JP2017093218A - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ入力電圧の変動時におけるインバータ異常の誤検出を防止することである。
【解決手段】昇圧コンバータ１１０は、電力線ＨＰＬの直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。モータジェネレータＭＧ１を制御するインバータ１２１と、モータジェネレータＭＧ２を制御するインバータ１２２とは、直流電圧ＶＨを共通に入力電圧として受ける。インバータ１２１および１２２の各々は、矩形波制御およびパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を選択的に適用される。直流電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差が基準値よりも大きくなると、各インバータに対して矩形波制御の適用を禁止する第１の制御または、矩形波制御のフィードバックゲインを低下するとともに昇圧コンバータ１１０によるフィードバックゲインを上昇する第２の制御が実行される。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、矩形波制御およびパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御の間で制御モードが切換えられる交流電動機制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動システムが広く知られている。特開２００７−２０３８３号公報（特許文献１）には、共通の昇圧コンバータによって入力電圧が共通に制御される複数のインバータによって複数の交流電動機がそれぞれ制御されるシステム構成が記載される。

さらに、特許文献１では、各インバータによる交流電動機制御について、矩形波制御または非矩形波制御（正弦波ＰＷＭ制御あるいは過変調ＰＷＭ制御）が選択的に適用される。矩形波制御の適用により、ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きくすることができるので、モータ回転速度の高い領域で高出力を得ることができる。

特許文献１では、矩形波制御中における電流（ｄ軸電流値に対するｑ軸電流値）が増加すると、矩形波制御から非矩形波制御へ制御モードを緊急的に切換るとともに、コンバータの目標電圧を低下させる制御が記載されている。

特開２００７−２０３８３号公報

矩形波制御では、電気角１８０度ずつの１パルススイッチング波形（矩形波電圧）が交流電動機に印可され、当該矩形波電圧の位相制御によって、交流電動機の出力（トルク）がフィードバック制御される。したがって、交流電動機の電流（ｄ軸電流、ｑ軸電流）のフィードバック制御によって、交流電動機に印可される擬似正弦波交流電圧の振幅についても制御を実行できるＰＷＭ制御と比較すると、矩形波制御の制御応答性は低くなる。

特許文献１のように２個のインバータが共通の直流電圧を入力される構成では、一方のインバータに異常が発生したことによって直流電圧が変動したときに、矩形波制御中の他方インバータおよびモータに過電流が発生することが懸念される。

たとえば、一方のインバータにおいてスイッチング素子の開放故障が発生したときに、当該故障の影響によって電力バランスが崩れて共通の入力電圧（直流電圧）が変化すると、矩形波制御中の他方のインバータにおいて、スイッチング素子に故障が発生していないにも関わらず、過電流が発生する虞がある。

このようなケースでは、一方のインバータでの故障の発生によってシステムが停止される前に他方のインバータの異常が誤検出されることにより、両方のインバータおよび交流電動機が使用できない状態となってしまうことが懸念される。これにより、故障が発生していないインバータおよび交流電動機を用いた非常用の運転（代表的には、車両におけるリンプフォーム走行）が実行できなくなる虞がある。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、共通の昇圧コンバータによって入力電圧が共通に制御される複数のインバータによって複数の交流電動機がそれぞれ制御されるシステムにおいて、インバータ入力電圧の変動時におけるインバータ異常の誤検出を防止することである。

この発明のある局面によれば、交流電動機の制御システムは、昇圧コンバータと、複数のインバータと、制御装置とを備える。昇圧コンバータは、蓄電装置および電力線の間に接続されて、電力線の直流電圧を蓄電装置の電圧以上に設定された電圧指令値に従って制御するように構成される。複数のインバータは、複数の交流電動機と電力線との間にそれぞれ配置される。制御装置は、昇圧コンバータおよび複数のインバータを制御する。制御装置は、電圧指令値と電力線の直流電圧との偏差に基づいて、蓄電装置の電圧に対する電力線の直流電圧との間の昇圧比がフィードバック制御されるように、昇圧コンバータの制御指令を生成する。制御装置は、複数のインバータの各々について、フィードバック制御された電圧位相を有する矩形波電圧が対応の交流電動機に印可される矩形波制御および、フィードバック制御された交流電圧指令と搬送波との比較に従った疑似正弦波電圧が交流電動機に印可されるパルス幅変調制御を選択的に適用されて制御されるように制御指令を生成する。さらに、制御装置は、電力線の直流電圧と電圧指令値との電圧差が所定値よりも大きいときに、複数のインバータの各々について矩形波制御の適用を禁止する第１の制御、または、矩形波制御を適用中のインバータにおいてフィードバック制御のゲインを低下させるとともに、昇圧コンバータにおいてフィードバック制御のゲインを上昇させる第２の制御を実行する。

上記交流電動機の制御システムによれば、複数のインバータのうちの１つのインバータで異常が発生したことによって、複数のインバータに共通に入力される直流電圧が大きく変化した場合には、故障が発生していない残りのインバータについては、矩形波制御の適用を禁止してＰＷＭ制御を強制的に適用すること（第１の制御）、あるいは、矩形波制御および昇圧コンバータのフィードバックゲインを調整すること（第２の制御）ができる。これにより、制御応答性の低い矩形波制御によって各インバータで過電流が発生することを防止できる。この結果、故障が発生していないインバータでの異常の誤検出を防止できるので、当該インバータによって制御されるモータジェネレータの出力トルクを用いた非常用の運転（たとえば、車両のリンプフォーム走行）の実行が確保できるので、ユーザの利便性低下を防止することができる。

