間の接続が解除された際に、回転電機のトルクがゼロとなるようにインバータを制御して回生電力を低下させ、平滑コンデンサの電圧上昇を抑制する回転電機制御装置が開示されている（第５２段落等）。

一方、近年、回転電機制御装置の省スペース化や低コスト化を実現するため、平滑コンデンサの容量を小さくすることが要求されている。平滑コンデンサの容量が小さくなると、コンタクタが開状態となった際に電圧が速く上昇することになる。従って、特許文献１に比べてさらに回生電力を抑制することが望まれる。

特開２００９−２３２６５２号公報

上記背景に鑑みて、インバータを備えた回転電機駆動装置と直流電源部との接続が遮断された場合に、回転電機からインバータを介して回生される回生電力を迅速に低減させることが望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
蓄電装置を備えた直流電源部と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源部の直流電力と前記回転電機の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間において、当該直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
前記インバータ制御部は、前記直流電源部と前記インバータとの接続が遮断状態であることを判定し、当該遮断状態と判定した場合には、前記回転電機の回生トルクがゼロとなるように前記インバータを制御するゼロトルク制御を実行すると共に、前記ゼロトルク制御におけるトルク指令を維持しつつ前記電機子電流が増加するように、前記界磁電流を変化させる高損失制御を実行するものであり、前記駆動電流を減少させてゼロに近づけていきながら前記界磁電流の絶対値を増加させて前記電機子電流を増加させ、前記駆動電流がゼロに達した後は、前記駆動電流をゼロに維持したまま前記界磁電流がゼロとなるまで前記界磁電流を減少させる点にある。

回転電機の回生トルクがゼロとなるようにインバータを制御するゼロトルク制御を実行することによって回生電力を抑制することができる。また、ゼロトルク制御におけるトルク指令を維持しつつ電機子電流が増加するように界磁電流を変化させる高損失制御を実行することによって、回生電力が余分に消費され、さらに回生電力を抑制することができる。その結果、インバータを備えた回転電機駆動装置と直流電源部との接続が遮断された場合に、回転電機からインバータを介して回生される回生電力を迅速に低減させることが可能となる。

一般的に、トルク指令を変動させる場合には、制御の追従性を確保したり、急激な変化に伴う振動を抑制したりするためにトルク変化率に制限が設けられる。しかし、直流電源部とインバータとの接続が遮断状態となった場合は、速やかに回生電力を低下させるために、回生トルクも速やかに低下することが好ましい。このため、制御が追従可能な範囲内で大きいトルク変化率が許容されると好適である。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、前記遮断状態での前記ゼロトルク制御の実行に際して、前記回転電機の回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率の制限値を、前記直流電源部と前記インバータとの接続が維持されている状態でのトルク変化率の制限値よりも大きい値に設定すると好適である。

上述したように、トルク指令を変動させる場合には、制御の追従性を確保したり、急激な変化に伴う振動を抑制したりするためにトルク変化率に制限が設けられる場合が多い。このトルク変化率は、回転電機の回転速度に応じて異なる値を採り得るが、通常の制御においては定数値が用いられることが多い。しかし、直流電源部とインバータとの接続が遮断状態となった場合は、速やかに回生電力を低下させることが好ましい。従って、制御が追従可能な範囲内で大きいトルク変化率で回転電機の回生トルクがゼロとなるようにインバータを制御することが好適である。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、前記遮断状態での前記ゼロトルク制御の実行に際して、前記回転電機の回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率を、前記回転電機の回転速度に応じて可変設定すると好適である。

ところで、ゼロトルク制御を実行すると共に高損失制御を実行した場合であっても、回生電力の大きさが回転電機駆動装置の許容量に達する可能性がある。この許容量は、例えば、インバータの直流電圧（正負両極間電圧）によって判定することが可能である。そして、その判定結果に応じて、回転電機駆動装置の安全が確保されると好適である。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記インバータが、複数のスイッチング素子を有すると共に前記スイッチング素子のそれぞれに並列接続されたフリーホイールダイオードを有して構成され、前記インバータ制御部は、前記遮断状態となった後にも前記インバータの直流正負両極間における接続が維持されている平滑コンデンサの端子間電圧が、所定の過電圧しきい値以上となった場合に、前記インバータを構成する全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御を実行すると好適である。

回転電機駆動装置の構成例を模式的に示すブロック図ゼロトルク制御及び回生電力抑制処理の原理を電流ベクトル空間において模式的に示す説明図回生電力抑制処理を含む制御全体の処理の流れを示すフローチャート回生電力抑制処理の流れを示すフローチャート高損失制御処理の流れを示すフローチャート収束処理の流れを示すフローチャート回転電機駆動装置の他の構成例を模式的に示すブロック図回転電機駆動装置の他の構成例を模式的に示すブロック図

