JP2010279113A - 電動機駆動装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部におけるスイッチング損失を低減して効率を高めることができると共に、目標トルクに応じたトルクを適切に電動機に出力させることが可能な電動機駆動装置の制御装置を提供する。
【解決手段】直流電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標Δｍが所定の波形切替しきい値未満である場合には直流交流変換部にパルス幅変調制御を行わせ、電圧指標Δｍが波形切替しきい値以上である場合には直流交流変換部に矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行わせる電圧波形制御部９、を備え、電圧指標Δｍが波形切替しきい値未満である場合にも、所定の矩形波制御許可条件を満たす場合には、電圧波形制御部９は、直流交流変換部に矩形波制御を行わせ、界磁調整部８は、交流電動機の界磁磁束を強める強め界磁制御を行うように界磁調整指令値ΔＩｄを決定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に関する。

直流電源からの直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動する電動機駆動装置が一般的に用いられている。このような電動機駆動装置では、交流電動機の各相のコイルに正弦波状の交流電圧を供給して効率的にトルクを発生させるために、ベクトル制御に基づく正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御及び最大トルク制御が多く行われている。ところで、電動機は、回転速度が高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機を駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、インバータから出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、コイルに必要な電流を流すことができなり、電動機を適切に制御することができない。そこで、この誘起電圧を下げるために、電動機の界磁磁束を弱める弱め界磁制御が行われる。しかし、弱め界磁制御を行うと、最大トルク制御を行うことができなくなるために出力可能な最大トルクが低下するとともに効率も低下する。このような問題に対して、下記の特許文献１には、電動機の回転速度が上昇して誘起電圧が高くなるに従って、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御、更には矩形波制御に移行する電動機駆動装置の制御装置の技術が記載されている。

ここで、直流電源電圧（システム電圧）に対する交流電圧波形の基本波成分の実効値の比率である変調率に関して、正弦波ＰＷＭ制御では変調率の上限が０．６１である。これに対して、過変調ＰＷＭ制御では変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができ、矩形波制御では変調率が０．７８となる。従って、この特許文献１に記載された制御装置によれば、過変調ＰＷＭ制御又は矩形波制御によって交流電動機に供給する交流電圧波形の基本波成分の振幅を大きくする（変調率を高める）ことにより、正弦波ＰＷＭ制御のみを行う構成に比べて、直流電圧を有効利用して最大トルク制御を行うことが可能な回転速度領域を拡大している。そして、電動機の必要電圧が最大出力電圧より低い状態では正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御と共に最大トルク制御を行い、電動機の必要電圧が最大出力電圧に達すると矩形波制御と共に弱め界磁制御を行う。

特開２００６−３１１７７０号公報

上記の制御装置では、最大トルク制御を行うことが可能な動作領域においてＰＷＭ制御が行われるが、このようなＰＷＭ制御はインバータを構成するスイッチング素子のオンオフ回数が多いため、スイッチング損失が大きくなり易い。電動機の効率を更に向上させるためには、このようなスイッチング損失を抑制することが効果的である。一方、矩形波制御によればスイッチング素子のオンオフ回数をＰＷＭ制御に比べて大幅に少なくすることができるため、スイッチング損失を抑制することが可能である。しかし、上記のとおり矩形波制御では変調率が固定されるため、最大トルク制御と共に矩形波制御を行うと、電動機の回転速度に応じて出力トルクが定まるため、目標トルクに応じたトルクを電動機に出力させることができない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部におけるスイッチング損失を低減して効率を高めることができると共に、目標トルクに応じたトルクを適切に電動機に出力させることが可能な電動機駆動装置の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明に係る、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置の特徴構成は、前記交流電動機の目標トルク及び前記交流電動機の回転速度に基づいて、前記直流交流変換部から前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定する交流電圧指令決定部と、前記直流電圧に対する前記交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標に基づいて、前記交流電動機の界磁磁束を調整するための界磁調整指令値を決定する界磁調整部と、前記電圧指標が所定の波形切替しきい値未満である場合には前記直流交流変換部にパルス幅変調制御を行わせ、前記電圧指標が前記波形切替しきい値以上である場合には前記直流交流変換部に矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行わせる電圧波形制御部と、を備え、前記電圧指標が前記波形切替しきい値未満である場合にも、所定の矩形波制御許可条件を満たす場合には、前記電圧波形制御部は、前記直流交流変換部に前記矩形波制御を行わせ、前記界磁調整部は、前記交流電動機の界磁磁束を強める強め界磁制御を行うように前記界磁調整指令値を決定する点にある。

この特徴構成によれば、直流電圧に対する交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標が波形切替しきい値未満であって通常であればパルス幅変調制御を行う領域においても、所定の矩形波制御許可条件を満たす場合には矩形波制御が行われることになる。これにより、矩形波制御が行われる電動機の運転領域を広げることができるため、直流交流変換部におけるスイッチング損失を低減して効率を高めることができる。またこの際、界磁調整部により交流電動機の界磁磁束を強める強め界磁制御を行うように界磁調整指令値を決定する構成となっているので、当該強め界磁の程度を変化させることにより、電動機の回転速度に関わらず目標トルクに応じたトルクを適切に電動機に出力させることができる。

ここで、前記界磁調整部は、前記強め界磁制御を行う際に、前記電圧指標が前記波形切替しきい値になるように前記界磁調整指令値を決定すると好適である。

この構成によれば、強め界磁制御を行うための界磁調整指令値による界磁磁束の調整によって、電圧指標が波形切替しきい値となるように制御することができる。従って、強め界磁制御と矩形波制御との双方を適切に実行させることができる。

また、前記界磁調整部は、前記電圧指標が前記波形切替しきい値未満であって所定の矩形波制御許可条件を満たす場合に、前記強め界磁制御を行うように前記界磁調整指令値を決定することで前記電圧指標を前記波形切替しきい値とし、それにより前記電圧波形制御部は、前記直流交流変換部に前記矩形波制御を行わせる構成であると好適である。

この構成では、所定の条件を満たす場合に強め界磁制御を行うように界磁調整指令値を決定することにより、交流電動機の目標トルク及び回転速度に対する交流電圧指令値を強め界磁制御を行わない場合に比べて大きくし、それによって電圧指標を波形切替しきい値に到達させて電圧波形制御部により直流交流変換部に矩形波制御を行わせることになる。従って、そのときの電圧指標に応じて強め界磁制御を行うように適切な界磁調整指令値を決定するだけで、直流交流変換部に前記矩形波制御を行わせつつ所望の回転速度及びトルクで電動機を適切に動作させることができる。

また、前記界磁調整指令値が前記交流電動機の界磁磁束を強める方向に所定の終了しきい値以上となった場合には、前記強め界磁制御を終了するように前記界磁調整指令値を決定することで前記電圧指標を前記波形切替しきい値未満とし、前記電圧波形制御部により前記直流交流変換部に前記パルス幅変調制御を行わせる構成であると好適である。

この構成によれば、強め界磁制御を行うことにより強制的に波形切替しきい値とされる電圧指標を用いることなく、適切に強め界磁制御及び矩形波制御を終了してパルス幅変調制御に復帰させることができる。また、この際、界磁調整指令値の値に基づいて強め界磁制御の終了を決定するため、強め界磁の程度が大きくなることによる効率低下がある一定以上に拡大することを抑制できる。なお、強め界磁制御を終了するための界磁調整指令値のしきい値となる終了しきい値は、矩形波制御によるスイッチング損失の低減に伴う効率向上が強め界磁の程度が大きくなることによる効率低下を上回る範囲内に設定するのが好適である。

また、前記矩形波制御許可条件は、前記電圧指標が前記波形切替しきい値未満に設定された強め界磁しきい値以上であることを条件として含むと好適である。

この構成によれば、直流電圧に対する交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標に基づいて適切に強め界磁制御及び矩形波制御を開始することができる。この際、強め界磁しきい値を適切に設定することにより、電圧指標が小さいために強め界磁の程度が大きく効率が低い領域を適切に除外して強め界磁制御及び矩形波制御を行うことができる。

