JP5942809B2 - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Description

この発明は交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、電動車両に搭載される交流電動機の制御システムに関する。

直流電源を用いて交流電動機を制御するために、インバータを用いた制御システムが使用されている。特開２００４−１１２９０４号公報（特許文献１）では、電動車両に搭載される交流電動機の制御システムにおいて、インバータの直流リンク電圧を昇圧コンバータによって可変制御する構成が記載されている。特許文献１では、このような制御システムにおいて、昇圧コンバータでオンオフ制御されるスイッチング素子（トランジスタ）のデッドタイムの影響を低減して、直流電圧を安定的に制御するための制御が記載されている。

具体的には、特許文献１では、昇圧コンバータのリアクトル電流、すなわちバッテリからの出力電流が小さいときにスイッチング素子のオンオフデューティを制御する搬送波の周波数（キャリア周波数）を通常よりも低くすることによって、デッドタイムの影響を低減する技術が記載されている。

特開２００４−１１２９０４号公報 特開２０１１−０８７３５９号公報 特開２００９−２８６３０１号公報 特開平７−２６４７１２号公報 特開２０１０−００４７２５号公報

特許文献１でも問題視されるように、昇圧コンバータによってインバータの直流リンク電圧を可変制御する制御システムでは、昇圧コンバータの通過電流、すなわちバッテリからの出力電流が小さいときには、昇圧コンバータの出力電圧の制御性が低下することが懸念される。

これにより、インバータの直流リンク電圧が周期的に変動し、当該変動の周波数に従って、交流電動機の出力トルクにも周期的な変動が発生する可能性がある。この際に、変動の周波数が、車両駆動力を伝達する機械系の共振周波数と合致すると、車両に振動が発生する虞がある。

特許文献１の記載によれば、昇圧コンバータのキャリア周波数を低下させることによって直流電圧の変動を抑制することができるため、車両の振動につながる周期的な電圧変動およびトルク変動を回避することが期待できる。しかしながら、キャリア周波数の低下によって電磁騒音の発生という新たな課題が生じる虞がある。これにより、車室内の静粛性が低下することが懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、電動車両の車室内の静粛性を維持しつつ車両の振動を抑制することである。

この発明のある局面では、電動車両に搭載された交流電動機の制御システムであって、昇圧コンバータと、インバータと、制御手段とを含む。昇圧コンバータは、電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように直流電源および電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成される。インバータは、電力線上の直流電圧を交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成される。制御手段は、昇圧コンバータの通過電流の絶対値が基準値より小さいときに、昇圧コンバータによって制御される直流電圧を、電動車両の駆動機械系の共振周波数とは異なる周波数で変動させる。

好ましくは、記制御手段は、インバータから交流電動機に矩形波電圧を印加するとともに当該矩形波電圧の電圧位相によって交流電動機の出力トルクを制御する矩形波電圧制御の適用時に限って、直流電圧を変動させるための手段を含む。

さらに好ましくは、制御手段は、昇圧コンバータへの電圧指令値を、共振周波数とは異なる周波数で変動させるための手段を含む。

また、さらに好ましくは、制御手段は、昇圧コンバータの出力電圧を制御するための制御演算に用いられる制御ゲインを、共振周波数とは異なる周波数で変動させるための手段を含む。

あるいは好ましくは、制御手段は、共振周波数よりも高い周波数で直流電圧を変動させる。

また好ましくは、制御手段は、共振周波数の逆数とは一致しないランダムな周期に従って直流電圧を変動させる。

好ましくは、制御手段によって付与される直流電圧の変動量の積分値は零である。

この発明によれば、電動車両の車室内の静粛性を維持しつつ車両の振動を抑制することができる。

本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 交流電動機制御のための制御モードを説明する図である。 交流電動機の動作点と制御モード選択との関係を概略的に示す概念図である。 各制御モードにおける交流電動機の電流位相を示すグラフである。 ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図である。 ３つの制御モードを通じたシステム電圧の変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。 図１に示した昇圧コンバータによる制御動作を説明するための第１の波形図である。 図１に示した昇圧コンバータによる制御動作を説明するための第２の波形図である。 本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の制御構成を説明するための機能ブロック図である。 図９に示したＶＨ指令値補正部によって設定される電圧補正値の一例を説明するための概略的な波形図である。 本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の制御処理を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の制御構成を説明するための機能ブロック図である。 図１２に示したゲイン補正部による制御ゲインの設定例を説明するための概略的な波形図である。 本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の制御処理を説明するためのフローチャートである。

［実施の形態１］
（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、交流電動機Ｍ１を制御対象とする制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車を包括的に表現するものとする）の駆動輪にトルクを発生させるように構成された走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

交流電動機Ｍ１の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される駆動機械系４０によって駆動輪５０に伝達されて電動車両を走行させる。交流電動機Ｍ１は、電動車両の回生制動時には、駆動機械系４０を経由して伝達された駆動輪５０の回転力によって発電することができる。そしてその発電電力は、ＰＣＵ２０によって直流電源Ｂの充電電力に変換される。