以下、いわゆる２モータスプリット方式のハイブリッド車両用の駆動装置（回転電機駆動装置）を制御する回転電機制御装置に本発明を適用した場合を例として、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。このハイブリッド車両は、駆動力源として不図示の内燃機関と一対のモータ（回転電機）ＭＧ１，ＭＧ２とを備える。また、ハイブリッド車両の駆動装置は、当該内燃機関の出力を、第１モータＭＧ１側と、車輪及び第２モータＭＧ２側とに分配する動力分配用の差動歯車装置（不図示）を備えて構成されている。本実施形態において、駆動装置１（回転電機駆動装置）は、２つのモータＭＧ１，ＭＧ２を駆動するための装置として構成されている。ここで、第１モータＭＧ１及び第２モータＭＧ２は、いずれも多相交流（ここでは３相交流）により動作する交流のモータであって、埋込磁石構造の同期モータ（IPMSM : interior permanent magnet synchronous motor）である。これらのモータＭＧ１，ＭＧ２は、必要に応じてモータとしても発電機（ジェネレータ）としても動作する。以下、特に両モータを区別する必要がある場合を除き、単にモータＭＧと称して説明する。

第１モータＭＧ１及び第２モータＭＧ２は、図１に示すように、駆動装置１を介してバッテリ３（直流電源部）に電気的に接続されている。また、駆動装置１とバッテリ３とは、コンタクタ２（開閉装置）を介して電気的に接続されている。コンタクタ２が閉状態において駆動装置１とバッテリ３とが電気的に接続され、コンタクタ２が開状態においてバッテリ３と駆動装置１との電気的接続が遮断される。例えば、車両のメインスイッチがオフ状態となった場合や、車両の安全を確保する必要が生じた場合などに、このコンタクタ２が開状態となる。

駆動装置１は、第１モータＭＧ１に対応する第１インバータ５Ａと、第２モータＭＧ２に対応する第２インバータ５Ｂとの２つのインバータを備えている。以下、特に２つのインバータ５Ａ，５Ｂを区別する必要がある場合を除き、インバータ５と称して説明する。また、本実施形態では、駆動装置１は、２つのインバータ５（５Ａ，５Ｂ）に共通の１つのコンバータ４を備えている。コンバータ４は、２つのインバータ５（５Ａ，５Ｂ）に共通のシステム電圧Ｖｄｃとバッテリ３の電圧との間で直流電力（電圧）を変換するための電圧変換装置である。また、駆動装置１は、バッテリ３の正負両極間の電圧を平滑化する第１平滑コンデンサＱ１と、インバータ５の直流電圧であるシステム電圧Ｖｄｃを平滑化する第２平滑コンデンサＱ２とを備えている。

第２平滑コンデンサＱ２の端子間電圧、即ちインバータ５の直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）は、電圧センサ６２により検出されて制御装置１０（回転電機制御装置）のインバータ制御部１１へ提供される。バッテリ３は、コンバータ４及び２つのインバータ５Ａ，５Ｂを介してモータＭＧ１，ＭＧ２に電力を供給可能であると共に、モータＭＧ１，ＭＧ２が発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。即ち、本実施形態におけるバッテリ３は、本発明における「蓄電装置を備えた直流電源部」に相当する。このようなバッテリ３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。尚、バッテリ３とコンバータ４とを合わせて、本発明における「蓄電装置を備えた直流電源部」に対応させてもよい。この場合、コンバータ４を構成するスイッチング素子をオフ状態とすることで実質的にバッテリ３及びコンバータ４と、インバータ５との電気的な接続を遮断することが可能であるから、コンタクタ２に加えてコンバータ４もコンタクタ（開閉装置）の機能を備えることになる。

コンバータ４は、バッテリ３の直流電圧を変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成するＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。なお、モータＭＧ１，ＭＧ２が発電機として機能する際には、システム電圧Ｖｄｃを降圧してバッテリ３に供給し、当該バッテリ３を充電する。コンバータ４は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対してそれぞれ整流部の通流方向が互いに逆方向となるように並列接続された（逆並列接続された）フリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２とを備えて構成されている。ここでは、コンバータ４は、スイッチング素子として、直列に接続された一対の上アーム素子Ｅ１及び下アーム素子Ｅ２を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２として、本例では、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いる。ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。これは、以下で説明するインバータ５のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４についても同様である。

スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のそれぞれは、制御装置１０から出力される制御信号Ｓ１，Ｓ２に従って動作する。本実施形態では、制御信号Ｓ１、Ｓ２は、各スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のスイッチングを制御するスイッチング制御信号、より詳しくは、各スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、コンバータ４は、バッテリ３の出力電圧を所望のシステム電圧Ｖｄｃまで昇圧し、インバータ５に供給する。尚、コンバータ４による昇圧を行わない場合には、システム電圧Ｖｄｃはバッテリ３の電圧と等しくなる。

第１インバータ５Ａは、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力と第１モータＭＧ１の交流電力との間の電力変換を行う。第２インバータ５Ｂは、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力と第２モータＭＧ２の交流電力との間の電力変換を行う。第１インバータ５Ａ及び第２インバータ５Ｂは、ブリッジ回路により構成され、それぞれ複数組のスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８、及びＥ９〜Ｅ１４を備えている。