また、前記交流電動機の目標トルクが所定のトルクしきい値未満であること、及び前記交流電動機の回転速度が所定の速度しきい値以上であることの一方又は双方の条件を満たす場合に、前記界磁調整部は、前記強め界磁制御を行うように前記界磁調整指令値を決定する構成であると好適である。

ここで、交流電動機の目標トルクが大きく流れる電流も大きい状態において、基本波成分以外の高調波成分が大きくなり易い矩形波制御を行うと、交流電動機に流れる電流が制限値を超えるおそれがある。また、交流電動機の回転速度が低い状態において、トルク変動が大きくなり易い矩形波制御を行うと、交流電動機の振動が大きくなるおそれがある。この構成によれば、これらの不都合の一方又は双方が生じることを抑制しつつ適切に強め界磁制御及び矩形波制御を行うことができる。なお、これらの条件は、強め界磁制御及び矩形波制御を開始するための開始条件及び強め界磁制御及び矩形波制御を終了するための終了条件の一方又は双方とすることができる。

また、前記波形切替しきい値は、前記直流電圧によって出力し得る最大の前記交流電圧の値に前記交流電圧指令値が一致したときの前記電圧指標の値に設定されていると好適である。

この構成によれば、基本的には、交流電圧指令値が直流電圧によって出力し得る最大の交流電圧の値である最大出力電圧値に到達するまではパルス幅変調制御を行い、交流電圧指令値が当該最大出力電圧値に到達した後は矩形波制御を行う構成となり、その上で、交流電圧指令値が当該最大出力電圧値に到達するまでであっても、所定の矩形波制御許可条件を満たす場合には強め界磁制御及び矩形波制御を行う構成となる。これにより、電動機の回転速度に関わらず目標トルクに応じたトルクを適切に電動機に出力させることを可能としつつ、従来に比べて矩形波制御が行われる電動機の運転領域を広げることができ、直流交流変換部におけるスイッチング損失を低減して効率を高めることができる。

また、前記界磁調整部は、前記電圧指標が前記波形切替しきい値より大きい場合には前記交流電動機の界磁磁束を弱める方向に前記界磁調整指令値を変更し、前記電圧指標が前記波形切替しきい値より小さい場合には前記交流電動機の界磁磁束を強める方向に前記界磁調整指令値を変更する構成であると好適である。

この構成によれば、上記強め界磁制御と交流電動機の誘起電圧を下げるために界磁磁束を弱める弱め界磁制御との双方を適切に行うことができる。また、このような強め界磁制御及び弱め界磁制御の双方の実行中には、電圧指標に基づいて界磁磁束が適切に調整されるので、矩形波制御を安定的に行いつつ、電動機を所望の回転速度及びトルクで適切に動作させることができる。

本発明の実施形態に係る電動機駆動装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 本発明の実施形態に係る回転速度とトルクとにより規定される電動機の動作可能領域を示す図である。 本発明の実施形態に係る基本ｄ軸電流指令値テーブルの例を示す図である。 本発明の実施形態に係るｑ軸電流指令値テーブルの例を示す図である。 本発明の実施形態に係る積分入力調整部により用いられる変換マップの例を示す図である。 本発明の実施形態に係る制御装置の動作の流れを示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る制御装置において、目標トルクを変化させた際のｄ軸電流調整指令値の変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係る制御装置において、回転速度を変化させた際のｄ軸電流調整指令値の変化の一例を示す図である。

本発明の実施形態について図面に基づいて説明する。図１に示すように、本実施形態においては、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の同期電動機４（ＩＰＭＳＭ、以下単に「電動機４」という。）を駆動する装置として構成されている場合を例として説明する。この電動機４は、必要に応じて発電機としても動作するように構成されている。この電動機４は、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを交流に変換して電動機４に供給するインバータ６を有して構成されている。そして、本実施形態では、図２に示すように、制御装置２は、ベクトル制御の手法を用いて電動機駆動装置１の制御を行う。この際、制御装置２は、インバータ６に最大トルク制御と共にＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行わせる第一制御モードと、インバータ６に弱め界磁制御と共に矩形波制御を行わせる第二制御モードとを備え、更に、一定の条件下で、第一制御モードに代えて強め界磁制御と共に矩形波制御をインバータ６に行わせる第三制御モードを備える点に特徴を有している。以下、本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２について詳細に説明する。

１．電動機駆動装置の構成
まず、本実施形態に係る電動機駆動装置１の構成について図１に基づいて説明する。この電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するインバータ６を備えている。また、電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを発生させる直流電源３と、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサＣ１と、を備えている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。直流電源３の電圧である直流電圧Ｖｄｃは、電圧センサ４１により検出されて制御装置２へ出力される。

インバータ６は、直流の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するための装置であり、本発明における直流交流変換部に相当する。インバータ６は、複数組のスイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、を備えている。ここでは、インバータ６は、電動機４の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ１及びＵ相用下アーム素子Ｅ２、Ｖ相用上アーム素子Ｅ３及びＶ相用下アーム素子Ｅ４、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ５及びＷ相用下アーム素子Ｅ６を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。各相用の上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５のエミッタと下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６のコレクタとが、電動機４の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５のコレクタはシステム電圧線５１に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６のエミッタは負極線５２に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６には、それぞれフリーホイールダイオードとして機能するダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってオンオフ動作を行う。これにより、インバータ６は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを電動機４に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従って、後述するＰＷＭ（パルス幅変調）制御又は矩形波制御に従ったスイッチング動作を行う。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のゲートを駆動するゲート駆動信号である。一方、電動機４が発電機として機能する際には、発電された交流電圧を直流電圧に変換してシステム電圧線５１に供給する。インバータ６と電動機４の各相のコイルとの間を流れる各相電流、具体的には、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒは、電流センサ４２により検出されて制御装置２へ出力される。

また、電動機４のロータの各時点での磁極位置θは、回転センサ４３により検出されて制御装置２へ出力される。回転センサ４３は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θは、電気角上でのロータの回転角度を表している。電動機４の目標トルクＴＭは、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置２に入力される。

２．制御装置の構成
次に、図１に示される制御装置２の機能について、図２〜図５を用いて詳細に説明する。以下に説明する制御装置２の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウエア又はソフトウエア（プログラム）或いはその両方により構成されている。上記のとおり、制御装置２には、目標トルクＴＭ及び磁極位置θが入力される。そこで、制御装置２は、これらの目標トルクＴＭ、磁極位置θ、及び磁極位置θから導出される電動機４の回転速度ωに応じて電動機４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成して出力し、インバータ６を駆動する。この際、制御装置２は、目標トルクＴＭ及び回転速度ωに基づいて定まる交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づいて、直流電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標としての変調率偏差Δｍ（後述する式（５）参照）を導出し、当該変調率偏差Δｍに基づいてインバータ６に複数の制御モードのいずれかを実行させる。

本実施形態においては、制御装置２は、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に最大トルク制御と共にＰＷＭ制御を行わせる第一制御モードと、インバータ６に弱め界磁制御と共に矩形波制御を行わせる第二制御モードと、インバータ６に強め界磁制御と共に矩形波制御を行わせる第三制御モードと、のいずれかを実行する。これらの各制御モードに係る制御方法には、インバータ６から電動機４に供給する交流電圧の波形に関してＰＷＭ制御及び矩形波制御の２つがあり、インバータ６から電動機４に供給する交流電流の位相に関して最大トルク制御、弱め界磁制御、及び強め界磁制御の３つがある。制御装置２が実行する３つのモードはこれらを組み合わせて構成されている。

本実施形態では、ＰＷＭ制御には、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれる。正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６のオンオフを、正弦波状の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと搬送波との比較に基づいて制御する。具体的には、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、上アーム素子Ｅ１、Ｅ３、Ｅ５がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子Ｅ２、Ｅ４、Ｅ６がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で正弦波となるように、各パルスのデューティ比を制御する。直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を変調率ｍ（後述する式（４）参照）とすると、正弦波ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０〜０．６１の範囲で変化させることができる。