なお、交流電動機Ｍ１の他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよび交流電動機Ｍ１を協調的に動作させることによって、必要な電動車両の車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて、直流電源Ｂを充電することも可能である。

すなわち、電動車両は、車両駆動力発生用の電動機を搭載する車両を示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車、エンジンを搭載しない電気自動車、燃料電池車等を含む。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７上の直流電圧ＶＨを検出する。以下では、インバータ１４の直流リンク電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧ＶＨ」とも称する。一方、電力線６の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１９によって検出される。電圧センサ１３，１９によって検出された直流電圧ＶＨ，ＶＬは、制御装置３０へ入力される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇圧コンバータ１２は、基本的には、ＰＷＭ制御に用いられる搬送波（図示せず）の１周期に相当するスイッチング周期の各々において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）を制御することによって、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）を制御することができる。したがって、直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨｒとに従って演算されたデューティ比に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。

搬送波の周波数（キャリア周波数）を上昇させると昇圧コンバータ１２でのスイッチング損失が増加する。一方で、キャリア周波数を低下させると、可聴周波数帯でのスイッチングとなることによりユーザに感知される電磁騒音が大きくなる。このため、キャリア周波数については、電磁騒音が抑性できる周波数領域内で、スイッチング損失が過大とならない所定周波数が、デフォルト値として予め定められることが一般的である。

スイッチング素子Ｑ１をスイッチング素子Ｑ２と相補的にオンオフすることにより、リアクトルＬ１の電流方向に応じて制御を切換えることなく直流電源Ｂの充電および放電の両方に対応することができる。すなわち、電圧指令値ＶＨｒに従うシステム電圧ＶＨの制御を通じて、昇圧コンバータ１２は、回生および力行の両方に対応することができる。

なお、交流電動機Ｍ１の低出力時には、昇圧コンバータ１２による昇圧を行なうことなく、ＶＨ＝ＶＬ（昇圧比＝１．０）の状態で交流電動機Ｍ１を制御することができる。この場合（以下、「非昇圧モードとも称する」）には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が、オンおよびオフにそれぞれ固定されるので、昇圧コンバータ１２での電力損失が低下する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を平滑コンデンサＣ０を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍｔおよび回転角速度ωを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウ
ェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１９によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、および電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ）），ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

すなわち、制御装置３０は、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに従って上記のように制御するために昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ入力される。

（電動機制御における制御モード）
図２は、交流電動機制御のための制御モードを説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、インバータ１４による交流電動機制御について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

以下、本明細書では、インバータによる直流交流電圧変換における、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１へ出力される交流電圧（線間電圧の実効値）の比を「変調度」と定義する。正弦波ＰＷＭ制御の適用は、基本的には、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨと等しくなる状態が限界である。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、変調度を０．６１倍程度（なお、正弦波状の電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳させた場合には０．７倍程度）までしか高めることができない。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅よりも大きい振幅の交流電圧（正弦波状）について、その振幅を拡大した上で、上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調度を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。これにより、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨよりも高い領域の一部についても、ＰＷＭ制御の適用が可能となる。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１を流れるモータ電流のフィードバック制御によって、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ出力される交流電圧が制御される。具体的には、三相のモータ電流をｄ−ｑ変換したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って設定される電流指令値ＩｄｃｏｍおよびＩｑｃｏｍに制御するように、交流電動機Ｍ１に印加される交流電圧が制御される。なお、お、以下では、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の両者を包括する場合に、単にＰＷＭ制御とも称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、電動機の電気角３６０度に相当する期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をインバータが出力する。これにより、変調度は０．７８まで高められる。矩形波電圧制御では、変調度は０．７８に固定される。

本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、交流電動機Ｍ１の状態に応じて、上述の正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が選択的に適用される。

概略的には、図３に示されるように、交流電動機Ｍ１の動作点（トルクおよび回転速度の組合せ）に応じて、制御モードが切換えられる。

図３を参照して、一般的には、低速回転領域から中速回転領域にかけては正弦波ＰＷＭの制御が適用され、中速回転領域から高速回転領域にかけては過変調制御が適用される。さらに、より高速回転領域では矩形波電圧制御を適用することによって、交流電動機Ｍ１が制御される。ただし、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ）および矩形波電圧制御は、変調度に応じて選択される。一方で、同一のモータ印加電圧の下でも、システム電圧ＶＨが変化すると変調度が変化することによって、適用される制御モードが変わってくることが理解される。