第１インバータ５Ａ及び第２インバータ５Ｂは、それぞれ第１モータＭＧ１及び第２モータＭＧ２の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれのレッグについて一対のスイッチング素子を備えて構成されている。具体的には、Ｕ相は、上アーム素子Ｅ３及び下アーム素子Ｅ４からなるレッグ、上アーム素子Ｅ９及び下アーム素子Ｅ１０からなるレッグにより構成される。Ｖ相は、上アーム素子Ｅ５及び下アーム素子Ｅ６からなるレッグ、上アーム素子Ｅ１１及び下アーム素子Ｅ１２からなるレッグにより構成される。Ｗ相は、上アーム素子Ｅ７及び下アーム素子Ｅ８からなるレッグ、上アーム素子Ｅ１３及び下アーム素子Ｅ１４からなるレッグにより構成される。これらのスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４として、本実施形態ではＩＧＢＴを用いる。また、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４には、それぞれフリーホイールダイオードＤ３〜Ｄ１４が、逆並列接続されている。

スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４のそれぞれは、制御装置１０のインバータ制御部１１から出力されるスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ１４に従って動作する。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ１４は、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４のゲートを駆動するゲート駆動信号である。インバータ５は、システム電圧Ｖｄｃの直流電力を交流電力に変換してモータＭＧに供給し、不図示の走行制御ＥＣＵ（electronic control unit）などの上位の制御装置から提供される目標トルクＴＭ（ＴＭ１，ＴＭ２）に応じたトルクをモータＭＧに出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ１４に従って、後述するパルス幅変調制御モード（以下適宜「ＰＷＭ制御モード」と称す。）や矩形波制御モード等の制御モードに従ったスイッチング動作を行う。また、インバータ５は、モータＭＧが発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換してコンバータ４を介してバッテリ３へ回生する。

インバータ５とモータＭＧの各相のコイルとの間を流れる実電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２は電流センサ６３（６３Ａ，６３Ｂ）により検出され制御装置１０へ出力される。尚、本例では、３相全ての電流を検出する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流をセンサで検出し、制御装置１０において残りの１相の電流を演算により求めてもよい。また、モータＭＧのロータの各時点での磁極位置θ（θ１，θ２）は、回転センサ６５（６５Ａ，６５Ｂ）により検出され、制御装置１０へ出力される。回転センサ６５は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θ１、θ２は、電気角上でのロータの回転角度を表している。

駆動装置１の制御を行う制御装置１０の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウエア又はソフトウエア（プログラム）或いはその両方により構成されている。本実施形態では、制御装置１０は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ５Ａ，５Ｂを介してモータＭＧ１，ＭＧ２を制御するインバータ制御部１１を備えて構成される。制御装置１０は、他の機能部として、例えばコンバータ４を制御して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する直流電圧変換制御を行う不図示のコンバータ制御部も有している。

インバータ制御部１１は、インバータ５を構成するスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、少なくともパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御）との２つの制御形態を有している。また、インバータ制御部１１は、ステータの界磁制御の形態として、モータ電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、モータ電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御、及び、トルクに寄与しない界磁電流を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。

本実施形態では、モータＭＧの回転に動機して回転する２軸の直交ベクトル空間（直交座標系）における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行してモータＭＧを制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸との２軸の直交ベクトル空間において電流フィードバック制御を行う。インバータ制御部１１は、制御対象となるモータＭＧの目標トルクＴＭに基づいてトルク指令Ｔ^＊を決定し、ｄ軸及びｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を決定する。そして、インバータ制御部１１は、電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊とモータＭＧの各相のコイルとの間を流れる実電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２との偏差を求めて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）や比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行い、最終的に３相の電圧指令を決定する。この電圧指令に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ１４が生成される。モータＭＧの実際の３相空間（２次元平面上の３軸座標系）と２軸の直交ベクトル空間（２軸の直交座標系）との間の相互の座標変換は、回転センサ６５により検出された磁極位置θに基づいて行われる。また、モータＭＧの回転速度ω（角速度）や回転数Ｎ［ｒｐｍ］は、回転センサ６５（６５Ａ，６５Ｂ）の検出結果より導出される。

ところで、上述したように、本実施形態では、インバータ５のスイッチング形態には、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとがある。ＰＷＭ制御は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のインバータ５の出力電圧波形であるＰＷＭ波形が、上アーム素子がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で略正弦波状となるように、各パルスのデューティが設定される制御である。公知の正弦波ＰＷＭ（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : space vector PWM）、過変調ＰＷＭ制御などが含まれる。本実施形態においては、ＰＷＭ制御では、直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流（ｄ軸電流）と駆動電流（ｑ軸電流）との合成ベクトルである電機子電流を制御してインバータ５を駆動制御する。つまり、インバータ制御部１１は、ｄ−ｑ軸ベクトル空間における電機子電流の電流位相角（ｑ軸電流ベクトルと電機子電流ベクトルとの為す角）を制御してインバータ５を駆動制御する。従って、ＰＷＭ制御は、電流位相制御とも称される。

