JP5969382B2 - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、交流電動機を駆動するインバータの直流リンク電圧をコンバータによって可変制御する制御システムに関する。

直流電源を用いて交流電動機を制御するために、インバータを用いた制御システムが一般的に用いられている。たとえば、特開２０１０−２５２４８８号公報（特許文献１）には、バッテリ（蓄電装置）およびインバータの間に接続されたコンバータによって、インバータの直流リンク電圧を可変制御する構成が記載されている。

上記特許文献１では、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御および矩形波電圧制御を選択的に適用する交流電動機の制御において、コンバータの非昇圧モード時に、交流電動機のトルク指令値に基づいて算出されるモータ出力電圧およびシステム電圧指令値から求められた変調度が所定値を超えると、コンバータに昇圧動作の開始を要求する制御が記載されている。

特開２０１０−２５２４８８号公報 特開２０１１−２２３７１９号公報

特許文献１では、インバータにおける直流／交流電圧変換の変調度に応じて、コンバータにおける昇圧の要否を含めて、コンバータの出力電圧すなわちインバータの直流リンク電圧を可変に制御する構成が記載されている。

しかしながら、バッテリ（蓄電装置）の出力状態を考慮することなく、コンバータの出力電圧（インバータの直流リンク電圧）を設定すると、出力電圧を上昇させるためにバッテリの負荷が過剰となってしまう虞がある。これにより、バッテリの電圧が低下し過ぎたり、交流電動機に対して必要な電力を供給できなくなる虞がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、コンバータが蓄電装置を電源としてインバータの直流リンク電圧を制御可能な構成を有する交流電動機の電源システムにおいて、蓄電装置の負荷が過剰とならないように、インバータの直流リンク電圧を適切に設定することである。

この発明のある局面では、電動車両に搭載された交流電動機の制御システムは、蓄電装置と、昇圧コンバータと、インバータと、第１および第２の制御手段を含む。昇圧コンバータは、電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように蓄電装置および電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成される。インバータは、電力線上の直流電圧を交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成される。第１の制御手段は、交流電動機およびインバータの状態に応じて直流電圧を設定する。第２の制御手段は、蓄電装置の出力余裕に応じて、直流電圧を第１の制御手段によって設定された電圧よりも高く設定する。

好ましくは、第１の制御手段は、蓄電装置の出力電圧に対する直流電圧の比で示される昇圧比を１に固定する非昇圧モードにおいて、直流電圧に対する交流電圧の比で示される変調度または、交流電動機の電流位相が所定位相よりも進むと、昇圧比を１よりも高くするように電圧指令値を設定する昇圧モードを選択するように昇圧コンバータを制御する。第２の制御手段は、第１の制御手段による非昇圧モードの選択時に、蓄電装置の出力電圧が所定電圧よりも低下すると、昇圧モードへの移行により直流電圧を上昇させる。

さらに好ましくは、所定電圧は、蓄電装置の管理下限電圧よりも高い。所定電圧および管理下限電圧の電圧差は、交流電動機の最大出力時において蓄電装置に生じる電圧降下量に基づいて設定される。

また好ましくは、第１の制御手段は、蓄電装置の出力電圧に対する直流電圧の比で示される昇圧比が１よりも大きい昇圧モードにおいて、直流電圧に対する交流電圧の比で示される変調度を目標変調度に近付けるように昇圧コンバータの電圧指令値を設定する。第２の制御手段は、交流電動機の出力増加を検知したときに、蓄電装置から交流電動機に対して追加して出力できる電力余裕に応じて、電圧指令値を、第１の制御手段による設定値よりも上昇させる。

さらに好ましくは、第２の制御手段は、電動車両のアクセル開度が所定の閾値を超えたことに応じて出力増加を検知するとともに、目標変調度を低下させることによって電圧指令値を上昇させる。

また、さらに好ましくは、第２の制御手段は、交流電動機へのトルク指令値が所定の閾値を超えたことに応じて出力増加を検知するとともに、目標変調度を低下させることによって電圧指令値を上昇させる。

この発明によれば、コンバータが蓄電装置を電源としてインバータの直流リンク電圧を制御可能な構成を有する交流電動機の電源システムにおいて、蓄電装置の負荷が過剰とならないように、インバータの直流リンク電圧を適切に設定することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 交流電動機制御のための制御モードを説明する図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるＰＷＭ制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。 矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性を説明するための概念図である。 交流電動機の動作点と適用される制御モードとの関係を説明するための概念図が示される。 制御モードの切換えを伴う交流電動機Ｍ１の電流位相の変化を示す図である。 ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図である。 ３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨの変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。 非昇圧モードから昇圧モードへの移行時に生じる問題点を説明するための動作波形図である。 本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおける昇圧モード／非昇圧モードの選択のための制御構成を説明する機能ブロック図である。 図１１に示された第１昇圧判定部による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。 図１１に示された第２昇圧判定部による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。 図１１に示された調停処理部による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。 図１１に示された最低電圧設定部による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。 実施の形態１に従う昇圧モード／昇圧モードの選択を適用した場合における非昇圧モードから昇圧モードへの移行時の制御動作を説明する動作波形図である。 昇圧モードにおけるシステム電圧の電圧指令値を設定するためのシステム電圧指令値設定部の比較例を説明するための機能ブロック図である。 図１７に示されたＶｒ＊マップの構成例を説明する概念図である。 昇圧モード中の交流電動機の出力増加時における比較例に従う動作例を示す波形図である。 本発明の実施の形態２に従うシステム電圧指令値設定部を説明するための機能ブロック図である。 昇圧モード中の交流電動機の出力増加時における実施の形態２に従う動作例を示す波形図である。 本発明の実施の形態２に従う、矩形波電圧制御適用時におけるシステム電圧指令値設定部を説明するための機能ブロック図である。 図２２に示した電圧偏差算出マップの構成例を説明する概念図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、交流電動機Ｍ１を制御対象とする制御システム１００は、直流電圧発生部１０と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車を包括的に表現するものとする）の駆動輪にトルクを発生させるように構成された走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

交流電動機Ｍ１の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される駆動機械系４０によって駆動輪５０に伝達されて電動車両を走行させる。交流電動機Ｍ１は、電動車両の回生制動時には、駆動機械系４０を経由して伝達された駆動輪５０の回転力によって発電することができる。そしてその発電電力は、ＰＣＵ２０によって蓄電装置Ｂの充電電力に変換される。

なお、交流電動機Ｍ１の他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよび交流電動機Ｍ１を協調的に動作させることによって、必要な電動車両の車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて、蓄電装置Ｂを充電することも可能である。

すなわち、電動車両は、車両駆動力発生用の電動機を搭載する車両を示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車、エンジンを搭載しない電気自動車、燃料電池車等を含む。

直流電圧発生部１０は、蓄電装置Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２とを含む。

直流電源として設けられる蓄電装置Ｂは、代表的には、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な装置により構成される。蓄電装置Ｂには、監視用センサ１１が設けられる。これにより、蓄電装置Ｂの出力電圧Ｖｂ、出力電流Ｉｂおよび温度Ｔｂが検出される。監視用センサ１１による検出値は、制御装置３０へ入力される。

システムリレーＳＲ１は、蓄電装置Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、蓄電装置Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７上の直流電圧ＶＨを検出する。以下では、インバータ１４の直流リンク電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧ＶＨ」とも称する。一方、電力線６の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１９によって検出される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオン時には、直流電圧ＶＬは、蓄電装置Ｂの出力電圧に相当する。電圧センサ１３，１９によって検出された直流電圧ＶＨ，ＶＬは、制御装置３０へ入力される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇圧コンバータ１２は、非昇圧モードおよび昇圧モードのいずれかで動作する。非昇圧モードでは、昇圧コンバータ１２は、ＰＷＭ制御に従って、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）を制御することによって、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）を制御することができる。したがって、直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値とシステム電圧指令値ＶＨ＊とに従って演算されたデューティ比に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。このように、昇圧モードでは、ＶＨ＊＞ＶＬに設定されて、昇圧コンバータ１２がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御によって、システム電圧ＶＨを制御する。

なお、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング素子Ｑ２と相補的にオンオフすることにより、リアクトルＬ１の電流方向に応じて制御を切換えることなく蓄電装置Ｂの充電および放電の両方に対応することができる。すなわち、システム電圧指令値ＶＨ＊に従うシステム電圧ＶＨの制御を通じて、昇圧コンバータ１２は、回生および力行の両方に対応することができる。

交流電動機Ｍ１の低出力時には、昇圧コンバータ１２による昇圧を行なうことなく、ＶＨ＝ＶＬ（昇圧比が１）の状態で交流電動機Ｍ１を制御することができる。この場合には、非昇圧モードが選択されて、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が、オンおよびオフにそれぞれ固定されるので、昇圧コンバータ１２での電力損失が低下する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を平滑コンデンサＣ０を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍｔおよび回転角速度ωを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウ
ェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１９によって検出された直流電圧ＶＬ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、および電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ）），ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

すなわち、制御装置３０は、直流電圧ＶＨをシステム電圧指令値ＶＨ＊に従って上記のように制御するために昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ入力される。

（電動機制御における制御モード）
次に、インバータ１４による交流電動機Ｍ１を対象とした交流電動機制御について詳細に説明する。

図２は、交流電動機制御のための制御モードを説明する図である。
図２に示すように、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、インバータによる交流電動機制御について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。電圧指令は、交流電動機Ｍ１の出力トルクをトルク指令値に従って制御するための制御演算によって算出された、インバータから交流電動機Ｍ１へ出力されるべき交流電圧（相電圧）を示す。

