JP2004072954A - モーター制御装置および方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】モーターの運転効率を向上させる。
【解決手段】交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動する矩形波電圧駆動と、交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するＰＷＭ波電圧駆動とを可能とし、トルクと速度とにより交流モーターの運転領域を、高速応答を得るためにＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、ＰＷＭ波電圧駆動と矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令τｒとモーター速度ωｍに応じて矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動とを切り換える際に、矩形波電圧駆動の場合とＰＷＭ波電圧駆動の場合のモーター制御系の損失マップを有し、中間領域Ｂにおいて交流モーターを運転する場合には、矩形波電圧駆動とＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方を選択する。
【選択図】 図６
【解決手段】交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動する矩形波電圧駆動と、交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するＰＷＭ波電圧駆動とを可能とし、トルクと速度とにより交流モーターの運転領域を、高速応答を得るためにＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、ＰＷＭ波電圧駆動と矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令τｒとモーター速度ωｍに応じて矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動とを切り換える際に、矩形波電圧駆動の場合とＰＷＭ波電圧駆動の場合のモーター制御系の損失マップを有し、中間領域Ｂにおいて交流モーターを運転する場合には、矩形波電圧駆動とＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方を選択する。
【選択図】 図６
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーター制御装置および方法に関し、特に、モーターの運転性能を改善するものである。
【０００２】
【従来の技術】
インバーターによりバッテリーの直流電力を交流電力に変換して３相交流モーターに印加し、モーターを駆動するモーター制御装置が知られている（例えば特開２０００−３５８３９３号公報参照）。この装置では、モーターに矩形波の駆動電圧を印加して駆動する矩形波制御と、モーターにＰＷＭ波形の駆動電圧を印加して駆動するＰＷＭ制御とを可能とし、モーターのトルク指令値に応じた３相交流電圧の指令値を算出し、その交流電圧指令値がＰＷＭ波形を生成する搬送波の振幅の１／２より大きいときは矩形波制御を行い、交流電圧指令値が搬送波の振幅の１／２以下のときはＰＷＭ制御を行っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のモーター制御装置では、モーターに印加する電圧指令値を所定値（ＰＷＭ波生成用搬送波の振幅の１／２）と比較し、その大小関係のみにより矩形波制御とＰＷＭ制御を切り換えているので、モーターの運転効率が良好なものではなかった。
【０００４】
本発明の目的は、モーターの運転効率が向上するように矩形波電圧駆動とＰＷＭ波電圧駆動とを切り換えるモーター制御装置および方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動する矩形波電圧駆動と、交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するＰＷＭ波電圧駆動とを可能とし、トルクと速度とにより交流モーターの運転領域を、高速応答を得るためにＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、ＰＷＭ波電圧駆動と矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令値とモーター速度検出値に応じて矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動とを切り換える際に、矩形波電圧駆動の場合とＰＷＭ波電圧駆動の場合のモーター制御系の損失マップを有し、中間領域Ｂにおいて交流モーターを運転する場合には、矩形波電圧駆動とＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方を選択する。