これに対して、矩形波制御（１パルス制御）は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータ５を制御する方式である。３相交流電力の電圧位相とは、３相の電圧指令値の位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ５の各スイッチング素子のオン及びオフがモータＭＧの電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。本実施形態においては、矩形波制御は、３相電圧の電圧位相を制御することによってインバータ５を駆動するので、電圧位相制御と称される。

また、上述したように、本実施形態では界磁制御の形態として、通常界磁制御と、界磁調整制御とを有している。最大トルク制御や最大効率制御などの通常界磁制御は、モータＭＧの目標トルクＴＭに基づいて設定される基本的な電流指令値（ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令）を用いた制御形態である。これに対して、弱め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を弱めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令を調整する制御形態である。また、強め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を強めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令を調整する制御形態である。弱め界磁制御や強め界磁制御などの際には、このようにｄ軸電流が調整されるが、ここでは、この調整値を界磁調整電流と称する。

上述したように、モータＭＧは、目標トルクに応じて電流位相制御、電圧位相制御により駆動制御される。ところで、モータＭＧが駆動中に車両のメインスイッチがオフ状態となったり、車両の安全を確保する必要が生じたりした場合には、コンタクタ２が開状態となり、バッテリ３（直流電源部）とインバータ５との接続が遮断される。また、この際、コンバータ４がシャットダウンされ、上アーム素子Ｅ１、下アーム素子Ｅ２が共にオフ状態となる。ここで、モータＭＧの回転が続くと、モータＭＧにより発電された電力がバッテリ３まで回生されず、インバータ５の直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を平滑する第２平滑コンデンサＱ２に充電される。この充電により、第２平滑コンデンサＱ２の端子間電圧、つまりシステム電圧Ｖｄｃが上昇する。システム電圧Ｖｄｃがインバータ５の耐圧、つまりスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４の耐圧を超えないように、以下に詳述する回生電力抑制処理が実行される。

本実施形態では、第１モータＭＧ１、第２モータＭＧ２の少なくとも一方が回生運転中であり、その回生電力が力行電力を上回ってインバータ５を介してバッテリ３の方向へ回生されている状態で、コンタクタ２が開状態となった場合を例として説明する。また、ここでは、回生運転中のモータＭＧが、ＰＷＭ制御モードで制御されている場合を例として説明する。

図２は、電流ベクトル空間（電流ベクトルを表す直交座標系）を示している。図２において、曲線１００（１０１〜１０３）は、それぞれモータＭＧが、あるトルクを出力する電機子電流のベクトル軌跡を示す等トルク線である。等トルク線１０１よりも等トルク線１０２の方が低トルクであり、さらに等トルク線１０２よりも等トルク線１０３の方が低トルクである。曲線２００（２０１〜２０４）は、定電流円を示しており、曲線３００は電圧速度楕円（電圧制限楕円）を示している。低電流円は、電機子電流が一定値となるベクトル軌跡である。電圧速度楕円は、モータＭＧの回転速度及びインバータ５の直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）の値に応じて設定可能な電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である。電圧速度楕円３００の大きさは、システム電圧ＶｄｃとモータＭＧの回転速度ω（又は回転数Ｎ）とに基づいて定まる。具体的には、電圧速度楕円３００の径はシステム電圧Ｖｄｃに比例し、モータＭＧの回転速度ωに反比例する。電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊は、このような電流ベクトル空間において定電流円２００内に存在する等トルク線１００の線上の動作点における値として設定される。後述する電流指令マップは、このような電流ベクトル空間に基づいて規定されたマップである。

ここで、モータＭＧが等トルク線１０１上の動作点Ｐ１で回生動作しており、コンタクタ２が閉状態から開状態となり、コンバータ４もシャットダウンしたとする。インバータ制御部１１は、第２平滑コンデンサＱ２の端子間電圧の上昇が予測されると、回生電力抑制処理を実行する。インバータ制御部１１は、回生電力抑制処理として、まず、目標トルクＴＭをゼロに設定してモータＭＧの回生トルクがゼロとなるようにインバータ５を制御するゼロトルク制御を実行する。回生トルクがゼロの際の動作点は、図２に示すように、定電流円２００の中心（動作点Ｐ０）である。従って、図２に破線矢印で示すように、動作点Ｐ１から動作点Ｐ０まで、ｄ軸電流及びｑ軸電流の絶対値（電流量）を減少させることになる。