過変調ＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御に比べて各パルスのデューティ比を基本波成分の山側で大きく谷側で小さくすることにより、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませて振幅が正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくなるように制御する。過変調ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０．６１〜０．７８の範囲で変化させることができる。この過変調ＰＷＭ制御において変調率ｍを最大の０．７８まで高めた状態が矩形波制御となる。矩形波制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、１周期につき前記ハイレベル期間と前記ローレベル期間とが１回ずつ交互に表れるとともにこれらのハイレベル期間とローレベル期間との比が１：１の矩形波となるように制御する。これにより、矩形波制御は、インバータ６に矩形波状電圧を出力させる。矩形波制御では、変調率ｍは０．７８で固定される。

ところで、電動機４は、回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機４を駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、そのときの直流電圧Ｖｄｃを変換してインバータ６から出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、コイルに必要な電流を流すことができなり、電動機４を適切に制御することができない。そこで、本実施形態では、電動機４の必要電圧に応じてＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御）における変調率ｍを０〜０．７８の範囲で変化させつつ、その範囲内での最大出力電圧より電動機４の必要電圧が低い状態ではＰＷＭ制御と共に最大トルク制御を行う。この状態が第一制御モードである。そして、電動機４の必要電圧が、ＰＷＭ制御の最大変調率（ｍ＝０．７８）での最大出力電圧に達すると矩形波制御と共に弱め界磁制御を行う。この状態が第二制御モードである。ここで、最大トルク制御は、同一電流に対して電動機４の出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。また、弱め界磁制御は、電動機４の界磁磁束を弱める方向の磁束がコイルから発生するように電流位相を調節する（電流位相を最大トルク制御よりも進める）制御である。

更に、本実施形態においては、ＰＷＭ制御における最大変調率（ｍ＝０．７８）での最大出力電圧より電動機４の必要電圧が低い状態でも、後述する所定の矩形波制御許可条件を満たす場合には、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御をインバータ６に行わせる。そして、このような矩形波制御に際しては、制御装置２は、電動機４の界磁磁束を強める強め界磁制御を併せて行う。この状態が第三制御モードである。強め界磁制御は、電動機４の界磁磁束を強める方向の磁束がコイルから発生するように電流位相を調節する（電流位相を最大トルク制御よりも遅らせる）制御である。なお、上記の必要電圧及び最大出力電圧は、共に交流電圧の実効値として互いに比較することができる。

図３は、回転速度ωと目標トルクＴＭとにより規定される電動機４の動作可能領域の中における、第一制御モードが実行される第一領域Ａ１と、第二制御モードが実行される第二領域Ａ２と、第三制御モードが実行される第三領域Ａ３とを示した図である。図３において、曲線Ｌ１は、最大トルク制御中における変調率ｍが最大変調率（すなわち矩形波制御となる変調率ｍ＝０．７８）となる電動機４の回転速度ω及びトルクにより定まる線であり、曲線Ｌ２は、最大トルク制御中における変調率ｍが前記最大変調率より低い変調率ｍ（例えばＭ＝０．７１）となる電動機４の回転速度ω及びトルクにより定まる線である。図３に示すように、第一領域Ａ１は曲線Ｌ１よりも低回転側に設定され、第二領域Ａ２は曲線Ｌ１よりも高回転側に設定されている。第三領域は、曲線Ｌ１よりも低回転側であって曲線Ｌ２よりも高回転側の所定領域内に設定されている。上記のとおり、電動機４の回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなるため、電動機４の必要電圧もこれに応じて高くなる。そこで、制御装置２に入力された目標トルクＴＭとそのときの電動機４の回転速度ωとにより定まる動作点が、曲線Ｌ１よりも高回転側の領域Ａ２内に位置する場合には矩形波制御及び弱め界磁制御を行う第二制御モードが実行される。一方、当該動作点が、曲線Ｌ１よりも低回転側の領域内に位置する場合には、基本的には最大トルク制御及びＰＷＭ制御を行う第一制御モードが実行されるが（領域Ａ１）、曲線Ｌ１に近い比較的高回転の領域Ａ３内では強め界磁制御及び矩形波制御を行う第三制御モードが実行される。このような第三制御モードを設定していることにより、電動機４の動作可能領域の中における矩形波制御の領域が拡大されている。なお、各制御モード間の境界については後で詳細に説明する。

次に、図２に示す制御装置２の機能ブロック図に基づいて、制御装置２の機能について説明する。図２に示すように、ｄ軸電流指令値導出部２１には、目標トルクＴＭが入力される。ｄ軸電流指令値導出部２１は、入力された目標トルクＴＭに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。ここで、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値導出部２１は、図４に示す基本ｄ軸電流指令値テーブルを用いて、目標トルクＴＭの値に応じた基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。図示の例では、目標トルクＴＭとして「ｔｍ１」の値が入力された場合には、これに応じて、ｄ軸電流指令値導出部２１は、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂとして「Ｉｄ１」を導出する。同様に、ｄ軸電流指令値導出部２１は、目標トルクＴＭとして「ｔｍ３」、「ｔｍ５」の値が入力された場合には、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂとして「Ｉｄ３」、「Ｉｄ５」をそれぞれ導出する。このように導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、加算器２３へ入力される。加算器２３には、更に、後述する積分器３２により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。加算器２３は、下記の式（１）に示すように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂにｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを加算し、最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄを導出する。
Ｉｄ＝Ｉｄｂ＋ΔＩｄ・・・（１）

ｑ軸電流指令値導出部２２には、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。ｑ軸電流指令値導出部２２は、入力された目標トルクＴＭとｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。本実施形態では、ｑ軸電流指令値導出部２２は、図５に示すｑ軸電流指令値テーブルを用いて、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの値に応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。図５において、細い実線は、ｔｍ１〜ｔｍ５の各トルクを出力するためのｄ軸電流及びｑ軸電流の値を示す等トルク線６１であり、太い実線は最大トルク制御を行うためのｄ軸電流及びｑ軸電流の値を示す最大トルク制御線６２である。また、図５において、太い一点鎖線は、そのときの電動機４の回転速度ω及び直流電圧Ｖｄｃにより制限されるｄ軸電流及びｑ軸電流が取り得る値の範囲を示す電圧制限楕円６３である。この電圧制限楕円６３の径は、電動機４の回転速度ωに反比例し、直流電圧Ｖｄｃに比例する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑがこの電圧制限楕円６３上の値をとる際には、変調率ｍは最大（ｍ＝０．７８）となる。このとき、制御装置２はインバータ６に矩形波制御を行わせる。

また、図５にハッチングを施して示す領域Ａ３は、強め界磁制御及び矩形波制御を行う第三制御モードが実行される領域を示している。この第三制御モードが実行される領域Ａ３の上限は最大トルク制御線６２が電圧制限楕円６３と交差する点で規定される。また、この領域Ａ３の下限は矩形波制御を行うための正のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ（強め界磁電流指令値）の大きさで規定され、ここでは図５に示される最大トルク制御線６２上から電圧制限楕円６３上に移行するためのｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが所定の終了しきい値ΔＩｄｓ未満である領域として規定される。言い換えれば、領域Ａ３は、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロより大きく終了しきい値ΔＩｄｓ未満の領域として規定される（０＜ΔＩｄ＜ΔＩｄｓ）。ここで、終了しきい値ΔＩｄｓは、第三制御モード（強め界磁制御及び矩形波制御）を終了するためのｄ軸電流調整指令値ΔＩｄのしきい値であり、矩形波制御によるスイッチング損失の低減に伴う効率向上が強め界磁電流の増大（強め界磁の程度の増大）による効率低下を上回る範囲内に設定すると好適である。

図示の例では、目標トルクＴＭとして「ｔｍ１」の値が入力された場合には、ｑ軸電流指令値導出部２２は、目標トルクＴＭ＝ｔｍ１の等トルク線６１と最大トルク制御線６２との交点のｑ軸電流の値である「Ｉｑ１」をｑ軸電流指令値Ｉｑとして導出する。この場合、弱め界磁制御及び強め界磁制御の双方が行われず、後述する積分器３２から入力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄはゼロ（ΔＩｄ＝０）である。このとき制御装置２は、第一制御モードを実行し、インバータ６に最大トルク制御及びＰＷＭ制御を行わせる。