【０００６】
【発明の効果】
本発明によれば、モーターの運転効率を向上させることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は一実施の形態の構成を示す。一実施の形態の電気自動車の駆動制御装置は、バッテリー１の直流電力を交流電力に変換してモーター２へ供給するインバーター３と、トルク指令τｒとモーター２の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび回転信号に基づいてインバーター３を制御するモーターコントローラー４とを備えている。なお、この一実施の形態ではモーター２に３相同期モーターを用いた例を示すが、モーター２は３相同期モーターに限定されず、例えば３相誘導モーターなどを用いることができる。インバーター３は、モーターコントローラー４からのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、ＰｗにしたがってＩＧＢＴなどの電力変換素子によりスイッチングを行い、バッテリー１の直流電力を交流電力に変換する。
【０００８】
モーターコントローラー４は、マイクロコンピューターとＡ／Ｄコンバーターやメモリなどの周辺部品を備え、マイクロコンピューターのソフトウエア形態やハードウエアデバイスにより後述する複数の制御ブロックを構成する。モーターコントローラー４は、電気角１８０度通電の矩形波電圧をモーター２へ印加して駆動制御する矩形波制御系と、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形電圧をモーター２へ印加して駆動制御するＰＷＭ制御系とを備え、トルク指令τｒとモーター２の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび速度ωｍに基づいて矩形波制御とＰＷＭ制御とを切り換える。
【０００９】
矩形波制御系は、電圧位相演算部５、スイッチ選択部６および磁極位置／モーター速度検出部８を備えている。電圧位相演算部５は、トルク指令値τｒとモーター速度ωｍに対して予め設定されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊のテーブルを記憶しており、このｄｑ軸電流指令値テーブルから現在のトルク指令値τｒとモーター速度ωｍに対応するｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を表引き演算する。そして、このｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて次の方法により電圧位相γを算出する。
【００１０】
モーター２の磁極位置θの方向であるｄ軸に対して電気的に直交するｑ軸方向に、逆起電力ωｍφ（φは磁石の磁束）が発生する。この逆起電力ωｍφを補償する電圧と、ｄ軸電流ｉｄによる電圧成分ωｍＬｄｉｄ（Ｌｄはｄ軸インダクダンス）との和が、ｑ軸方向に印加する電圧となる。一方、ｄ軸方向についてはｑ軸電流ｉｑによる電圧成分ωｍＬｑｉｑ（Ｌｑはｑ軸インダクダンス）が印加電圧になる。したがって、図２に示すように、それらのベクトル和が電圧指令ベクトルＶｒであり、ｄ軸から見たＶｒの位相がγである。電圧位相演算部５は図２に示すベクトル演算を行って電圧位相γを算出する。
【００１１】
スイッチ選択部６は、電圧位相γとモーター磁極位置θとに基づいてＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを決定する。インバーター３はこれらのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗに応じた電圧を生成し、３相同期モーター２へ印加する。
【００１２】
スイッチ選択部６によるスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗの生成方法を図２〜図５により説明する。図２において、電圧指令ベクトルＶｒの位相はα軸を基準とする静止座標系から見ると、モーター２の磁極位置θと電圧位相γとの和であるθｖである。１８０度通電の矩形波制御を行うためには、図３に示すように、電気角６０度ごとに異なるスイッチングパターンを有する６つの区間、つまり区間１〜区間６に分ける。
【００１３】
