JP2006311770A - モータ駆動システムの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるＰＷＭ制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いるモータ駆動システムにおいて、ＰＷＭ制御方式時における磁石温度に起因したトルク変動を抑制する。
【解決手段】 モータ電流制御によって交流モータＭ１のトルク制御を行なうＰＷＭ制御ブロック２００は、トルク推定部３１０によるトルク推定値Ｔｒｑと本来のトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの偏差に従ってトルク指令値を修正するトルク指令修正部３２０を備える。電流指令値生成部２１０により、モータ電流制御のための電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍは、トルク指令修正部３２０によって修正されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯に基づき生成される。これにより、磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償するように、トルク偏差を反映したモータ電流制御を行なうことができる。
【選択図】 図５

Description

この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して負荷である交流モータへ供給するモータ駆動システムの制御装置に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して３相交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。このようなモータ駆動システムでは、一般的には、モータを高効率に駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に従ってモータ電流が制御される。

しかし、負荷が永久磁石モータ、特に、永久磁石を一般的に用いられるフェライトマグネットで構成したモータを負荷とするモータ駆動システムでは、モータの通電による発熱に伴って磁石温度が上昇すると減磁作用によって出力トルクが低下する問題点があった。この点に対応するため、磁石温度センサの配置により磁石温度に応じて電流指令値を補正する制御構成として、磁石温度変化によるトルク変動を抑制する永久磁石モータの制御装置が提案されている（たとえば、特許文献１）。

また、モータの中回転数域および高回転数域で大きな出力を得るために、一般的な正弦波ＰＷＭに加えて、ＰＷＭデューティを最大値に固定した矩形波駆動制御ならびに、矩形波方式と正弦波ＰＷＭ方式の中間的な電圧波形を利用する「過変調ＰＷＭ方式」をさらに採用したモータ駆動システムをハイブリッド自動車に適用した構成が開示されている（非特許文献１）。このモータ駆動システムでは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の３制御方式を、モータ運転条件（代表的には、トルク・回転数）に応じて適切に切換えて使用する（たとえば、非特許文献１）。
特開平１１−１８４９６号公報 「エコとパワーを両立するトヨタのモータ制御技術」、日経ものづくり２００４年８月号、ｐ．８９〜９５

しかしながら、特許文献１に示されたモータ制御装置では、磁石温度センサを配置して回転体に装着された永久磁石の温度を正確に検出する必要がある。このため、永久磁石温度検出の信頼性の面からトルク変動防止が困難となる。

また、非特許文献１に示されるように、矩形波制御時にはトルクフィードバック制御を行なう一方で、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御・過変調ＰＷＭ制御）時には高精度制御のためモータ電流のフィードバック制御を行なう制御構成では、モータ運転状況の変化に応じた両制御方式の切換え時点、特に、トルクフィードバック制御からモータ電流フィードバック制御への移行時に、磁石温度に依存したトルク変動が発生する可能性がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるＰＷＭ制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いるモータ駆動装置の制御装置において、ＰＷＭ制御方式時における磁石温度変化に起因したトルク変動の発生を抑制することである。

本発明によるモータ駆動システムの制御装置は、直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムを制御する。この制御装置は、電流検出手段と、制御方式選択手段と、第１のモータ制御手段と、第２のモータ制御手段とを備える。電流検出手段は、交流モータに供給されたモータ電流を検出する。制御方式選択手段は、交流モータの運転条件に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する。第１のモータ制御手段は、制御方式選択手段が交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合に、トルク制御におけるトルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう。制御方式選択手段がベクトル制御によるパルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう。さらに、第２のモータ制御手段は、トルク推定手段と、トルク指令修正手段と、電流指令生成手段と、モータ電圧制御手段とを含む。トルク推定手段は、交流モータの出力トルクを推定する。トルク指令修正手段は、トルク制御におけるトルク指令値とトルク推定手段による推定出力トルクとの偏差に従って、トルク指令値を修正する。電流指令生成手段は、トルク指令修正手段によって修正されたトルク指令値に従ってモータ電流指令値を生成する。モータ電圧制御手段は、電流指令生成手段によるモータ電流指令値と、電流検出手段によるモータ電流の検出値との偏差に応じて交流モータへの印加電圧が制御されるように、インバータでの電圧変換を制御する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、第２の制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）の選択時において、第１の制御方式（矩形波制御方式）選択時と同様のトルク偏差に応じたフィードバック制御を付加して、モータ電流のフィードバック制御
を行なうことができる。したがって、温度等に依存したモータ出力特性の変化を補償するようにモータ電流制御を行なうことができるので、温度センサ等を設けることなくトルク変動の発生を防止できる。また、第１の制御方式および第２の制御方式の両方でトルク偏差に応じたフィードバック制御を行なうので、これらの制御方式切換え時におけるトルク変動の発生を防止できる。