図４は、各制御モードにおける交流電動機Ｍ１の電流位相を示すグラフである。
図４には、同一の直流電圧ＶＨに対して、出力トルクを徐々に高めていったときの電流位相の変化の軌跡が例示されている。図４の横軸はｄ軸電流Ｉｄを示しており、図４の縦軸はｑ軸電流Ｉｑを示している。電流位相φｉは、下記（１）式で定義される。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流位相φｉは、最適電流位相ライン４２上となるように決定される。最適電流位相ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上で、モータ電流の同一振幅に対して出力トルクが最大となる電流位相の集合として描かれる。すなわち、最適電流位相ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上の等トルク線上における交流電動機Ｍ１での損失が参照となる電流位相点の集合に相当する。最適電流位相ライン４２は、予め実験ないしシミュレーションによって求めることができる。

ＰＷＭ制御での電流フィードバック制御におけるｄ軸およびｑ軸の電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と最適電流位相ライン４２との交点に対応するｄ軸およびｑ軸の電流値に設定される。たとえば、各トルク指令値に対応させて最適電流位相ライン４２上の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせを決定するＰＷＭ制御用のマップを予め作成して、制御装置３０内に記憶させておくことができる。

図４では、零点位置を起点とするＩｄ，Ｉｑの組み合わせによる電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、出力トルクの増加に応じて変化する軌跡を矢印で示している。出力トルクが増加するのに応じて、電流の大きさ（Ｉｄ−Ｉｑ平面上での電流ベクトルの大きさに相当）が増加する。正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの設定により、電流位相が最適電流位相ライン４２上に制御される。トルク指令値がさらに増加し、変調度が０．７８に達すると矩形波電圧制御が適用される。

矩形波電圧制御では、弱め界磁制御を行なうために、電圧位相φｖを大きくすることにより出力トルクを増加させるのに従って、界磁電流であるｄ軸電流Ｉｄの絶対値が増加する。この結果、電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、最適電流位相ライン４２から図中左側（進角側）に離れることによって、交流電動機Ｍ１の損失が増加する。このように、矩形波電圧制御では、インバータ１４によって交流電動機Ｍ１の電流位相を直接制御することができなくなる。

反対に、同一のシステム電圧ＶＨの下で、電圧位相φｖを小さくすることにより出力トルクを減少していくと、電流位相φｉは図中右側（遅角側）へ変化する。そして、矩形波電圧制御時に電流位相φｉが、モード切換ライン４３よりも進角側になると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。たとえば、モード切換ライン４３は、φｉ＝φｔｈ（基準値）となる電流位相点の集合として描かれる。言い換えると、電流位相φｉがφｔｈ（基準値）よりも小さくなると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。

図５には、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図が示される。

図５を参照して、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ制御）の適用時には、電流フィードバック制御によって求められた交流電圧の振幅に従って、変調度が演算される。たとえば、ｄ軸およびｑ軸の電流フィードバック制御によるｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を用いると、下記（２）式に従って変調度Ｋｍｄを演算できることが知られている。

Ｋｍｄ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（２）
ＰＷＭ制御の適用時に、変調度Ｋｍｄが０．７８よりも大きくなると、矩形波電圧制御モードへの遷移が指示される。

矩形波電圧制御では、出力トルクの低下に応じて電流位相φｉが図４での右側（遅角側）へ変化する。そして、電流位相φｉが基準値φｔｈよりも小さくなると、すなわち、図６に示したモード切換ライン４３よりも遅角側の位相領域に入ると、ＰＷＭ制御モードへの遷移が指示される。

交流電動機Ｍ１の同一出力に対してシステム電圧ＶＨを変えると、ＰＷＭ制御における変調度が変化する。また、矩形波電圧制御では、当該出力を得るための電圧位相φｖが変化するのに付随して電流位相φｉが変化する。したがって、システム電圧ＶＨに応じて、制御システムでの損失が変化する。

図６は、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨの変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。図６には、システム電圧ＶＨを変化させた上で、交流電動機Ｍ１の出力（回転速度×トルク）を同一とするための挙動が示される。

図６（ａ）には、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨと制御システムの全体損失の関係が示される。図６（ｂ）には、システム電圧ＶＨと変調度Ｋｍｄとの関係が示される。図６（ｃ）には、システム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係が示されている。

図６（ａ）〜（ｃ）を参照して、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が適用される領域では、システム電圧ＶＨを低下して変調度を上昇させる程、損失が減少する。そして、矩形波電圧制御が適用される境界の動作点４４において、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の損失が最小となるため、システム全体の損失も最小となる。

矩形波電圧制御が適用される領域では、変調度は０．７８に固定されるため、システム電圧ＶＨを低下させる程、同一出力を得るための電圧位相φｖが大きくなる。これに付随して、図４にも示したように、弱め界磁電流の増加によって、電流位相が最適電流位相ライン４２（図４）から遠ざかるため、交流電動機Ｍ１での損失増加によってシステム損失が増加する。すなわち、矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨが低下するほどシステムの全体損失が増加することになる。