この発明によれば、共通の昇圧コンバータによって入力電圧が共通に制御される複数のインバータによって複数の交流電動機がそれぞれ制御されるシステムにおいて、インバータ入力電圧の変動時におけるインバータ異常の誤検出を防止することができる。

本実施の形態に従う交流電動機の制御システムが適用された電動車両の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御システムにおける制御モードを概略的に説明する図である。 モータジェネレータの運転領域と制御モードとの概略的な対応関係を説明する概念図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御構成を示す機能ブロック図である。 図４に示したＰＷＭ制御部の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。 図４に示した矩形波制御部の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。 矩形波の電圧位相に対する交流電動機の出力トルクの変化特性を説明する概念図である。 矩形波制御時に一定回転速度の下でインバータ入力電圧を変化させた場合における電圧位相−トルク特性を示す概念図である。 図４に示された制御モード選択部による制御モードの切換判定を説明するための状態遷移図である。 電流位相を説明するためのベクトル図である。 本実施の形態に従う交流電動機の制御システムによるインバータ入力電圧の変動時における制御処理を説明するフローチャートである。 本実施の形態の変形例に従う交流電動機の制御システムによるインバータ入力電圧の変動時における制御処理を説明するフローチャートである。 昇圧コンバータの電圧フィードバック制御を説明する機能ブロック図である。 図１３に示された構成によって制御された昇圧コンバータの動作波形例である。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分について同一符号を付し、その説明は原則的に繰り返さないものとする。

（システム構成）
図１は、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムが適用された電動車両の構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態においては、電動車両１００としてエンジンおよびモータジェネレータを搭載したハイブリッド電動車両を例として説明するが、電動車両１００の構成はこれに限定されるものではない。

図１を参照して、電動車両１００は、電力変換部１１５と、蓄電装置１５０と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン２２０と、動力分割機構２５０と、駆動輪２６０と、ＭＧ−ＥＣＵ（Electronic Control Unit）３００と、ＨＶ−ＥＣＵ４００と、リレーＳＲ１，ＳＲ２とを備える。

蓄電装置１５０は、再放電可能に構成された電力貯蔵要素である。蓄電装置１５０は、たとえば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの二次電池、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子によって構成することができる。

蓄電装置１５０は、リレーＳＲ１，ＳＲ２を介して、電力ラインＰＬ１および接地ラインＮＬ１によって電力変換部１１５に接続される。そして、蓄電装置１５０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動するための直流電力を電力変換部１１５へ供給する。また、蓄電装置１５０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２によって発生され、ＰＣＵ２００を介して供給される電力を蓄電する。

リレーＳＲ１，ＳＲ２は、電力ラインＰＬ１および接地ラインＮＬ１の途中に挿入される。リレーＳＲ１，ＳＲ２は、蓄電装置１５０から電力変換部１１５へ電力の供給と遮断とを切替える。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、たとえば、永久磁石が埋設されたロータと中性点でＹ結線された三相コイルを有するステータとを備える三相交流電動発電機で構成される。モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、電力変換部１１５から供給される交流電圧を受けて電動車両推進のための回転駆動力（トルク）を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、外部から回転力を受けて交流電力を発電するとともに、ＥＣＵ３００からの回生トルク指令によって回生制動力を電動車両１００に発生する。

また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、動力分割機構２５０を介してエンジン２２０にも連結される。そして、エンジン２２０の発生する駆動力とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御される。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のいずれか一方を専ら電動機として機能させ、他方のモータジェネレータを専ら発電機として機能させてもよい。

動力分割機構２５０には、エンジン２２０の動力を、駆動輪２６０とモータジェネレータＭＧ１との両方に振り分けるために、遊星歯車機構（プラネタリーギヤ）が使用される。

電力変換部１１５は、蓄電装置１５０からの直流電圧を交流電圧に変換して、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に供給する。また、電力変換部１１５は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２によって発生した交流電圧を、直流電圧に変換して蓄電装置１５０を充電する。

電力変換部１１５は、昇圧コンバータ１１０およびインバータ１２０を含む。インバータ１２０は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためのインバータ１２１およびモータジェネレータＭＧ２を駆動するためのインバータ１２２を含む。

昇圧コンバータ１１０は、電力ラインＰＬ１およびＨＰＬの間に接続される。昇圧コンバータ１１０は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成を有しており、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

昇圧コンバータ１１０は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を交互にオンオフすることによって、電力ラインＰＬ１およびＨＰＬの間で、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）が１．０以上である双方向の直流電力変換を実行する。この昇圧比は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン期間比率を示すデューティ比によって制御される。昇圧コンバータ１１０における昇圧比（デューティ比）は、直流電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊と一致するように制御される。

インバータ１２１は、いわゆる三相インバータの回路構成を有し、昇圧コンバータ１１０およびモータジェネレータＭＧ１の間に接続される。インバータ１２１は、Ｕ相アーム１２３と、Ｖ相アーム１２４と、Ｗ相アーム１２５とを含む。Ｕ相アーム１２３、Ｖ相アーム１２４およびＷ相アーム１２５は、電力ラインＨＰＬおよび接地ラインＮＬ１の間に並列に接続される。Ｕ相アーム１２３は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１２５は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ１のステータコア（図示せず）に巻回されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のコイルの一方端にそれぞれ接続されている。Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のコイルの他方端は、中性点で相互接続されている。