ＰＷＭ制御によって、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

以下、本明細書では、インバータによる直流／交流電圧変換における、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１へ出力される交流電圧（線間電圧の実効値）の比を「変調度」と定義する。正弦波ＰＷＭ制御の適用は、基本的には、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨと等しくなる状態が限界である。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、変調度を０．６１倍程度までしか高めることができない。なお、正弦波状の電圧指令に３ｎ次高調波を重畳することにより、正弦波ＰＷＭ制御での変調度最大値は、０．７０まで高めることができる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅よりも大きい振幅の交流電圧（正弦波状）について、その振幅を拡大した上で、上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調度を０．６１（０．７）〜０．７８の範囲まで高めることができる。これにより、正弦波ＰＷＭ制御が適用できない領域の一部についても、ＰＷＭ制御の適用が可能となる。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１を流れるモータ電流のフィードバック制御によって、上記電圧指令が算出される。なお、以下では、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の両者を包括する場合に、単にＰＷＭ制御とも称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、電動機の電気角３６０度に相当する期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をインバータが出力する。これにより、変調度は０．７８まで高められる。矩形波電圧制御では、変調度は０．７８に固定される。

（各制御モードの制御構成の説明）
図３は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおけるＰＷＭ制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。図３を含めて、以下で説明される機能ブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図３を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。後述するように、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍの組み合わせによって、交流電動機Ｍ１の電流位相が適正に制御できる。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

この際に、上述の変調度Ｋｍｄは、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯およびシステム電圧ＶＨを用いると、下記（１）式によって示される。

Ｋｍｄ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（１）
ＰＷＭ変調部２６０は、図示しない搬送波と、交流電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。なお、上述のように、正弦波の交流電圧指令に対して３ｎ次高調波を重畳させることも可能である。

なお、インバータ１４でのパルス幅変調において、搬送波の振幅は、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。なお、ＰＷＭ変調する交流電圧指令の振幅について、本来の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波の振幅を固定できる。

なお、正弦波ＰＷＭの選択時に、変調度Ｋｍｄが０．６１（３ｎ次高調波の重畳時は０．７）〜０．７８の範囲に上昇すると、過変調ＰＷＭが適用される。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。一方で、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、各相電圧指令信号に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調度が確保できなくなる。

このため、過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調度が確保できるようになる。このような振幅補正処理は、過変調ＰＷＭ制御時における電圧指令生成部２４０または座標変換部２５０での機能追加によって実行することができる。

正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御の適用時には、インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御される。これにより、交流電動機Ｍ１に対して、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。すなわち、電流位相を規定する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを基準値とするモータ電流のフィードバック制御により、交流電動機Ｍ１のトルク制御を行なうことができる。

図４は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。

図４を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（２）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）の推定値Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（２）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力（推定値）Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される回転角速度ωを用いて、下記（３）式に従ってトルク推定値Ｔｑｔを算出する。

Ｔｑｔ＝Ｐｍｔ／ω …（３）
なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波電圧パルスが、モータの各相電圧として印加される。

図５は、矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性を説明するための概念図である。図５には、一定回転速度（ω一定）の下でシステム電圧ＶＨを変化させた場合の各々における電圧位相−トルク特性が示される。

図５から理解される通り、同一の電圧位相φｖに対して、システム電圧ＶＨが高くなるほど、出力トルクが大きくなる。したがって、高トルクの要求時には、昇圧コンバータ１２によってシステム電圧ＶＨを上昇することにより、出力トルクを確保することができる。

図５には、力行動作（正トルク出力）時における特性を例示したが、ｑ軸を基準とする電圧位相φｖの極性を反転すれば、回生動作（負トルク出力）時についても同様に交流電動機Ｍ１の出力トルクを制御することができる。

図６には、交流電動機Ｍ１の動作点と適用される制御モードとの関係を説明するための概念図が示される。図６の横軸は、交流電動機Ｍ１の回転速度を示し、図６の縦軸は、交流電動機Ｍ１の出力トルクを示している。

交流電動機の制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の状態に応じて、図２に示した、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が選択的に適用される。すなわち、交流電動機Ｍ１の同一の出力に対しても、システム電圧ＶＨが変化すると変調度が変わるため、適用される制御モードも変わってくる。

図６を参照して、制御システム１００では、昇圧コンバータ１２を非昇圧モードで動作させると、蓄電装置Ｂの出力電圧（すなわち、直流電圧ＶＬ）がそのままシステム電圧ＶＨとなる（ＶＨ＝ＶＬ）。交流電動機Ｍ１の低出力時には、非昇圧モードにおいて上記３つの制御方式のいずれかを適用することにより交流電動機Ｍ１を駆動することができる。

図６に示された非昇圧時最大トルクラインＬＮ１は、昇圧コンバータ１２の非昇圧モード時に、各回転速度において交流電動機Ｍ１が出力可能な最大出力トルクの集合である。非昇圧時最大トルクラインＬＮ１の内側の略台形状の領域は、上述した変調度に応じて、正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１、過変調ＰＷＭ制御領域Ａ２および矩形波電圧制御領域Ａ３に区別されることになる。

正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１および過変調ＰＷＭ制御領域Ａ２との境界ラインＬＮ２は、各回転速度において、変調度が、一般的な正弦波ＰＷＭ制御での変調度最大値である０．６１（または０．７）となる際の出力トルクの集合を示す。

また、過変調ＰＷＭ制御領域Ａ２と矩形波電圧制御領域Ａ３との境界ラインＬＮ３は、各回転速度において、変調度が、矩形波電圧制御での変調度である０．７８となる際の出力トルクの集合を示す。

図６中に破線で示す昇圧時最大トルクラインＬＮ４は、昇圧コンバータ１２が、蓄電装置Ｂの出力電圧を上限電圧まで昇圧してシステム電圧ＶＨを最大値ＶＨｍａｘ（たとえば６５０Ｖ）としたときに、各回転速度において交流電動機Ｍ１が出力可能な最大出力トルクの集合である。

上述のように、非昇圧モードでは昇圧コンバータ１２でのスイッチング損失が低減されるため、システム全体の効率が向上する。このため、非昇圧モードの適用を拡大することが効率面からは有利である。一方で、交流電動機Ｍ１の動作点（回転速度およびトルク）が、非昇圧時最大トルクラインＬＮ１の外側に位置する場合には、昇圧コンバータ１２が昇圧モードで動作しないと、トルク指令値に従ったトルクを発生することができなくなる。

次に、上述のように制御モードの切換えを伴って交流電動機Ｍ１の出力が変化した場合における交流電動機の電流位相の変化を、図７を用いて説明する。

図７は、制御モードの切換えを伴う交流電動機Ｍ１の電流位相の変化を示す図である。図７には、同一の直流電圧ＶＨに対して、出力トルクを徐々に高めていったときの電流位相の変化の軌跡が例示されている。図７の横軸はｄ軸電流Ｉｄを示しており、図７の縦軸はｑ軸電流Ｉｑを示している。電流位相φｉは、下記（４）式で定義される。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流位相φｉは、最適電流位相ライン４２上となるように決定される。最適電流位相ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上で、モータ電流の同一振幅に対して出力トルクが最大となる電流位相の集合として描かれる。すなわち、最適電流位相ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上の等トルク線上における交流電動機Ｍ１での損失が参照となる電流位相点の集合に相当する。最適電流位相ライン４２は、予め実験ないしシミュレーションによって求めることができる。

ＰＷＭ制御での電流フィードバック制御におけるｄ軸およびｑ軸の電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と最適電流位相ライン４２との交点に対応するｄ軸およびｑ軸の電流値に設定される。たとえば、各トルク指令値に対応させて最適電流位相ライン４２上の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせを決定するＰＷＭ制御用のマップを予め作成して、制御装置３０内に記憶させておくことができる。

図７では、零点位置を起点とするＩｄ，Ｉｑの組み合わせによる電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、出力トルクの増加に応じて変化する軌跡を矢印で示している。出力トルクが増加するのに応じて、電流の大きさ（Ｉｄ−Ｉｑ平面上での電流ベクトルの大きさに相当）が増加する。正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの設定により、電流位相が最適電流位相ライン４２上に制御される。トルク指令値がさらに増加し、変調度が０．７８に達すると矩形波電圧制御が適用される。

矩形波電圧制御では、弱め界磁制御を行なうために、電圧位相φｖを大きくすることにより出力トルクを増加させるのに従って、界磁電流であるｄ軸電流Ｉｄの絶対値が増加する。この結果、電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、最適電流位相ライン４２から図中左側（進角側）に離れることによって、交流電動機Ｍ１の損失が増加する。このように、矩形波電圧制御では、インバータ１４によって交流電動機Ｍ１の電流位相を直接制御することができなくなる。

反対に、同一のシステム電圧ＶＨの下で、電圧位相φｖを小さくすることにより出力トルクを減少していくと、電流位相φｉは図中右側（遅角側）へ変化する。そして、矩形波電圧制御時に電流位相φｉが、モード切換ライン４３よりも遅角側になると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。たとえば、モード切換ライン４３は、φｉ＝φｔｈ（基準値）となる電流位相点の集合として描かれる。言い換えると、電流位相φｉがφｔｈ（基準値）よりも小さくなると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。

図８には、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図が示される。

図８を参照して、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ制御）の適用時には、図３に示した電流フィードバック制御によって求められた交流電圧の振幅に従って、変調度が演算される。たとえば、上述の（１）式に従って変調度Ｋｍｄを演算できる。

ＰＷＭ制御の適用時に、変調度Ｋｍｄが０．７８よりも大きくなると、矩形波電圧制御モードへの遷移が指示される。

矩形波電圧制御では、出力トルクの低下に応じて電流位相φｉが図７での右側（遅角側）へ変化する。そして、電流位相φｉが基準値φｔｈよりも小さくなると、すなわち、図７に示したモード切換ライン４３よりも遅角側の位相領域に入ると、ＰＷＭ制御モードへの遷移が指示される。

交流電動機Ｍ１の同一出力に対してシステム電圧ＶＨを変えると、ＰＷＭ制御における変調度が変化する。また、矩形波電圧制御では、当該出力を得るための電圧位相φｖが変化するのに付随して電流位相φｉが変化する。したがって、システム電圧ＶＨに応じて、制御システムでの損失が変化する。

