JP2010161907A - モータ駆動制御システムの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電動機を駆動するモータ駆動制御システムの制御装置において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の制御安定性を高める。
【解決手段】ＰＷＭ制御および矩形波制御が適用される交流電動機Ｍ１の制御において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時に、目標トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに基づいて、電流指令生成部２１０において生成された電流指令（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）を、切替直前の矩形波制御における最終の電流状態を初期値として、時間軸方向の変化を平滑化するように修正することにより修正後の電流指令（Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆ）を生成する。そして、この修正後の電流指令（Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆ）に基づいて電流フィードバック制御を行うことにより、インバータ１４を制御する。この結果、ＰＷＭ制御における電流指令について、矩形波制御の切替直前の電流状態からの連続性を確保することが可能となる。
【選択図】図９

Description

本発明は、モータ駆動制御システムの制御装置に関し、より特定的には矩形波制御およびパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が一般的に採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

また、電圧利用率を向上させてモータ回転数の高い領域で高出力を得るために、正弦波ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい変調方式による交流電動機制御として、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御が適用されている。

特開２００６−２３００７９号公報（特許文献１）には、交流電動機を駆動制御するインバータのＰＷＭ制御において、過変調モードでの電圧指令の極性が変化するゼロクロス近傍におけるＰＷＭ信号からのパルス成分の消失を抑制することにより、正弦波モード（ＰＷＭ制御）と１パルスモード（矩形波制御）との間で、滑らかにモータ出力を変化させることが可能なインバータ制御方式が開示されている。

特許文献１では、過変調モードにおいて、三相電圧指令をハイレベル値（デューティ比１００％）と、ローレベル（デューティ比０％）と、ミドルレベル（デューティ比５０％）とを持つ階段波電圧に変換する。そして、各相電圧のゼロクロス点をミドルレベル期間の時間的中央位置に設定することによって、ゼロクロス点を正確に確保することができるので、ゼロクロス近傍でのＰＷＭ信号からのパルス消失を抑制して、各相電圧の正、負の不平衡を減少させることができる。

また、特開平１１−１４６５０１号公報（特許文献２）には、交流電動機を駆動制御するインバータのＰＷＭ制御において、ＰＷＭパルスモードから１パルスモード（矩形波制御）への切替の際に、電力変換器の出力電圧が当該変換器の出力可能な最大電圧に達するまで、励磁電流成分を常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力するときのトルク電流成分を励磁電流成分より所定値以上大きくするとともに、電動機の速度に応じて出力電圧が最大電圧に達したときに、ＰＷＭパルスモードから１パルスモードに切替える制御装置が開示されている。

特許文献２に記載の制御装置によれば、ＰＷＭパルスモードから１パルスモードに切替える際に電圧不連続を発生させることなく、スムーズなトルク制御および電力変換器（インバータ）の連続運転を実現することができる。

特開２００６−２３００７９号公報 特開平１１−１４６５０１号公報

ＰＷＭ制御および矩形波制御が適用される、交流電動機の制御においては、電圧位相を制御する矩形波制御から電流フィードバックによるＰＷＭ制御への切替の際に、両制御モードが頻繁に切替わってしまう、いわゆるチャタリングを防止するために、本来の切替点を少し外れたポイントにおいて、制御モードを実際に切替える制御がなされることがある。

このような制御においては、ＰＷＭ制御に切替った直後にＰＷＭ制御における電流指令が不連続に変化することによって、交流電動機に印加されるインバータの出力電圧が、ステップ状に変化してしまう場合が発生する。このような、電流指令の不連続な変化にともなって、過剰な電流フィードバック制御がなされることにより、過電流、過電圧やトルクサージなどが発生するおそれがある。その結果、インバータや交流電動機に対するストレスが増加して機器の劣化の原因となったり、トルクが瞬間的に変動してしまう可能性がある。そして、本モータ駆動制御システムが電動車両に搭載される場合においては、このトルク変動によって車両乗員に違和感を与えてしまう可能性がある。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、交流電動機を駆動するモータ駆動制御システムの制御装置において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の電流指令を連続的に変化させることによって、制御安定性を高めることである。

本発明によるモータ駆動制御システムの制御装置は、インバータと、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機と、インバータおよび交流電動機の間を流れるモータ電流を検出するための電流検出器とを備えるモータ駆動制御システムの制御装置であって、矩形波制御部と、パルス幅変調制御部と、制御モード選択部と、電流記憶部とを備えている。また、パルス幅変調制御部は、電流指令生成部と、指令修正部と、フィードバック制御部とを含んでいる。矩形波制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、インバータの制御指令を生成する。パルス幅変調制御部は、搬送波と、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を生成する。制御モード選択部は、交流電動機の動作状態に応じて、矩形波制御およびパルス幅変調制御のいずれか一方の制御モードを選択するように構成されており、電流記憶部は、制御モード選択部による矩形波制御からパルス幅変調制御への制御モードの切替時に、矩形波制御における切替直前の最終の電流状態を記憶するように構成されている。電流指令生成部は、パルス幅変調制御において、トルク指令に従って第１の電流指令を生成するように構成されている。指令修正部は、矩形波制御からパルス幅変調制御へ記制御モードの切替時に、電流記憶部に記憶された最終の電流状態を初期値とした上で、第１の電流指令について時間軸方向の変化を平滑化するように修正することにより第２の電流指令を生成するように構成されている。そして、フィードバック制御部は、第２の電流指令に基づく、モータ電流のフィードバック制御に従うパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を生成する。

上記モータ駆動制御システムの制御装置によれば、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時において、電流フィードバック制御の電流指令（第２の電流指令）を、矩形波制御での最終の電流状態を反映して設定することができる。この結果、ＰＷＭ制御における電流指令について、矩形波制御の切替直前の電流からの連続性を確保することが可能となり、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の電流指令の急激な変化を防止し、制御安定性を高めることができる。

好ましくは、矩形波制御部は、上記動作指令が反映された第３の電流指令に基づく、モータ電流のフィードバック制御によって、電圧位相を制御するように構成されている。そして、電流記憶部は、矩形波制御における制御モード切替直前の最終の第３の電流指令に基づいて上記最終の電流状態を記憶する。

このような構成とすることで、矩形波制御において電流指令によるフィードバック制御を行っている場合に、切替前後における電流指令の連続性を確保できる。

あるいは好ましくは、電流記憶部は、矩形波制御において、制御モード切替直前に電流検出器で検出された、最終のモータ電流に基づく電流値を最終の電流状態として記憶する。

このような構成とすることで、矩形波制御が電流指令を使用しない場合であっても、矩形波制御での最終の実績電流とＰＷＭ制御での電流指令との連続性が確保される。

好ましくは、上記の動作指令はトルク指令値であり、第１の電流指令は第１のｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値を含み、また、第２の電流指令は第２のｄ軸電流指令値および第２のｑ軸電流指令値を含む。そして、指令修正部は、第１のｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値のいずれか一方に対して平滑化を行うとともに、平滑化により得られた第２のｄ軸電流指令値および第２のｑ軸電流指令値の一方と上記のトルク指令に基づいて、第２のｄ軸電流指令値および第２のｑ軸電流指令値の他方を算出する。