逆に、システム電圧ＶＨを高くすることによりＰＷＭ制御を適用すると、交流電動機Ｍ１電流位相は、最適電流位相ライン（図４）に沿って制御できる。しかしながら、ＰＷＭ制御で交流電動機Ｍ１を動作させると、交流電動機Ｍ１の損失は低減できる一方で、スイッチング回数の増加によってインバータ１４の損失が増加することになる。

したがって、交流電動機Ｍ１を含む制御システム全体の損失が最小となるのは、矩形波電圧制御が適用され、かつ、交流電動機Ｍ１の電流位相が最適電流位相ライン４２（図４）の近傍にあるときである。すなわち、システム電圧ＶＨは、このような状態となるように設定することが好ましい。

（システム電圧の変動要因）
上述のように、本実施の形態１による交流電動機の制御装置では、矩形波電圧制御が高頻度で適用されるようにシステム電圧ＶＨが設定される。しかしながら、矩形波電圧制御では、交流電動機Ｍ１へ印加される交流電圧振幅は固定されるので、電圧の振幅および位相の両方を制御できるＰＷＭ制御と比較すると、トルク制御性は低下する。このため、矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨの変動に対するトルク制御性は、ＰＷＭ制御よりも低下する。このため、システム電圧ＶＨが変動すると、電圧変動の影響を取り切れずに、トルクにも変動が残る可能性がある。

一方で、システム電圧ＶＨは、昇圧コンバータ１２の通過電流（リアクトルＬ１の通過電流）が零近傍のときに制御性が低下する。

図７および図８は、図１に示した昇圧コンバータ１２による制御動作を説明するための波形図である。

図７を参照して、昇圧コンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフは、デューティ指令値Ｖｄｔと搬送波３００との電圧比較に従って制御される。たとえば、デューティ指令値Ｖｄｔは、システム電圧ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨｒとの偏差に基づくフィードバック制御および／または直流電圧ＶＬと電圧指令値ＶＨｒとの電圧比に基づくフィードフォワード制御等によって求められる。

デューティ指令値Ｖｄｔが搬送波３００の電圧よりも高いときには、ＰＷＭ指令電圧Ｖｐｗｍ＊がハイレベルに設定される。一方で、デューティ指令値Ｖｄｔが搬送波３００の電圧よりも低いときには、ＰＷＭ指令電圧Ｖｐｗｍ＊がローレベルに設定される。Ｖｐｗｍ＊のハイレベル期間には、上アーム素子であるスイッチング素子Ｑ１がオンされる一方で、下アーム素子であるスイッチング素子Ｑ２がオフされる。これに対して、Ｖｐｗｍ＊のローレベル期間には、下アーム素子であるスイッチング素子Ｑ２がオンされる一方で、上アーム素子であるスイッチング素子Ｑ１がオフされる。

搬送波３００のキャリア周期Ｔｃに対するＶｐｗｍ＊のハイレベル期間Ｔｈの比をＤｈとすると、昇圧コンバータ１２における昇圧比は、下記（３）式で示される。

ＶＨ＝（１／Ｄｈ）・ＶＬ …（３）
デューティ指令値Ｖｄｔが高くなる程、Ｔｈが小さくなるため昇圧比が大きくなる。一方で、Ｖｄｔ＝０（デューティ比０％）のときには、Ｄｈ＝１．０となって上アーム素子Ｑ１がオン固定されるので、ＶＨ＝ＶＬとなる。

図８に示されるように、昇圧コンバータ１２を実際に動作させる場合には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の一方のターンオフと、他方のターンオンとが重なって電力線７および５の間に短絡経路が形成されることを防止するために、デッドタイムＤＴが設けられる。

図８を参照して、時刻ｔ１において、Ｖｐｗｍ＊がローレベルからハイレベルに変化すると、スイッチング素子Ｑ２をオフするためにスイッチング制御信号Ｓ２がハイレベルからローレベルに変化する。そして、スイッチング制御信号Ｓ１は、時刻ｔ１からデッドタイムＤＴが経過した時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１をオンするためにローレベルからハイレベルに変化する。

同様に、時刻ｔ３において、Ｖｐｗｍ＊がハイレベルからローレベルに変化すると、スイッチング素子Ｑ１をオフするためにスイッチング制御信号Ｓ１がハイレベルからローレベルに変化する。そして、スイッチング制御信号Ｓ２は、時刻ｔ３からデッドタイムＤＴが経過した時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２をオンするためにローレベルからハイレベルに変化する。

再び図１を参照して、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２がオフされるデッドタイム期間では、リアクトルＬ１の通過電流ＩＬ（以下、リアクトル電流ＩＬとも称する）の向きに応じて、回路挙動が異なる。具体的には、デッドタイム期間において、ＩＬ＞０であるときには、ダイオードＤ１が導通するため、電流挙動はスイッチング素子Ｑ２のオフ期間と同等となる一方で、ＩＬ＜０であるときには、ダイオードＤ２が導通するため、電流挙動はスイッチング素子Ｑ２のオン期間と同等となる。したがって、デッドタイム期間では、リアクトル電流ＩＬの向きに依存して、システム電圧ＶＨの挙動（上昇／下降）が変化する。