図９は、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨの変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。図９には、システム電圧ＶＨを変化させた上で、交流電動機Ｍ１の出力（回転速度×トルク）を同一としたときの挙動が示される。

図９を参照して、同一出力に対してシステム電圧ＶＨを低下させるのに従って、変調度は上昇する。変調度の上昇に応じて、順に、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が順に適用される。矩形波電圧制御では、変調度は０．７８で一定である。

電流位相は、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御）の適用時には、電流フィードバック制御に伴い、最適電流位相ライン４２（図７）に沿って制御される。システム電圧ＶＨを低下させると、同一出力を得るために必要なモータ電流が増加するので、最適電流位相ライン４２に沿って電流位相は徐々に進角側に変化する。矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨを低下させると、同一トルクを出力するための電圧位相が大きくなる。これに従い、図７に示したのと同様に、電流位相は進角側へ変化する。

モータ損失は、ＰＷＭ制御の適用時には、電流位相が最適電流位相ライン４２に沿って制御されるため抑性される。一方で、矩形波電圧制御が適用されると、弱め界磁電流の影響でモータ損失が増加する。矩形波電圧制御の適用時には、同一出力に対してシステム電圧ＶＨが低下すると、弱め界磁電流の増加によりモータ損失が増大する。

一方で、インバータ損失は、インバータ１４でのスイッチング回数に依存するので、矩形波電圧制御の適用時には抑性される一方で、ＰＷＭ制御の適用時には増加する。システム電圧ＶＨが上昇すると、１回のスイッチング当たりの損失電力が増加するため、インバータ損失が増大する。

このようなモータ損失およびインバータ損失の特性から、制御システムでのモータ損失およびインバータ損失の合計は、矩形波電圧制御が適用される動作点４４において最小となることが理解される。図７に示されるように、動作点４４の電流位相は、最適電流位相ライン４２の近傍（遅角側）に位置する。

（非昇圧モードから昇圧モードへの遷移）
ここで、昇圧コンバータ１２での非昇圧モードから昇圧モードへの遷移について考える。上述のように、昇圧コンバータ１２での損失は、非昇圧モードの適用により大幅に低下する。

しかしながら、非昇圧モードにおける矩形波電圧制御の適用時には、交流電動機Ｍ１の出力増加に応じて電圧位相が大きくなると、これに伴う電流位相φｉの変化により、交流電動機Ｍ１での損失が増加する。このため、図７で示した非昇圧時最大トルクラインＬＮ１よりも内側の領域であっても、電流位相φｉが進むことによって交流電動機Ｍ１の損失が増加するため、システム全体の効率が低下することがある。このような領域では、昇圧コンバータ１２を昇圧モードで動作させてシステム電圧ＶＨを上昇させた方が、昇圧コンバータ１２での損失が小さい非昇圧モードを維持するよりも、システム全体での損失を抑制することができる。したがって、非昇圧モードでは、電流位相φｉが、最適電流位相ライン４２よりも進角側に予め設定された昇圧要求ライン４１（図７）を進角側に超えると、昇圧モードへの移行が要求される。

このように、制御システムの効率、すなわち、電動車両のエネルギ効率（燃費）の面からは、図７および図９の動作点４４での動作を指向するように、非昇圧モードおよび矩形波電圧制御を積極的に適用することが好ましい。このため、非昇圧モードでは、交流電動機Ｍ１の出力増加に応じて、正弦波ＰＷＭ制御から、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御を順に適用し、矩形波電圧制御において電流位相が昇圧要求ライン４１（図７）を超えることに応じて、非昇圧モードから昇圧モードへの移行を判断する必要がある。

これに対して、交流電動機Ｍ１のトルク制御性を高める面からは、正弦波ＰＷＭ制御の適用が好ましい。このため、代表的には、交流電動機Ｍ１のトルク上昇時（たとえば、電動車両でのアクセル開度増加に応答した加速時）のように、高いトルク制御性が要求される場面では、正弦波ＰＷＭ制御が継続的に適用される必要がある。この場合には、変調度が０．６１（または０．７）を超えないように、交流電動機Ｍ１の出力増加に応じて、システム電圧ＶＨを上昇させる必要がある。したがって、ＰＷＭ制御が要求される場面では、非昇圧モードでの変調度に応じて、非昇圧モードから昇圧モードへの移行を判断する必要がある。

このように、本実施の形態に従う交流電動機の制御システム１００では、昇圧コンバータ１２での昇圧／非昇圧の選択を含めて、システム電圧ＶＨの設定がシステム全体の効率および交流電動機Ｍ１のトルク制御性に影響を及ぼす。実施の形態１では、このうち、非昇圧モードから昇圧モードへの移行に着目する。特に、昇圧コンバータ１２の昇圧動作開始時に蓄電装置Ｂの出力に生じる問題に焦点を当てる。

図１０は、非昇圧モードから昇圧モードへの移行時に生じる問題点を説明するための動作波形図である。

図１０には、電動車両でのアクセル開度Ａｃｃｒの増大に応じて、交流電動機Ｍ１への出力要求（出力トルク）が増大する場面での動作が示される。この場面では、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に出力される交流電圧（線間電圧実効値）を示すモータ電圧Ｖｒは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するために上昇する。モータ電圧Ｖｒは、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを用いると、Ｖｒ＝（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）^1/2と表すことができる。

時刻ｔ１以前では、非昇圧モードであるため、昇圧フラグＦｖｕｐはオフされている。このため、システム電圧ＶＨは、蓄電装置Ｂの出力電圧に相当する直流電圧ＶＬと同等である（ＶＨ＝ＶＬ）。

モータ電圧Ｖｒの上昇に伴って蓄電装置Ｂの出力電流が増加する。これにより、蓄電装置Ｂでは内部抵抗による電圧降下が増大する。非昇圧モードでは、ＶＨ=ＶＬであるので、直流電圧ＶＬおよびＶＨはモータ電圧Ｖｒの上昇に伴って低下する。モータ電圧Ｖｒの上昇に応じて、変調度Ｋｍｄ（Ｋｍｄ＝Ｖｒ／ＶＨ）も上昇する。なお、図１０では、ＶＨおよびＶＬは同一スケールで表記されているが、Ｖｒのスケールは、ＶＨおよびＶＬとは異なる。すなわち、図１０でのＶｒの電圧変化量は、ＶＨ，ＶＬの電圧変化量よりもかなり大きいものである。

通常、加速時には、交流電動機Ｍ１のトルク制御性を高めることがドライバビリティの面から必要とされるため、正弦波ＰＷＭ制御によるトルク制御が好ましい。したがって、図１０では、正弦波ＰＷＭ制御を継続的に適用するために、変調度Ｋｍｄに応じて、非昇圧モードから昇圧モードへ遷移する例が示される。

時刻ｔ１において変調度Ｋｍｄが昇圧閾値ｔＫｍｄよりも高くなると、昇圧フラグＦｖｕｐがオンされる。これに伴って昇圧コンバータ１２が昇圧動作を開始するため、システム電圧ＶＨは上昇する。このとき、蓄電装置Ｂは、これまでの出力電力に加えて、平滑コンデンサＣ０が接続された電力線７の電圧を上昇させるための昇圧パワーＰｃをさらに供給することになる。昇圧パワーＰｃは、単位時間あたりの電圧上昇量ΔＶＨ（ΔＶＨ＞０）および平滑コンデンサＣ０の容量値Ｃの積に比例する。

このため、昇圧時には、蓄電装置Ｂの放電電流が増加することにより、蓄電装置Ｂでの内部抵抗による電圧低下がさらに大きくなる。この結果、蓄電装置Ｂの出力電圧（直流電圧ＶＬ）が大幅に低下する。

図１０のように、直流電圧ＶＬが、蓄電装置Ｂの下限電圧ＶＬｍｉｎの近傍まで低下した、出力余裕のないタイミングで昇圧動作が開始されると、瞬間的にＶＬ＜ＶＬｍｉｎとなるまで、直流電圧ＶＬ、すなわち蓄電装置Ｂの出力電圧が低下する虞がある。このような現象が生じると、蓄電装置Ｂが過放電となり劣化が進行することが懸念される。なお、下限電圧ＶＬｍｉｎは、蓄電装置Ｂのスペックとして予め定められた、放電時の管理下限電圧に相当するものとする。

時刻ｔ１以降では、アクセル開度Ａｃｃｒはさらに増大するものの、蓄電装置Ｂの出力電力上限に達したため、交流電動機Ｍ１の出力もこれ以上は増大しない。このため、変調度Ｋｍｄ≒ｔＫｍｄに維持されるように、システム電圧ＶＨも一定に維持される。すなわち、図１０の例では、蓄電装置Ｂの出力電力制限のみでは、昇圧開始時における蓄電装置Ｂの出力過剰による電圧低下に対応しきれない虞があることを示している。実施の形態１では、このような蓄電装置Ｂの電圧低下を抑制するための、昇圧コンバータ１２の昇圧モード／非昇圧モードの制御について説明する。

図１１は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムにおける昇圧モード／非昇圧モードの選択のための制御校正を説明する機能ブロック図である。

図１１を参照して、昇圧モード制御部５００は、第１昇圧判定部５１０と、第２昇圧判定部５２０と、調停処理部５３０と、最低電圧設定部５４０と、ＰＷＭ制御要求部５６０とを有する。

ＰＷＭ制御要求部５６０は、電動車両の車両状態に応じて、トルク制御性の高い正弦波ＰＷＭ制御の適用を要求するためのＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍをオンオフする。たとえば、アクセル開度Ａｃｃｒに基づいて、ドライバによる加速要求が一定レベルを超えている間、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍはオンされる。あるいは、ドライバによって運転モードを指定できる場合には、加速応答性を重視するスポーツモードの選択時に、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍをオンするための上記一定レベルを低下させることが好ましい。