また、目標トルクＴＭとして「ｔｍ３」の値が入力された場合には、ｑ軸電流指令値導出部２２は、目標トルクＴＭ＝ｔｍ３の等トルク線６１と最大トルク制御線６２との交点のｑ軸電流の値である「Ｉｑ３」を基本ｑ軸電流指令値として導出する。ここで、基本ｑ軸電流指令値は、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。この際、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂ及び基本ｑ軸電流指令値Ｉｑは、第三制御モードが実行される領域Ａ３内に入っており強め界磁制御が行われるため、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとして正の値、ここでは「ΔＩｄ１」（ΔＩｄ１＞０）が後述する積分器３２から入力される。従って、ｑ軸電流指令値導出部２２は、目標トルクＴＭ＝ｔｍ３の等トルク線６１に沿ってｄ軸の正方向に「ΔＩｄ１」だけ移動した電圧制限楕円６３上のｑ軸電流の値である「Ｉｑ４」をｑ軸電流指令値Ｉｑとして導出する。このとき制御装置２は、第三制御モードを実行し、インバータ６に強め界磁制御及び矩形波制御を行わせる。

また、目標トルクＴＭとして「ｔｍ５」の値が入力された場合には、ｑ軸電流指令値導出部２２は、目標トルクＴＭ＝ｔｍ５の等トルク線６１と最大トルク制御線６２との交点のｑ軸電流の値である「Ｉｑ５」を基本ｑ軸電流指令値として導出する。この際、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂ及び基本ｑ軸電流指令値は、電圧制限楕円６３よりも外側にあり弱め界磁制御が行われるため、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとして負の値、ここでは「−ΔＩｄ２」（−ΔＩｄ２＜０）が後述する積分器３２から入力される。従って、ｑ軸電流指令値導出部２２は、目標トルクＴＭ＝ｔｍ５の等トルク線６１に沿ってｄ軸の負方向に「−ΔＩｄ２」だけ移動した電圧制限楕円６３上のｑ軸電流の値である「Ｉｑ６」をｑ軸電流指令値Ｉｑとして導出する。このとき制御装置２は、第二制御モードを実行し、インバータ６に弱め界磁制御及び矩形波制御を行わせる。

なお、図５のｑ軸電流指令値テーブルにより求められる基本ｑ軸電流指令値（Ｉｑ１、Ｉｑ３、Ｉｑ５）に対応するｄ軸電流の値（Ｉｄ１、Ｉｄ３、Ｉｄ５）は、図４に示す基本ｄ軸電流指令値テーブルを用いて求められる基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂの値と一致し、このｄ軸電流の値（Ｉｄ１）からｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ（０、ΔＩｄ１、−ΔＩｄ２）を加算して求められるｄ軸電流の値（Ｉｄ２）は、加算器２３により導出される最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄ（＝Ｉｄｂ＋ΔＩｄ）と一致する。よって、ｄ軸電流指令値Ｉｄをこの図５に示すテーブルにより求めることも可能である。

電流制御部２４には、上記のように導出されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが入力される。更に、電流制御部２４には、三相二相変換部２７から実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒが入力され、回転速度導出部２８から電動機４の回転速度ωが入力される。実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒは、電流センサ４２（図１参照）により検出されたＵ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒと回転センサ４３（図１参照）により検出された磁極位置θとに基づいて、三相二相変換部２７により三相二相変換を行って導出される。また、電動機４の回転速度ωは、回転センサ４３（図１参照）により検出された磁極位置θに基づいて回転速度導出部２８により導出される。

電流制御部２４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄと実ｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差δＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑと実ｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差δＩｑを導出する。そして、電流制御部２４は、ｄ軸電流偏差δＩｄに基づいて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って電圧降下のｄ軸成分であるｄ軸電圧降下Ｖｚｄを導出すると共に、ｑ軸電流偏差δＩｑに基づいて比例積分制御演算を行って電圧降下のｑ軸成分であるｑ軸電圧降下Ｖｚｑを導出する。

そして、電流制御部２４は、下記の式（２）に示すように、ｄ軸電圧降下Ｖｚｄからｑ軸電機子反作用Ｅｑを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄを導出する。
Ｖｄ＝Ｖｚｄ−Ｅｑ
＝Ｖｚｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑｒ・・・（２）
この式（２）に示されるように、ｑ軸電機子反作用Ｅｑは、電動機４の回転速度ω、実ｑ軸電流Ｉｑｒ、及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて導出される。

更に、電流制御部２４は、下記の式（３）に示すように、ｑ軸電圧降下Ｖｚｑにｄ軸電機子反作用Ｅｄ及び永久磁石の電機子鎖交磁束による誘起電圧Ｅｍを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑを導出する。
Ｖｑ＝Ｖｚｑ＋Ｅｄ＋Ｅｍ
＝Ｖｚｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄｒ＋ω・ＭＩｆ・・・（３）
この式（３）に示されるように、ｄ軸電機子反作用Ｅｄは、電動機４の回転速度ω、実ｄ軸電流Ｉｄｒ、及びｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて導出される。また、誘起電圧Ｅｍは、永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数ＭＩｆ及び電動機４の回転速度ωに基づいて導出される。

本実施形態においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、インバータ６から電動機４に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値とする。従って、上述したｄ軸電流指令値導出部２１、ｑ軸電流指令値導出部２２、及び電流制御部２４により、電動機４の目標トルクＴＭ及び回転速度ωに基づいて交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する交流電圧指令決定部７が構成されている。

二相三相変換部２５には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。また、二相三相変換部２５には、回転センサ４３（図１参照）により検出された磁極位置θも入力される。二相三相変換部２５は、磁極位置θを用いて二相三相変換を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗに変換して導出する。

ＰＷＭパルス生成部９には、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗが入力される。ＰＷＭパルス生成部９は、正弦波状の各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、図１に示すインバータ６の各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６を制御するスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。そして、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ１〜Ｅ６がスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってオンオフ動作を行うことにより、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御）又は矩形波制御が行われる。本実施形態では、搬送波の振幅を、正弦波ＰＷＭ制御における上限の変調率ｍ（＝０．６１）に相当する各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅と同じ値に固定している。これにより、ＰＷＭパルス生成部９は、入力された各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、正弦波ＰＷＭ制御における上限の変調率ｍ（＝０．６１）を超える変調率ｍ（＝０．６１〜０．７８）に相当する振幅である場合には、インバータ６の出力電圧波形が基本的にＰＷＭパルスとなると共に電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが搬送波の振幅を超える部分において連続的にハイレベル又はローレベルとなる過変調ＰＷＭ制御を実行するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。更に、ＰＷＭパルス生成部９は、入力された各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、過変調ＰＷＭ制御における上限の変調率ｍ（＝０．７８）に相当する振幅である場合には、インバータ６の出力電圧波形が１周期につきハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に表れる矩形波となる矩形波制御を実行するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。

後述するように、本実施形態においては、変調率ｍから最大変調率の値である「０．７８」を減算した値である変調率偏差Δｍを電圧指標として導出する（後述する式（５）参照）構成である。そして、制御装置２は、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えるための波形切替しきい値を、直流電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値に交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが一致したときの変調率偏差Δｍの値、すなわちゼロ（Δｍ＝０）に設定している。これを変調率ｍに換算すると、波形切替しきい値は最大変調率の値（ｍ＝０．７８）に相当する。上記のとおり、ＰＷＭパルス生成部９は、変調率ｍが「０．７８」以上である場合（変調率偏差Δｍが「０」以上である場合）にはインバータ６に矩形波制御を行わせ、変調率ｍが「０．７８」未満である場合（変調率偏差Δｍが「０」未満である場合）には、後述する矩形波制御許可条件を満たす場合を除いて基本的に、インバータ６にＰＷＭ制御を行わせる。よって、このＰＷＭパルス生成部９が本発明における電圧波形制御部に相当する。

変調率導出部２９には、電流制御部２４により導出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。また、変調率導出部２９には、電圧センサ４１により検出された直流電圧Ｖｄｃの値が入力される。変調率導出部２９は、これらの値に基づいて変調率ｍを、下記の式（４）に従って導出する。
ｍ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（４）
本実施形態では、変調率ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率であり、ここでは、３相の線間電圧実効値を直流電圧Ｖｄｃの値で除算した値として導出される。上記のとおり、変調率ｍの最大値は、矩形波制御を実行している際の変調率ｍに相当する「０．７８」である。