このような構成とすることで、第１のｄ軸およびｑ軸電流指令値のいずれか一方に対して平滑化処理を行うとともに、目標トルクが確保できるように他方の電流指令値を算出することができる。これによって、電流指令の連続性を確保しつつ、目標とするトルクを確保することが可能となる。

好ましくは、指令修正部は、ｄ−ｑ座標軸平面上における、第１の電流指令と第２の電流指令との電流指令の差が、第１の基準値以下となった場合は、上記平滑化を停止して第２の電流指令を第１の電流指令に一致させる。

このような構成とすることで、ＰＷＭ制御において、ｄ−ｑ座標軸平面上での修正前後の第１および第２の電流指令が近接した場合に、本来の電流指令（第１の電流指令）に基づくフィードバック制御とすることができる。その結果、モータ定数の変動などにより、修正後の第２の電流指令が本来の第１の電流指令にいつまでも到達しないような場合であっても、修正前後の電流指令が近接している場合には、早期に本来の電流指令に復帰させることで、効率低下を防止できる。

好ましくは、指令修正部は、矩形波制御からパルス幅変調制御への制御モードの切替時における、ｄ−ｑ座標軸平面上でのモータ電流と第１の電流指令との電流偏差が、所定の第２の基準値より大きい場合は、上記平滑化を停止して、第２の電流指令を第１の電流指令に一致させる。

このような構成とすることで、切替後のモータ電流と第１の電流指令との電流偏差が大きい場合には、電流指令の修正を停止して、本来の電流指令である第１の電流指令に基づくフィードバック制御をすることができる。これにより、通常のフィードバック制御によって早期にモータ電流を本来の電流指令に追従させることができるので、実電流の乖離（乱れ）を速やかに解消させて、モータ制御性を向上させることができる。

また好ましくは、モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含み、指令修正部は、矩形波制御からパルス幅変調制御への制御モードの切替時のｄ軸電流値が、交流電動機の制御可能範囲から定まる所定の第３の基準値より大きい場合は、上記平滑化を停止して、、第２の電流指令を第１の電流指令に一致させる。

このような構成とすることで、一般的に、ｄ軸電流指令値がゼロまたは負の領域で制御される永久磁石型同期電動機において、ｄ軸電流値が正の領域となった場合に、速やかにｄ軸電流指令値をゼロまたは負の領域に復帰させることができる。そのため、これにより、早期に本来の電流指令に追従させてモータ制御性を向上させることができる。

本発明によれば、交流電動機を駆動するモータ駆動制御システムの制御装置において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の電流指令を連続的に変化させることによって、制御安定性を高めることができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。 本実施の形態による、交流電動機の動作状態と各制御モードとの対応関係を説明する図である。 本実施の形態の交流電動機の制御装置の制御構成を示す機能ブロック図である。 本実施の形態における、ＰＷＭ制御および矩形波制御間の制御モードの切替処理の処理手順を示すフローチャートである。 矩形波制御およびＰＷＭ制御でのｄ−ｑ軸平面上のｄ軸，ｑ軸電流指令値の変化を示す概念図である。 矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の、ｄ−ｑ軸平面上のｄ軸，ｑ軸電流指令値の変化を示す概念図である。 本実施の形態１における、電流指令修正制御の概念図である。 本実施の形態１における、電流指令修正制御の詳細を説明するための、ＰＷＭ制御部の機能ブロック図の例である。 本実施の形態１における、電流指令修正制御の制御処理手順を示すフローチャートである。 本実施の形態１の変形例における、矩形波制御によるモータ制御構成を説明するための機能ブロック図である。 本実施の形態１の変形例における、電流指令修正制御の制御処理手順を示すフローチャートである。 本実施の形態２における、電流指令修正制御の制御処理手順を示すフローチャートである。 本実施の形態２における、電流指令修正制御の制御処理手順を示すフローチャートである。 実施の形態３における、ｄ−ｑ軸平面上でのｄ軸およびｑ軸電流の変化を示す概念図である。 実施の形態３における、電流指令修正制御の中止処理の制御処理手順を示すフローチャートである。 実施の形態３の変形例における、電流指令修正制御の中止処理の制御処理手順を示すフローチャートである。 実施の形態４における、電流指令修正制御の中止処理の概念図である。 実施の形態４における、修正制御中止処理の制御処理手順を示すフローチャートである。 実施の形態５における、修正制御中止処理の制御処理手順を示すフローチャートである。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。

（実施の形態１）
（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン・オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、アース線５へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作および降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶｂの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１の回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（制御装置）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す回生信号ＲＧＥを外部制御装置から受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す回生信号ＲＧＥを外部制御装置から受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。

一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。矩形波制御においては、目標のトルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、モータ印加電圧の位相を制御する場合がある。なお、本実施の形態１においては、モータ電流のフィードバックによって位相を制御する矩形波制御の場合について説明する。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

（制御装置の構成）
図４は、本実施の形態の交流電動機の制御装置３０の制御構成を示す機能ブロック図である。図４を始めとして、以下で説明されるブロック図に記載された各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部２００と、矩形波制御部４００と、制御モード選択部４９０と、電流記憶部４９５とを含む。また、ＰＷＭ制御部２００においては、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が選択的に実行される。

まず、ＰＷＭ制御部２００において、正弦波ＰＷＭ制御が選択される場合について説明する。ＰＷＭ制御部２００には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５により検出された回転角θとが入力される。そして、ＰＷＭ制御部２００は、これらの情報から、インバータ１４に印加する電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。そして、生成した電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯は制御モード選択部４９０に出力される。さらに、ＰＷＭ制御部２００は、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいて、インバータ１４を駆動するスイッチング制御指令値Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。

また、ＰＷＭ制御部２００において、過変調ＰＷＭ制御が選択される場合には、上記の正弦波ＰＷＭ制御に上述したように電圧振幅補正を行う機能が追加されており、これにより電圧指令値の基本波成分を高めて、正弦波ＰＷＭ制御よりも大きな出力を発生する。

矩形波制御部４００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５により検出された回転角θとの入力を受ける。そして、矩形波制御部４００は、ＰＷＭ制御部２００と同様に、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから算出されるｄ軸，ｑ軸の電流指令値と電流センサ２４によって検出されたモータ電流をｄ軸、ｑ軸に変換した電流検出値とから、電流フィードバック制御を行うことにより、インバータ１４に印加する電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。なお、矩形波制御においては、電圧指令の振幅（Ｖ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2）はシステム電圧ＶＨに対応したものに固定されるので、電圧指令の位相（φｖ）のみが制御されるように電流，電圧指令値が生成されることになる。