図４に各区間ごとのスイッチングパターンを示す。例えば、電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖが−３０度〜３０度の範囲であれば区間１となり、Ｕ相が正電圧に、Ｖ相、Ｗ相が負電圧になるようにスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを与える。図２に示す電圧指令ベクトルＶｒは、図３に示す区間分けから明らかなように区間３の範囲に入っている。したがって、図４に示す区間３のスイッチングパターン、すなわちＶ相が正電圧に、Ｕ相、Ｗ相が負電圧になるようにスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを出力する。
【００１４】
図５はスイッチ選択部６の処理を示すフローチャートである。ステップ１０１において、モーター２の磁極位置θと電圧位相γとの和により電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖを求める。続くステップ１０２では、電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖが図４に示す６区間の内のどの区間に入るかを判定する。更にステップ１０３で、図４に示すテーブルから電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖが含まれる区間のスイッチングパターンを選択し、このスイッチングパターンのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを生成してインバーター２へ出力する。
【００１５】
磁極位置／モーター速度検出部８は、モーター２の出力軸に連結したレゾルバー９の出力信号に基づいてモーター２の磁極位置θと速度ωｍを検出する。なお、この一実施の形態ではモーター２の回転を検出するセンサーとしてレゾルバーを用いた例を示すが、モーター回転センサーはレゾルバーに限定されず、例えばエンコーダーやパルス発生器を用いてもよい。また、この磁極位置／モーター速度検出部８は矩形波制御系とＰＷＭ制御系とで共用とする。
【００１６】
次に、ＰＷＭ制御系について説明する。ＰＷＭ制御系は、高効率電流テーブル１０、電流制御部１１、２相３相変換部１２、３相２相変換部１３、ＰＷＭ変換部１７および磁極位置モーター速度検出部８を備えている。
【００１７】
高効率電流テーブル１０は、トルク指令τｒとモーター速度ωｍに対して予め設定された高効率電流テーブルを備えており、この高効率電流テーブルから現在のトルク指令値τｒとモーター速度ωｍに対応するｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を算出する。電流制御部１１は、ｄｑ軸実電流ｉｄ、ｉｑをｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に一致させるためのｄｑ軸の電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を、次式に示すＰＩ制御により演算する。
【数１】
ｖｄ＊＝Ｋｐｄ（ｉｄ＊−ｉｄ）＋Ｋｉｄ∫（ｉｄ＊−ｉｄ）ｄｔ，
ｖｑ＊＝Ｋｐｑ（ｉｑ＊−ｉｑ）＋Ｋｉｑ∫（ｉｑ＊−ｉｑ）ｄｔ
数式１において、Ｋｐｄ、Ｋｐｑはｄｑ軸電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｄ、Ｋｉｑはｄｑ軸電流制御の積分ゲインである。
【００１８】
２相３相変換部１２は、モーター２の磁極位置θに基づいてｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。３相２相変換部１３は、モーター２の磁極位置θに基づいて、電流センサー１４、１５、１６により検出した３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸実電流ｉｄ、ｉｑに変換する。ＰＷＭ変換部１７は、３相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を１０ｋＨｚ程度の搬送波（一般に三角波）と比較し、スイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを生成する。
【００１９】
次に、矩形波制御とＰＷＭ制御との切り換え動作を説明する。制御切換部１８は、矩形波制御系の入力部に設置したスイッチＳＷ１および出力部に設置したスイッチＳＷ２と、ＰＷＭ制御系の入力部に設置したスイッチＳＷ３および出力部に設置したスイッチＳＷ４とを制御して、矩形波制御とＰＷＭ制御とを切り換える。
【００２０】
図６は、トルク指令τｒとモーター速度ωｍの二次元平面上における矩形波制御領域とＰＷＭ制御領域とを示す。領域ＡはＰＷＭ制御のみを行う領域であり、領域Ｃは矩形波制御のみを行う領域である。
【００２１】