第１昇圧判定部５１０は、インバータ１４での変調度または交流電動機Ｍ１の電流位相に基づいて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１をオンオフする。昇圧要求フラグＲｖｕｐ１は、第１昇圧判定部５１０が昇圧コンバータ１２に昇圧を要求するときには論理ハイレベル（以下、「Ｈレベル」と表記する）に設定され、そうでないときには論理ローレベル（以下、「Ｌレベル」と表記する）に設定される。

第２昇圧判定部５２０は、蓄電装置Ｂの出力電圧に相当する直流電圧ＶＬに基づいて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２をオンオフする。昇圧要求フラグＲｖｕｐ２は、第２昇圧判定部５２０が昇圧コンバータ１２に昇圧を要求するときにＨレベルに設定され、そうでないときにはＬレベルに設定される。

調停処理部５３０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１およびＲｖｕｐ２に基づいて、昇圧コンバータ１２の非昇圧モード／昇圧モードを規定するための昇圧フラグＦｖｕｐを設定する。昇圧フラグＦｖｕｐがローレベルのとき、昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｑ２がオフに固定される非昇圧モードで動作する。これに対して、昇圧フラグＦｖｕｐがオンされると、昇圧コンバータ１２は、昇圧モードで動作して、システム電圧指令値ＶＨ＊に従ってシステム電圧ＶＨを制御するように、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンオフ制御する。

最低電圧設定部５４０は、第２昇圧判定部５２０からの昇圧要求フラグＲｖｕｐ２に応じて、昇圧モードにおけるシステム電圧指令値ＶＨ＊の最低電圧ＶＨｍｉｎ＊を設定する。

図１２は、第１昇圧判定部による制御処理動作、より詳細には、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１のオンオフ設定を説明するためのフローチャートである。制御装置３０が、図１２に示したフローチャート処理に従う制御処理を実行することによって、第１昇圧判定部５１０の機能が実現される。

図１２を参照して、第１昇圧判定部５１０（制御装置３０）は、ステップＳ１００により、昇圧フラグＦｖｕｐが現在オフされているかどうかを判定する。第１昇圧判定部５１０は、昇圧フラグＦｖｕｐのオフ時、すなわち非昇圧モードの選択時（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１０に処理を進めて、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍがオンされているかどうかを判定する。

第１昇圧判定部５１０は、非昇圧モードにおいて正弦波ＰＷＭ制御が要求されているとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０に処理を進めて、現在の変調度Ｋｍｄと昇圧閾値ｔＫｍｄとの比較に基づいて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１を設定する。具体的には、第１昇圧判定部５１０は、変調度Ｋｍｄが、昇圧閾値ｔＫｍｄを超えると（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ１７０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１をオンする。なお、変調度Ｋｍｄに基づいて非昇圧モードから昇圧モードへ移行を判定する場合には、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍがオンされているため、正弦波ＰＷＭ制御を継続的に適用することが求められる。したがって、昇圧閾値ｔＫｍｄは、正弦波ＰＷＭ制御における変調度最大値０．６１（または０．７０）以下の値に設定される。たとえば、昇圧閾値ｔＫｍｄは、０．５〜０．６程度に設定される。

一方で、第１昇圧判定部５１０は、変調度Ｋｍｄが昇圧閾値ｔＫｍｄに達していないとき（Ｓ１２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１８０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１を現在の値に維持する。このため非昇圧モードでは、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１のオフが維持されることになる。

第１昇圧判定部５１０は、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍがオフされている場合（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、図７および図９で説明したように、非昇圧モードおよび矩形波電圧制御を積極的に適用するために、ステップＳ１３０により、電流位相φｉに基づいて昇圧要求フラグＲｖｕｐ１を設定する。ステップＳ１３０では、交流電動機Ｍ１の現在の電流位相φｉが、図７に示した昇圧要求ライン４１に対応する電流位相を示す昇圧閾値ｔφｖｕｐと比較される。

図７で説明したように、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電流位相φｉは、最適電流位相ライン４２上を変化するので、φｉ≦ｔφｖｕｐが維持される。そして、変調度の上昇に伴ってＰＷＭ制御から矩形波電圧制御に移行した後、さらに交流電動機Ｍ１の出力が増大することによって電流位相φｉが遅角側に変化すると、φｉ＞ｔφｖｕｐとなってステップＳ１３０がＹＥＳ判定とされる。

このとき、第１昇圧判定部５１０は、ステップＳ１７０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１をオンする。一方で、φｉ≦ｔφｖｕｐのとき、すなわち、電流位相φｉが昇圧要求ライン４１を超えないときには（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、第１昇圧判定部５１０は、ステップＳ１８０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１を現在の値に維持する。このため非昇圧モードでは、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１のオフが維持されることになる。

第１昇圧判定部５１０は、昇圧モード時（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ１５０により、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍのオン／オフに応じて、変調度に関する非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯を設定する。

具体的には、第１昇圧判定部５１０は、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍのオン時には、非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯＝Ｋ１に設定する一方で、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍのオフ時には、非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯＝Ｋ２に設定される（Ｋ２＞Ｋ１）。なお、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍのオン時には、非昇圧閾値Ｋ１は、ステップＳ１２０での昇圧閾値ｔＫｍｄよりも低く設定される。このように、正弦波ＰＷＭ制御要求時の昇圧閾値ｔＫｍｄおよび非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯の間にヒステリシスを設けることにより、昇圧モードおよび非昇圧モードの間の切換えが短時間で頻繁に生じることを防止できる。

さらに、第１昇圧判定部５１０は、ステップＳ１６０により、昇圧モードにおける現在の変調度Ｋｍｄを、ステップＳ１５０で設定された非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯と比較する。昇圧モードにおいて変調度Ｋｍｄが非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯よりも低下すると（Ｓ１６０のＹＥＳ判定時）、第１昇圧判定部５１０は、ステップＳ１９０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１をオフする。

これに対して、第１昇圧判定部５１０は、昇圧モードにおいて変調度Ｋｍｄが非昇圧閾値ｔＫｍｄ♯以上であるとき（Ｓ１６０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１８０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１を現在の値に維持する。このため昇圧モードでは、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１のオンが維持されることになる。

このように、第１昇圧判定部５１０は、交流電動機Ｍ１のトルク制御におけるインバータ１４での変調度および／または交流電動機Ｍ１の電流位相に基づいて、非昇圧モード／昇圧モードを選択する。第２昇圧判定部５２０は、第１昇圧判定部５１０による、交流電動機Ｍ１およびインバータ１４の状態に基づいた基本的な昇圧モード／非昇圧モードの選択に対して、蓄電装置Ｂの出力に応じた修正を加えるための機能を有する。すなわち、実施の形態１において、第１昇圧判定部５１０は本発明における「第１の制御手段」の一実施例に対応し、第２昇圧判定部５２０は、本発明における「第２の制御手段」の一実施例に対応する。

図１３は、第２昇圧判定部５２０による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。制御装置３０が、図１３に示したフローチャート処理に従う制御処理を実行することによって、第２昇圧判定部５２０の機能が実現される。

図１３を参照して、第２昇圧判定部５２０（制御装置３０）は、ステップＳ２００により、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２が現在オンされているかどうかを判定する。第２昇圧判定部５２０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２のオフ時（Ｓ２００のＮＯ判定時）には、ステップＳ２１０に処理を進めて、蓄電装置Ｂの出力電圧に相当する直流電圧ＶＬを閾値電圧ｔＶＬ１と比較する。一方で、第２昇圧判定部５２０は、昇圧フラグＦｖｕｐのオン時、すなわち昇圧モードの選択時（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２２０に処理を進めて、蓄電装置Ｂの出力電圧に相当する直流電圧ＶＬを閾値電圧ｔＶＬ２と比較する。

第２昇圧判定部５２０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオフの場合、ＶＬ＜ｔＶＬ１のとき（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２５０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２をオンする。一方で、非昇圧モードでＶＬ≧ｔＶＬ１のとき（Ｓ２１０のＮＯ判定時）には、第２昇圧判定部５２０は、ステップＳ２４０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２を現在の値に維持する。

一方で、第２昇圧判定部５２０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオンの場合、ＶＬ＞ｔＶＬ２のとき（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２３０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２をオフする。一方で、非昇圧モードでＶＬ≦ｔＶＬ２のとき（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、第２昇圧判定部５２０は、ステップＳ２４０に処理を進めて、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２を現在の値に維持する。

このように、第２昇圧判定部５２０は、直流電圧ＶＬ、すなわち、蓄電装置Ｂの出力電圧が閾値電圧ｔＶＬ１よりも低下すると、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２をオンする。一旦昇圧オンされた昇圧要求フラグＲｖｕｐ２は、直流電圧ＶＬ（蓄電装置Ｂの出力電圧）が閾値電圧ｔＶＬ２よりも高くなるとオフされる。なお、閾値電圧ｔＶＬ１は、図１０に示された下限電圧ＶＬｍｉｎよりも高く設定される。昇圧要求フラグＲｖｕｐ２をオフするための閾値電圧ｔＶＬ２は、閾値電圧ｔＶＬ１よりも高く設定される。

図１４は、調停処理部５３０による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。制御装置３０が、図１４に示したフローチャート処理に従う制御処理を実行することによって、調停処理部５３０の機能が実現される。

図１４を参照して、調停処理部５３０（制御装置３０）は、ステップＳ３００により、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１がオンされているかどうかを判定する。昇圧要求フラグＲｖｕｐ１がオンされていないとき（Ｓ３００のＮＯ判定時）には、調停処理部５３０は、ステップＳ３１０により、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオンされているかどうかを判定する。

昇圧要求フラグＲｖｕｐ１およびＲｖｕｐ２の少なくともいずれかがオンされているときには、ステップＳ３００，Ｓ３１０のいずれかがＹＥＳ判定とされる。このとき、調停処理部５３０は、ステップＳ３４０に処理を進めて、昇圧フラグＦｖｕｐをオンする。これにより、昇圧コンバータ１２は昇圧モードで動作するように制御される。