減算器３０には、変調率ｍ及び当該変調率ｍの最大値である「０．７８」の値が入力される。減算器３０は、下記の式（５）に示すように、変調率ｍから「０．７８」を減算した変調率偏差Δｍを導出する。
Δｍ＝ｍ−０．７８・・・（５）
本実施形態においては、この変調率偏差Δｍが、そのときの直流電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値に対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標に相当する。本実施形態では、変調率偏差Δｍは、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑがそのときの直流電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値を超えている程度を表す。従って、変調率偏差Δｍは、実質的には直流電圧Ｖｄｃの不足の程度を表す電圧不足指標として機能する。

積分入力調整部３１には、減算器３０により導出された変調率偏差Δｍが入力される。積分入力調整部３１は、変調率偏差Δｍの値に対して所定の調整を行い、当該調整後の値である調整値ｙを積分器３２へ出力する。図６は、この積分入力調整部３１により用いられる変換マップの一例を示す図である。この図に示すように、本実施形態においては、積分入力調整部３１は、入力された変調率偏差Δｍが所定の強め界磁しきい値Δｍｓ以上である場合には、当該変調率偏差Δｍの符号を反転した値を調整値ｙとして出力する。一方、積分入力調整部３１は、入力された変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ未満である場合には調整値ｙとしてゼロ（ｙ＝０）を出力する。ここで、強め界磁しきい値Δｍｓは、第三制御モード（強め界磁制御及び矩形波制御）を開始するための変調率偏差Δｍのしきい値であり、波形切替しきい値（Δｍ＝０）未満の値に設定される。この強め界磁しきい値Δｍｓは、矩形波制御によるスイッチング損失の低減に伴う効率向上が強め界磁電流が大きい（強め界磁の程度が大きい）ことによる効率低下を上回る範囲内に設定すると好適である。ここでは、一例として、強め界磁しきい値Δｍｓを「−０．０７」（変調率ｍに換算すると「０．７１」）に設定する。この強め界磁しきい値Δｍｓの役割は、上述した終了しきい値ΔＩｄｓと同様であるが、強め界磁しきい値Δｍｓは第三制御モードの開始条件を構成し、終了しきい値ΔＩｄｓは第三制御モードの終了条件を構成している点で相違している。第三制御モードの開始と終了とが短時間で繰り返されることを抑制するため、強め界磁しきい値Δｍｓと終了しきい値ΔＩｄｓとの関係は、終了しきい値ΔＩｄｓが強め界磁しきい値Δｍｓよりも緩い条件となるように設定すると好適である。なお、積分入力調整部３１が、変調率偏差Δｍに所定の定数（ゲイン）を乗算した値を調整値ｙとして出力する構成としても好適である。

積分器３２には積分入力調整部３１により導出された調整値ｙが入力される。積分器３２は、この調整値ｙを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値をｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとして導出する。本実施形態では、このｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、電動機４の界磁磁束を調整するための界磁調整指令値に相当する。また、変調率導出部２９、減算器３０、積分入力調整部３１、及び積分器３２により、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいてｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが決定される。よって、本実施形態では、変調率導出部２９、減算器３０、積分入力調整部３１、及び積分器３２により、界磁調整部８が構成されている。ここで、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロである場合（ΔＩｄ＝０）には最大トルク制御が行われる。ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが正の値をとる場合（ΔＩｄ＞０）、すなわち正のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄである強め界磁電流が流れる場合には、最大トルク制御に比べて電動機４の界磁磁束が強められることになり強め界磁制御が行われる。ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが負の値をとる場合（ΔＩｄ＜０）、すなわち負のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄである弱め界磁電流が流れる場合には、最大トルク制御に比べて電動機４の界磁磁束が弱められることになり弱め界磁制御が行われる。

また、減算器３０により導出される変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）より大きい場合（Δｍ＞０）、すなわち変調率ｍが「０．７８」より大きい場合（ｍ＞０．７８）には、調整値ｙとして負の値が出力され、積分器３２から出力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは負方向（電動機４の界磁磁束を弱める方向）に変化する。すなわち、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）より大きい場合（Δｍ＞０）には、界磁調整部８は、電動機４の界磁磁束を弱める方向にｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを変更する。一方、減算器３０により導出される変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）より小さく強め界磁しきい値Δｍｓより大きい場合（Δｍｓ＜Δｍ＜０）には、調整値ｙとして正の値が出力され、積分器３２から出力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは正方向（電動機４の界磁磁束を強める方向）に変化する。すなわち、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）より小さく強め界磁しきい値Δｍｓより大きい場合（Δｍｓ＜Δｍ＜０）には、界磁調整部８は、電動機４の界磁磁束を強める方向にｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを変更する。

ところで、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロであって最大トルク制御が行われている状態から、変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ以上（Δｍ≧Δｍｓ）となった場合には、調整値ｙとして正の値が積分器３２に入力され、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとして正の値（ΔＩｄ＞０）が出力される。これによって、電流位相が最大トルク制御に対して遅れる方向に変化し、目標トルクＴＭを出力するために導出される交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの実効値が増加し、変調率ｍも増加する。このような変調率ｍの増加は、変調率偏差Δｍがゼロ（変調率ｍ＝０．７８）になったところで収束する。よって、強め界磁制御が行われる際には変調率偏差Δｍがゼロ、すなわち変調率ｍが０．７８となり、ＰＷＭパルス生成部９において矩形波制御が行われることになる。これにより、第三制御モードが実行される。すなわち、界磁調整部８は、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）未満であって後述する矩形波制御許可条件を満たす場合に、強め界磁制御を行うようにｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを決定することで変調率偏差Δｍをゼロ（波形切替しきい値）又はそれ以上とし、それによりＰＷＭパルス生成部９は、インバータ６に矩形波制御を行わせる。またこの状態から、電動機４の目標トルクＴＭや回転速度ωが変化することに伴って変調率偏差Δｍ（変調率ｍ）が変化した場合、当該変調率偏差Δｍの値に応じて界磁磁束を強める方向又は弱める方向にｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが適宜変更される。これにより、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは、強め界磁制御が行われる正の値から弱め界磁制御が行われる負の値まで適宜変化する。ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが負の値になった状態では、第二制御モードが実行される。このような強め界磁制御及び弱め界磁制御のいずれが行われる場合においても、変調率偏差Δｍはゼロ（変調率ｍ＝０．７８）に収束し、ＰＷＭパルス生成部９において矩形波制御が行われる状態が維持される。これにより、界磁調整部８は、強め界磁制御を行う際及び弱め界磁制御を行う際のいずれにおいても、最終的には、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）となるようにｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを決定することになる。

ここで、弱め界磁制御は、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに対して直流電圧Ｖｄｃが不足する状態で実行される制御であるため、負のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ（弱め界磁電流の値）に関わらず実行する必要がある。しかし、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに対して直流電圧Ｖｄｃが足りている状態で強制的に矩形波制御を行うために実行される強め界磁制御は、正のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ（強め界磁電流）が増大することによる効率低下が矩形波制御によるスイッチング損失の低減に伴う効率向上を上回るまでに終了し、最大トルク制御及びＰＷＭ制御に移行することが望ましい。しかし、上記のとおり、強め界磁制御中は変調率偏差Δｍがゼロ（変調率ｍ＝０．７８）に固定されるため、一旦強め界磁制御に入ると、電動機４の目標トルクＴＭや回転速度ωが低下してもｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの値が正方向に大きくなるだけで、最大トルク制御及びＰＷＭ制御に復帰することができない。そこで、本実施形態においては、制御装置２は、強め界磁制御を強制的に終了するための強め界磁終了制御部５を備えている。