但し、第２平滑コンデンサＱ２への回生電力を抑制する上では、トルクに寄与しないｄ軸電流については、電流量を減らすことなく、より多く流し続けて損失を増大させることが好ましい。そこで、回生電力抑制処理として、さらにｄ軸電流を利用した高損失制御が実行される。具体的には、現在の動作点Ｐ１からゼロトルク制御の目標となる動作点Ｐ０までの遷移と同様に、ｑ軸電流を減少させてトルクをゼロに近づけていきながら、ｄ軸電流を増加させる。つまり、図２にブロック矢印で示すように、現在の動作点Ｐ１から、ｑ軸電流がゼロでｄ軸電流の絶対値が動作点Ｐ１よりも大きい動作点Ｐ２まで遷移させる。ここでは、動作点Ｐ２は電圧制限楕円３００の中心である。動作点Ｐ２に達した後は、図２にブロック矢印で示すように、トルクに寄与するｑ軸電流をゼロに維持したままｄ軸電流の絶対値を減少させ、最終的にゼロトルク制御の目標となる動作点Ｐ０まで遷移させる。

以下、図３〜図６のフローチャートも利用して、回生電力抑制処理について詳述する。図３は、回生電力抑制処理を含む全体の処理の流れを示すフローチャートである。はじめに、コンタクタ２の開閉状態を示す不図示のセンサやスイッチの検出信号に基づいて、コンタクタ２の開閉状態が判定される（＃１０１）。インバータ制御部１１は、コンタクタ２が開状態（コンタクタオープン）であると判定すると、次に第２平滑コンデンサＱ２の端子間電圧、つまりシステム電圧Ｖｄｃが、回生電力抑制処理の要否を判定する判定しきい値ＴＨ１を超えているか否かを判定する（＃１０２）。システム電圧Ｖｄｃが判定しきい値ＴＨ１を超えていると、図４〜図６を用いて以下に詳述する回生電力抑制処理＃２００が実行される。

ステップ＃１０１においてコンタクタ２が閉状態と判定された場合や、ステップ＃１０２においてシステム電圧Ｖｄｃが判定しきい値ＴＨ１以下であると判定された場合には、通常ベクトル制御処理が実行される（＃１０６）。つまり、上述した電流位相制御や、電圧位相制御が実行される。尚、この通常ベクトル制御に対しては、目標トルクＴＭに応じて制御のために設定されるトルク指令Ｔ^＊の単位時間当たりの変化率の制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］は、通常トルク変化率制限値ＬＴ１［Ｎ／ｓ］に設定される（＃１０４）。また、目標トルクＴＭに応じて設定される最終目標トルクＴ^＊＊は、目標トルクＴＭに設定される（＃１０５）。通常ベクトル制御処理が、電流位相制御（ＰＷＭ制御モード）により実行される場合には、ｄ軸電流指令であるＩｄ^＊は、トルク特性に基づいて予め生成された電流指令マップから取得される。つまり、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、現在のトルクから最終目標トルクＴ^＊＊に向かってトルク変化率の制限値ＬＴの範囲内で設定されたトルク指令Ｔ^＊に応じて、電流指令マップから取得される。尚、通常ベクトル制御処理におけるｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、詳細を後述する回生電力抑制処理＃２００において変数Ｉｄ＿ｔｍｐとして利用される。

回生電力抑制処理＃２００では、モータＭＧの回生トルクをゼロ［Ｎｍ］とするゼロトルク制御が実行される。図４に示すように、回生電力抑制処理＃２００の実行に際して、まず、トルク変化率ΔＴ［Ｎ／ｓ］が演算される（＃２０１）。このトルク変化率ΔＴは、モータＭＧが制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在のモータＭＧの回転数Ｎ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。

次に、このトルク変化率ΔＴが、トルク変化率の通常トルク変化率制限値ＬＴ１を越えているか否かが判定される（＃２０２）。トルク変化率ΔＴが通常トルク変化率制限値ＬＴ１を越えている場合には、トルク変化率ΔＴとして、上記で演算されたトルク変化率ΔＴが採用される（＃２０３）。一方、トルク変化率ΔＴが通常トルク変化率制限値ＬＴ１以下の場合には、トルク変化率ΔＴとして、通常トルク変化率制限値ＬＴ１が設定される（＃２０４）。つまり、回生電力抑制処理においては、できるだけ速くトルクを下げてゼロトルク制御を実現することが好ましいので、可能な限り大きいトルク変化率ΔＴが用いられる。尚、電力変化率ΔＷと回転数Ｎとに基づいて演算されるトルク変化率ΔＴの最大値は、実質的に電力変化率ΔＷによって制限されることになる。本実施形態では、概ね、通常トルク変化率制限値ＬＴ１の５〜６倍程度の制限値となる。