調停処理部５３０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１およびＲｖｕｐ２の両方がオフされているときには、ステップＳ３２０に処理を進めて、システム電圧ＶＨを判定値（ＶＬ＋Ｖβ）と比較する。

調停処理部５３０は、ＶＨ＞（ＶＬ＋Ｖβ）であり、直流電圧ＶＨおよびＶＬの間の電圧差がＶβよりも小さいときには（Ｓ３２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３３０により、昇圧フラグＦｖｕｐをオフする。これにより、昇圧コンバータ１２は非昇圧モードで動作するように制御される。

一方、調停処理部５３０は、ＶＨおよびＶＬの電圧差がＶβ以上であるとき（Ｓ３２０のＮＯ判定時）には、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１のＲｖｕｐ２の両方がオフされていても、ステップＳ３４０により、昇圧フラグＦｖｕｐをオンする。非昇圧モードでは、昇圧コンバータ１２では、ＶＨ＝ＶＬの状態となるので、ＶＨおよびＶＬの電圧差が大きいときに昇圧モードを開始すると、システム電圧ＶＨが急激に変化する虞がある。このため、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１のＲｖｕｐ２の両方がオフされた場合でも、昇圧モードでの電圧制御によって、直流電圧ＶＨおよびＶＬの電圧差が小さくなってから非昇圧モードへ移行することにより、システム電圧ＶＨの急激な変化を防止することができる。

図１５は、最低電圧設定部５４０による制御処理動作を説明するためのフローチャートである。制御装置３０が、図１５に示したフローチャート処理に従う制御処理を実行することによって、最低電圧設定部５４０の機能が実現される。

図１５を参照して、最低電圧設定部５４０（制御装置３０）は、ステップＳ３５０により、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオンされているかどうかを判定する。最低電圧設定部５４０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオフのとき、すなわち、蓄電装置Ｂの出力電圧の低下に応じて昇圧要求が発せられていないとき（Ｓ３５０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３７０により、昇圧モードにおけるシステム電圧指令値の最低電圧ＶＨｍｉｎ＊＝ＶＬに設定する。

これにより、昇圧コンバータ１２のシステム電圧指令値ＶＨ＊は、ＶＬ≦ＶＨ＊≦ＶＨｍａｘの範囲内で制御される。ＶＨｍａｘは、システム電圧ＶＨの制御上限値であり、たとえば、上述のように６５０Ｖ程度である。

これに対して、最低電圧設定部５４０は、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオンのとき、すなわち、蓄電装置Ｂの出力電圧の低下に応じて昇圧要求が発せられているとき（Ｓ３５０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３６０により、昇圧モードにおけるシステム電圧指令値の最低電圧ＶＨｍｉｎ＊＝ＶＬ＋Ｖαに設定する。これにより、昇圧モードにおいて、システム電圧ＶＨを、非昇圧モードでの電圧値（直流電圧ＶＬ相当）から強制的に上昇させるように、システム電圧指令値ＶＨ＊が設定されることになる。

図１６は、実施の形態１に従う昇圧モード／昇圧モードの選択を適用した場合における、制御動作を説明する動作波形図である。図１６でも図１０と同様のアクセル開度Ａｃｃｒの変化に伴って、交流電動機Ｍ１の出力すなわちモータ電圧Ｖｒが上昇したときの挙動が示される。

図１６を参照して、時刻ｔａ以前では、図１０における時刻ｔ１以前と同様に、昇圧フラグＦｖｕｐがオフされて昇圧コンバータ１２は非昇圧モードで動作する。このため、直流電圧ＶＨおよびＶＬ（ＶＨ＝ＶＬ）は、交流電動機Ｍ１の出力増加、すなわちモータ電圧Ｖｒの上昇に応じて徐々に低下する。

実施の形態１による制御では、図１０における時刻ｔ１よりも早い時刻ｔａにおいて、直流電圧ＶＬが所定の閾値電圧ｔＶＬ１まで低下することに応じて、図１３のステップＳ２１０がＹＥＳ判定されることにより、昇圧要求フラグＲｖｕｐ２がオンされる。このとき、Ｋｍｄ＜ｔＫｍｄであるので第１昇圧判定部５１０による昇圧要求フラグＲｖｕｐ１はオフされている。

調停処理部５３０は、交流電動機Ｍ１およびインバータ１４の状態に基づく昇圧要求フラグＲｖｕｐ１はオフされているものの、蓄電装置Ｂの出力状態に応じた昇圧要求フラグＲｖｕｐ２のオンに応じて、昇圧フラグＦｖｕｐをオンする。これにより、昇圧コンバータ１２が昇圧モードでの動作を開始する。さらに、最低電圧設定部５４０によって設定された最低電圧ＶＨｍｉｎ＊がＶＬ＋Ｖβに設定されることにより、時刻ｔａ以降では、直流電圧ＶＨは、時刻ｔａまでの電圧よりも昇圧される。

この結果、時刻ｔａ直後では、交流電動機Ｍ１への供給電力に加えて、システム電圧ＶＨを昇圧するための電力が蓄電装置Ｂから出力されるため、蓄電装置Ｂの出力電圧に相当する直流電圧ＶＬが低下する。しかしながら、図１０のように、閾値電圧ｔＶＬ１を、下限電圧ＶＬｍｉｎに対して適切な余裕を有するように設定することにより、昇圧コンバータ１２の昇圧開始時に生じる電圧低下によって、蓄電装置Ｂの出力電圧が下限電圧ＶＬｍｉｎまで低下することを防止できる。少なくとも、下限電圧ＶＬｍｉｎに対する閾値電圧ｔＶＬ１の電圧差（ｔＶＬ１−ＶＬｍｉｎ）は、システム電圧ＶＨをＶＨｍａｘまで上昇するための昇圧パワーを確保できるように設定する必要がある。さらに、交流電動機Ｍ１の最大トルク時に蓄電装置Ｂで生じる電圧降下量に基づいて、交流電動機Ｍ１の最大トルク出力に対応できるように、電圧差（ｔＶＬ１−ＶＬｍｉｎ）を設定することが好ましい。

言い換えると、実施の形態１では、蓄電装置Ｂの出力電圧の下限電圧ＶＬｍｉｎまでの電圧差を、蓄電装置Ｂの出力余裕と捉えて、当該出力余裕が所定値（ｔＶＬ１−ＶＬｍｉｎ）よりも低下すると、昇圧モードへの強制的な移行が指示される。

時刻ｔａ以降でもモータ電圧Ｖｒが上昇することにより、変調度Ｋｍｄがさらに上昇する。そして、時刻ｔｂにおいて、変調度Ｋｍｄが昇圧閾値ｔＫｍｄに達することにより、昇圧要求フラグＲｖｕｐ１もオンされる。これにより、時刻ｔｂ以降においても昇圧フラグＦｖｕｐはオンされる。なお、図１０の例と同様に、時刻ｔｂ以降では、アクセル開度Ａｃｃｒはさらに増大するものの、蓄電装置Ｂの出力電力上限に達したため、交流電動機Ｍ１の出力もこれ以上は増大しない。このため、変調度Ｋｍｄ≒ｔＫｍｄに維持されるように、システム電圧ＶＨも一定に維持される。

このように、実施の形態１に従う交流電動機の制御システムは、基本的には交流電動機Ｍ１およびインバータ１４の状態（変調度，電流位相）に基づいて非昇圧モード／昇圧モードを選択するようにシステム電圧を設定する下で、蓄電装置Ｂの出力余裕、特に、蓄電装置Ｂの出力電圧についての下限電圧ＶＬｍｉｎに対する余裕度に応じて、昇圧コンバータ１２を昇圧モードに移行させることで、システム電圧を強制的に上昇させることができる。具体的には、蓄電装置Ｂの出力電圧が下限電圧ＶＬｍｉｎに対して余裕があるうちに昇圧モードへ移行することによって、図１０に示したような、非昇圧モードから昇圧モードへの移行時に蓄電装置Ｂの出力電圧が下限電圧ＶＬｍｉｎまで低下することを防止できる。

この結果、非昇圧モードから昇圧モードへの移行の場面において、蓄電装置Ｂの負荷が過剰となって出力電圧が下限電圧よりも低下することがないように、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）を適切に設定することができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、非昇圧モードから昇圧モードへの移行時における、蓄電装置Ｂの負荷が過剰とならないためのシステム電圧ＶＨの制御について説明した。実施の形態２では、昇圧モード中における、蓄電装置Ｂの負荷が過剰とならないためのシステム電圧ＶＨの制御について説明する。実施の形態２では、実施の形態１に従う制御システムにおける昇圧モードでのシステム電圧指令値ＶＨ＊の設定が示される。すなわち、システム構成（図１）や制御モード（図２）の選択的な適用等の実施の形態１との共通部分については、詳細な説明は繰り返さない。

図１７は、昇圧モードにおけるシステム電圧指令値ＶＨ＊を設定するためのシステム電圧指令値設定部の基本的な構成を説明するための機能ブロック図である。図１７に示されるシステム電圧指令値設定部６００♯は、本発明の実施の形態２に従う交流電動機の制御システムに用いられるシステム電圧指令値設定部６００（図２０）の比較例として示される。

図１７を参照して、システム電圧指令値設定部６００♯は、変調度演算部６１０と、目標変調度設定部６２０と、ベース指令値設定部６３０と、変調度フィードバック制御部６５０と、演算部６６０と、調停処理部６７０とを有する。

変調度演算部６１０は、現在のシステム電圧ＶＨ（またはシステム電圧指令値ＶＨ＊）と、モータ電圧Ｖｒ（または、ＰＷＭ制御におけるｄ軸電圧およびｑ軸電圧）とに基づいて、現在の変調度Ｋｍｄを演算する。