再び図８を参照して、ＩＬ＞０のときには、実際のＶｐｗｍのハイレベル期間Ｔｈ１は、デューティ指令値Ｖｄｔに従ったＶｐｗｍ＊のハイレベル期間と同等となる。一方で、ＩＬ＜０のときには、スイッチング制御信号Ｓ２をローレベルにしてもスイッチング素子Ｑ２がオンし続けるような電流経路が形成されるため、実際のＶｐｗｍのハイレベル期間Ｔｈ２は、Ｖｐｗｍ＊のハイレベル期間よりも短くなる。したがって、システム電圧ＶＨは、デューティ指令値Ｖｄｔに従った昇圧比よりも上昇する。

この結果、ＩＬが零近傍のときは、ＩＬの向きが切り替わる際に昇圧比が変化するため、デッドタイムの影響によってシステム電圧ＶＨの変動が大きくなる虞がある。特に、ＩＬの向きが周期的に変化することにより、システム電圧ＶＨも周期的に変動する虞がある。この際に、トルク制御性が相対的に低い矩形波電圧制御の適用時には、システム電圧ＶＨと同様の周期的な変動が、交流電動機Ｍ１の出力トルクにも発生することが懸念される。もし、このトルク変動の周波数が、図１に示した駆動機械系４０の固有共振周波数と合致すると、トルク変動が増幅されて、車両の振動につながる虞がある。

なお、駆動機械系４０の共振周波数は、物理的な機器構成（寸法形状および重量）によって決まる固有値であり、設計シミュレーションや実機実験等によって予め把握することができる。

特許文献１に記載されるように、図７，８に示した搬送波３００の周波数（キャリア周波数）を低下させれば、キャリア周期Ｔｃに対するデッドタイムＤＴの比が低下するため、デッドタイム期間でのリアクトル電流ＩＬの向きによる昇圧比の変動を抑制することができる。これにより、デッドタイムの影響によるシステム電圧ＶＨの変動、およびこれに起因する交流電動機Ｍ１のトルク変動を低減することが期待できる。このため、車両の振動につながる虞がある、駆動機械系４０の共振周波数と一致したトルク変動の発生を抑性することが期待できる。しかしながら、キャリア周波数の低下により電磁騒音の発生という新たな課題が生じる虞があるため、車室内の静粛性が低下することが懸念される。

（車両の振動抑性のための制御）
本実施の形態に従う交流電動機の制御装置では、以下に説明するように、昇圧コンバータ１２の通過電流（リアクトル電流ＩＬ）が零近傍であるときに、駆動機械系４０の共振周波数とは異なる周波数でシステム電圧ＶＨを積極的に変動させることによって、交流電動機Ｍ１に共振周波数と合致した出力トルク変動が発生することを防止する。

図９は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の制御構成を説明するための機能ブロック図である。図９を含めて、以下で説明される機能ブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図９を参照して、電圧指令値設定部２００は、ＶＨ指令値設定部２１０と、ＶＨ指令値補正部２２０と、演算部２３０とを含む。電圧指令値設定部２００は、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨｒを設定する。ＶＨ制御部２５０は、電圧指令値ＶＨｒに従ってシステム電圧ＶＨが制御されるように、昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

ＶＨ指令値設定部２１０は、交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍｔおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、予め設定されたマップを参照して、電圧指令値のベース指令値ＶＨ＊を生成する。

ＰＷＭ制御時において、ベース指令値ＶＨ＊は、交流電動機Ｍ１の動作状態（回転速度およびトルク）に応じて必要となるモータ電圧の振幅に基づいて、変調度Ｋｍｄが目標値に維持されるように設定することができる。このようにすると、図６（ａ）で説明したように、システム全体の損失を低減するようにシステム電圧ＶＨを設定することができる。

矩形波電圧制御時には、ベース指令値ＶＨ＊は、交流電動機Ｍ１の動作状態（回転速度およびトルク）に加えて、交流電動機Ｍ１の電流位相をさらに考慮して設定することができる。たとえば、図４に示したｄ−ｑ平面上の電流位相φｉが最適電流位相ライン４２から進角側に遠ざかると、システム電圧ＶＨを上昇することによって、損失の低下を図ることができる。

ＶＨ指令値補正部２２０は、リアクトル電流ＩＬが零近傍であるとき（たとえば、｜ＩＬ｜＜Ｉｔ）に、駆動機械系４０の共振周波数とは異なる周波数で電圧指令値ＶＨｒを強制的に変化させるための電圧補正値ΔＶを生成する。基準値Ｉｔは、デッドタイムがＶＨ制御に与える影響を考慮した上で、昇圧コンバータ１２のシミューションないし実機実験結果に基づいて予め設定することができる。