一般的に、トルク指令Ｔ^＊を変動させる場合には、制御の追従性を確保したり、急激な変化に伴う振動を抑制したりするためにトルク変化率ΔＴに制限が設けられる。しかし、バッテリ３とインバータ５との接続が遮断状態となった場合は、速やかに回生電力を低下させるために、回生トルクも速やかに低下することが好ましい。このため、制御が追従可能な範囲内で大きいトルク変化率ΔＴが許容されると好適である。上述したように、ゼロトルク制御の実行に際して、トルク変化率の制限値ＬＴが、バッテリ３とインバータ５との接続が維持されている状態でのトルク変化率の制限値ＬＴ１よりも大きい値に設定されると好適である。図４のステップ＃２０１を参照して上述したように、トルク変化率ΔＴは、モータＭＧが制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在のモータＭＧの回転数Ｎ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。従って、実用的な範囲内での所定の回転数Ｎと電力変化率ΔＷとに基づくトルク変化率ΔＴが、トルク変化率の制限値ＬＴとなる。実質的には、電力変化率ΔＷがトルク変化率の制限値ＬＴを規定することになる。

また、トルク変化率ΔＴは、モータＭＧの回転速度に応じて異なる値を採り得るが、通常の制御においては定数値が用いられることが多い。しかし、バッテリ３とインバータ５との接続が遮断状態となった場合は、速やかに回生電力を低下させることが好ましい。従って、制御が追従可能な範囲内で大きいトルク変化率ΔＴでモータＭＧの回生トルクがゼロとなるようにインバータ５を制御することが好適である。上述したように、モータＭＧの回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率ΔＴが、モータＭＧの回転数Ｎ（回転速度ω）に応じて可変設定されると好適である。図４のステップ＃２０１を参照して、上述したように、トルク変化率ΔＴは、モータＭＧが制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在のモータＭＧの回転数Ｎ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。つまり、トルク変化率ΔＴは、回転数Ｎ（回転速度（ω）に反比例し、回転数Ｎが小さくなるに従って大きくなるように設定される。

続いて、現時点での最終目標トルクＴ^＊＊からトルクをゼロにするまで、トルク変化率ΔＴでトルクを変化させる場合に要する遷移時間ｔ［ｓ］が演算される（＃２０５）。実質的にこの値が利用されるのは、後述する高損失制御処理＃３００であるので、遷移時間ｔは、高損失制御処理＃３００の中で演算されてもよい。次に、現時点での制御モードが、ＰＷＭ制御モードであるか否かが判定される（＃２０６）。モータＭＧが、ＰＷＭ制御モードではなく、例えば、矩形波制御モードで制御されている場合には、高損失制御処理＃３００へ移行せず、最終目標トルクＴ^＊＊をゼロに設定した上で、矩形波制御が実行される（＃２０８，＃２０９）。矩形波制御モードは電圧位相制御であり、電流位相を制御することによってｄ軸電流の絶対値を増加させる高損失制御を行うことができないからである。現時点での制御モードが、ＰＷＭ制御モードである場合には、高損失制御処理＃３００が実行される。

図５に示すように、高損失制御処理＃３００のはじめに、変数として高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓが設定され、この変数に図３のステップ＃１０６を参照して上述したＩｄ＿ｔｍｐ（現在のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊）が代入される（＃３０１）。次に、トルク指令Ｔ^＊と、回転数Ｎとの関係から、モータＭＧが回生運転中であるか否か、つまりゼロトルク制御が未達成であるか否かが判定される（＃３０２）。ゼロトルク制御が達成されている場合には、後述する収束処理（図６の＃３５１〜＃３５６）へと移行する（＄１）。

ステップ＃３０２において、ゼロトルク制御が未達成であると判定された場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の単位時間当たりの変化量ΔＩｄが演算される（＃３０３）。上述したように、回生電力抑制処理では、ゼロトルク制御が実行される。このため、電圧速度楕円３００の中心（動作点Ｐ２）でのｄ軸電流の値Ｉｄ＿ｏと、現在のｄ軸電流指令の値であるＩｄ＿ｌｏｓｓとの差分を、上述した遷移時間ｔ［ｓ］で除して、単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄを演算する。つまり、トルク変化率ΔＴでトルクをゼロに変化させるまでに要する遷移時間ｔ［ｓ］に応じて変化させることが可能な単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄが算出される。尚、動作点Ｐ１でのｄ軸電流の値と動作点Ｐ０でのｄ軸電流の値との差と、動作点Ｐ１でのｄ軸電流の値と動作点Ｐ２でのｄ軸電流の値との差が同じであるように動作点Ｐ２が設定される場合には、符号が適切に整合されればＩｄ＿ｏとして定電流円２００の中心（動作点Ｐ０）での値を用いてもよい。

続いて、最終目標トルクＴ^＊＊がゼロに設定される（＃３０４）。そして、インバータ制御部１１は、現在のトルク指令Ｔ^＊から最終目標トルクＴ^＊＊（＝０）に向かう方向にトルク変化率ΔＴを減じて、トルク指令Ｔ^＊を更新する（＃３０５）。インバータ制御部１１は、更新されたトルク指令Ｔ^＊に基づいて、電流指令マップを参照し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊の値を取得する（＃３０６）。このｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、最大トルク制御や最大効率制御の場合の電流指令であるから低損失である。従って、損失を増大させて回生電力を消費させる高損失制御を実現するために、弱め界磁制御や強め界磁制御など同様に、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、界磁調整電流によって調整される。