強め界磁終了制御部５には、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ、目標トルクＴＭ、回転速度ωが入力される。強め界磁終了制御部５は、これらに基づいて、強め界磁制御を終了する条件である所定の強め界磁終了条件を判定し、強め界磁終了条件を満たす場合には、強め界磁制御を終了するようにｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを決定する。具体的には、強め界磁終了制御部５は、強め界磁終了条件を満たす場合には、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄをゼロとする制御を行う。本実施形態においては、強め界磁終了条件は、以下の（ａ）〜（ｃ）の３つの条件のいずれかを満たすこととしている。
（ａ）ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ≧終了しきい値ΔＩｄｓ
（ｂ）目標トルクＴＭ＞トルクしきい値ＴＭｓ
（ｃ）回転速度ω＜速度しきい値ωｓ
ここで、トルクしきい値ＴＭｓは、例えば、電動機４に流れる交流電流の基本波成分以外の高調波成分が大きくなり易い矩形波制御を行った際に、当該電動機４に流れる電流が制限値を超えないような目標トルクＴＭの上限値付近に設定すると好適である。また、速度しきい値ωｓは、例えば、トルク変動が大きくなり易い矩形波制御を行った際に、電動機４の振動が許容範囲内に収まるような回転速度ωの下限値付近に設定すると好適である。そして、強め界磁終了制御部５は、電動機４又は制御装置２の動作状態が強め界磁終了条件を満たす場合には、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄをゼロとする指令を積分器３２へ出力する。これにより、積分器３２が出力するｄ軸電流調整指令値ΔＩｄをゼロとし、変調率偏差Δｍをゼロ（波形切替しきい値）未満とする（Δｍ＜０）。これに伴い、強め界磁制御及び矩形波制御が終了されて最大トルク制御及びＰＷＭ制御が実行される。強め界磁終了制御部５は、上記強め界磁終了条件（ａ）〜（ｃ）の全てが満たされなくなったときには、強め界磁制御を強制的に終了する制御を停止する。これにより、積分器３２が調整値ｙを積分してｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出する制御が再開される。

また本実施形態では、上記のとおり、強め界磁制御を開始する条件である強め界磁開始条件は、以下の（ｄ）の条件を満たすこととしている。
（ｄ）変調率偏差Δｍ≧強め界磁しきい値Δｍｓ
そして、制御装置２は、強め界磁開始条件（ｄ）を満たしたときに強め界磁制御及び矩形波制御を行う第三制御モードの実行を開始し、強め界磁終了条件（ａ）〜（ｃ）を満たしたときに強め界磁制御及び矩形波制御を行う第三制御モードの実行を終了する。従って、本実施形態においては、これらの強め界磁終了条件及び強め界磁開始条件を合わせた条件が、本発明における矩形波制御許可条件に相当する。

以上より、本実施形態における各制御モード間の境界は、以下のように規定されている。図３に示すように、第三制御モードと第二制御モードとの境界は、曲線Ｌ１により規定されている。曲線Ｌ１は、上記のとおり、最大トルク制御中における変調率ｍが最大変調率ｍ＝０．７８となる電動機４の回転速度ω及びトルクにより定まる線である。この曲線Ｌ１は、第一制御モードと第二制御モードとの境界も規定している。第三制御モードと第一制御モードとの境界は、曲線Ｌ２とトルクしきい値ＴＭｓと速度しきい値ωｓとにより規定される。ここで、曲線Ｌ２は、最大トルク制御中における変調率ｍが前記最大変調率より低い変調率ｍに設定された、強め界磁しきい値Δｍｓ（本例ではΔｍ＝−０．０７）に対応する変調率ｍ（本例ではｍ＝０．７１）となる電動機４の回転速度ω及びトルクにより定まる線である。すなわち、制御装置２は、第三制御モードを、変調率ｍが「０．７１」以上「０．７８」未満（０．７１≦ｍ＜０．７８）であって、且つ、回転速度ωが速度しきい値ωｓ以上（ω≧ωｓ）であって、且つ、目標トルクＴＭがトルクしきい値ＴＭｓ以下（ＴＭ≦ＴＭｓ）である場合に実行する。また、制御装置２は、第二制御モードを、変調率ｍが最大変調率ｍ＝０．７８以上となった場合に実行する。そして、制御装置２は、これらの場合以外に、第一制御モードを実行する。車両の駆動力源として用いられる電動機４では、変調率ｍが最大変調率ｍ＝０．７８より低くＰＷＭ制御及び最大トルク制御を行う領域の使用頻度が高い。本実施形態に係る制御装置２によれば、このような使用頻度が高い領域において強め界磁制御と共に矩形波制御を行うことができる（第三制御モードの領域Ａ３）。従って、電動機４の実用上の効率を大幅に高めることができる。

３．制御装置の動作
次に、制御装置２の各部の動作について、図７〜図９を用いて詳細に説明する。図７は、本実施形態に係る制御装置２の各部の動作の流れを示すフローチャートである。

図７に示すように、制御装置２は、まず、変調率導出部２９により変調率ｍを導出する（ステップ＃０１）。次に、減算器３０により、変調率ｍから当該変調率ｍの最大値である「０．７８」を減算した変調率偏差Δｍ（＝ｍ−０．７８）を導出する（ステップ＃０２）。その後、制御装置２は、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロより大きい（ΔＩｄ＞０）か否かを判定する（ステップ＃０３）。この判定は、そのときに制御装置２が強め界磁制御中であるか否かを判定するものである。ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロ以下（ΔＩｄ≦０）である場合には（ステップ＃０３：Ｎｏ）、制御装置２が最大トルク制御中又は弱め界磁制御中であると判定できる。そこで次に、変調率偏差Δｍがゼロ未満（Δｍ＜０）であるか否かを判定する（ステップ＃０４）。この判定は、変調率偏差Δｍが波形切替しきい値未満であるか否かを判定するものである。変調率偏差Δｍがゼロ以上（Δｍ≧０）である場合には（ステップ＃０４：Ｎｏ）、処理はステップ＃０６へ進み、当該変調率偏差Δｍに基づいて積分入力調整部３１から出力されるゼロ以下の調整値ｙ（図６参照）を積分器３２により積分し、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃０６）。これにより、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは負方向、すなわち電動機４の界磁磁束を弱める方向に変化する。このとき、最大トルク制御中であれば弱め界磁制御が開始され、弱め界磁制御中であれば弱め界磁の程度が増大する。

変調率偏差Δｍがゼロ未満（Δｍ＜０）である場合には（ステップ＃０４：Ｙｅｓ）、次に、変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ以上（Δｍ≧Δｍｓ）であるか否かを判定する（ステップ＃０５）。変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ未満（Δｍ＜Δｍｓ）である場合には（ステップ＃０５：Ｎｏ）、積分入力調整部３１により調整値ｙとしてゼロが出力される（図６参照）。従って、積分器３２による調整値ｙの積分は行わず、処理はステップ＃１１へ進む。よって、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは変化しない。このとき、最大トルク制御中であれば当該最大トルク制御が継続され、弱め界磁制御中であれば当該弱め界磁制御が継続される。変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ以上（Δｍ≧Δｍｓ）である場合には（ステップ＃０５：Ｙｅｓ）、積分入力調整部３１により調整値ｙとして正の値が出力される（図６参照）。そこで、積分器３２により正の調整値ｙを積分し、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃０６）。これにより、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは正方向、すなわち電動機４の界磁磁束を強める方向に変化する。このとき、最大トルク制御中であれば強め界磁制御が開始され、弱め界磁制御中であれば弱め界磁の程度が減少し或いは強め界磁制御に移行する。

一方、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄがゼロより大きい（ΔＩｄ＞０）場合には（ステップ＃０３：Ｙｅｓ）、制御装置２が強め界磁制御中であると判定できる。そこで次に、強め界磁終了制御部５により、強め界磁終了条件を判定する。具体的には、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが終了しきい値ΔＩｄｓ以上（ΔＩｄ≧ΔＩｄｓ）であるか否か（ステップ＃０７）、目標トルクＴＭがトルクしきい値ＴＭｓより大きい（ＴＭ＞ＴＭｓ）か否か（ステップ＃０８）、及び回転速度ωが速度しきい値ωｓ未満（ω＜ωｓ）であるか否か（ステップ＃０９）を判定する。これらいずれかの条件を満たす場合（ステップ＃０７：Ｙｅｓ、ステップ＃０８：Ｙｅｓ、又はステップ＃０９：Ｙｅｓ）には、強め界磁制御を終了するために、強め界磁終了制御部５によりｄ軸電流調整指令値ΔＩｄをゼロにする（ステップ＃１０）。これにより、強め界磁制御が終了し、最大トルク制御が実行される。上記のいずれの条件も満たさない場合（ステップ＃０７：Ｎｏ、ステップ＃０８：Ｎｏ、及びステップ＃０９：Ｎｏ）には、強め界磁制御を継続することとし、処理はステップ＃０６へ進む。従って、変調率偏差Δｍに応じて積分入力調整部３１により出力された調整値ｙを積分器３２により積分し、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃０６）。これにより、強め界磁制御中も、変調率偏差Δｍに応じてｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが適切に調整される。この際、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが負方向に変化して強め界磁制御から弱め界磁制御へ移行することもある。