インバータ１２１は、昇圧コンバータ１１０から昇圧された電圧を受けて、たとえばエンジン２２０を始動させるためにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１２１は、エンジン２２０から伝達される機械的動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された回生電力を昇圧コンバータ１１０に出力する。このときインバータ１２１は、ＡＣ／ＤＣ変換器として動作するようにＭＧ−ＥＣＵ３００に制御される。インバータ１２１は、ＭＧ−ＥＣＵ３００から出力される制御信号ＰＷＩ１に従ってスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のゲート信号をオンまたはオフさせることによって、直流電圧ＶＨと交流電圧との間の電力変換を行うことができる。

インバータ１２２は、昇圧コンバータ１１０およびモータジェネレータＭＧ２の間に接続される。インバータ１２２の回路構成は、インバータ１２１と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。インバータ１２２は、ＭＧ−ＥＣＵ３００から出力される制御信号ＰＷＩ２に従って制御される。

インバータ１２２は駆動輪２６０を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対して、昇圧コンバータ１１０からの直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する。またインバータ１２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された回生電力をＡＣ／ＤＣ変換して昇圧コンバータ１１０に出力する。

図１の構成例において、インバータ１２１および１２２は、電力ラインＨＰＬおよびモータジェネータＭＧ１，ＭＧ２の間にそれぞれ配置された「複数のインバータ」に対応する。すなわち、電力ラインＨＰＬは「電力線」に対応する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は「複数の交流電動機」に対応する。

昇圧コンバータ１１０の低圧側（すなわち、蓄電装置１５０側）には、平滑コンデンサＣ１が配置される。平滑コンデンサＣ１は、電力ラインＰＬ１と接地ラインＮＬ１間に接続されて、直流電圧の交流成分を除去する。同様に、昇圧コンバータ１１０の高圧側（すなわち、インバータ１２０側）には、平滑コンデンサＣ２が配置される。平滑コンデンサＣ２は、電力ラインＨＰＬと接地ラインＮＬ１間に接続されて、直流電圧の交流成分を除去する。

電圧センサ１７０は、平滑コンデンサＣ１の両端間の直流電圧ＶＬを検出し、その検出した電圧ＶＬをＭＧ−ＥＣＵ３００へ出力する。また、電圧センサ１８０は、平滑コンデンサＣ２の両端間の直流電圧ＶＨ、すなわち、昇圧コンバータ１１０の出力電圧（インバータ１２１，１２２に共通の入力電圧）を検出し、その検出した電圧ＶＬをＭＧ−ＥＣＵ３００へ出力する。

ＨＶ−ＥＣＵ４００は、各種センサの出力に基づいて、電動車両１００をドライバ操作に従って走行するように、車載各機器の動作を制御する。図１には、車両制御機能のうち、本実施の形態に関連するものが代表的に示される。たとえば、ＨＶ−ＥＣＵ４００には、イグニッションスイッチ（ＩＧスイッチ）４１０の操作信号、アクセルペダル４２０の開度（アクセル開度Ａｃｃ）およびブレーキペダル４３０の操作量（ブレーキ操作量ＢＲＫ）、および、車速センサ４４０よって検出される車速Ｖｓが入力される。そして、ＨＶ−ＥＣＵ４００は、車速Ｖｓおよびアクセル開度Ａｃｃ、ブレーキ操作量ＢＲＫに基づいて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２を出力する。

さらに、電力ラインＨＰＬの電圧指令値ＶＨ＊が、ＨＶ−ＥＣＵ４００からＭＧ−ＥＣＵ３００へ出力される。電圧指令値ＶＨ＊は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のコイル巻線に生じる誘起電圧よりも高く設定される必要がある。さらに、直流電圧ＶＨによって、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が出力可能な最大トルクが変化する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２での出力トルクが同一であっても、直流電圧ＶＨに応じて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２での電流位相が変化するので、電力損失も変化する。したがって、電圧指令値ＶＨ＊は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作状態（回転速度、トルク）に応じて設定される。

また、ＨＶ−ＥＣＵ４００は、イグニッションスイッチ４１０がオンされたＩＧオン時にはリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンする。リレーＳＲ１，ＳＲ２のオンにより、蓄電装置１５０の電力をモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で使用可能な状態が形成される。一方で、ＨＶ−ＥＣＵ４００は、ＩＧオフ時には、リレーＳＲ１，ＳＲ２をオフする。これにより、蓄電装置１５０とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２との間は、電気的に切り離される。

ＭＧ−ＥＣＵ３００は、電圧センサ１７０，１８０から直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値を受けるとともに、ＨＶ−ＥＣＵ４００からトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２を受ける。ＭＧ−ＥＣＵ３００は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の出力トルクを制御するように、昇圧コンバータ１１０およびインバータ１２０における電力変換を制御するための制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２を生成する。

昇圧コンバータ１１０およびインバータ１２０は、制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２に従って電力変換を実行する。この結果、ドライバによるアクセルペダル４２０およびブレーキペダル４３０の操作に応じた、電動車両駆動力または電動車両制動力が、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２からの出力によって確保される。

（交流電動機制御）
次に、インバータ１２１，１２２によるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の制御について説明する。なお、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の制御方式については共通であるので、以下では、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を包括して、単に交流電動機とも称する。