目標変調度設定部６２０は、電動車両の車両状態に基づいて、変調度目標値Ｋｍｄ＊を設定する。たとえば、車両状態は、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍを含む。ドライバによるアクセル操作等に応じてＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍがオンされている場合には、変調度目標値Ｋｍｄ＊は、正弦波ＰＷＭ制御よって対応できる範囲の値、たとえば、０．５〜０．６程度に設定される。一方で、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍがオフされている場合には、エネルギ効率を向上させるために、変調度目標値Ｋｍｄ＊は０．７８程度に設定される。

また、ドライバによって運転モードＭＤを指定できる場合には、車両状態は、運転モードＭＤを含むことができる。たとえば、加速応答性を重視するスポーツモードの選択時には、トルク制御性を高めるために正弦波ＰＷＭ制御の適用が好ましいため、変調度目標値Ｋｍｄ＊は、ＰＷＭ要求フラグＲｐｗｍのオン時と同様に設定することができる。あるいは、燃費（エネルギ効率）を重視するエコノミーモードの選択時には、制御システム１００全体の損失を抑性するための動作点４４（図９）での運転を指向するために、変調度目標値Ｋｍｄ＊は、０．７８程度に設定される。さらに、変調度目標値Ｋｍｄ＊は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび／または回転速度Ｎｍｔに応じて、を変化させてもよい。すなわち、車両状態は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび／または回転速度Ｎｍｔを含んでもよい。

ベース指令値設定部６３０は、Ｖｒ＊マップ６３２および演算部６３５を有する。Ｖｒ＊マップ６３２は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍｔに基づいて、図１８に示すマップに従って、モータ電圧Ｖｒのベース値Ｖｒ＊を設定する。

図１８は、図１７に示されたＶｒ＊マップの構成例を示す概念図である。
図１８を参照して、Ｖｒ＊マップは、横軸にモータ回転速度Ｎｍｔ、縦軸にトルク指令値Ｔｑｃｏｍが取られている。図１８の例では、マップ内の動作点は、システム電圧ＶＨ＝Ｖ１〜Ｖ４に対応する４本のライン４５〜４８によって区画されている。そして、図中で一番外側に位置するライン４９は、システム電圧ＶＨの最大電圧ＶＨｍａｘ（たとえば、６５０Ｖ）に対応する動作点の集合である。

ＶＨ＝Ｖ１におけるライン４５によって区画される略扇状の領域ＲＢが、蓄電装置Ｂの出力電圧を昇圧することなく、昇圧コンバータ１２を非昇圧モードとして交流電動機Ｍ１を駆動することができる動作領域に略対応する。

より詳細には、各ライン４５〜４９間に、所定の電圧幅（たとえば２０Ｖ）毎にラインがさらに設けられている。ｔＶＨマップでは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍｔによって特定される動作点に近接したラインに対応した電圧値に従って、モータ電圧Ｖｒのベース値Ｖｒ＊を設定することができる。

再び図１７を参照して、演算部６３５は、Ｖｒ＊マップ６３２によって求められたベース値Ｖｒ＊を、目標変調度設定部６２０による変調度目標値Ｋｍｄ＊によって除算することによって、システム電圧指令値のベース値ＶＨｒを設定する（ＶＨｒ＝Ｖｒ＊／ＫＭｄ＊）。このように、ベース指令値設定部６３０は、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクおよび回転速度）と変調度目標値Ｋｍｄ＊に基づいて、システム電圧指令値のベース値ＶＨｒを設定する。

変調度フィードバック制御部６５０は、偏差演算部６５２およびフィードバック演算部３５５を有する。

偏差演算部６５２は、変調度演算部６１０によって算出された現在の変調度Ｋｍｄと、変調度目標値Ｋｍｄ＊との偏差ΔＫｍｄを算出する。フィードバック演算部６５５は、偏差演算部６５２によって求められた偏差ΔＫｍｄに応じて、システム電圧指令値の修正値ΔＶＨ＊を算出する。たとえば、偏差ΔＫｍｄに対するＰＩ（比例積分）演算によって、修正値ΔＶＨ＊が求められる。偏差ΔＫｍｄ＞０（Ｋｍｄ＞Ｋｍｄ＊）の場合には、変調度Ｋｍｄを下げるために、システム電圧ＶＨを上昇するように修正値ΔＶＨ＊が設定される。一方、偏差ΔＫｍｄ＜０（Ｋｍｄ＜Ｋｍｄ＊）の場合には、変調度Ｋｍｄを上げるために、システム電圧ＶＨを低下するように修正値ΔＶＨ＊が設定される。

演算部６６０は、ベース指令値設定部６３０によるベース値ＶＨｒと、変調度フィードバック制御部６５０による修正値ΔＶＨ＊とに従って、電圧指令値ＶＨｒ＊を算出する。調停処理部６７０は、演算部６６０によって算出された電圧指令値ＶＨｒ＊と、最低電圧ＶＨｍｉｎ＊とのうちの最大値を最終的なシステム電圧指令値ＶＨ＊として設定する。

比較例に従うシステム電圧指令値設定部６００♯は、インバータ１４における変調度Ｋｍｄを変調度目標値Ｋｍｄ＊に制御するように、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクおよび回転速度）に基づいて、システム電圧指令値ＶＨ＊が決定される。すなわち、システム電圧指令値設定部６００♯は、インバータ１４および交流電動機Ｍ１の状態に基づいて、システム電圧指令値ＶＨ＊を設定するように構成されている。なお、システム電圧指令値設定部６００♯は、変調度を可変に制御するための構成であるから、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御）の適用時に用いられる。

図１９は、昇圧モード中の交流電動機Ｍ１の出力増加時における比較例に従う動作例を示す波形図である。図１９には、図１７に示すシステム電圧指令値設定部６００♯（比較例）に従ってシステム電圧指令値ＶＨ＊が制御される場合の動作が示される。

図１９を参照して、時刻ｔｘから、アクセル開度Ａｃｃｒの上昇に応じて、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍが上昇する。

一方で、システム電圧指令値設定部６００♯は、一定値に維持された変調度目標値Ｋｍｄ＊に対応して変調度Ｋｍｄを制御するために、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの上昇に応じたモータ電圧Ｖｒの上昇に対応させて、システム電圧ＶＨを徐々に上昇させる。

したがって、時刻ｔｘ以降では、蓄電装置Ｂは、交流電動機Ｍ１への供給電力に加えて、平滑コンデンサＣ０が接続された電力線７の電圧を上昇させるための昇圧パワーＰｃをさらに供給する。

交流電動機Ｍ１の出力パワー最大値Ｐｍｍａｘは、時刻ｔｘ以前では、蓄電装置Ｂの出力電力上限値Ｗｏｕｔに従った値であるのに対して、時刻ｔｘ以降では、昇圧パワーＰｃの分だけ低下する。なお、出力電力上限値Ｗｏｕｔは、蓄電装置Ｂの過放電を防止するために、蓄電装置Ｂの充電状態（State of Charge）および温度Ｔｂ等によって定められる。これにより、交流電動機Ｍ１の出力パワーの最大値Ｐｍｍａｘに対する余裕電力ΔＰｍが減少する。余裕電力ΔＰｍは、交流電動機Ｍ１の出力パワー増加のために、蓄電装置Ｂから追加して出力可能な電力の余裕量を示していることが理解される。すなわち、余裕電力ΔＰｍは、蓄電装置Ｂの出力余裕の一態様である。

トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力する際の交流電動機Ｍ１の出力パワーＰｍ＊が、出力パワー最大値Ｐｍｍａｘよりも低い間は、交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｑをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御することができる。

しかしながら、時刻ｔｙでは、アクセル開度Ａｃｃｒのさらなる上昇に応じたトルク指令値Ｔｑｃｏｍを出力するための出力パワーＰｍ＊が、最大値Ｐｍｍａｘに達する。このため、出力トルクＴｑも頭打ちとなり、交流電動機Ｍ１の出力が制限される。すなわち、時刻ｔｙ以降では、Ｐｍ＝Ｐｍｍａｘに制限されることになるため、ドライバのアクセル操作に従ったトルクを出力できなくなる。これにより、電動車両のドライバビリティが損なわれるおそれがある。

図１９に示されるように、交流電動機Ｍ１の出力増加中にシステム電圧ＶＨを上昇させる場合には、昇圧パワーＰｃの影響によって、交流電動機Ｍ１の出力パワーが制限される虞がある。

図２０は、本発明の実施の形態２に従うシステム電圧指令値設定部６００の構成を説明するための機能ブロック図である。

図２０を図１７と比較して、実施の形態２に従うシステム電圧指令値設定部６００は、図１７に示したシステム電圧指令値設定部６００♯（比較例）と比較して、システム電圧上昇部７００をさらに含む点で異なる。システム電圧指令値設定部６００のその他の部分の構成は、システム電圧指令値設定部６００♯（図１７）と同様であるので詳細な説明は繰返さない。

システム電圧上昇部７００は、目標変調度修正部７１０および演算部７１５を含む。目標変調度修正部７１０は、蓄電装置Ｂの出力余裕を示す余裕電力ΔＰｍと、アクセル開度Ａｃｃｒおよび／またはトルク指令値Ｔｑｃｏｍとに基づいて、変調度修正値Ｋｍｄｃを設定する。通常は、変調度修正値Ｋｍｄｃは零である。目標変調度修正部７１０は、余裕電力ΔＰｍがシステム電圧ＶＨの上昇による昇圧パワーＰｃを供給する余力がある場面での交流電動機Ｍ１の出力増加の検知時に、変調度修正値Ｋｍｄｃを正値に設定する。

演算部７１５は、目標変調度設定部６２０による変調度目標値Ｋｍｄ＊から、目標変調度修正部７１０による変調度修正値Ｋｍｄｃを減算することによって、変調度目標値Ｋｍｄ＊を修正する。したがって、Ｋｍｄｃ＝０の場合には、目標変調度設定部６２０による設定値が、そのまま変調度目標値Ｋｍｄ＊とされる。一方で、目標変調度修正部７１０によってＫｍｄｃ＞０に設定されると、変調度目標値Ｋｍｄ＊は、目標変調度設定部６２０による本来の目標値よりも低下される。