電流指令値Ｉｄ♯，Ｉｑ♯の生成については、たとえば、ｑ軸電流値のみをフィードバック制御により設定する一方で、ｄ軸電流については、電圧指令の大きさが所定の大きさとなるように逆算することによって算出することもできる。このようにして生成した電流指令値Ｉｄ♯，Ｉｑ♯を、矩形波制御部４００は、制御モード選択部４９０および電流記憶部４９５へ出力する。

制御モード選択部４９０には、システム電圧ＶＨと、ＰＷＭ制御部２００からの電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯と、矩形波制御部４００からの電流指令値Ｉｄ♯，Ｉｑ♯と、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５により検出された回転角θとが入力される。そして、制御モード選択部４９０は、後述するように、システム電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯とから算出される変調率に基づいてＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切替要否の判定を行う。また、制御モード選択部４９０は、矩形波制御部４００から入力される、電流指令値Ｉｄ♯およびＩｑ♯から求まる電流位相φｉ♯に基づいて、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替要否の判定を行う。

また、制御モード選択部４９０は、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切替時に、電流記憶部４９５へ切替信号ＴＲＧを出力する。

電流記憶部４９５は、制御モード選択部４９０からの上記切替信号ＴＲＧの入力時に、矩形波制御部４００から入力された電流指令値Ｉｄ♯，Ｉｑ♯の最終値を、矩形波制御における最終の電流状態（Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯）として記憶する。

そして、電流記憶部４９５は、記憶した最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯をＰＷＭ制御部２００へ出力する。

（矩形波制御からＰＷＭ制御への切替手法）
次に、図４に示した制御ブロック図の制御モード選択部４９０における、ＰＷＭ制御と矩形波制御との間の制御モード選択について、図５を用いて詳細に説明する。図５を始めとして、以降に示すフローチャート中の各ステップについては、制御装置３０に予め格納されたプログラムを所定周期で実行することによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。

図５を参照して、制御装置３０は、ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１０により、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１０にてＹＥＳ）には、Ｓ１１により、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯、およびシステム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧に変換する際の変調率を演算する。

たとえば、下記（１）式によって、変調率ＦＭは算出される。
ＦＭ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ …（１）
そして、制御装置３０は、Ｓ１２により、Ｓ１１で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１２にてＹＥＳ）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置３０は、処理をＳ１５に進めて、矩形波制御モードを選択するように制御モードを切替える。

一方、Ｓ１２にてＮＯの場合、すなわち、Ｓ１１で求めた変調率が０．７８未満であるときには、制御装置３０は、Ｓ１４により、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。

一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波制御モードであるとき（Ｓ１０にてＮＯ）には、矩形波制御部４００は、Ｓ１３により、矩形波制御部４００の電流指令値Ｉｄ♯，Ｉｑ♯の電流位相φｉ♯の絶対値が、所定の基準位相値φ０の絶対値より小さいか否かを判定する。

電流位相φｉ♯の絶対値が、所定の基準位相値φ０の絶対値より小さい場合（Ｓ１３にてＹＥＳ）は、制御装置３０は、制御モードを矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替が必要と判定する。この際には、制御装置３０は、Ｓ１４によりＰＷＭ制御モードを選択する。

一方、制御装置３０は、Ｓ１１にてＮＯのとき、すなわち電流位相φｉ♯の絶対値が、所定の基準位相値φ０の絶対値以上であるときには、Ｓ１５により、矩形波制御モードを継続的に選択する。

ＰＷＭ制御モードの選択時（Ｓ１４）には、制御装置３０は、さらにＳ１６により、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率ＦＭを所定の閾値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行できる。

変調率が閾値以下であるときには、正弦波ＰＷＭ制御が適用される。これに対して、変調率が閾値より大きいときには、過変調ＰＷＭ制御が適用される。

このように、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ（ｉｖ，ｉｗ）、電圧センサ１３によって検出されたインバータ１４の入力電圧（システム電圧）ＶＨ、ＰＷＭ制御部２００によって生成された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯、そして矩形波制御部４００によって生成された電流指令値Ｉｄ♯，Ｉｑ♯に基づいて、制御モード選択が実行できる。

なお、上記の説明においては、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替判定は、電流指令値の電流位相によって判定したが、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切替判定と同様に変調率に基づいて切替を判定することも可能である。

（矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時における問題点）
次に、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時におけるモータ制御構成の問題点について説明する。特に、交流電動機Ｍ１が高出力領域から出力低下することによって、制御モードが矩形波制御〜過変調ＰＷＭ制御〜正弦波ＰＷＭ制御と移行する際における、制御安定性上の問題点について説明する。

図６に、矩形波制御およびＰＷＭ制御でのｄ−ｑ軸平面上のｄ軸，ｑ軸電流指令値の変化の様子の例が示される。図６を参照して、図の横軸および縦軸は、それぞれｄ軸およびｑ軸の電流指令値を示している。そして、Ｗ１０がＰＷＭ制御における電流指令ラインを示している。このＰＷＭ制御における電流指令ラインは、ｄ−ｑ軸平面上において、同一電流に対してトルクが最大となる電流位相を示す電流ベクトルの軌跡を表したものである。したがって、この電流指令ラインに沿った電流指令によってモータを駆動することで、モータ電流に対して最も効率的にトルクを発生することができる。また、Ｗ２０は矩形波制御において、目標トルクを出力するための電圧位相が達成できるように定められた電流指令の軌跡を示すラインである。

矩形波制御からＰＷＭ制御への切替においては、矩形波制御モードにおいて、出力低下とともに、Ｗ２０の電流指令ラインに沿って図中の矢印に示す方向に電流指令が変化する。そして、Ｗ１０とＷ２０の交点Ｐ１となったときに、矩形波制御からＰＷＭ制御に制御モードが切替えられ、その後はＷ１０に沿って電流指令が変化する。

なお、出力が増加する場合は、図中の矢印と逆の方向に変化する。すなわち、ＰＷＭ制御によってＷ１０に沿って電流指令が変化し、交点Ｐ１となったときにＰＷＭ制御から矩形波制御に制御モードが切替えられる。そして、その後はＷ２０に沿って矩形波制御が実行される。

ただし、このような切替の場合、交点Ｐ１近傍では、矩形波制御およびＰＷＭ制御の両制御モードの切替が頻繁に繰り返される、いわゆるチャタリングが発生する可能性がある。そのため、実際の制御においては、このチャタリングを防止するために、図７のように、Ｗ２０に沿った、交点Ｐ１から少しずれた点Ｐ２０となったときに、矩形波制御からＰＷＭ制御へ制御モードを切替える手法が採用される。