図２は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御システムにおける制御モードを概略的に説明する図である。図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ制御システムでは、交流電動機であるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の制御、すなわち、インバータ１２１，１２２における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオンオフを、正弦波状の交流電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子（Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７）のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子（Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８）のオン期間に対応するローレベル期間との集合によって構成される疑似正弦波電圧が交流電動機に印可される。疑似正弦波電圧の基本波成分は、交流電圧指令相当の正弦波となる。

公知のように、交流電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機への印加電圧（以下、単に「印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータに入力される直流電圧ＶＨの約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、直流電圧ＶＨに対する印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機に印加される線間電圧が正弦波となる。

一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１（電気角１８０度ずつ）の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、交流電圧指令（正弦波）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行うものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御での最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、交流電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機（モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で）は、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。直流電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇圧コンバータ１１０による昇圧電圧（直流電圧ＶＨ）には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、各交流電動機（モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々）について、その状態に応じて、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御）および矩形波制御のいずれかが選択的に適用される。図２に示した制御モードの選択、すなわち、制御モード切換の判定については、後程詳細に説明する。

なお、矩形波制御では、印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。また、制御周期は、交流電動機の電気角に対応して決まるので、回転速度の低下につれて制御周期は長くなることになる。矩形波制御においては、トルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、矩形波電圧の位相を制御する場合がある。

図３は、交流電動機の運転領域と制御モードとの概略的な対応関係を説明する概念図である。

図３を参照して、交流電動機（モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々）の運転領域は、回転速度およびトルクの組合せによって示される。交流電動機の出力（パワー）は、回転速度およびトルクの積で示される。概略的には、高出力領域において矩形波制御が用いられる。なお、矩形波制御の適用時には、インバータ１２１，１２２でのスイッチング素子のオンオフ回数が大幅に減少するので、電力損失を抑制することが可能となる。一方で、印加電圧の振幅は制御できないため、制御応答性についてはＰＷＭ制御よりも低くなる。

一方で、低〜中出力域では、ＰＷＭ制御（特に、正弦波ＰＷＭ制御）の適用により、トルク精度を高めることができる。ただし、上述のように、ＰＷＭ制御の適用時には、交流電動機からの出力を高めることには限界がある。なお、直流電圧ＶＨが変化すると変調率も変わるので、ＰＷＭ制御および矩形波制御の適用領域は、直流電圧ＶＨによっても変化する。

図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御構成を示す機能ブロック図である。図４を始めとして以下で説明する各機能ブロック図において、各ブロックの機能は、ＭＧ−ＥＣＵ３００によるソフトウェア処理および／またはハードウェア処理によって実現することができる。

なお、図４では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１に従うモータジェネレータＭＧ１の制御構成を例示するが、モータジェネレータＭＧ２に対する制御構成についても、同様に構成される。図４に示される各ブロックの機能は、ＭＧ−ＥＣＵ３００に予め格納されたプログラムを所定周期で実行することにより、あるいは、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することができる。図４に示す制御は、制御周期毎に実行される。

図４を参照して、ＭＧ−ＥＣＵ３００によるインバータ制御部１０は、ＰＷＭ制御部２０と、制御モード選択部３０と、矩形波制御部４０とを含む。ＰＷＭ制御部２０においては、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が選択的に実行される。

図５は、図４に示したＰＷＭ制御部２０の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。
図５を参照して、ＰＷＭ制御部２０は、電流指令生成部２１およびフィードバック制御部２９を含む。フィードバック制御部２９は、座標変換部２２，２５と、電圧指令生成部２４と、ＰＷＭ変調部２６とを含む。

電流指令生成部２１は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１に応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２は、回転角センサ１５によって検出されるモータジェネレータＭＧ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ１４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから算出される各相電流より、ｄ−ｑ軸平面におけるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを算出する。この際に、電流の高調波成分を除去するためのフィルタ処理を組み合わせてもよい。

電圧指令生成部２４には、ｄ軸電流指令値に対するｄ軸電流の偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍｆ−Ｉｄ）およびｑ軸電流指令値に対するｑ軸電流の偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍｆ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４では、偏差ΔＩｄおよびΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差が求められる。そして、電圧指令生成部２４は、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５は、モータジェネレータＭＧ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧指令（相電圧）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、正弦波状である。

ＰＷＭ変調部２６は、図示しない一定周期の搬送波と、交流電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１２１の各相の上下アーム素子のオンオフを制御する制御信号ＰＷＩ１を生成する。

制御信号ＰＷＩ１に従って、インバータ１２１がスイッチング制御されることにより、モータジェネレータＭＧ１に対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１に従ったトルクを出力するための交流電圧（疑似正弦波電圧）が印加される。

正弦波ＰＷＭ制御が選択される場合には、ＰＷＭ制御部２０は、図５に示されるｄ軸電流およびｑ軸電流のフィードバック制御によって、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１に従ったトルクを出力するための電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から、交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。すなわち、交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅および位相は、電流フィードバックによって制御されていることが理解される。

過変調ＰＷＭ制御が選択される場合には、図５に示したフィードバックループに電圧振幅補正を行う機能が追加される。これにより、各相の交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従う振幅よりも大きく補正される。これにより電圧指令値の基本波成分を高めて、正弦波ＰＷＭ制御よりも大きな出力を発生することができる。

図６は、図４に示した矩形波制御部４０の構成例を詳細に示す機能ブロック図である。
図６を参照して、矩形波制御部４０は、電力演算部４１と、トルク演算部４２と、ＰＩ演算部４３と、矩形波発生器４４と、信号発生部４５と、座標変換部４６とを含む。