本実施の形態１に従うシステム構成（図１）では、直流電源Ｂの電流とリアクトル電流ＩＬとは等しくなるので、直流電源Ｂに設けられた電流センサ１１によって検出された電流Ｉｂに基づいて、｜Ｉｂ｜と基準値Ｉｔとの比較に従って、リアクトル電流ＩＬが零近傍であるか否かを判定することができる。

図１０を参照して、電圧補正値ΔＶは、駆動機械系４０の共振周波数の逆数で示される共振周期とは一致しない周期でランダムに設定される。なお、電圧補正値ΔＶは、ＤＣ成分を持たないように、積分値が０となるように設定される。電圧補正値ΔＶの周期は、図１０に示すようにランダムであってもよく、共振周期（あるいは、共振周波数およびその整数倍）と異なっていれば、一定であってもよい。車両の振動を抑制する観点からは、高い周波数（少なくとも、共振周波数よりも高い領域）でシステム電圧ＶＨを変動させることが好ましい。

再び図９を参照して、ＶＨ指令値補正部２２０は、｜ＩＬ｜≧Ｉｔのときには、電圧補正値ΔＶ＝０に固定する。演算部２３０は、ＶＨ指令値設定部２１０からのベース指令値ＶＨ＊および、ＶＨ指令値補正部２２０からの電圧補正値ΔＶの和に従って、電圧指令値ＶＨｒを設定する（ＶＨｒ＝ＶＨ＊＋ΔＶＨ）。

ＶＨ制御部２５０は、図７および図８に説明したように、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのデューティ比に従ったＰＷＭ制御によって、昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。ＶＨ制御部２５０は、リアクトル電流ＩＬが零近傍であるとき（たとえば、｜ＩＬ｜＜Ｉｔ）であっても、キャリア周波数を低下させることがない。したがって、昇圧コンバータ１２からの電磁騒音は、予め設計されたキャリア周波数の最適値に従って、低いレベルに維持できる。

図１１は、実施の形態１に従うシステム電圧の制御処理を説明するためのフローチャートである。図１１に示された制御処理が、制御装置３０によって所定周期で実行されることにより、図９に示した電圧指令値設定部２００の機能が実現される。

図１１を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍｔに基づいて、システム電圧ＶＨのベース指令値ＶＨ＊を算出する。ステップＳ１００による処理によって、図９のＶＨ指令値設定部２１０による機能が実現される。

制御装置３０は、ステップＳ１１０により、昇圧コンバータ１２のリアクトル電流ＩＬの絶対値が、デッドタイムの影響によって電圧変動が生じるようなレベルまで低下している否かが判定される。具体的には、電流センサ１１による検出値に基づいて、｜Ｉｂ｜が基準値より小さいか否かが判定される。

制御装置３０は、｜Ｉｂ｜が基準値Ｉｔより小さいとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０に処理を進めて、図１０のように電圧補正値ΔＶを設定する。一方で、制御装置３０は、｜Ｉｂ｜が基準値以上であるとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０に処理を進めて、ΔＶ＝０に設定する。ステップＳ１１０〜Ｓ１３０による処理によって、図９のＶＨ指令値補正部２２０による機能が実現される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、ステップＳ１００で算出されたベース指令値ＶＨ＊と、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０で設定された電圧補正値ΔＶとの和に従って電圧指令値ＶＨｒを算出する。ステップＳ１４０による処理によって、図９の演算部２３０の機能が実現される。

制御装置３０は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１４０で設定された電圧指令値ＶＨｒに従ってシステム電圧ＶＨを制御するように、昇圧コンバータ１２を制御する。ステップＳ１５０による処理によって、図９のＶＨ制御部２５０の機能が実現される。

本実施の形態１に従う交流電動機の制御システムでは、昇圧コンバータ１２の通過電流（直流電源Ｂの電流Ｉｂ）の絶対値が小さく、デッドタイムの影響によりシステム電圧ＶＨの制御性が低下することが懸念される場面では、電圧指令値ＶＨｒを変動させることによって、システム電圧を、駆動機械系４０の共振周期とは異なる周期で積極的に変動させることができる。これにより、システム電圧ＶＨに共振周波数と合致した周期の電圧変動が生じることを防止することを通じて、交流電動機Ｍ１の出力トルクに、当該共振周波数と合致した周波数の変動が生じることを防止できる。この結果、特許文献１の様に昇圧コンバータ１２のキャリア周波数を低下させることなく、電動車両の車室内の静粛性を維持しつつ車両の振動を抑制することが可能となる。

なお、ＶＨ指令値補正部２２０（図９）および図１１のステップＳ１１０〜Ｓ１３０において、矩形波電圧制御の適用時であることを、電圧補正値ΔＶを設定するための条件に加えてもよい。この場合には、昇圧コンバータ１２の通過電流（直流電源Ｂの電流Ｉｂ）の絶対値が小さいためシステム電圧ＶＨの制御性の低下が懸念され、かつ、トルク制御性が相対的に低い矩形波電圧制御の適用時に限定して、車両の振動を抑性するためにシステム電圧ＶＨが強制的に変動される。