一般に、矩形波電圧による制御は、ＰＷＭ波電圧による制御に比べて電圧利用率の点で優れており、高出力が得られるが、トルク指令τｒやモーター速度ωｍが急変する過渡変化時には、ＰＷＭ波電圧による制御に比べて応答性が悪い。領域Ａは、トルク指令τｒとモーター速度ωｍが領域Ｃにおけるそれらよりも小さく、モーター出力Ｐ（∝τｒ・ωｍ）は最高出力Ｐｍａｘよりも低い状態で運転されるから、高出力を得るための矩形波制御よりも応答性が良いＰＷＭ制御を行う方が望ましい。逆に、領域Ｃは、トルク指令τｒとモーター速度ωｍが領域Ａにおけるそれらよりも大きく、モーター出力Ｐ（∝τｒ・ωｍ）は最高出力Ｐｍａｘに近い状態で運転されるから、応答性が良いＰＷＭ制御よりも高出力を得るための矩形波制御を行う方が望ましい。したがって、トルク指令τｒとモーター速度ωｍに基づいて現在のモーター２の運転領域を判断し、制御の切り換えを行う。
【００２２】
一方、領域Ｂは、矩形波制御とＰＷＭ制御のどちらも実行可能な領域であり、どちらかを選択する。この領域Ｂでは、損失の少ない、すなわち運転効率の高い制御方式を選択する。これにより、電気自動車の１充電当たりの走行距離を伸ばすことができる。しかし、上述したように、矩形波制御におけるモータートルクやモーター電流の応答はＰＷＭ制御の応答に比べて遅いため、急な外乱トルクやトルク指令の変化があった場合など、制御の速い応答が求められる場合には、たとえ運転効率が低くなったとしても速い応答性を示すＰＷＭ制御を選択し、制御の安定化を図る。
【００２３】
図７は、一実施の形態の制御切換部１８における制御切換動作を示すフローチャートである。ステップ２０１において、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に基づいて図６に示す運転領域Ａ、Ｂ、Ｃの中からいずれかを選択する。ステップ２０２で、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）が運転領域Ｃ内にあるか否かを確認し、運転領域Ｃ内にある場合はステップ２１０へ進み、そうでなければステップ２０３へ進む。
【００２４】
運転領域Ｃ内にない場合には、ステップ２０３で現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍが運転領域Ａ内にあるか否かを確認し、運転領域Ａ内にある場合はステップ２１４へ進み、そうでなければステップ２０４へ進む。現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍが運転領域Ａ内にある場合は、ステップ２１４でＰＷＭ制御を選択する。このＰＷＭ制御の選択動作については後述する。
【００２５】
現在のトルク指令値τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍとで決まるモーター２の運転点が領域Ａ内になく、かつまた領域Ｃ内にもない場合には、ステップ２０４で、トルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に基づいて矩形波制御を行った場合の損失ＬｋとＰＷＭ制御を行った場合の損失Ｌｐを演算する。
【００２６】
ここで、矩形波制御による損失ＬｋとＰＷＭ制御による損失Ｌｐについて考察する。インバーター３の電力変換素子がスイッチング動作するときの損失は、スイッチング回数、すなわちオンとオフを繰り返す回数が多いＰＷＭ制御による損失Ｌｐの方が、矩形波制御による損失Ｌｋよりも大きい。ところが、電力変換素子のオン抵抗損失、すなわち電力変換素子が導通状態にあるときの損失は、導通している期間が長い矩形波制御による損失Ｌｋの方がＰＷＭ制御による損失Ｌｐよりも大きい。一方、モーター損失を考えると、ＰＷＭ制御ではモーター２に正弦波に近い駆動電圧が印加されるのに対し、矩形波制御ではモーター２に矩形波が印加されので、矩形波制御によるモーター損失はＰＷＭ制御によるモーター損失よりも大きい。
【００２７】
これらを総合的に判断すると、矩形波制御による損失Ｌｋの方がＰＷＭ制御による損失Ｌｐよりも小さくなる傾向を示すが、使用する電力変換素子やモーターの種類によって損失が変化するため、領域Ｃにおいては一概にどちらがよいということはできない。したがって、この一実施の形態では机上の演算や実験により種々の条件に応じた矩形波制御とＰＷＭ制御による損失を求め、マップ化してモーターコントローラー４に内蔵されるメモリ（不図示）に記憶しておき、必要に応じてこのマップテーブルを参照する。
【００２８】
図８はＰＷＭ制御と矩形波制御による損失マップの一例を示す。この損失マップ例では、縦列にトルク指令τｒ（τ０〜τｍａｘ）を、横行にモーター回転速度ωｍ（ω０〜ωｍａｘ）をそれぞれ配列し、各欄に損失データを記録したＰＷＭ制御による損失マップと矩形波制御による損失マップを示す。これらのマップデータから、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応する損失を直線補間演算により求める。
【００２９】