電力演算部４１は、電流センサ１４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記の式（１）に従ってモータジェネレータＭＧ１への供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２は、電力演算部４１によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ１５によって検出されるモータジェネレータＭＧ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記の式（２）に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
ＰＩ演算部４３へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１に対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ１−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。

図７には、電圧位相φｖに対する交流電動機（モータジェネレータＭＧ１）の出力トルクの変化特性を説明する概念図が示される。

図７を参照して、矩形波制御時には矩形波電圧の電圧位相φｖを変化させることによって、交流電動機の出力トルクが制御される。電圧位相φｖをｑ軸に対して進めることによって、力行トルクを増大することができる。一方で、回生動作（負トルク出力）時には、電圧位相φｖをｑ軸に対して遅らせることによって回生トルクを増大することができる。

したがって、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ１＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ２＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

出力トルクは、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２への印加電圧の振幅（すなわち、直流電圧ＶＨ）および回転速度にも依存して変化する。すなわち、図７に示された特性図は、直流電圧ＶＨおよび回転速度が同一の下で電圧位相φｖを変化させたときの出力トルクの変化を示したものである。

図８には、一定回転速度の下でインバータ入力電圧（直流電圧ＶＨ）を変化させた場合の各々における電圧位相−トルク特性が示される。図８には、力行動作領域での特性が示される。

図８を参照して、同一の電圧位相φｖに対して、直流電圧ＶＨが高くなるほど、出力トルクが大きくなる。したがって、高トルクの要求時には、昇圧コンバータ１１０によって直流電圧ＶＨを上昇することにより、同一の電圧位相制御範囲に対する出力トルクを確保することができる。

再び図６を参照して、矩形波発生器４４は、ＰＩ演算部４３によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従って制御信号ＰＷＩ１を発生する。インバータ１２１が制御信号ＰＷＩ１に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波電圧が、モータジェネレータＭＧ１の各相に印加される。

矩形波制御部４０は、トルク（電力）のフィードバック制御により、交流電動機（モータジェネレータＭＧ１）のトルクを制御することができる。なお、電力演算部４１およびトルク演算部４２に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。

また、座標変換部４６は、電流センサ１４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と交流電動機（モータジェネレータＭＧ１）の回転角θとに基づいて座標変換（３相→２相）を行い、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。そして、座標変換部４６は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを制御モード選択部３０へ出力する。なお、座標変換部４６の機能は、ＰＷＭ制御部２０の座標変換部２２を、矩形波制御実施時にも動作させることで実現することもできる。

再び、図４を参照して、制御モード選択部３０には、直流電圧ＶＨと、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯（ＰＷＭ制御部２０から）と、ｄ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ（矩形波制御部４０から）と、交流電動機（モータジェネレータＭＧ１）の回転速度ＮｍおよびトルクＴｒｑとが入力される。回転速度Ｎｍは、回転角センサ１５の出力から求めることができる。トルクＴｒｑについては、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１を用いてもよい。

制御モード選択部３０は、後述するように、直流電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯とから算出される変調率に基づいて、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御モード切換判定を行う。また、制御モード選択部３０は、矩形波制御時のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑから求まる電流位相φｉに基づいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換判定を行う。

制御モード選択部３０が矩形波制御を選択しているときには、矩形波制御部４０によって生成された制御信号ＰＷＩ１（ＰＭＩ２）がインバータ１２１（１２２）へ供給される。一方、制御モード選択部３０がＰＷＭ制御を選択しているときには、ＰＷＭ制御部２０によって生成された制御信号ＰＷＩ１（ＰＭＩ２）がインバータ１２１（１２２）へ供給される。

図９には、制御モード選択部３０による制御モードの切換判定を説明するための状態遷移図が示される。制御モードの判定は、交流電動機毎に、すなわち、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれで別個に実行される。

現在の制御モードがＰＷＭ制御であるときには、図５に示したフィードバック制御下における変調率に従って、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換判定が実行される。たとえば、図５で各制御周期で算出される電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を用いて、下記の式（３）に従って、直流電圧ＶＨを交流電動機へ印加される交流電圧に変換する際の変調率ＦＭを求めることができる。

ＦＭ＝｛（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2｝／ＶＨ …（３）
式（３）によって求められた変調率ＦＭが０．７８より低い場合には、ＰＷＭ制御が維持される。一方で、ＰＷＭ制御中に変調率ＦＭ≧０．７８となると、ＰＷＭ制御では適切な交流電圧を発生することができないため、制御モードは、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切換えられる。

さらに、ＰＷＭ制御の選択時には、変調率ＦＭにより、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを用いるかが判定される。すなわち、変調率ＦＭが、図２に示した、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のそれぞれでの変調率範囲のいずれに属するか応じて、正弦波ＰＷＭおよび過変調ＰＷＭの一方が選択される。

現在の制御モードが矩形波制御であるときには、電圧振幅が一定であるので、変調率に基づいて制御モード切換を判定することができない。したがって、基本的には、電流位相に基づいて制御モード切換が判定される。

図１０には、電流位相を説明するためのベクトル図が示される。
図１０を参照して、零点位置を起点とするｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの組み合わせによる電流ベクトル３１，３２がｄ軸と成す角度が電流位相φｉに相当する。したがって、座標変換部４６（図６）によって演算されたＩｄ，Ｉｑに基づいて、矩形波制御中における電流位相φｉを、下記式（４）に従って算出することができる。