このように設定された変調度目標値Ｋｍｄ＊に基づくシステム電圧指令値ＶＨ＊の設定は、図１７に示したシステム電圧指令値設定部６００♯と同等である。したがって、システム電圧上昇部７００によって変調度目標値Ｋｍｄ＊が低下されると、目標変調度設定部６２０による変調度目標値Ｋｍｄ＊が修正されない場合と比較して、システム電圧指令値ＶＨ＊が上昇することが理解される。すなわち、システム電圧上昇部７００は、余裕電力ΔＰｍが所定以上確保されているときに、交流電動機Ｍ１の出力増が検知されると、強制的にシステム電圧ＶＨを上昇するように作用する。

図２１は、昇圧モード中の交流電動機Ｍ１の出力増加時における実施の形態２に従う動作例を示す波形図である。図２１には、図２０に示すシステム電圧指令値設定部６００に従ってシステム電圧指令値ＶＨ＊が制御される場合の動作が示される。

図２１を参照して、時刻ｔｘ以降では、アクセル開度Ａｃｃｒおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍが、図１９と同様の態様で上昇する。これに伴い、変調度目標値Ｋｍｄ＊を維持するためにシステム電圧ＶＨが上昇される。この結果、蓄電装置Ｂからは、交流電動機Ｍ１の出力パワーに加えて、昇圧パワーＰｃが供給される。この結果、出力パワー最大値Ｐｍｍａｘが低下する。

時刻ｔｚ１において、アクセル開度Ａｃｃｒが閾値ｔＡｃｃｒを超えたこと、または、トルク指令値Ｔｑｃｏｍが閾値ｔＴｑを超えたことに応じて、交流電動機Ｍ１の出力増が検知される。このときに、余裕電力ΔＰｍが所定値よりも大きいことを条件に、図２０に示した目標変調度修正部７１０が変調度修正値Ｋｍｄｃを正値（Ｋｍｄｃ＞０）に設定する。これにより、変調度目標値Ｋｍｄ＊が低下する。図２１に示すように、目標変調度修正部７１０は、変調度目標値Ｋｍｄ＊が徐々に低下するように変調度修正値Ｋｍｄｃを設定することが好ましい。システム電圧ＶＨの急激な変化を防止するためである。

システム電圧ＶＨは、時刻ｔｚ１から上昇して、時刻ｔｚ２において上限電圧ＶＨｍａｘに達する。このため、時刻ｔｚ２以降では、ＶＨ＝ＶＨｍａｘが維持される。

時刻ｔｚ１〜ｔｚ２の間では、システム電圧ＶＨのＶＨｍａｘまでの昇圧に必要な電力に応じた昇圧パワーΔＰｃがさらに必要となる。したがって、時刻ｔｚ１では、余裕電力ΔＰｍがΔＰｃよりも大きいか否かを判定する必要がある。そして、蓄電装置Ｂの出力余裕（ΔＰｍ）に応じて、交流電動機Ｍ１の出力増に対応するために、システム電圧ＶＨが予備的に上昇される。

昇圧が完了した時刻ｔｚ２以降では、システム電圧ＶＨが一定のため昇圧パワーＰｃ＝０になる。この結果、図１９に示した動作例と比較して、出力パワー最大値Ｐｍｍａｘを確保することが可能となるため、アクセル開度Ａｃｃｒのさらなる上昇に応じたトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応するための出力パワーＰｍ＊が継続的に確保されている。したがって、ドライバのアクセル操作に従ったトルクを出力可能であるため、図１９の動作例に示したように、電動車両のドライバビリティが損なわれることがない。

また、システム電圧ＶＨが上限電圧ＶＨｍａｘに達した後は、実変調度を変調度目標値Ｋｍｄ＊に制御することはできなくなるので、変調度Ｋｍｄは、トルクＴｑの上昇に伴って増加する。この場面では、変調度目標値Ｋｍｄ＊の低下を停止してもよい。

このように、実施の形態２に従う交流電動機の制御システムによれば、基本的にはインバータ１４および交流電動機Ｍ１の状態（変調度）に基づいてシステム電圧ＶＨを設定する下で、蓄電装置Ｂの出力余裕、特に、蓄電装置Ｂから交流電動機Ｍ１に対してさらに供給可能な余裕電力ΔＰｍに応じて、システム電圧を強制的に上昇させることができる。

この結果、蓄電装置Ｂの出力電力に余裕があるうちにシステム電圧ＶＨの昇圧を完了させることによって、交流電動機Ｍ１の高トルク出力に対応することができる。したがって、交流電動機Ｍ１の出力増が検知された場面において、蓄電装置Ｂの負荷が過剰となって交流電動機Ｍ１の出力パワーが不足することがないように、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）を適切に設定することができる。

実施の形態２に従う交流電動機の制御に従うシステム電圧指令値設定部６００によるシステム電圧指令値の設定においては、図１７に示した比較例によるシステム電圧指令値設定部６００♯との重複部分が、本発明における「第１の制御手段」の一実施例に対応し、図２０で追加されたシステム電圧上昇部７００が、本発明における「第２の制御手段」の一実施例に対応する。

（矩形波電圧制御の適用時）
図２０に示したシステム電圧指令値設定部６００は、インバータ１４における変調度のフィードバック制御を前提とするので、ＰＷＭ制御の適用時に用いられる。一方で、矩形波電圧制御の適用時には変調度は０．７８で固定されるため、変調度目標値Ｋｍｄ＊に対するフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊を設定することはできない。

図２２は、本発明の実施の形態２に従う矩形波電圧制御の適用時におけるシステム電圧指令値設定部８００の構成を説明するための機能ブロック図である。

図２２を参照して、システム電圧指令値設定部８００は、目標変調度設定部６２０と、ベース指令値設定部６３０と、システム電圧上昇部７００と、電流位相フィードバック制御部８０５と、演算部８６０と、調停処理部８７０とを有する。

矩形波電圧制御の適用時においても、図１７および図２０と同様の目標変調度設定部６２０によって変調度目標値が設定される。システム電圧上昇部７００は、図２０と同様に、余裕電力ΔＰｍが所定以上確保されているときに、交流電動機Ｍ１の出力増が検知されると、強制的にシステム電圧ＶＨを上昇するために、変調度目標値Ｋｍｄ＊を低下させる。したがって、矩形波電圧制御の適用時においても、変調度目標値Ｋｍｄ＊は、ＰＷＭ制御の適用時と同様に設定される。

ベース指令値設定部６３０は、図２０と同様に、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルクおよび回転速度）と変調度目標値Ｋｍｄ＊に基づいて、システム電圧指令値のベース値ＶＨｒを設定する。

矩形波電圧制御の適用中には変調度は０．７８に固定されるが、システム電圧ＶＨを上昇させることによって変調度を低下させることができる。したがって、矩形波電圧制御の適用時にも、変調度目標値Ｋｍｄ＊を設定することによって、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への移行を促進することができる。

一方で、矩形波電圧制御の適用中には、図２０に示したような変調度のフィードバック制御はできないため、電流位相フィードバック制御部８０５は、交流電動機Ｍ１の電流位相φｉのフィードバックによって、システム電圧指令値の修正値ΔＶＨ＊を設定する。

電流位相フィードバック制御部８０５は、座標変換部８１０と、電圧偏差算出マップ８２０と、フィードバック演算部８３０とを有する。

座標変換部８１０は、図３の座標変換部２２０と同様に、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびｗ相電流ｉｗ、ならびに、ｕ相電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。

電圧偏差算出マップ８２０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによってｄ−ｑ平面上（図７）で規定される電流位相φｉに応じて、電圧偏差ΔＶＨを生成する。

図２３は、電圧偏差算出マップ８２０の構成例を説明するための概念図である。
目標電流位相ライン５１は、ｄ−ｑ平面上の各等トルク線上における、動作点４４（図７および図９）に対応する電流位相の集合として描かれる。動作点４４は、最適電流位相ライン４２よりも少し進角側に設定される。目標電流位相ライン５１は、最適電流位相ライン４２（図７）と同様に、実機試験やシミュレーション結果に基づいて、予め設定することができる。

現在のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と、目標電流位相ライン５１との交点６１によって、現在の目標電流位相が示される。したがって、電流位相ベクトルの先端位置が符号６１によって示される場合には、現在の電流位相が目標電流位相ライン５１上であるので、現在のシステム電圧ＶＨを維持するように、電圧偏差ΔＶＨ＝０に設定される。

これに対して、現在の電流位相が目標電流位相ライン５１よりも進角側に位置する場合には、現在のシステム電圧ＶＨを上昇させるように、電圧偏差ΔＶＨ＞０に設定される。進角側の領域では、目標電流位相ライン５１との位相差が大きくなるにつれて電圧偏差ΔＶＨも大きく設定される。図２３には、ΔＶＨ＝＋２０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５２と、ΔＶＨ＝＋４０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５３とが例示される。

図２３に示すように、電流位相ベクトルの先端位置が符号６２によって示される場合には、現在の電流位相が位相ライン５３上であるので、電圧偏差算出マップ８２０から、電圧偏差ΔＶＨ＝＋４０Ｖと算出される。

現在の電流位相が目標電流位相ライン５１よりも遅角側に位置する場合には、現在のシステム電圧ＶＨを低下させるように、電圧偏差ΔＶＨ＜０に設定される。遅角側の領域でも、目標電流位相ライン５１との位相差が大きくなるにつれて電圧偏差の絶対値（｜ΔＶＨ｜）が大きく設定される。図１１には、ΔＶＨ＝−２０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５４と、ΔＶＨ＝−４０Ｖとなる電流位相の集合である位相ライン５５とが例示される。

これらの位相ラインの細分化により、あるいは、線形補間を併用して、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって規定される電流位相に応じて、電圧偏差算出マップ８２０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づいて、電圧偏差ΔＶＨを算出することができる。