界磁調整に際して、インバータ制御部１１は、まず、現時点のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の値である高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓに、ステップ＃３０３で求めたｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の変化量ΔＩｄを加えて、高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓの値を更新する（＃３０７）。次に、更新された高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓと、電流指令マップを参照して得られたｄ軸電流指令Ｉｄ^＊との差分が、ｄ軸電流の界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲとして求められる（＃３０８）。この界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲの値は、弱め界磁制御や強め界磁制御の際に利用される調整値と同様に扱うことができる。従って、高損失制御に際して界磁調整を行う場合に、新たな演算機能を付加することなく、弱め界磁制御や強め界磁制御のために用意された機能部を共用することができる。

ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の値を調整することにより、等トルク線上の動作点が移動することになる。このため、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊の値にも変動が生じる。そこで、インバータ制御部１１は、トルク指令Ｔ^＊とｄ軸電流の界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲとに基づいて、再度、電流指令マップを参照し、高損失ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｌｏｓｓを取得する（＃３０９）。そして、ステップ＃３０７で求めた高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓ及びステップ＃３０９で取得した高損失ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｌｏｓｓが、それぞれｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊として設定される（＃３１０）。以上、モータＭＧがゼロトルク制御を達成するまで、ステップ＃３０２〜ステップ＃３１０が繰り返される。

ステップ＃３０２〜ステップ＃３１０の繰り返しにより、モータＭＧのゼロトルク制御が達成されると、次に定電流円２００の中心の動作点Ｐ０における電流値（ここでは、ゼロ）にｄ軸電流を変化させる収束処理＃３５０へ移行する（＃３０２→＄１）。図６に示すように、収束処理＃３５０の開始に際して、変数として、収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓが設定される。この収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓには、上述した高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓ（現在のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊）が代入される（＃３５１）。そして、動作点が定電流円２００の中心（動作点Ｐ０）に達しているか否かが判定される（＃３５２）。本実施形態では、動作点Ｐ０のｄ軸電流はゼロであり、負の値からゼロに近づいてくるから、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊がゼロ以上であるか否かが判定される。ステップ＃３５２において、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊がゼロ未満ではないと判定されると、Ｎｏ分岐から通常放電制御処理＃３５７に移行する。通常放電制御処理＃３５７とは、例えば、インバータ５のシャットダウン（全スイッチング素子のオフ）などである。通常放電制御処理＃３５７を完了すると回生電力抑制処理＃２００を終了する。

ステップ＃３５２において、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊がゼロに達していないと判定された場合には、収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓが、上述したｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の変化量ΔＩｄに相当する分、定電流円の中心（動作点Ｐ０）の方向へ更新される（＃３５３）。次に、更新後の収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓが、ゼロ未満であるか否かが判定される（＃３５４）。更新後の収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓが、ゼロ未満でない場合、例えばゼロを超えていれば正の値を持っていることになり、動作点Ｐ０を過ぎてしまったことになる。また、収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓがゼロの場合には、ちょうど動作点Ｐ０に達していることになる。従って、収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓがゼロ以上の場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を共にゼロに設定して、動作点を定電流円の中心（動作点Ｐ０）とする。

ステップ＃３５４において更新後の収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓが、ゼロ未満であった場合には、定電流円の中心（動作点Ｐ０）に向かってさらに収束処理を継続する必要がある。従って、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊に収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓを設定して、ステップ＃３５２〜＃３５４を繰り返す（＃３５５）。尚、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊は、既にトルクゼロ制御が達成されているのでゼロの値が設定される（＃３５５）。尚、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊は、図５のステップ＃３０９と同様に、トルク指令Ｔ^＊と収束時ｄ軸電流指令Ｉｄ＿０Ｎｍ＿ｌｏｓｓ（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊）に基づいて電流指令マップを参照して設定されてもよい。

尚、図３〜図６のフローチャートに示した各処理とは別に、第２平滑コンデンサＱ２の端子間電圧、つまりシステム電圧Ｖｄｃが所定の過電圧しきい値以上となった場合には、インバータ制御部１１がインバータ５のシャットダウン制御を実行するように構成されていてもよい。この際の過電圧しきい値は、図３のステップ＃１０２に示す判定しきい値ＴＨ１よりも大きい値である。ここで、シャットダウン制御とは、インバータ５Ａを構成するスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８の全て、インバータ５Ｂを構成するスイッチング素子Ｅ９〜Ｅ１４の全てがオフ状態にスイッチングされる制御である。インバータ５がシャットダウンされた状態では、モータＭＧからの電流は、各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ１４に対してそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオードＤ３〜Ｄ１４を通って還流し、次第に減少する。