φｉ＝ｔａｎ^-1（Ｉｑ／Ｉｄ） …（４）
矩形波制御中では、出力トルクの低下に応じて電流位相φｉが図１０での右側（遅角側）へ変化する。そして、図９に示さるように、電流位相φｉが予め定められた基準値φｔよりも小さくなると、すなわち、電流ベクトルの先端位置がφｉ＝φｔを示すモード切換ラインＰＨＬよりも遅角側の位相領域に入ると、制御モードは、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切換えられる。

このように、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、矩形波制御およびＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御）を選択的に適用することによって、交流電動機（モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２）のトルクが制御される。

（直流電圧変動時の交流電動機制御）
本実施の形態では、一方のインバータにおいて異常が発生したことにより直流電圧ＶＨが変動することによる悪影響を考える。たとえば、インバータ１２１によるモータジェネレータＭＧ１のトルク制御に矩形波制御が適用されている期間において、モータジェネレータＭＧ２を制御するインバータ１２２のいずれかのスイッチング素子に短絡故障が発生したケースを想定する。

このようなケースでは、インバータ１２２によるモータジェネレータＭＧ２への電力授受が中断されることにより、電力バランスが崩れて直流電圧ＶＨが急激に上昇または低下する虞がある。直流電圧ＶＨが変化すると、矩形波制御中のモータジェネレータＭＧ１では、図８に示された特性に従って出力トルクが変化する。このとき、矩形波制御によるフィードバック制御（図６）によって、出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１に維持するように電圧位相φｖが制御される。しかしながら、上述のように矩形波制御では電流の制御応答性が低いため、インバータ１２１には故障が発生していないにもかかわらず、モータジェネレータＭＧ１およびインバータ１２１の系で過電流による異常が検知される可能がある。

この結果、素子故障が発生したインバータ１２２に加えて、インバータ１２１についても過電流検知によって異常が誤検出されると、インバータ１２２についても使用が禁止されるため、モータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２の両方についてトルクを出力できなくなってしまう虞がある。これにより、本来は使用可能であるインバータ１２１およびモータジェネレータＭＧ１を用いたリンプフォーム走行が実行できなくなると、ユーザの利便性が低下する。上記とは反対に、インバータ１２２（モータジェネレータＭＧ２）に矩形波制御が適用されている期間において、インバータ１２１に故障が発生することによって直流電圧ＶＨが変化した場合にも、同様の問題が生じることが懸念される。

したがって、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、下記に説明するように、直流電圧ＶＨの変動時には、矩形波制御の適用を禁止する。

図１１は、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムによるインバータ入力電圧の変動時における制御処理を説明するフローチャートである。図１１に示された制御処理は、ＭＧ−ＥＣＵ３００（図１）によって繰り返し実行される。

図１１を参照して、ＭＧ−ＥＣＵ３００は、ステップＳ１００により、電圧センサ１８０の検出値に基づき、電圧指令値ＶＨ＊に対する直流電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨを算出する。ＭＧ−ＥＣＵ３００は、ステップＳ１１０により、算出された電圧偏差ΔＶＨの大きさ（絶対値）を予め定められた基準値Ｖｔと比較する。基準値Ｖｔは、矩形波制御の制御応答性を考慮して、シミュレーションまたは実機試験等の結果に従って、過電流発生を回避可能な｜ΔＶＨ｜の上限値に対してマージンを有するように定めることができる。

さらに、ＭＧ−ＥＣＵ３００は、｜ΔＶＨ｜＞Ｖｔのとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０に処理を進めて、インバータ１２１，１２２の各々について矩形波制御の適用を禁止する。これにより、図９中に点線で示されるように、矩形波制御の適用中において、｜ΔＶＨ｜＞Ｖｔとなると、制御モードがＰＷＭ制御に強制的に切換えられる。本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換判定条件として、｜ΔＶＨ｜＞Ｖｔが追加されることとなる。すなわち、ステップＳ１２０の処理によって「第１の制御」が実行される。

一方で、ＭＧ−ＥＣＵ３００は、｜ΔＶＨ｜≦Ｖｔのとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１２０の処理をスキップする。これにより、通常時には、インバータ１２１，１２２は、それぞれ図８に示された、変調率および電流位相に基づくモード切換判定条件に従って、ＰＷＭ制御または矩形波電圧制御を適用されて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の出力トルクを制御することになる。

このように本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、一方のインバータおよび／またはモータジェネレータに異常が発生したことによって直流電圧ＶＨが変化した場合にも、故障が発生していない他方のインバータについては、矩形波制御の適用を禁止してＰＷＭ制御を強制的に適用することにより、制御応答性の低い矩形波制御によって過電流が発生することを防止できる。この結果、故障が発生していないインバータでの異常の誤検出を防止できるので、当該インバータによって制御されるモータジェネレータの出力トルクを用いたリンプフォーム走行の実行が確保できるので、ユーザの利便性低下を防止することができる。

（直流電圧変動時の制御の変形例）
次に、上記と同様のケースによって直流電圧ＶＨが変化した際に、矩形波制御の適用を維持したままで、異常が発生していないインバータ側での過電流発生を防止するための制御を変形例として説明する。