その後、ｄ軸電流指令値導出部２１により導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂと積分器３２により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとを加算してｄ軸電流指令値Ｉｄを導出する（ステップ＃１１）。また、ｑ軸電流指令値導出部２２によりｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する（ステップ＃１２）。そして、これらのｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑに基づいて、電流制御部２４により交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを導出する（ステップ＃１３）。以上で処理を終了する。

次に、図７に示すフローチャートに従う制御装置２の動作の具体例について、図８及び図９を用いて説明する。図８は、図３の線Ｌｔに沿って回転速度ωを一定としたまま目標トルクＴＭをゼロから最大トルクＴＭｍａｘまでの間で変化させた際のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの変化の一例を示す図であり、（ａ）は時間軸に沿った目標トルクＴＭの変化の一例、（ｂ）はそのときのｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの変化を示している。図９は、図３の線Ｌωに沿って目標トルクＴＭを一定としたまま回転速度ωをゼロから「ω２」までの間で変化させた際のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの変化の一例を示す図であり、（ａ）は時間軸に沿った回転速度ωの変化の一例、（ｂ）はそのときのｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの変化を示している。

まず、図８に基づいて目標トルクＴＭを変化させた場合の例について説明する。図８（ａ）に示すように、本例では、目標トルクＴＭは、ゼロから次第に上昇し、「ＴＭ２」で一定の状態が時刻ｔ１２〜ｔ１３の間維持された後、更に上昇して最大トルクＴＭｍａｘとなる。そして、最大トルクＴＭｍａｘの状態が一定時間維持された後、目標トルクＴＭは次第に低下し、「ＴＭ２」で一定の状態が時刻ｔ１６〜ｔ１７の間維持された後、更に低下してゼロとなる。ここで、目標トルクＴＭが「ＴＭ１」となったときには、図３に示すように、目標トルクＴＭ及び回転速度ωにより規定される電動機４の動作点が領域Ａ３の境界を構成する曲線Ｌ２上となる。上記のとおり、曲線Ｌ２は変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓとなる線に対応している。従って、目標トルクＴＭがゼロから次第に上昇し、時刻ｔ１１以後の目標トルクＴＭが「ＴＭ１」以上となったときには、変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ以上となり（ステップ＃０５：Ｙｅｓ）、積分入力調整部３１から正の調整値ｙが出力され（図６参照）、積分器３２により導出されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが急激に上昇する。その後、時刻ｔ１２までの間は目標トルクＴＭが上昇するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に低下する。時刻ｔ１２〜ｔ１３において目標トルクＴＭが「ＴＭ２」で一定となっている間はｄ軸電流調整指令値ΔＩｄも一定となる。時刻ｔ１３からは、目標トルクＴＭが上昇するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に低下する。そして、時刻ｔ１３において目標トルクＴＭがトルクしきい値ＴＭｓとなったときに（ステップ＃０８：Ｙｅｓ）、図３に示すように、電動機４の動作点が領域Ａ３の外になる。従って、強め界磁終了制御部５により強め界磁制御が終了され、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは急激に低下してゼロとなる（ステップ＃１０）。目標トルクＴＭがトルクしきい値ＴＭｓ以上の状態では、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄはゼロに維持される。

一方、目標トルクＴＭが最大トルクＴＭｍａｘから次第に低下し、時刻ｔ１５において目標トルクＴＭがトルクしきい値ＴＭｓ以下となったときには、強め界磁終了制御部５により強め界磁制御を強制的に終了する制御が停止され、強め界磁制御が再開される。従って、積分入力調整部３１から出力された正の調整値ｙが積分器３２により積分される制御が再開され、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが急激に上昇する。その後、時刻ｔ１６までの間は目標トルクＴＭが低下するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に上昇する。時刻ｔ１６〜ｔ１７において目標トルクＴＭが「ＴＭ２」で一定となっている間はｄ軸電流調整指令値ΔＩｄも一定となる。時刻ｔ１７からは、目標トルクＴＭが低下するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に上昇する。そして、時刻ｔ１８においてｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが終了しきい値ΔＩｄｓとなったときに（ステップ＃０７：Ｙｅｓ）、強め界磁終了制御部５により強め界磁制御が強制的に終了されるため、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは急激に低下してゼロとなる（ステップ＃１０）。その後、目標トルクＴＭは領域Ａ３の境界を構成する曲線Ｌ２に対応する「ＴＭ１」以下となっており、変調率偏差Δｍが強め界磁しきい値Δｍｓ未満であるので（ステップ＃０５：Ｎｏ）、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄはゼロに維持される。

次に、図９に基づいて回転速度ωを変化させた場合の例について説明する。図９（ａ）に示すように、本例では、回転速度ωは、ゼロから次第に上昇して「ω２」となり、「ω２」で一定の状態が時刻ｔ２３〜ｔ２４の間維持された後、次第に低下してゼロとなる。ここで、回転速度ωがゼロから次第に上昇し、時刻ｔ２１において回転速度ωが速度しきい値ωｓ以上となったときには（ステップ＃０９：Ｎｏ）、図３に示すように、電動機４の動作点が領域Ａ３内となる。従って、積分入力調整部３１から出力された正の調整値ｙが積分器３２により積分される制御が開始され、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが急激に上昇する。その後、時刻ｔ２２まで、回転速度ωが上昇するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に低下する。このとき、制御装置２は、強め界磁制御を行いながら、強め界磁電流（正のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ）を次第に減少させる。ここで、回転速度ωが「ω１」となったときには、図３に示すように、電動機４の動作点が領域Ａ３の境界を構成する曲線Ｌ１上となる。上記のとおり、曲線Ｌ１は変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）となる線に対応している。従って、時刻ｔ２２以後の回転速度ωが「ω１」以上となったときには、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）以上となり（ステップ＃０４：Ｎｏ）、積分入力調整部３１から負の調整値ｙが出力され（図６参照）、積分器３２により導出されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが負の値となる。これにより弱め界磁制御が実行される。その後、時刻ｔ２３まで、回転速度ωが上昇するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に低下する。このとき、制御装置２は、弱め界磁制御を行いながら、弱め界磁電流（負のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ）を次第に増加させる。時刻ｔ２３〜ｔ２４において回転速度ωが「ω２」で一定となっている間はｄ軸電流調整指令値ΔＩｄも一定となる。

一方、回転速度ωが「ω２」から次第に低下する際には、時刻ｔ２５まで、回転速度ωが低下するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に上昇する。このとき、制御装置２は、弱め界磁制御を行いながら、弱め界磁電流（負のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ）を次第に減少させる。そして、時刻ｔ２５以後の回転速度ωが「ω１」未満となったときには、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）未満となり（ステップ＃０４：Ｙｅｓ）、積分入力調整部３１から正の調整値ｙが出力され（図６参照）、積分器３２により導出されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが正の値となる。これにより強め界磁制御が実行される。その後、時刻ｔ２６まで、回転速度ωが上昇するのに伴ってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは次第に上昇する。このとき、制御装置２は、強め界磁制御を行いながら、強め界磁電流（正のｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ）を次第に増加させる。そして、時刻ｔ２６において回転速度ωが速度しきい値ωｓ未満となったときには（ステップ＃０９：Ｙｅｓ）、図３に示すように、電動機４の動作点が領域Ａ３の外になる。従って、強め界磁終了制御部５により強め界磁制御が終了され、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは急激に低下してゼロとなる（ステップ＃１０）。回転速度ωが速度しきい値ωｓ未満の状態では、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄはゼロに維持される。