しかしながら、このような切替手法では、図７のＰ２０からＰ１０に電流指令が不連続に変化するため、制御モードの切替直後の電流偏差が大きくなってしまう。そして、この電流偏差に対して、ＰＷＭ制御における電流フィードバックによって過大な出力が生じる場合があり、制御安定性が損なわれる可能性がある。

そこで、本実施の形態１においては、制御モード切替前後の電流指令を連続的に変化させることによって、上記の問題点を改善する電流指令修正制御が行われる。

（実施の形態１のＰＷＭ制御モードの説明）
図８に、実施の形態１における電流指令修正制御の概念図が示される。図８は、図７同様に、ｄ−ｑ軸平面上のｄ軸およびｑ軸電流指令値の変化の例を示している。実施の形態１の電流指令修正制御では、矩形波制御の電流指令ライン（Ｗ２０）上の最終電流指令Ｐ２０から、ＰＷＭ制御における切替後の電流指令Ｐ１１に電流指令を変更する際に、最終電流指令Ｐ２０を初期値とした上で、Ｐ１１への電流指令の時間軸方向の変化を平滑化するように、切替後のＰＷＭ制御での電流指令を修正する。すなわち、図８中においてＰ２０からＰ１１に向かって、破線Ｗ３０上に沿って電流指令を生成することによって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時において、電流指令を連続的に変化させることができる。

次に、図９を用いて、上記の電流指令修正制御の詳細について説明する。図９は、本実施の形態１におけるＰＷＭ制御部２００の制御構成を示す機能ブロック図である。

図９を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、指令修正部２７０と、フィードバック制御部２９０を含む。さらに、フィードバック制御部２９０は、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、図６で示した電流指令ライン（Ｗ１０）に従って予め作成されたテーブル等によって、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

指令修正部２７０は、電流指令生成部２１０からの電流指令値ＩｄｃｏｍおよびＩｑｃｏｍの入力を受けるとともに、矩形波制御部４００からの矩形波制御モードでの最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯、および座標変換部２２０からのモータ電流Ｉｄ，Ｉｑの入力を受ける。そして、指令修正部２７０は、最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯を初期値とした上で、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれの電流指令値の時間軸方向の変化を平滑化する平滑化処理による修正を行うことによって、修正後の電流指令値ＩｄｃｏｍｆおよびＩｑｃｏｍｆを生成する。なお、上記の平滑化の手法としては、たとえば一次ローパスフィルタやレートリミッタなどの既知の手法を使用することができる。

この修正後の電流指令値ＩｄｃｏｍｆおよびＩｑｃｏｍｆに基づいて、フィードバック制御部２９０によって、モータ電流のフィードバック制御に従うパルス幅変調制御を行うことにより、インバータ１４へのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから算出される各相電流より、ｄ−ｑ軸平面におけるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、修正後のｄ軸電流指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍｆ−Ｉｄ）および修正後のｑ軸電流指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍｆ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、図示されない発振部により生成される搬送波と、交流電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御するスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。このスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。

このようにして、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、インバータ１４がスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

上記のように、ＰＷＭ制御部２００において、修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆに基づくフィードバック制御を行うことで、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時に、電流指令を連続的に変化させることが可能となる。

次に、図１０に、図９で示した電流指令修正制御の制御処理手順を示すフローチャートが示される。

図１０を参照して、制御装置３０は、Ｓ５００にて、電流指令生成部２１０の処理によって、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。次に、制御装置３０は、Ｓ５１０にて、電流記憶部４９５より入力される、矩形波制御における最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯を取得する。

次に、制御装置３０は、Ｓ５２０にて、Ｓ５００で生成したｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍと、Ｓ５１０で取得した矩形波制御におけるｄ軸最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯とに基づいて、上指令修正部２７０における平滑化処理を行うことによって、修正後のｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍｆを算出する。また、ｑ軸についても、同様にして修正後のｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍｆを算出する（Ｓ５２０）。

そして、制御装置３０は、Ｓ５３０にて、算出された修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆとモータ電流値ＭＣＲＴをｄ−ｑ軸変換したＩｄ，Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄおよびΔＩｑをそれぞれ算出する。

その後、制御装置３０は、電圧指令生成部２４０において、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑにＰＩ演算を行うことによって電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する（Ｓ５４０）。そして、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯が座標変換部２５０によって座標変換（２相→３相）され、各相の電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）が生成される（Ｓ５５０）。そして、制御装置３０は、Ｓ５６０にて、各相電圧指令に基づいて、ＰＷＭ変調部２６０によってインバータ駆動指令Ｓ３〜Ｓ８を生成し、インバータ１４に出力する。

このように、図１０に示すフローチャートに従った制御処理を制御装置３０が実行することによって、図９に示したのと同様の本実施の形態１による電流指令修正制御が実現できる。

（実施の形態１の変形例）
実施の形態１においては、矩形波制御部４００は、ＰＷＭ制御部２００と同様に、電流指令を与えることによって、モータ印加電圧の電圧位相を制御する手法の場合について説明した。

上述のように、矩形波制御においては、電流指令を生成せずに、トルクフィードバック制御によってモータ印加電圧の電圧位相φｖを直接制御する手法が適用される場合もある。この場合、矩形波制御における電流指令が生成されないため、実施の形態１と同様の電流指令の修正処理を行なうことができない。

また、上記のようなトルクフィードバックによる制御の場合、実施の形態１での矩形波制御のように電流フィードバックを行っていないため、モータ電流を直接制御することができない。そのため、トルク指令によってはモータ電流が乱れてしまう場合がある。

本実施の形態１の変形例では、矩形波制御において、トルクフィードバックによってモータ印加電圧の電圧位相φｖを直接制御して、電流指令が生成されない場合に、制御モード切替直前の実際のモータ電流を初期値とした上で、実施の形態１と同様に、ＰＷＭ制御での電流指令を修正する手法について説明する。このように、切替直前の矩形波制御における実際のモータ電流を初期値とすることで、モータ電流が乱れた場合であっても、その乱れた状態からのモータ電流の連続性を確保するような電流指令を生成することができる。

図１１には、モータ印加電圧の電圧位相φｖを直接制御する場合の、矩形波制御によるモータ制御構成を説明する機能ブロック図が示される。

図１１を参照して、矩形波制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０と、座標変換部４６０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（２）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（２）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（３）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（３）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、変形例における矩形波制御では、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御と比較して、その制御応答性は低下する。また、電力演算部４１０における電力演算（式（２））の際には、検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）から歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。

なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。

また、座標変換部４６０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と交流電動機Ｍ１の回転角θとに基づいて座標変換（３相→２相）を行い、ｄ軸およびｑ軸電流値Ｉｄ，Ｉｑを算出する。そして、座標変換部４６０は、電流記憶部４９５へ、ｄ軸およびｑ軸電流値Ｉｄ，Ｉｑを出力する。なお、座標変換部４６０については、ＰＷＭ制御部２００の座標変換部２２０を、矩形波制御実施時にも動作させることで配置を省略することもできる。