図１２は、本実施の形態の変形例に従う交流電動機の制御システムによるインバータ入力電圧の変動時における制御処理を説明するフローチャートである。

図１２を参照して、ＭＧ−ＥＣＵ３００は、図１１と同様のステップＳ１００，Ｓ１２０により、電圧偏差ΔＶＨを算出して、｜ΔＶＨ｜を基準値Ｖｔと比較する。

ＭＧ−ＥＣＵ３００は、｜ΔＶＨ｜＞Ｖｔのとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１５０に処理を進めて、矩形波制御のフィードバックゲインを低下するとともに、昇圧コンバータ１１０による電圧制御（ＶＨ制御）のフィードバックゲインを上昇する。すなわち、ステップＳ１５０の処理によって「第２の制御」が実行される。

これにより、矩形波制御では、図６に示されたＰＩ演算部４３におけるゲインが低下される。この結果、トルク偏差ΔＴｑに対する電圧位相φｖの変化量が抑制される。したがって、矩形波制御による電圧位相φｖが、直流電圧ＶＨの変化に応じたトルク偏差ΔＴｑの増大によって、大きく変化することが防止される。

一方で、昇圧コンバータ１１０でのフィードバックゲインは下記のように変更される。図１３は、昇圧コンバータの電圧フィードバック制御を説明する機能ブロック図である。

図１３を参照して、ＭＧ−ＥＣＵ３００によるコンバータ制御部７０は、偏差演算部７１と、ＰＩ演算部７２と、ＰＷＭ変調部７３とを含む。

偏差演算部７１は、電圧センサ１８０の検出値に基づき、電圧指令値ＶＨ＊に対する直流電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨを算出する。

ＰＩ演算部７２は、電圧偏差ΔＶＨのＰＩ（比例積分）演算により、昇圧コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御のデューティ比ＤＴを算出する。そして、ＰＷＭ変調部７３は、ＰＩ演算部７２からのデューティ比ＤＴと所定周波数の搬送はＣＷとの電圧比較に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する制御信号ＰＷＣを発生する。

図１４には、図１３の構成によって制御された昇圧コンバータ１１０の動作波形例が示される。

図１４を参照して、キャリア波ＣＷは、昇圧コンバータ１１０のスイッチング周期Ｔｏと同一周期を有する。たとえば、キャリア波ＣＷには、三角波が用いられる。キャリア波ＣＷの電圧幅（ピークトゥピーク）は、ＤＴ＝１．０に対応する電圧に設定される。

昇圧コンバータ１１０の下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２は、デューティ比ＤＴを示す電圧が、キャリア波ＣＷの電圧よりも高いときにオンされる一方で、そうでないときにオフされる。

これに対して、昇圧コンバータ１１０の上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１は、デューティ比ＤＴを示す電圧が、キャリア波ＣＷの電圧よりも低いときにオンされる一方で、そうでないときにオフされる。したがって、上アームのスイッチング素子Ｑ１は、下アームのスイッチング素子Ｑ２と相補的かつ周期的にオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑ２（下アーム素子）のオン期間には、リアクトルＬ１（図１）を流れる電流ＩＬ１が上昇する一方で、スイッチング素子Ｑ１（上アーム素子）のオン期間には、電流ＩＬ１は低下する。

したがって、デューティ比ＤＴが高くなると、下アーム（スイッチング素子Ｑ２）オン期間が長くなることにより、直流電圧ＶＨは上昇する。一方で、デューティ比ＤＴが低下すると、上アーム（スイッチング素子Ｑ１）オン期間が長くなることにより、直流電圧ＶＨは低下する。

一般的に、昇圧チョッパで構成された昇圧コンバータ１１０における昇圧比ＶＨ／ＶＬは、デューティ比ＤＴを用いると、（ＶＨ／ＶＬ）＝１／（１−ＤＴ）で示されることが知られている。このように、デューティ比ＤＴの制御によって、（ＶＨ／ＶＬ）≧１．０に直流電圧ＶＨを制御することができる。

再び図１３を参照して、ΔＶＨ＞０（ＶＨ＊＞ＶＨ）のときには、ΔＶＨにフィードバックゲインを乗算したＰＩ演算によって、デューティ比ＤＴは上昇方向に変化される。一方で、ΔＶＨ＜０（ＶＨ＊＜ＶＨ）のときには、ΔＶＨにフィードバックゲインを乗算したＰＩ演算によって、デューティ比ＤＴは低下方向に変化される。

したがって、ステップＳ１５０（図１２）によりＶＨ制御のフィードバックゲインを上昇させると、電圧偏差ΔＶＨに対するデューティ比ＤＴの変化が大きくなる。この結果、直流電圧ＶＨの変動が発生した場合に、昇圧コンバータ１１０によって直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に速やかに制御することが可能となる。

一方で、ステップＳ１５０（図１２）では、矩形波制御のフィードバックゲインが低下される。これにより、直流電圧ＶＨが変化した際に、昇圧コンバータ１１０の制御による直流電圧ＶＨの変化と、矩形波制御での電圧位相φｖの変化とが重なって、矩形波制御が適用されたインバータに過電流が発生することを防止できる。

上述のように、矩形波制御では、電気角３６０度毎の電圧位相φｖが制御されるので、制御遅れが発生する傾向にある。このため、昇圧コンバータ１１０の制御による直流電圧ＶＨの変化に対して、電圧位相φｖの変化が結果的に逆アクションとなってしまうことによってインバータに過電流が発生する虞があるところ、ステップＳ１５０の処理を行うことにより、このような過電流の発生を防止することができる。