例えば、現在のトルク指令τｒ（ｎ）がτ７とτ８の間にあり、モーター速度ωｍ（ｎ）がω６とω７の間にある場合には、まずＰＷＭ制御による損失マップから、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）の運転点を囲む４個のデータＬｐ１１、Ｌｐ１２、Ｌｐ２１、Ｌｐ２２を読み出す。そして、トルク指令τｒによる直線補間演算を行ってトルク指令τｒ（ｎ）に対応する損失Ｌｐ１、Ｌｐ２を求める。
【数２】
Ｌｐ１＝Ｌｐ１１＋（Ｌｐ１２−Ｌｐ１１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
Ｌｐ２＝Ｌｐ２１＋（Ｌｐ２２−Ｌｐ２１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
さらに、モーター速度ωｍによる直線補間を行ってトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応するＰＷＭ制御による損失Ｌｐを求める。
【数３】
Ｌｐ＝Ｌｐ１＋（Ｌｐ２−Ｌｐ１）／（ω７−ω６）・（ωｍ（ｎ）−ω６）
【００３０】
次に、矩形波制御による損失マップから、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）の運転点を囲む４個のデータＬｋ１１、Ｌｋ１２、Ｌｋ２１、Ｌｋ２２を読み出す。そして、トルク指令τｒによる直線補間演算を行ってトルク指令τｒ（ｎ）に対応する損失Ｌｋ１、Ｌｋ２を求める。
【数４】
Ｌｋ１＝Ｌｋ１１＋（Ｌｋ１２−Ｌｋ１１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
Ｌｋ２＝Ｌｋ２１＋（Ｌｋ２２−Ｌｋ２１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
さらに、モーター速度ωｍによる直線補間を行ってトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応する矩形波制御による損失Ｌｋを求める。
【数５】
Ｌｋ＝Ｌｋ１＋（Ｌｋ２−Ｌｋ１）／（ω７−ω６）・（ωｍ（ｎ）−ω６）
【００３１】
図７のステップ２０４で、トルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応する矩形波制御の損失ＬｋとＰＷＭ制御の損失Ｌｐを演算した後、ステップ２０５へ進む。ステップ２０５では矩形波制御による損失ＬｋとＰＷＭ制御による損失Ｌｐとを比較し、矩形波制御損失ＬｋがＰＷＭ制御損失Ｌｐより小さい場合は矩形波制御を選択すべくステップ２０６へ進み、逆にＰＷＭ制御損失Ｌｐが矩形波制御損失Ｌｋより小さい場合はＰＷＭ制御を選択すべくステップ２１４へ進む。ＰＷＭ制御の選択動作については後述する。
【００３２】
矩形波制御損失ＬｋがＰＷＭ制御損失Ｌｐより小さい場合は、ステップ２０６で、トルク指令τｒの変化分絶対値Δτｒ（＝｜τｒ（ｎ）−τｒ（ｎ−１）｜）を所定値Ａと比較する。ここで、所定値Ａは、前回サンプリング時のトルク指令τｒ（ｎ−１）から今回サンプリング時のトルク指令τｒ（ｎ）への変化時に、矩形波制御で充分に速く応答できる限界の変化量である。トルク指令変化量絶対値Δτｒが所定値Ａより大きい場合は矩形波制御では応答が遅いと判断し、応答性を重視してＰＷＭ制御を選択すべくステップ２１４へ進む。一方、トルク指令τｒの変化量絶対値Δτｒが所定値Ａ以下の場合は、矩形波制御で充分に速く応答できるとして矩形波制御を選択すべくステップ２０７へ進む。
【００３３】
ステップ２０７では、ｄｑ軸電流の変化分Δｉｄ（＝｜ｉｄ（ｎ）−ｉｄ（ｎ−１）｜）、Δｉｑ＝（｜ｉｑ（ｎ）−ｉｑ（ｎ−１）｜）を検出し、これらの変化分Δｉｄ、Δｉｑをそれぞれ所定値Ｂ、Ｃと比較する。ここで、所定値ＢとＣには、ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂだけ変化したとき、またはｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃだけ変化したときに、モータートルクの変化量が上述した所定値Ａより大きくなる値を設定する。ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂより大きいか、またはｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃより大きい場合は、外乱が入ったと判断してステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を選択する。一方、ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂ以下で、かつｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃ以下の場合は、外乱の混入がないからＰＷＭ制御を選択する必要はなく、矩形波制御を選択すべくステップ２０８へ進む。
【００３４】