なお、この変形例においては、図４に示される電流記憶部４９５は、制御モード選択部４９０からの切替信号ＴＲＧの入力時に、上記のｄ軸およびｑ軸電流値Ｉｄ，Ｉｑの最終値を、矩形波制御における最終の電流状態（Ｉｄｆｂｋ，Ｉｑｆｂｋ）として記憶する。そして、電流記憶部４９５は、記憶した最終検出電流値Ｉｄｆｂｋ，ＩｑｆｂｋをＰＷＭ制御部２００へ出力する。

また、この変形例の場合、図５に示した矩形波制御とＰＷＭ制御の切り替えのフローチャートにおいては、図５のＳ１３のステップにおいて、電流指令の位相φｉ♯に代えて、モータ電流値ＩｄおよびＩｑの位相φｉを用いることによって、切替判定を行うことができる。この際、制御モード選択部４９０は、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗに基づいて算出される各相電流を、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いて座標変換（３相→２相）することにより、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを算出する。そして、ｄ軸およびｑ軸電流値Ｉｄ，Ｉｑより、電流位相φｉを算出する。

本実施の形態１の変形例においては、図９で示したＰＷＭ制御部２００の構成は、電流記憶部４９５から指令修正部２７０へ入力される矩形波制御における最終の電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯が、切替直前の矩形波制御における最終の電流値Ｉｄｆｂｋ，Ｉｑｆｂｋに置き換わった構成となっている部分を除いては、実施の形態１の場合と同様である。

すなわち、指令修正部２７０における電流指令値の平滑化処理は、切替直前の矩形波制御における最終電流値Ｉｄｆｂｋ，Ｉｑｆｂｋを初期値とした上で、切替後のＰＷＭ制御における電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの時間軸方向の変化を平滑化するように修正されることになる。

次に、図１２のフローチャートを用いて、本実施の形態１の変形例における、電流指令修正制御の制御処理手順を説明する。なお、図１２は、実施の形態１で示した図１０のフローチャートにおけるＳ５１０をＳ５１１に置き換えたものとなっている。なお、図１０と重複するステップについては説明は繰り返さない。

図１２を参照して、制御装置３０は、Ｓ５００にて、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから、予め作成されたテーブル等に従って、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。次に、制御装置３０は、Ｓ５１１にて、電流記憶部４９５より、矩形波制御における最終のモータ電流値Ｉｄｆｂｋ，Ｉｑｆｂｋを取得する。

次に、制御装置３０は、Ｓ５２０にて、Ｓ５００で生成したｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍと、Ｓ５１１で取得した矩形波制御におけるｄ軸最終電流値Ｉｄｆｂｋとに基づいて、平滑化処理を行うことによって、修正後のｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍｆを算出する。また、ｑ軸についても、同様にして修正後のｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍｆを算出する（Ｓ５２０）。

以降は、実施の形態１と同様に、Ｓ５３０〜Ｓ５６０のステップの処理を行い、インバータ１４に対して駆動指令Ｓ３〜Ｓ８を出力する。

このような構成とすることによって、矩形波制御において電流指令を使用しない場合であっても、切替直前の矩形波制御での実際のモータ電流からの連続性が確保できるようなＰＷＭ制御での電流指令を生成することができるので、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の電流偏差が大きくなることを防止でき、制御安定性を高めることができる。

（実施の形態２）
実施の形態１およびその変形例における電流指令修正制御では、ＰＷＭ制御でのｄ軸およびｑ軸電流指令値の両者について平滑化処理を行う手法について説明した。この場合、修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆによっては、目標とするトルクを出力することができない場合が発生する可能性があり、トルクが瞬間的に変動してしまう可能性がある。そして、実施の形態１のような電動車両の場合であれば、このトルク変動によって、車両乗員にトルクショックなどの違和感を与えてしまうおそれがある。

そこで、実施の形態２においては、ｄ軸およびｑ軸電流指令値の一方のみ平滑化処理を行い、他方については、出力トルクとｄ軸およびｑ軸電流値との関係式から電流指令値を算出する手法について説明する。このような構成とすることによって、電流指令値の連続性を確保するとともに、目標とするトルクを確保することが可能となる。

一般的に、トルクＴとｄ軸およびｑ軸電流値Ｉｄ，Ｉｑとの間には、下記（４）式に示される関係式が成立する。

Ｔ＝Ｎ｛（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ＋Φ｝・Ｉｑ …（４）
Ｎ：極対数
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
Φ：永久磁石磁束
ここで、上記の極対数Ｎ、ｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、および永久磁石磁束Φについては、交流電動機Ｍ１のモータ定数であり、たとえばモータの状態に応じて予め設定されたマップによって設定される。

上記（４）式を変形することにより、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑはそれぞれ下記（５）式，（６）式のように表すことができる。

Ｉｄ＝｛（Ｔ／（Ｎ・Ｉｑ））−Φ｝／（Ｌｄ−Ｌｑ） …（５）
Ｉｑ＝Ｔ／｛Ｎ・｛（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ＋Φ｝｝ …（６）
したがって、図９の指令修正部２７０において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替直後のｄ軸およびｑ軸電流指令値うちの一方については、実施の形態１と同様の平滑化処理により算出するとともに、他方の電流指令値についてはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを用いて上記（５）式または（６）式の関係式によって算出することができる。これによって、目標のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが確保されるように、ｄ軸またはｑ軸の電流指令値を算出することができる。

図１３には、ｄ軸電流指令値を平滑化処理により算出するとともに、ｑ軸電流指令値を上記の関係式を用いた演算によって算出する場合のフローチャートが示される。

図１３においては、実施の形態１で示した図１０のフローチャートのＳ５２０のステップの部分が、Ｓ５２１およびＳ５２２で置き換えられたものとなっている。なお、図１０と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１３を参照して、制御装置３０は、Ｓ５２１にて、Ｓ５１０で取得したｄ軸最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯を初期値とした上で、ＰＷＭ制御でのｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍの平滑化処理を行うことにより、修正後のｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍｆを算出する。

次に、制御装置３０は、Ｓ５２２にて、トルク指令値ＴｒｑｃｏｍとＳ５２１で算出した修正後のｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍｆとを用いて、上記（６）式によりｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍｆを算出する。

以降は、実施の形態１の図１０での説明と同様に、Ｓ５３０〜Ｓ５６０のステップの処理を行い、インバータ１４に対して駆動指令Ｓ３〜Ｓ８を出力する。

また、図１４には、ｑ軸電流指令値を平滑化処理により算出するとともに、ｄ軸電流指令値を上記の関係式を用いた演算によって算出する場合のフローチャートが示される。

図１４においては、図１３のフローチャートのＳ５２１およびＳ５２２のステップの部分が、それぞれＳ５２３およびＳ５２４で置き換えられたものとなっている。なお、図１３と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１４を参照して、制御装置３０は、Ｓ５２３にて、Ｓ５１０で取得したｑ軸最終電流指令値Ｉｑｒｅｆ♯に基づいて、ＰＷＭ制御でのｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍの平滑化処理を行うことにより、修正後のｄ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍｆを算出する。