なお、ＭＧ−ＥＣＵ３００は、｜ΔＶＨ｜≦Ｖｔのとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１６０に処理を進めて、通常のフィードバックゲインを適用して、インバータ１２１，１２２の矩形波制御および昇圧コンバータ１１０の電圧制御を実行する。すなわち、ステップＳ１６０では、矩形波制御のフィードバックゲインは、ステップＳ１５０よりも大きい値である一方で、昇圧コンバータ１１０の電圧制御のフィードバックゲインは、ステップＳ１５０よりも小さい値である。

以上説明したように、本実施の形態の変形例に従う交流電動機の制御システムでは、一方のインバータおよび／またはモータジェネレータに異常が発生したことによって直流電圧ＶＨが変化した場合にも、故障が発生していない他方のインバータについて、矩形波制御のフィードバックゲインを低下する一方で、昇圧コンバータ１１０による電圧制御のフィードバックゲインを上昇することにより、制御応答性の低い矩形波制御によって過電流が発生することを防止できる。

このように、本実施の形態によれば、図１１または図１２に示された制御処理を実行することによって、図１の構成例において一方のインバータおよび／またはモータジェネレータに異常が発生したことによって直流電圧ＶＨが変化した場合にも、故障が発生していないインバータでの異常の誤検出を防止できる。当該インバータによって制御されるモータジェネレータの出力トルクを用いたリンプフォーム走行の実行が確保できるので、ユーザの利便性低下を防止することができる。

なお、本実施の形態では、電動車両に適用される交流電動機の制御システムを例示したが、本発明の適用はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、共通の昇圧コンバータによって入力電圧が共通に制御される複数のインバータによって複数の交流電動機がそれぞれ制御されるシステムであれば、矩形波制御およびＰＷＭ制御を切換えて適用する制御について、本発明を適用することが可能である。すなわち、入力電圧（直流電圧）が共通のインバータが３個以上配置された構成に対しても、図１１または図１２の制御処理を適用することによって、本発明の適用が可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ インバータ制御部、１４ 電流センサ、１５ 回転角センサ、２０ ＰＷＭ制御部、２１ 電流指令生成部、２２，２５，４６ 座標変換部、２４ 電圧指令生成部、２６，７３ ＰＷＭ変調部、２９ フィードバック制御部、３０ 制御モード選択部、３１，３２ 電流ベクトル、４０ 矩形波制御部、４１ 電力演算部、４２ トルク演算部、４３，７２ ＰＩ演算部、４４ 矩形波発生器、４５ 信号発生部、７０ コンバータ制御部、７１ 偏差演算部、１００ 電動車両、１１０ 昇圧コンバータ、１１５ 電力変換部、１２０，１２１，１２２ インバータ、１２３，１２４，１２５ アーム（インバータ）、１５０ 蓄電装置、１７０，１８０ 電圧センサ、２２０ エンジン、２５０ 動力分割機構、２６０ 駆動輪、４１０ イグニッションスイッチ、４２０ アクセルペダル、４３０ ブレーキペダル、４４０ 車速センサ、Ａｃｃ アクセル開度、ＢＲＫ ブレーキ操作量、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＷ キャリア波、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、ＤＴ デューティ比、ＨＰＬ，ＰＬ１ 電力ライン、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電流指令値、Ｌ１ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネータ、ＮＬ１ 接地ライン、Ｎｍ 回転速度、ＰＨＬ モード切換ライン（矩形波→ＰＷＭ）、ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２ 制御信号、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ リレー、Ｔｑ トルク推定値、Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２ トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（昇圧コンバータ出力電圧）、ＶＨ＊ 電圧指令値（昇圧コンバータ）、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯ 電圧指令値（ＰＷＭ制御）、ＶＨ 昇圧比、ＶＬ 直流電圧（昇圧コンバータ入力電圧）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 電圧、Ｖｄ 軸電圧指令値、Ｖｄ，Ｖｑ 軸電圧指令値、Ｖｓ 車速、Ｖｔ 基準値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 交流電圧指令（各相）。

Claims (1)

1. 蓄電装置および電力線の間に接続されて、前記電力線の直流電圧を前記蓄電装置の電圧以上に設定された電圧指令値に従って制御する昇圧コンバータと、
   複数の交流電動機と前記電力線との間にそれぞれ配置された複数のインバータと、
   前記昇圧コンバータおよび前記複数のインバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記電圧指令値と前記電力線の直流電圧との偏差に基づいて、前記蓄電装置の電圧に対する前記電力線の直流電圧との間の昇圧比がフィードバック制御されるように、前記昇圧コンバータの制御指令を生成し、
   前記制御装置は、前記複数のインバータの各々について、フィードバック制御された電圧位相を有する矩形波電圧が対応の前記交流電動機に印可される矩形波制御および、フィードバック制御された交流電圧指令と搬送波との比較に従った疑似正弦波電圧が前記交流電動機に印可されるパルス幅変調制御を選択的に適用されて制御されるように制御指令を生成し、
   前記制御装置は、さらに、
   前記電力線の直流電圧と前記電圧指令値との電圧差が所定値よりも大きいときに、前記複数のインバータの各々について前記矩形波制御の適用を禁止する第１の制御、または、前記矩形波制御を適用中の前記インバータにおいて前記フィードバック制御のゲインを低下させるとともに、前記昇圧コンバータにおいて前記フィードバック制御のゲインを上昇させる第２の制御を実行する、交流電動機の制御システム。

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