好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置は、交流モータの回転角を検出するモータ位置検出手段をさらに備える。特に、第２のモータ制御手段は、回転数演算手段と、電力演算手段とをさらに含む。回転数演算手段は、モータ位置検出手段の検出値に基づいて交流モータの回転数を算出する。電力演算手段は、電流検出手段によって検出されたモータ電流と、モータ電圧制御手段によって制御される交流モータへの印加電圧との積に基づいて、交流モータへの供給電力を算出する。さらに、トルク推定手段は、回転数演算手段により算出された交流モータの回転数と、電力演算手段により算出された交流モータへの供給電力とに基づいて、推定出力トルクを演算する。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、一般的なモータ制御で必要とされる、電流検出手段（電流センサ）およびモータ一検出部（回転角センサ：レゾルバ）以外のセンサを必要とすることなく、交流モータの出力トルクを推定することができる。

また好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第２の制御方式は、変調率が０〜０．６１の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、変調率が０．６１〜０．７８の範囲となるように基本波成分が歪まされた過変調パルス幅変調方式とを含む。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、交流モータの運転条件（代表的には、トルク・回転数）に応じて、一般的な正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式と、過変調ＰＷＭ制御方式と、矩形波制御方式（第１の制御方式）とを切換えることにより、交流モータの中回転数域および高回転数域における出力向上を図ることができる。

さらに好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、交流モータは、永久磁石を回転子に装着した永久磁石モータである。

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、小型化、高効率化に適した永久磁石モータを負荷とする構成において、永久磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償してトルク変動の発生を防止できる。

本発明によるモータ駆動装置の制御装置によれば、トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるＰＷＭ制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いる制御構成において、ＰＷＭ制御方式時における磁石温度変化に起因したトルク変動の発生を抑制できる。

以下において、本発明の実施の形態の説明を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御方式を切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御方式では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。

一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御方式は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図３のフローチャートに示されるように、図示しないＥＣＵによって、アクセル開度等に基づく車両要求出力より交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。

この結果、図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御方式が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御方式、高回転数域Ａ３では、矩形波制御方式が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波制御方式の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御方式をいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図５は、制御装置３０によって実行される、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。

図５に示されるように、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令値生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０ｄ，２４０ｑと、ＰＷＭ信号生成部２６０と、制御モード判定部２７０と、電力演算部３００と、トルク推定部３１０と、トルク指令修正部３２０とを含む。

電流指令値生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令修正部３２０からのトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯に応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。回転数演算部２３０は、回転角センサ２５からの出力に基づいて、交流モータＭ１の回転数Ｎｍｔを演算する。

ＰＩ演算部２４０ｄには、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）が入力され、ＰＩ演算部２４０ｑには、ｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０ｄは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯を生成する。ＰＩ演算部２４０ｑは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

制御モード判定部２７０は、図３に示したフローチャートに従って最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。

制御モード判定部２７０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。

Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
さらに、制御モード判定部２７０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。

Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２７０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。なお、上述のように、
制御モード判定部２７０による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２６０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令値生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯に従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

このように、電流指令値生成部２１０、座標変換部２２０，２５０、回転数演算部２３０、ＰＩ演算部２４０、およびＰＷＭ信号生成部２６０によって、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯に応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成される。

さらに、本実施の形態によるモータ駆動システムの制御装置では、電力演算部３００、トルク推定部３１０およびトルク指令修正部３２０により構成されるトルク（電力）フィードバック制御ループが、上記モータ電流フィードバック制御ループに付加される。

電力演算部３００は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（４）式に従ってモータ供給電力Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（４）
トルク推定部３１０は、電力演算部３００によって求められたモータ供給電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（５）式に従ってトルク推定値Ｔｒｑを算出する。

Ｔｒｑ＝Ｐｍｔ／ω …（５）
トルク指令修正部３２０は、加算点３２２，３２４とＰＩ演算部３２５とを含む。加算点４３２は、交流モータＭ１の本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとトルク推定値Ｔｒｑとのトルク偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）を求める。ＰＩ演算部３２５は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって、制御偏差を求める。ＰＩ演算部３２５によって求められる制御偏差をトルク修正量ΔＴｒｑｃとして、加算点３２４において本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから差し引くことにより、トルク指令修正部３２０において、トルクフィードバック制御によって修正されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯が得られる。

上記のように、トルク指令修正部３２０によって修正されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯は、電流指令値生成部２１０へ入力されるので、電流指令値生成部２１０によって生成されるｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍには、本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと電力演算に基づくトルク推定値Ｔｒｑの偏差が反映される。

したがって、磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償するように、モータ電流制御における電流指令値を生成できる。この結果、モータ電流制御に基づくＰＷＭ制御時に、磁石温度に依存したトルク変動の発生を防止できる。

次に、図６を用いて、矩形波制御方式時における制御ブロック図を説明する。なお、上述のように矩形波制御方式時には、変調率が固定されるため図６に示すような変調率制御は構成されない。

図６を参照して、矩形波制御ブロック４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、図５の電力演算部３００と同様に、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、上記（４）式に従ってモータ供給電力Ｐｍｔを算出する。

トルク演算部４２０は、図５のトルク推定部３１０と同様に、電力演算部４１０によって求められたモータ供給電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、上記（５）式に従ってトルク推定値Ｔｒｑを算出する。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。