以上より、本実施形態に係る構成によれば、図３に示すように、変調率偏差Δｍがゼロ（波形切替しきい値）未満、すなわち変調率ｍが「０．７８」未満であって、通常であれば第一制御モード（領域Ａ１）に従ってＰＷＭ制御を行う領域においても、上述した矩形波制御許可条件を満たす場合には第三制御モード（領域Ａ３）に従って矩形波制御が行われることになる。これにより、従来に比べて矩形波制御が行われる電動機の動作点の領域（運転領域）を広げることができる。従って、矩形波制御を行うことによるスイッチング損失の低減の効果を、より広い領域で得ることが可能となる。また、このような矩形波制御を行うに際して、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを正方向に変化させて電動機４の界磁磁束を強める強め界磁制御を行うため、変調率ｍが「０．７８」に固定される矩形波制御中にも、必要な目標トルクＴＭ及び回転速度ωを電動機４に出力させることができる。更に、矩形波制御許可条件として、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの値、目標トルクＴＭ、及び回転速度ωに関する条件を設定し、第三制御モードによる矩形波制御及び強め界磁制御を行う範囲を適切に規定しているので、強め界磁の程度が大きくなることによる効率低下が拡大することが抑制されるとともに、電動機４の動作状態も適切な状態に維持される。従って、インバータ６におけるスイッチング損失を低減して電動機駆動装置１及び制御装置２の効率を高めることができる構成となっている。

４．その他の実施形態
（１）上記の実施形態では、変調率偏差Δｍを電圧指標として用いる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。従って変調率ｍを電圧指標として用いる構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、波形切替しきい値は「０．７８」となり、強め界磁しきい値Δｍｓは、例えば「０．７１」となる。また、変調率偏差Δｍに代えて直流電圧Ｖｄｃと比較可能な値に換算した交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとの偏差である電圧偏差を導出する構成とし、当該電圧偏差を電圧指標として用いる構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。

（２）上記の実施形態では、強め界磁終了制御部５において、（ｂ）目標トルクＴＭ＞トルクしきい値ＴＭｓ、及び（ｃ）回転速度ω＜速度しきい値ωｓの条件を判定する構成、すなわち、これら（ｂ）及び（ｃ）の条件を強め界磁終了条件として判定する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、これら（ｂ）及び（ｃ）の条件の一方又は双方を強め界磁制御を開始する条件である強め界磁開始条件として判定する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、制御装置２は、例えば図２において、目標トルクＴＭ及び回転速度ωに応じて積分入力調整部３１からの調整値ｙの出力を規制する制御を行う強め界磁開始制御部を備える構成とすることが可能である。また、これら（ｂ）及び（ｃ）の条件の一方又は双方を強め界磁制御の開始条件又は終了条件として用いない構成とすることも可能である。

（３）上記の実施形態では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを交流電圧指令値とする場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、電動機４が必要とする交流電圧を表す指令値であって、直流電圧Ｖｄｃとの比較が可能なものであれば、他の値を交流電圧指令値として用いることが可能である。従って、例えば、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗを交流電圧指令値として変調率ｍの導出等に用いる構成とすることも可能である。

（４）上記の実施形態では、電動機駆動装置１が直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃをインバータ６へ供給する構成である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、直流電源３からの電源電圧を変換して所望値のシステム電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ等の電圧変換部を備え、当該電圧変換部により生成されたシステム電圧を直流交流変換部としてのインバータ６に供給する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合において、電圧変換部は、電源電圧を昇圧する昇圧コンバータとすることができる他、電源電圧を降圧する降圧コンバータとし、或いは電源電圧の昇圧及び降圧の双方を行う昇降圧コンバータとすることもできる。

（５）上記の実施形態では、交流電動機４が三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、例えば、交流電動機４として、表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ）を用いることができ、或いは、同期電動機以外にも、例えば、誘導電動機等を用いることもできる。また、このような交流電動機に供給する交流として、三相以外の単相、二相、又は四相以上の多相交流を用いることができる。

（６）上記の実施形態では、電動機４が電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる場合を例として説明した。しかし、本実施形態に係る電動機４の用途はこれに限定されるものではなく、あらゆる用途の電動機について、本発明を適用することが可能である。

本発明は、交流電動機を駆動するための電動機駆動装置の制御を行う制御装置に好適に利用可能である。

１：電動機駆動装置
２：制御装置
４：交流電動機
６：インバータ（直流交流変換部）
７：交流電圧指令決定部
８：界磁調整部
９：ＰＷＭパルス生成部（電圧波形制御部）
Ｖｄｃ：直流電圧
ＴＭ：目標トルク
ω：回転速度
Ｖｄ：ｄ軸電圧指令値（交流電圧指令値）
Ｖｑ：ｑ軸電圧指令値（交流電圧指令値）
Δｍ：変調率偏差（電圧指標）
ΔＩｄ：ｄ軸電流調整指令値（界磁調整指令値）
ΔＩｄｓ：終了しきい値
Δｍｓ：強め界磁しきい値
ＴＭｓ：トルクしきい値
ωｓ：速度しきい値

Claims (8)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置であって、
   前記交流電動機の目標トルク及び前記交流電動機の回転速度に基づいて、前記直流交流変換部から前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定する交流電圧指令決定部と、
   前記直流電圧に対する前記交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標に基づいて、前記交流電動機の界磁磁束を調整するための界磁調整指令値を決定する界磁調整部と、
   前記電圧指標が所定の波形切替しきい値未満である場合には前記直流交流変換部にパルス幅変調制御を行わせ、前記電圧指標が前記波形切替しきい値以上である場合には前記直流交流変換部に矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行わせる電圧波形制御部と、を備え、
   前記電圧指標が前記波形切替しきい値未満である場合にも、所定の矩形波制御許可条件を満たす場合には、前記電圧波形制御部は、前記直流交流変換部に前記矩形波制御を行わせ、前記界磁調整部は、前記交流電動機の界磁磁束を強める強め界磁制御を行うように前記界磁調整指令値を決定する電動機駆動装置の制御装置。
2. 前記界磁調整部は、前記強め界磁制御を行う際に、前記電圧指標が前記波形切替しきい値になるように前記界磁調整指令値を決定する請求項１に記載の電動機駆動装置の制御装置。
3. 前記界磁調整部は、前記電圧指標が前記波形切替しきい値未満であって所定の矩形波制御許可条件を満たす場合に、前記強め界磁制御を行うように前記界磁調整指令値を決定することで前記電圧指標を前記波形切替しきい値とし、それにより前記電圧波形制御部は、前記直流交流変換部に前記矩形波制御を行わせる請求項１又は２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
4. 前記界磁調整指令値が前記交流電動機の界磁磁束を強める方向に所定の終了しきい値以上となった場合には、前記強め界磁制御を終了するように前記界磁調整指令値を決定することで前記電圧指標を前記波形切替しきい値未満とし、前記電圧波形制御部により前記直流交流変換部に前記パルス幅変調制御を行わせる請求項３に記載の電動機駆動装置の制御装置。
5. 前記矩形波制御許可条件は、前記電圧指標が前記波形切替しきい値未満に設定された強め界磁しきい値以上であることを条件として含む請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
6. 前記交流電動機の目標トルクが所定のトルクしきい値未満であること、及び前記交流電動機の回転速度が所定の速度しきい値以上であることの一方又は双方の条件を満たす場合に、前記界磁調整部は、前記強め界磁制御を行うように前記界磁調整指令値を決定する請求項１から５のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
7. 前記波形切替しきい値は、前記直流電圧によって出力し得る最大の前記交流電圧の値に前記交流電圧指令値が一致したときの前記電圧指標の値に設定されている請求項１から６のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
8. 前記界磁調整部は、前記電圧指標が前記波形切替しきい値より大きい場合には前記交流電動機の界磁磁束を弱める方向に前記界磁調整指令値を変更し、前記電圧指標が前記波形切替しきい値より小さい場合には前記交流電動機の界磁磁束を強める方向に前記界磁調整指令値を変更する請求項７に記載の電動機駆動装置の制御装置。

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