ステップ２０８では、モータートルク指令τｒに基づいてモーター速度ωｍの変化量Δωｍ１を予測し、このモーター速度変化量予測値Δωｍ１と実際のモーター速度ωｍの変化量Δωｍ２とを比較し、比較結果に基づいて外乱の有無を判定する。モーター速度変化量予測値Δωｍ１と実際のモーター速度ωｍの変化量Δωｍ２との速度差ΔΔωｍを次式により演算する。
【数６】
ΔΔωｍ＝｜Δωｍ１−Δωｍ２｜，
Δωｍ１＝τｒ（ｎ−１）・Δｔ／Ｊ （Δｔ：サンプリング時間、Ｊ：イナーシャ）
Δωｍ２＝ωｍ（ｎ）−ωｍ（ｎ−１）
予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄより大きい場合は、外乱侵入有りと判定してステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を選択する。一方、予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄ以下の場合は、外乱混入はないと判定し、応答性の良いＰＷＭ制御を選択する必要はないから矩形波制御を選択すべくステップ２０９へ進む。ここで、所定値Ｄには、矩形波制御で応答できる上記トルク変化量Ａに対して次の関係を満たす値を設定する。
【数７】
Ｄ≧｜（Ａ・Δｔ／Ｊ）｜
【００３５】
ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える場合は、トルクショックを防止してスムーズな切り換えを行うために、ＰＷＭ制御が安定した状態で矩形波制御へ切り換える。逆に、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り換える場合は、ＰＷＭ制御による速応性を損なわないために、瞬時にＰＷＭ制御へ切り換える。
【００３６】
ステップ２０９では、矩形波制御に移行するのに先だってＰＷＭ制御が所定時間以上行われたかどうかを確認する。具体的には、矩形波制御カウンターＣＮＴｋが０、すなわち前回が矩形波制御ではなく、かつＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐが所定値Ｅより小さい場合は、まだＰＷＭ制御が所定時間以上行われていないからそのままＰＷＭ制御を続けるためにステップ２１４へ進む。一方、矩形波制御カウンターＣＮＴｋが０でないか、またはＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐが所定値Ｅ以上の場合は、すぐに矩形波制御へ切り換えてもよいと判断してステップ２１３へ進む。ここで、所定値Ｅには、ＰＷＭ制御のトルク制御または電流制御の応答時間以上の時間を設定する。
【００３７】
現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）で決まる運転点が領域Ｃ内にある場合は、基本的には矩形波制御を行うが、外乱の有無を確認する。ステップ２１０で、ｄｑ軸電流の変化分Δｉｄ（＝｜ｉｄ（ｎ）−ｉｄ（ｎ−１）｜）、Δｉｑ＝（｜ｉｑ（ｎ）−ｉｑ（ｎ−１）｜）を検出し、これらの変化分Δｉｄ、Δｉｑをそれぞれ上述した所定値Ｂ、Ｃと比較する。ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂより大きいか、またはｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃより大きい場合は、外乱が入ったと判断してステップ２１２へ進み、外乱による過電流を防止するためにトルク指令τｒをモーター速度ωｍ（ｎ）におけるＰＷＭ制御の最大値に制限する。
【数８】
τｒ（ｎ）＝τｐｍａｘ〔ωｍ（ｎ）〕
その後、ステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を行う。
【００３８】
一方、ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂ以下で、かつｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃ以下の場合はステップ２１１へ進み、上記数式６により予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍを演算し、モーター速度から予測した外乱の有無を判定する。予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄより大きい場合は、外乱侵入有りと判定してステップ２１２へ進み、上記数式８に示すように、外乱による過電流を防止するためにトルク指令τｒをモーター速度ωｍ（ｎ）におけるＰＷＭ制御の最大値に制限する。その後、ステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を行う。
【００３９】