以上、説明したように、本発明によれば、インバータ５を備えた駆動装置１とバッテリ３との接続が遮断された場合に、モータＭＧからインバータ５を介して回生される回生電力を迅速に低減させることが可能となる。具体的には、インバータ制御部１１は、ゼロトルク制御と共に界磁電流を用いた高損失制御を実行することによって、迅速に回生電力を低減することができる。また、さらにゼロトルク制御へ移行する際に、トルク変化率の制限値を大きくして通常の制御時よりも大きいトルク変化率を許容し、通常の制御時よりも大きいトルク変化率で迅速に回生トルクを低下させる。従って、従来の手法に比べてより迅速に回生電力を低減することが可能となる。例えば、制御装置１０の省スペース化や低コスト化を実現するため、平滑コンデンサ（Ｑ２）の容量を小さくしても、システム電圧Ｖｄｃ（平滑コンデンサの両端電圧）の上昇を従来と同等以上に抑制することが可能となる。

〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記実施形態においては、２モータスプリット方式のハイブリッド車両用の駆動装置（回転電機駆動装置）を制御する回転電機制御装置を例として説明したが、本発明はこの例に限定されるものではない。図７に示すように、１つの回転電機を駆動する駆動装置を制御する回転電機制御装置であってもよい。また、上記実施形態においては、駆動装置１がコンバータ４を備える場合を例として説明したが、図８に示すようにコンバータを備えることなく駆動装置１が構成されてもよい。

（２）上記実施形態においては、高損失制御として、トルクに寄与しないｄ軸電流（界磁電流）を増加させて損失を増やす例を示して説明した。しかし、当業者であればその他の方法によって損失を増加させ、回生電力を低減させることも可能であろう。例えば、ＰＷＭ制御の変調周波数（キャリア周波数）を上昇させると単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、損失が増加する。本発明は、ゼロトルク制御と共に界磁電流を用いた高損失制御を実行することに技術的な特徴を備えるが、他の手法によって損失を増加させることを妨げるものではない。

本発明は、蓄電装置を備えた直流電源部と交流の回転電機との間に介在されて、直流電源部の直流電力と回転電機の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。

ΔＴ：トルク変化率
ω ：回転速度
１：駆動装置（回転電機駆動装置）
３：バッテリ（直流電源部）
５：インバータ
５Ａ：第１インバータ
５Ｂ：第２インバータ
１０：制御装置（回転電機制御装置）
１１：インバータ制御部
Ｄ１〜Ｄ１４：フリーホイールダイオード
Ｅ３、Ｅ５，Ｅ７，Ｅ９，Ｅ１１，Ｅ１３：上アーム素子（スイッチング素子）
Ｅ４、Ｅ６，Ｅ８，Ｅ１０，Ｅ１２，Ｅ１４：下アーム素子（スイッチング素子）
ＭＧ：モータ（回転電機）
ＭＧ１：第１モータ（回転電機）
ＭＧ２：第２モータ（回転電機）
Ｎ：回転数
Ｑ２：第２平滑コンデンサ（平滑コンデンサ）
ＴＭ：目標トルク
Ｔ^＊：トルク指令
Ｖｄｃ：システム電圧
ＴＨ１：判定しきい値
ＬＴ：トルク変化率の制限値

Claims

蓄電装置を備えた直流電源部と交流の回転電機との間に介在されて前記直流電源部の直流電力と前記回転電機の交流電力との間で電力変換するインバータを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間において、当該直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータを制御するインバータ制御部を備え、
前記インバータ制御部は、前記直流電源部と前記インバータとの接続が遮断状態であることを判定し、当該遮断状態と判定した場合には、前記回転電機の回生トルクがゼロとなるように前記インバータを制御するゼロトルク制御を実行すると共に、前記ゼロトルク制御におけるトルク指令を維持しつつ前記電機子電流が増加するように、前記界磁電流を変化させる高損失制御を実行するものであり、
前記駆動電流を減少させてゼロに近づけていきながら前記界磁電流の絶対値を増加させて前記電機子電流を増加させ、前記駆動電流がゼロに達した後は、前記駆動電流をゼロに維持したまま前記界磁電流がゼロとなるまで前記界磁電流を減少させる回転電機制御装置。
前記インバータ制御部は、前記遮断状態での前記ゼロトルク制御の実行に際して、前記回転電機の回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率の制限値を、前記直流電源部と前記インバータとの接続が維持されている状態でのトルク変化率の制限値よりも大きい値に設定する請求項１に記載の回転電機制御装置。
前記インバータ制御部は、前記遮断状態での前記ゼロトルク制御の実行に際して、前記回転電機の回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率を、前記回転電機の回転速度に応じて可変設定する請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
前記インバータは、複数のスイッチング素子を有すると共に前記スイッチング素子のそれぞれに並列接続されたフリーホイールダイオードを有して構成され、
前記インバータ制御部は、前記遮断状態となった後にも前記インバータの直流正負両極間における接続が維持されている平滑コンデンサの端子間電圧が、所定の過電圧しきい値以上となった場合に、前記インバータを構成する全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御を実行する請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。