次に、制御装置３０は、Ｓ５２４にて、トルク指令値ＴｒｑｃｏｍとＳ５２３で算出した修正後のｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍｆとを用いて、上記（５）式によりｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍｆを算出する。

以降は、Ｓ５３０〜Ｓ５６０のステップの処理を行い、インバータ１４に対して駆動指令Ｓ３〜Ｓ８を出力する。

上記のような処理を行うことによって、電流指令の連続性を確保するとともに、目標とするトルクを出力することが可能となる。

なお、上記の処理については、実施の形態１の変形例についても適用することができる。すなわち、実施の形態１の変形例の図１２におけるＳ５２０のステップを、上記と同様にＳ５２１およびＳ５２２、またはＳ５２３およびＳ５２４に置き換えることによって、同様の構成が実現できる。

（実施の形態３）
実施の形態１および２における、ＰＷＭ制御における電流指令修正制御では、基本的には修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆは、時間の経過とともに、本来の電流指令値であるＩｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍにいずれ追従する。しかしながら、電流指令修正制御中の車両状態やモータ定数の変動などによって、修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆが、いつまでも本来の電流指令値であるＩｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍに追従できない場合が発生する可能性がある。このような状態になると、上述の電流指令ラインに追従できないために、効率が悪い状態で運転が継続されることとなってしまう。

そこで、実施の形態３においては、実施の形態１および２における電流指令修正制御において、修正前後の電流指令の差が所定の基準値以内となった場合に、本来の電流指令に戻すことによって、効率低下を抑制する手法について説明する。

図１５には、実施の形態３でのｄ−ｑ軸平面上でのｄ軸およびｑ軸電流の変化の概念図が示される。矩形波制御の最終の電流指令である図中のＰ２０から、実施の形態１または２と同様の手法により電流指令修正制御が適用されることにより、修正後の電流指令がＷ３０に沿って変化して現在の電流指令がＰ３０であるとする。この修正後の電流指令Ｐ３０と本来の電流指令Ｐ１１とのｄ−ｑ軸平面上における差、すなわち距離が、所定の基準値以内となったときに、電流指令修正制御が中止され、修正後の電流指令Ｐ３０が強制的に本来の電流指令Ｐ１１に戻される。

なお、上記の所定の基準値については、修正後の電流指令から本来の電流指令に切替えても過電流等が発生しない程度の距離に基づいて設定されることが好ましい。

図１６には、実施の形態３における、修正前後の電流指令の比較に基づく、電流指令修正制御を中止する場合のフローチャートが示される。

図１６においては、実施の形態１で示した図１０のフローチャートにＳ５１５およびＳ６００〜Ｓ６４０が追加されたものとなっている。なお、図１０と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１６を参照して、制御装置３０は、Ｓ５１０にて、電流記憶部４９５より、矩形波制御における最終電流指令値Ｉｄｒｅｆ♯，Ｉｑｒｅｆ♯を取得する。その後、制御装置３０は、Ｓ５１５にて、修正中止フラグＦＬＧがオンしているかどうかを判定する。

修正中止フラグＦＬＧがオンしている場合（Ｓ５１５にてＹＥＳ）は、制御装置３０は、Ｓ５２０およびＳ６００〜Ｓ６４０の処理をスキップして、Ｓ５３０に処理を移す。

そして、本来の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを用いて、Ｓ５３０〜Ｓ５６０までの処理を行うことにより、インバータ１４への駆動指令を出力する。

一方、修正中止フラグＦＬＧがオフしている場合（Ｓ５１５にてＮＯ）は、制御装置３０は、Ｓ５２０にて、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍについて、実施の形態１と同様の平滑化処理を行う。

その後、処理がＳ６００に移され、ｄ−ｑ軸平面上での修正前後の電流指令の距離Ｌを（７）式のように算出する。

Ｌ＝｛（Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｃｏｍｆ）²＋（Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｃｏｍｆ）²｝^1/2 …（７）
そして、次に、Ｓ６１０において、Ｓ６００で算出した距離Ｌが所定の基準値α１より小さいか、すなわち修正後の電流指令が本来の電流指令に近接しているか否かが判断される。

上記距離Ｌが基準値α１以上の場合（Ｓ６１０にてＮＯ）の場合は、修正後の電流指令は本来の電流指令に近接していないと判断され、Ｓ６２０に処理が移されて修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆが選択される。そして、Ｓ５３０に処理が移され、修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆを用いてＳ５３０〜Ｓ５６０の処理が実行される。

一方、距離Ｌが基準値α１より小さい場合（Ｓ６１０にてＹＥＳ）の場合は、修正後の電流指令が本来の電流指令に近接していると判断され、Ｓ６３０にて、修正前の本来の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍが選択される。これによって、ＰＷＭ制御における電流指令が、修正前の本来の電流指令に戻される。

そして、次にＳ６４０に処理が移され、制御装置３０は、修正中止フラグＦＬＧをオンに設定する。これによって、次回以降の制御周期においては、上記のＳ５１５での判定により電流指令の修正が中止される。

そして、その後電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを用いて、Ｓ５３０〜Ｓ５６０の処理が実行され、インバータ駆動指令Ｓ３〜Ｓ８が出力される。

このような処理を行うことによって、修正後の電流指令が本来の電流指令に近接した場合には、強制的に本来の電流指令に復帰させることが可能となる。

なお、修正中止フラグＦＬＧについては、図示しないが、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切替時にリセットされオフとされる。

また、実施の形態１の変形例および実施の形態２についても、同様の構成の適用が可能である。すなわち、Ｓ５１０をＳ５１１に、またＳ５２０をＳ５２１およびＳ５２２、またはＳ５２３およびＳ５２４に適宜置き換えることによって、同様の構成が実現できる。

（実施の形態３の変形例）
実施の形態３においては、ｄ−ｑ軸平面上における修正前後の電流指令の距離に基づいて本来の電流指令に戻す手法について説明した。

しかしながら、モータ定数の変動がさらに大きい場合などでは、ｄ−ｑ軸平面上における修正前後の電流指令の距離による判定によっても、本来の電流指令に復帰できない可能性がある。特に、実施の形態２のように一方の電流指令値を数式により算出するような場合には、モータ定数の変動などの影響により、その可能性が高くなる。