図５および図６の比較から理解されるように、ＰＷＭ制御ブロック（図５）における、電力演算部３００、トルク推定部３１０およびトルク指令修正部３２０により構成されるトルク（電力）フィードバック制御ループは、矩形波制御ブロック４００と同様のトルク演算を行なっている。この結果、ＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御・過変調制御方式）と矩形波制御方式との切換え時点におけるトルク変動の発生を防止できる。

なお、図１〜図６に示した構成と本発明の構成との対応関係について説明すると、電流センサ２４および回転角センサ２５が本発明の「電流検出部」および「モータ位置検出部」にそれぞれ対応し、図３に示したフローチャートを実行する機能部分が本発明の「制御方式選択手段」に対応する。また、図５のＰＷＭ制御ブロック２００が本発明の「第１のモータ制御手段」に対応し、図６の矩形波制御ブロック４００が本発明の「第２のモータ制御手段」に対応する。さらに、図４の構成において、座標変換部２２０，２５０、ＰＩ演算部２４０ｄ，２４０ｑおよびＰＷＭ信号生成部２６０の集合が、４００が本発明の「モータ電圧制御手段」に対応する。

また、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示した。しかしながら、本願発明の適用において、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、インバータ１４への入力電圧が固定された構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本願発明を適用可能である。すなわち、本願発明は、インバータへの入力側の構成を特に限定することなく、直流電圧を交流モータに印加される交流電圧に変換するインバータにおいて、トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるＰＷＭ制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いる種々のモータ駆動装置に対して、共通に適用可能である。

さらに、本実施の形態では、モータ駆動システムの負荷となる交流モータについて、磁石温度に依存したトルク変動が問題となり易い永久磁石モータを例示したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、温度等の変化に依存してモータ出力特性が変化する交流モータが負荷とされる限り、本願発明を適用してトルク変動の発生防止を図ることが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。 制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。 モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。 正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。 矩形波制御方式時における制御ブロック図である。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１２ コンバータ（昇降圧コンバータ）、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、２００ ＰＷＭ制御ブロック、２１０ 電流指令値生成部、２２０ 座標変換部（３相→２相）、２３０ 回転数演算部、２４０ ＰＩ演算部、２５０ 座標変換部（２相→３相）、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０ 制御モード判定部、３００ 電力演算部、３１０ トルク推定部、３２０ トルク指令修正部、３２２，３２４ 加算点、３２５ ＰＩ演算部、４００ 矩形波制御ブロック、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４３２ 加算点、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、Ａ１ 低回転数域、Ａ２ 中回転数域、Ａ３ 高回転数域、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｎｍｔ モータ回転数、Ｐｍｔ モータ供給電力、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑ トルク推定値、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値（本来値）、Ｔｒｑｃｏｍ♯ トルク指令値（修正値）、Ｔｒｑｃ トルク修正量、Ｖｂ 直流電圧（バッテリ電圧）、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧（インバータ入力電圧）、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、ΔＴｒｑ トルク偏差、θ ロータ回転角、φｖ 電圧位相（矩形波電圧）。

Claims (4)

1. 直流電圧を交流モータを駆動するための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
   前記交流モータに供給されたモータ電流を検出する電流検出手段と、
   前記交流モータの運転条件に応じて、前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択手段と、
   前記制御方式選択手段が前記交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう第１のモータ制御手段と、
   前記制御方式選択手段がベクトル制御によるパルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、前記モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう第２のモータ制御手段とを備え、
   前記第２のモータ制御手段は、
   前記交流モータの出力トルクを推定するトルク推定手段と、
   前記トルク制御におけるトルク指令値と前記トルク推定手段による推定出力トルクとの偏差に従って、前記トルク指令値を修正するトルク指令修正手段と、
   前記トルク指令修正手段によって修正されたトルク指令値に従ってモータ電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
   前記電流指令生成手段による前記モータ電流指令値と、前記電流検出手段による前記モータ電流の検出値との偏差に応じて前記交流モータへの印加電圧が制御されるように、前記インバータでの電圧変換を制御するモータ電圧制御手段とを含む、モータ駆動システムの制御装置。
2. 前記交流モータの回転角を検出するモータ位置検出手段をさらに備え、
   前記第２のモータ制御手段は、
   前記モータ位置検出手段の検出値に基づいて前記交流モータの回転数を算出する回転数演算手段と、
   前記電流検出手段によって検出された前記モータ電流と、前記モータ電圧制御手段によって制御される前記交流モータへの印加電圧との積に基づいて、前記交流モータへの供給電力を算出する電力演算手段とをさらに含み、
   前記トルク推定手段は、前記回転数演算手段により算出された前記交流モータの回転数と、前記電力演算手段により算出された前記交流モータへの供給電力とに基づいて、前記推定出力トルクを演算する、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
3. 前記第２の制御方式は、前記変調率が０〜０．６１の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、前記変調率が０．６１〜０．７８の範囲となるように基本波成分が歪まされた過変調パルス幅変調方式とを含む、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
4. 前記交流モータは、永久磁石を回転子に装着した永久磁石モータである、請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置。

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