再び図２２を参照して、フィードバック演算部８３０は、電圧偏差算出マップ８２０によって算出された電圧偏差ΔＶＨに基づく制御演算によって、システム電圧指令値の修正値ΔＶＨ＊を算出する。たとえば、電圧偏差ΔＶＨに対するＰＩ（比例積分）演算によって、修正値ΔＶＨ＊が求められる。電圧偏差ΔＶＨ＞０の場合には、システム電圧ＶＨを上昇するように修正値ΔＶＨ＊が設定される。一方、電圧偏差ΔＶＨ＜０の場合にはシステム電圧ＶＨを低下するように修正値ΔＶＨ＊が設定される。

演算部８６０は、ベース指令値設定部６３０によるベース値ＶＨｒと、電流位相フィードバック制御部８０５による修正値ΔＶＨ＊とに従って、電圧指令値ＶＨｒ＊を算出する。調停処理部８７０は、演算部８６０によって算出された電圧指令値ＶＨｒ＊と、最低電圧ＶＨｍｉｎ＊とのうちの最大値を最終的なシステム電圧指令値ＶＨ＊として設定する。

このように矩形波電圧制御の適用時においても、変調度フィードバックに代えて電流位相フィードバックを用いることにより、実施の形態２に従うシステム電圧指令値ＶＨ＊の設定を行なうことができる。すなわち、基本的には（Ｋｍｄｃ＝０のとき）、インバータ１４および交流電動機Ｍ１の状態（変調度）に基づいてシステム電圧ＶＨを設定することができる。さｓらに、蓄電装置Ｂの出力余裕、特に、蓄電装置Ｂから交流電動機Ｍ１に対してさらに供給可能な余裕電力ΔＰｍに応じて、システム電圧上昇部７００がＫｍｄｃ＞０とすることによって、システム電圧を強制的に上昇させることができる。

したがって、昇圧モード中の矩形波電圧制御の適用時においても、図２０に示したシステム電圧指令値設定部６００と同等の効果を得ることができる。この結果、交流電動機Ｍ１の出力増が検知された場面において、蓄電装置Ｂの負荷が過剰となって交流電動機Ｍ１の出力パワーが不足することがないように、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）を適切に設定することができる。

実施の形態２に従う交流電動機の制御に従うシステム電圧指令値設定部８００によるシステム電圧指令値の設定においては、システム電圧上昇部７００が本発明の「第２の制御手段」の一実施例に対応し、システム電圧指令値設定部８００のうちのシステム電圧上昇部７００を除く構成が、本発明における「第１の制御手段」の一実施例に対応する。

なお、図２０および図２２では、システム電圧上昇部７００が変調度目標値Ｋｍｄ＊を低下させることによってシステム電圧ＶＨを上昇される構成を例示したが、システム電圧上昇部７００は、これ以外の手法、たとえば、電圧指令値ＶＨ＊を直接修正することによってシステム電圧ＶＨを上昇させることが可能である点についても確認的に記載する。

なお、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムの適用は、例示した電動車両の走行用電動機の制御に限定されるものではない。本実施の形態に従う交流電動機の制御システムは、コンバータによって直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が可変制御されるインバータによって、矩形波電圧制御の適用を伴って交流電動機を制御する構成であれば、交流電動機の個数およびパワートレーンの構成を限定することなく任意の電動車両に対して適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５〜７ 電力線、１０ 直流電圧発生部、１１ 監視用センサ、１２ 昇圧コンバータ、１３，１９ 電圧センサ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、４０ 駆動機械系、４１ 昇圧要求ライン、４２ 最適電流位相ライン、４３ モード切換ライン、４４ 動作点、４５〜４９ ライン、５０ 駆動輪、５１ 目標電流位相ライン、５２〜５５ 位相ライン、１００ 制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０，８１０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、３５５，８３０ フィードバック演算部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、５００ 昇圧モード制御部、５１０ 第１昇圧判定部、５２０ 第２昇圧判定部、５３０，６７０，８７０ 調停処理部、５４０ 最低電圧設定部、５５０，５６０ 制御要求部、６００，６００♯，８００ システム電圧指令値設定部、６１０ 変調度演算部、６２０ 目標変調度設定部、６３０ ベース指令値設定部、６３２ Ｖｒ＊マップ、６３５，６６０，７１５，８６０ 演算部、６５０ 変調度フィードバック制御部、６５２ 偏差演算部、７００ システム電圧上昇部、７１０ 目標変調度修正部、８０５ 電流位相フィードバック制御部、８２０ 電圧偏差算出マップ、Ａｃｃｒ アクセル開度、Ｂ 蓄電装置、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｆｖｕｐ 昇圧フラグ、Ｉｂ 出力電流（蓄電装置）、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電流指令値、Ｉｑ ｑ軸電流、ｔＫｍｄ 昇圧閾値、ｔＫｍｄ♯ 非昇圧閾値、Ｋｍｄ 変調度、Ｋｍｄ＊ 変調度目標値、Ｋｍｄｃ 変調度修正値、Ｌ１ リアクトル、ＬＮ１ 非昇圧時最大トルクライン、ＬＮ２，ＬＮ３ 境界ライン、ＬＮ４ 昇圧時最大トルクライン、Ｍ１ 交流電動機、Ｎｍｔ 回転速度（交流電動機）、Ｐｃ 昇圧パワー、Ｐｍ 出力パワー（交流電動機）、Ｐｍｍａｘ 出力パワー最大値（交流電動機）、Ｐｍｔ モータ電力（推定値）、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｒｐｗｍ ＰＷＭ要求フラグ、Ｒｖｕｐ１，Ｒｖｕｐ２ 昇圧要求フラグ、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号（システムリレー）、ＳＲ１，ＳＲ１ システムリレー、Ｔｂ 温度（蓄電装置）、Ｔｑ 出力トルク（交流電動機）、Ｔｑｔ トルク（推定値）、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値（交流電動機）、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＨ＊ システム電圧指令値、ＶＨｍａｘ 最大電圧（システム電圧）、ＶＨｒ ベース値（システム電圧指令値）、ＶＬ 直流電圧、Ｖｂ 出力電圧（蓄電装置）、Ｖｒ モータ電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（交流電動機）、ｔＡｃｃｒ，ｔＴｑ 閾値、ｔＶＬ１ 閾値電圧。

Claims (5)

1. 電動車両に搭載された交流電動機の制御システムであって、
   蓄電装置と、
   電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように前記蓄電装置および前記電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成された昇圧コンバータと、
   前記電力線上の直流電圧を前記交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記交流電動機および前記インバータの状態に応じて前記直流電圧を変化させるための第１の制御手段と、
   前記蓄電装置の出力余裕に応じて、前記直流電圧を前記第１の制御手段による電圧よりも上昇させるための第２の制御手段とを備え、
   前記交流電動機は、前記インバータでの前記交流電圧への変換について、パルス幅変調制御および矩形波電圧制御を選択的に適用されて制御され、
   前記第１の制御手段は、前記蓄電装置の出力電圧に対する前記直流電圧の比で示される昇圧比を１に固定する非昇圧モードにおいて、前記パルス幅変調制御の適用時には前記直流電圧に対する前記交流電圧の比で示される変調度が所定の閾値よりも高くなると前記昇圧比を１よりも高くするように前記電圧指令値を設定する昇圧モードを選択するとともに、前記矩形波電圧制御の適用時には前記交流電動機の電流位相が所定位相よりも進むと前記昇圧モードを選択するように前記昇圧コンバータを制御し、
   前記第２の制御手段は、前記第１の制御手段による前記非昇圧モードの選択時に、前記蓄電装置の出力電圧が所定電圧よりも低下すると、前記昇圧モードへの移行により前記直流電圧を上昇させ、
   前記所定電圧は、前記蓄電装置の管理下限電圧よりも高い、交流電動機の制御システム。
2. 前記所定電圧および前記管理下限電圧の電圧差は、前記交流電動機の最大出力時において前記蓄電装置に生じる電圧降下量に基づいて設定される、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 電動車両に搭載された交流電動機の制御システムであって、
   蓄電装置と、
   電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように前記蓄電装置および前記電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成された昇圧コンバータと、
   前記電力線上の直流電圧を前記交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記交流電動機および前記インバータの状態に応じて前記直流電圧を変化させるための第１の制御手段と、
   前記蓄電装置の出力余裕に応じて、前記直流電圧を前記第１の制御手段によって設定された電圧よりも上昇させるための第２の制御手段とを備え、
   前記交流電動機は、前記インバータでの前記交流電圧への変換について、パルス幅変調制御および矩形波電圧制御を選択的に適用されて制御され、
   前記第１の制御手段は、前記蓄電装置の出力電圧に対する前記直流電圧の比で示される昇圧比が１よりも大きい昇圧モードにおいて、前記パルス幅変調制御の適用時には前記直流電圧に対する前記交流電圧の比で示される変調度を目標変調度に近付けるように前記昇圧コンバータの前記電圧指令値を設定するとともに、前記矩形波電圧制御の適用時には前記交流電動機の電流位相と目標電流位相との差に応じて前記直流電圧を上昇または下降させるように前記昇圧コンバータの前記電圧指令値を設定し、
   前記第２の制御手段は、前記交流電動機の出力増加を検知したときに、前記蓄電装置から前記交流電動機に対して追加して出力できる電力余裕に応じて、前記電圧指令値を、前記第１の制御手段による設定値よりも上昇させる、交流電動機の制御システム。
4. 前記第２の制御手段は、前記電動車両のアクセル開度が所定の閾値を超えたことに応じて前記出力増加を検知するとともに、前記目標変調度を低下させることによって前記電圧指令値を上昇させる、請求項３記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記第２の制御手段は、前記交流電動機へのトルク指令値が所定の閾値を超えたことに応じて前記出力増加を検知するとともに、前記目標変調度を低下させることによって前記電圧指令値を上昇させる、請求項３記載の交流電動機の制御システム。

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