平滑化によって修正された電流指令値は、時間の経過とともに必ず本来の電流指令値に追従するので、実施の形態３の変形例では、ｄ軸もしくはｑ軸の電流指令値のうち、平滑化によって修正された電流指令値について、修正前後の電流指令値の差が、所定の基準値以内になった場合に、制御装置３０が電流指令修正制御を中止するとともに、本来の電流指令値に復帰させる手法について説明する。

図１７には、実施の形態３の変形例における制御のフローチャートが示される。図１７は図１６で示した実施の形態３のフローチャートにおいて、Ｓ６００およびＳ６１０のステップが、Ｓ６０５およびＳ６１５に置き換わったものとなっている。なお、図１７においては、ｄ軸電流指令値を平滑化する場合にｄ軸電流指令値の差によって判定を行う場合について説明する。また、図１６と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１７を参照して、制御装置３０は、Ｓ５２０にて電流指令値の平滑化処理を行い、修正後の電流指令値Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆを算出する。

次に、制御装置３０は、Ｓ６０５にて、修正後のｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍｆと修正前の本来のｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍとの電流指令の差Ｌ♯（＝｜Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｃｏｍｆ｜）を算出する。

そして、制御装置３０は、Ｓ６１５にて、Ｓ６０５で算出した電流指令の差Ｌ♯が所定の基準値α１♯より小さいか否かを判定する。

電流指令の差Ｌ♯が所定の基準値α１♯以上の場合（Ｓ６１５にてＮＯ）は、Ｓ６２０に処理が移され、修正後の電流指令が選択される。一方、電流指令の差Ｌ♯が所定の基準値α１♯より小さい場合（Ｓ６１５にてＹＥＳ）は、Ｓ６３０に処理が移され、修正前の本来の電流指令が選択される。以降の処理については、図１６の場合と同様である。

このような構成とすることによって、修正前後のｄ軸電流指令値が近づいた場合に、電流指令修正制御を中止して本来の電流指令に復帰させることが可能となる。

なお、上記の説明では、ｄ軸電流指令値を平滑化している場合に、修正前後のｄ軸電流指令値の電流指令の差により判定を行ったが、ｑ軸電流指令値を平滑化している場合には、Ｓ６０５にて、修正前後のｑ軸電流指令値の電流指令の差によって判定する。

なお、ｄ軸およびｑ軸電流値の両者について平滑化を行う場合については、上記のようにｄ軸もしくはｑ軸のいずれか一方を選択して判定してもよいし、ｄ軸およびｑ軸の両方について判定してもよい。

また、実施の形態１の変形例および実施の形態２に対しても、図１７においてＳ５１０およびＳ５２０を適宜置き換えることによって、同様の構成が適用可能である。

なお、電流指令の差Ｌ♯の判定に用いる基準値α１♯については、ｄ軸電流指令値で判定する場合と、ｑ軸電流指令値で判定する場合とによって、異なる値に設定してもよい。

（実施の形態４）
実施の形態１〜３およびその変形例における電流指令修正制御は、上述の通り、電流指令の平滑化処理により、急激な電流指令の変化を抑制することを目的としている。そのため、この電流指令修正制御を適用すると、当該制御を適用しない場合と比較して、本来の電流指令への追従は遅くなることが懸念される。

そのため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時の実際のモータ電流と、ＰＷＭ制御における電流指令との電流偏差が大きく、モータ電流が乱れているような場合には、この電流指令修正制御を適用すると、電流の乱れの修正動作が遅れることにより、モータの制御性が悪くなってしまう可能性がある。

そこで、実施の形態４においては、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時に、実際のモータ電流とＰＷＭ制御における本来の電流指令との乖離の度合いが大きい場合には、電流指令修正制御を適用せず、通常の電流フィードバック制御によって、速やかにモータ電流の乱れを修正することで、モータの制御性を向上をする手法について説明する。

図１８には、実施の形態４における電流指令修正制御の中止処理の概念図が示される。図１８は、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時における、ｄ−ｑ軸平面での電流を示している。図中のＰ１２が切替時のＰＷＭ制御における電流指令を示しており、Ｐ４０が切替時の実際のモータ電流を示している。

そして、ｄ−ｑ軸平面において、上記の電流指令Ｐ１２とモータ電流Ｐ４０との間の距離（電流偏差）を算出するとともに、この距離が所定の基準値α２以上となった場合には、電流指令修正制御の適用を中止して、本来の電流指令（Ｐ１２）を選択してインバータ１４への駆動指令Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

このような構成とすることによって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時におけるモータ電流の電流偏差（乱れ）が大きい場合には、電流指令修正制御の適用を中止することによって、速やかにモータ電流の乱れを修正することができる。

図１９には、実施の形態４における修正制御中止処理を示すフローチャートが示される。図１９は実施の形態１のフローチャートである図１０に、Ｓ５０１およびＳ５０２のステップが追加されたものとなっている。なお、図１０と重複するステップの説明は繰り返さない。

図１９を参照して、制御装置３０は、Ｓ５０１において、Ｓ５００にて生成した電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍと、そのときの実際のモータ電流値Ｉｄ，Ｉｑとから、ｄ−ｑ軸平面における両者の電流偏差である距離ＬＬを（８）式のように算出する。

ＬＬ＝｛（Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）²＋（Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）²｝^1/2 …（８）
そして、制御装置３０は、Ｓ５０２にて、この距離ＬＬが所定の基準値α２より小さいか否かを判定する。

距離ＬＬが所定の基準値α２より小さい場合（Ｓ５０２にてＹＥＳ）は、制御装置３０は、以降のＳ５１０〜５６０の処理を実行することによって、実施の形態１同様に電流指令の修正処理を実行して、インバータ１４への駆動指令を生成して出力する。

一方、距離ＬＬが所定の基準値α２以上の場合（Ｓ５０２にてＮＯ）は、Ｓ５１０およびＳ５２０の電流指令の修正処理がスキップされ、Ｓ５３０に処理が移される。そして、本来の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを用いてＳ５３０〜Ｓ５６０の処理が実行される。

このような処理を行うことによって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時におけるモータ電流の乱れが大きい場合には、電流指令修正制御の適用を中止することによって、速やかにモータ電流の乱れを修正することができ、モータの制御性を向上することができる。

なお、図１９において、Ｓ５１０およびＳ５２０のステップを適宜置き換えることによって、実施の形態１〜３およびその変形例についても同様の構成が適用可能である。

（実施の形態５）
交流電動機Ｍ１として永久磁石型同期電動機を適用する場合には、永久磁石のために界磁が可変にできないので、一般的に、ｄ軸電流指令値は界磁弱め制御としてゼロまたは負の領域で制御される。

したがって、実際のモータ電流のｄ軸電流値Ｉｄが正の領域となっている場合には、モータの制御性の観点から、速やかにｄ軸電流をゼロまたは負の領域に復帰させることが必要である。そのため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時においても、ｄ軸電流値Ｉｄが正の領域となっている場合には、ｄ軸電流値の復帰を優先させて行う必要がある。