［実施の形態２］
実施の形態２では、実施の形態１と異なるシステム電圧の制御手法を採用する。すなわち、システム構成については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

図１２は、本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧の制御構成を説明するための機能ブロック図である。

図１２を参照して、実施の形態２に従う構成では、ＶＨ制御部２５０は、偏差演算部２５２と、制御演算部２５５と、ゲイン補正部２５４と、ＰＷＭ変換部２５８とを含む。

偏差演算部２５２は、電圧指令値ＶＨｒと、システム電圧ＶＨの検出値との電圧偏差ΔＶを算出する。実施の形態２では、電圧指令値ＶＨｒは、図９に示したＶＨ指令値設定部によるベース指令値ＶＨ＊に設定される。すなわち、図９に示したＶＨ指令値補正部２２０は配置されないため、電圧指令値ＶＨｒは、周期的な変動成分を有さないように設定されている。

制御演算部２５５は、電圧偏差ΔＶに基づくフィードバック制御演算によって、デューティ指令値Ｖｄｔを算出する。制御演算部２５５による制御演算（ＰＩ演算）は、たとえば下記（４）式により示される。

Ｖｄｔ＝Ｋｐ・ΔＶ＋Ｋｉ・Σ（ΔＶ） …（４）
あるいは、直流電圧ＶＬと電圧指令値ＶＨｒとの電圧比に基づくフィードフォワード制御演算をさらに組み合わせて、デューティ指令値Ｖｄｔを算出することも可能である。

ゲイン補正部２５４は、ＶＨ指令値補正部２２０（図９）と同様の判定に従って、リアクトル電流ＩＬが零近傍であるとき（たとえば、｜ＩＬ｜＜Ｉｔ）に、駆動機械系４０の共振周波数とは異なる周波数で制御ゲインＫｐ，Ｋｉの少なくとも一方を強制的に変化させる。

たとえば、図１３に示すように、｜ＩＬ｜＜Ｉｔが不成立である、時刻ｔ１以前および時刻ｔ２以降において、制御ゲイン（Ｋｐおよび／またはＫｉ）は、デフォルト値Ｋ０に設定される。デフォルト値Ｋ０は、フィードバック系の安定性および制御応答性を考慮して予め調整された最適値である。

｜ＩＬ｜＜Ｉｔが成立する時刻ｔ１〜ｔ２では、制御ゲイン（Ｋｐおよび／またはＫｉ）は、デフォルト値Ｋ０に対して、駆動機械系４０の共振周波数の逆数で示される共振周期とは一致しない周期の変動成分を付加するように設定される。当該変動成分は、ＤＣ成分を持たないように、すなわち、積分値が０となるように設定される。変動成分の周期は、図１３に示すようにランダムであってもよく、共振周期（あるいは、共振周波数およびその整数倍）と異なっていれば、一定であってもよい。上述のように、制御ゲインを変動させる周波数についても、車両の振動を抑制する観点からは、高い周波数（少なくとも、共振周波数よりも高い領域）であることが好ましい。

再び図１２を参照して、制御演算部２５５は、｜ＩＬ｜＜Ｉｔのときには、ゲイン補正部２５４によって補正された制御ゲイン（Ｋｐおよび／またはＫｉ）を用いた制御演算（式（４））によって、デューティ指令値Ｖｄｔを算出する。一方で、｜ＩＬ｜＜Ｉｔのとき（通常時）には、デフォルト値に設定された制御ゲインを用いた制御演算に（式（４）によって、デューティ指令値Ｖｄｔを算出する。

ＰＷＭ変換部２５８は、図７および図８で説明した制御動作により、デューティ指令値ＶｄｔをＰＷＭ変換することによって、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

図１４は、実施の形態２に従うシステム電圧の制御処理を説明するためのフローチャートである。図１４に示された制御処理が、制御装置３０によって所定周期で実行されることにより、図１２に示したＶＨ制御部２５０の機能が実現される。

図１４を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００により、図１１のステップＳ１１０と同様に、昇圧コンバータ１２のリアクトル電流ＩＬに相当する直流電流Ｉｂの絶対値が、デッドタイムの影響によって電圧変動が生じるようなレベルまで低下している否かを判定する。