そこで、実施の形態５においては、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時に、実際のモータ電流のｄ軸電流値Ｉｄが所定の基準値α３より大きい場合（具体的には、Ｉｄが正の場合）には、電流指令修正制御の適用を中止することで、速やかにｄ軸電流指令値をゼロまたは負の領域に復帰させる手法について説明する。

図２０には、実施の形態５における修正制御中止処理を示すフローチャートが示される。図２０は実施の形態１のフローチャートである図１０に、Ｓ５０３のステップが追加されたものとなっている。なお、図１０と重複するステップの説明は繰り返さない。

図２０を参照して、制御装置３０は、Ｓ５００において、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍより電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成する。そして、制御装置３０は、Ｓ５０３にて、モータ電流のｄ軸電流値Ｉｄが所定の基準値α３以下か否かを判定する。なお、Ｓ５０３で使用する所定の基準値は、ゼロもしくは略ゼロの値とすることが好ましい。

ｄ軸電流値Ｉｄが所定の基準値α３以下の場合（Ｓ５０３にてＹＥＳ）は、処理がＳ５１０に移され、実施の形態１と同様にＳ５１０〜Ｓ５６０の処理を行うことによって、電流指令の修正処理を行なうとともに、インバータ１４への駆動指令を出力する。

一方、ｄ軸電流値Ｉｄが所定の基準値α３より大きい場合（Ｓ５０３にてＮＯ）は、Ｓ５１０およびＳ５２０の電流指令の修正処理がスキップされ、Ｓ５３０に処理が移される。そして、本来の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを用いてＳ５３０〜Ｓ５６０の処理が実行される。

このような処理を行うことによって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切替時におけるｄ軸電流値Ｉｄが正の領域である場合には、電流指令修正制御の適用を中止することによって、電流フィードバック制御により速やかにｄ軸電流指令値をゼロまたは負の領域に修正することができるので、モータ制御性を向上させることができる。

なお、本実施の形態におけるＰＷＭ制御部が、本発明の「パルス幅変調制御部」に対応する。また、ＰＷＭ制御における電流指令（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）が、本発明における「第１の電流指令」に対応し、平滑化後の電流指令（Ｉｄｃｏｍｆ，Ｉｑｃｏｍｆ）が本発明における「第２の電流指令」に対応する。また、矩形波制御における電流指令（Ｉｄ♯，Ｉｑ♯）が、本発明における「第３の電流指令」に対応する。また、本実施の形態における所定の基準値α１およびα１♯が本発明ににおける「第１の基準値」に対応し、基準値α２，α３が、それぞれ本発明ににおける「第２の基準値」，「第３の基準値」に対応する。

なお、本実施の形態の説明においては、本交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムが搭載された電動車両について説明したが、本構成に制限されることはなく、本モータ駆動制御システムにより駆動可能な交流電動機を含むシステムであれば、本実施の形態が適用可能である。

なお、上述した機能ブロック図およびフローチャートについては、記載したすべての機能ブロックおよびステップを備えることは必須ではなく、必要に応じて一部の機能ブロック、ステップを省略することが可能であることを、確認的に述べておく。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６,７ 電力線、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１１ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０，４６０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ 指令修正部、２９０ フィードバック制御部、４００ 矩形波制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、４９０ 制御モード選択部、４９５ 電流記憶部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (7)

1. インバータと、前記インバータによって印加電圧が制御される交流電動機と、前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れるモータ電流を検出するための電流検出器とを備えるモータ駆動制御システムの制御装置であって、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように、前記交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、前記インバータの制御指令を生成する矩形波制御部と、
   搬送波と、前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を生成するパルス幅変調制御部と、
   前記交流電動機の動作状態に応じて、前記矩形波制御および前記パルス幅変調制御のいずれか一方の制御モードを選択するように構成された制御モード選択部と、
   前記制御モード選択部による前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御への前記制御モードの切替時に、前記矩形波制御における切替直前の最終の電流状態を記憶するように構成された電流記憶部とを備え、
   前記パルス幅変調制御部は、
   前記パルス幅変調制御において、前記動作指令に従って第１の電流指令を生成するように構成された電流指令生成部と、
   前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御への前記制御モードの切替時に、前記電流記憶部に記憶された前記最終の電流状態を初期値とした上で、前記第１の電流指令について時間軸方向の変化を平滑化するように修正することにより第２の電流指令を生成するように構成された指令修正部と、
   前記第２の電流指令に基づく前記モータ電流のフィードバック制御に従う前記パルス幅変調制御によって、前記制御指令を生成するフィードバック制御部とを含む、モータ駆動制御システムの制御装置。
2. 前記矩形波制御部は、前記動作指令が反映された第３の電流指令に基づく前記モータ電流のフィードバック制御によって、前記電圧位相を制御するように構成され、
   前記電流記憶部は、前記矩形波制御における前記制御モード切替直前の最終の前記第３の電流指令に基づいて前記最終の電流状態を記憶する、請求項１に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
3. 前記電流記憶部は、前記矩形波制御において、前記制御モード切替直前に、前記電流検出器で検出された最終の前記モータ電流に基づいて電流値を前記最終の電流状態として記憶する、請求項１に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
4. 前記動作指令はトルク指令値であり、
   前記第１の電流指令は、第１のｄ軸電流指令値および第１のｑ軸電流指令値を含み、
   前記第２の電流指令は、第２のｄ軸電流指令値および第２のｑ軸電流指令値を含み、
   前記指令修正部は、前記第１のｄ軸電流指令値および前記第１のｑ軸電流指令値のいずれか一方に対して前記平滑化を行うとともに、前記平滑化により得られた前記第２のｄ軸電流指令値および前記第２のｑ軸電流指令値の一方と前記トルク指令値とに基づいて、前記第２のｄ軸電流指令値および前記第２のｑ軸電流指令値の他方を算出する、請求項２または請求項３に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
5. 前記指令修正部は、ｄ−ｑ座標軸平面上における、前記第１の電流指令と前記第２の電流指令との電流指令の差が、第１の基準値以下となった場合は、前記平滑化を停止して前記第２の電流指令を前記第１の電流指令に一致させる、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
6. 前記指令修正部は、前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御への前記制御モードの切替時の、ｄ−ｑ座標軸平面上における、前記モータ電流と前記第１の電流指令との電流偏差が、所定の第２の基準値より大きい場合は、前記平滑化を停止して前記第２の電流指令を前記第１の電流指令に一致させる、前記１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。
7. 前記モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含み、
   前記指令修正部は、前記矩形波制御から前記パルス幅変調制御への前記制御モードの切替時の前記ｄ軸電流値が、前記交流電動機の制御可能範囲から定まる所定の第３の基準値より大きい場合は、前記平滑化を停止して前記第２の電流指令を前記第１の電流指令に一致させる、前記１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動制御システムの制御装置。

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