制御装置３０は、｜Ｉｂ｜が基準値Ｉｔより小さいとき（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２１０に処理を進めて、図１３での時刻ｔ１〜ｔ２のように制御演算に用いられる制御ゲインの値を変動される。一方で、制御装置３０は、｜Ｉｂ｜が基準値以上であるとき（Ｓ２００のＮＯ判定時）には、ステップＳ２２０に処理を進めて、制御ゲインの値をデフォルト値に維持する。ステップＳ２００〜Ｓ２２０による処理によって、図１２のゲイン補正部２５４による機能が実現される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ２３０により、Ｓ２００〜Ｓ２２０によって設定された制御ゲインを用いた制御演算によって、電圧指令値ＶＨｒ（ＶＨｒ＝ＶＨ＊）に従ってシステム電圧ＶＨを制御するように、昇圧コンバータ１２を制御する。ステップＳ１５０による処理によって、図１２の偏差演算部２５２、制御演算部２５５およびＰＷＭ変換部２５８の機能が実現される。

本実施の形態２に従う交流電動機の制御システムでは、昇圧コンバータ１２の通過電流（直流電源Ｂの電流Ｉｂ）の絶対値が小さく、デッドタイムの影響によりシステム電圧ＶＨの制御性が低下することが懸念される場面では、制御ゲイン値を変動させることにより、実施の形態１と同様に、システム電圧ＶＨを駆動機械系４０の共振周期とは異なる周期で変動させることができる。これにより、交流電動機Ｍ１の出力トルクに、当該共振周波数と合致した周波数の変動が生じることを防止することによって、昇圧コンバータ１２のキャリア周波数を低下させることなく、電動車両の車室内の静粛性を維持しつつ車両の振動を抑制することが可能となる。

なお、ゲイン補正部２５４（図１２）および図１４のステップＳ２００〜Ｓ２２０において、矩形波電圧制御の適用時であることを、制御ゲイン値を変動するための条件に加えてもよい。この場合には、昇圧コンバータ１２の通過電流（直流電源Ｂの電流Ｉｂ）の絶対値が小さいためシステム電圧ＶＨの制御性の低下が懸念され、かつ、トルク制御性が相対的に低い矩形波電圧制御の適用時に限定して、車両の振動の抑性のためにシステム電圧ＶＨが強制的に変動される。

また、本実施の形態１および２に従う交流電動機の制御システムは、コンバータによって直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が可変制御されるインバータによって、矩形波電圧制御の適用を伴って交流電動機を制御する構成であれば、駆動機械系を含むパワートレーンの構成を限定することなく任意の電動車両に対して適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５，６，７ 電力線、１０ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、４０ 駆動機械系、４２ 最適電流位相ライン、４３ モード切換ライン、４４ 動作点、５０ 駆動輪、１００ 制御システム、２００ 電圧指令値設定部、２１０ ＶＨ指令値設定部、２２０ ＶＨ指令値補正部、２３０ 演算部、２５０ ＶＨ制御部、２５２ 偏差演算部、２５４ ゲイン補正部、２５５ 制御演算部、２５８ ＰＷＭ変換部、３００ 搬送波、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ＤＴ デッドタイム、Ｉｂ 直流電流、Ｉｔ 基準値、Ｋ０ デフォルト値（制御ゲイン）、Ｋｍｄ 変調度、Ｋｐ，Ｋｉ 制御ゲイン、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍｔ 回転速度（交流電動機）、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号（リレー）、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｃ キャリア周期、Ｔｈ，Ｔｈ１，Ｔｈ２ ハイレベル期間、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＨ＊ ベース指令値、ＶＨｒ 電圧指令値、Ｖｄｔ デューティ指令値、Ｖｐｗｍ，Ｖｐｗｍ＊ 指令電圧、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流。

Claims (7)

1. 電動車両に搭載された交流電動機の制御システムであって、
   電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように直流電源および前記電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成された昇圧コンバータと、
   前記電力線上の直流電圧を前記交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記昇圧コンバータの通過電流の絶対値が基準値より小さいときに、前記昇圧コンバータによって制御される前記直流電圧を、前記電動車両の駆動機械系の共振周波数とは異なる周波数で変動させるための制御手段とを備え、
   前記絶対値が前記基準値より小さい場合、前記通過電流の向きが切り替わると前記昇圧コンバータの昇圧比が変化する、交流電動機の制御システム。
2. 前記制御手段は、
   前記インバータから前記交流電動機に矩形波電圧を印加するとともに当該矩形波電圧の電圧位相によって前記交流電動機の出力トルクを制御する矩形波電圧制御の適用時に限って、前記直流電圧を変動させるための手段を含む、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 前記制御手段は、
   前記昇圧コンバータへの前記電圧指令値を、前記共振周波数とは異なる周波数で変動させるための手段を含む、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
4. 前記制御手段は、
   前記昇圧コンバータの出力電圧を制御するための制御演算に用いられる制御ゲインを、前記共振周波数とは異なる周波数で変動させるための手段を含む、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記制御手段は、前記共振周波数よりも高い周波数で前記直流電圧を変動させる、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
6. 前記制御手段は、前記共振周波数の逆数とは一致しないランダムな周期に従って前記直流電圧を変動させる、請求項１または２記載の交流電動機の制御システム。
7. 前記制御手段によって付与される前記直流電圧の変動量の積分値は零である、請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。

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