予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄ以下の場合は外乱混入なしと判定し、応答性の良いＰＷＭ制御を選択する必要はないから矩形波制御を選択すべくステップ２１３へ進む。
【００４０】
ステップ２１３では、図１に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ２を閉路し、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を開路して矩形波制御を選択し、実施する。そして、ＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐを０にリセットし、矩形波制御カウンターＣＮＴｋに１を設定する。
【００４１】
一方、ステップ２１４では、図１に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ２を開路し、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉路してＰＷＭ制御を選択し、実施する。そして、ＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐをインクリメントし、矩形波制御カウンターＣＮＴｋを０にリセットする。
【００４２】
上述した一実施の形態によれば、損失の少ないモーター駆動制御方式を選択することによって運転効率が向上し、電気自動車に適用した場合にはその後続距離が長くなる。
【００４３】
また、一実施の形態によれば、中間の運転領域Ｂでは矩形波制御（矩形波電圧駆動）とＰＷＭ制御（ＰＷＭ波電圧駆動）の両方を実行可能とし、トルク指令の変化量が大きいとき、あるいは外乱が侵入したときなど、速応性（高速応答）が求められるときはＰＷＭ制御を選択、実行することによって、トルク応答を低下させることがなく、運転者の違和感を防止できる上に、ＰＷＭ制御により制御の追従性が良くなるので、電流制御の応答遅れによる過電流を防止することができる。中間の運転領域Ｂにおいて速応性が求められない場合には矩形波制御を選択、実行するので、電圧利用率が高くなって高出力が得られる。
【００４４】
また、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える際に、ＰＷＭ制御が安定したことを確認してから切り換えるようにしたので、トルクショックを防止することができ、運転者が違和感を感じるようなことがない。
【００４５】
さらに、矩形波制御の運転領域Ｃにおいて外乱が侵入したときは、トルク指令をモーター速度に応じた値に制限し、トルク指令を低減してＰＷＭ制御へ切り換えるようにしたので、制御の追従性が良くなり、電流制御の応答遅れによる過電流を防止することができる。
【００４６】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、電圧位相演算部５、スイッチ選択部６、磁極位置／モーター速度検出部８およびインバーター３が矩形波電圧駆動回路を、高効率電流テーブル１０、電流制御部１１、２相３相変換部１２、ＰＷＭ変換部１７、３相２相変換部１３、磁極位置／モーター速度検出部８およびインバーター３がＰＷＭ駆動電圧回路を、レゾルバー９および磁極位置／モーター速度検出部８が速度検出回路を、制御切換部１８およびスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が切換回路を、電圧位相演算部５、スイッチ選択部６および磁極位置／モーター速度検出部８が矩形波電圧指令生成回路を、高効率電流テーブル１０、電流制御部１１、２相３相変換部１２、ＰＷＭ変換部１７および３相２相変換部１３がＰＷＭ波電圧指令生成回路を、インバーター３が電力変換回路を、制御切換部１８が外乱判定回路を、電流センサー１４〜１６および３相２相変換部１３が電流検出回路をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施の形態の構成を示す図である。
【図２】電圧・電流ベクトル図である。
【図３】電圧ベクトルとスイッチングパターン区間の関係を示す図である。
【図４】各電圧位相区間のスイッチングパターンを示す図である。
【図５】モーターの運転領域とＰＷＭ制御および矩形波制御の関係を示す図である。
【図６】トルク指令とモーター速度の二次元平面上における矩形波制御領域とＰＷＭ制御領域とを示す図である。
【図７】一実施の形態の制御切換動作を示すフローチャートである。
【図８】ＰＷＭ制御と矩形波制御による損失マップ例を示す図である。
【符号の説明】
１ バッテリー
２ モーター
３ インバーター
４ モーターコントローラー
５ 電圧位相演算部
６ スイッチ選択部
８ 磁極位置／モーター速度検出部
９ レゾルバー
１０ 高効率電流テーブル
１１ 電流制御部
１２ ２相３相変換部
１３ ３相２相変換部
１４〜１６ 電流センサー
１７ ＰＷＭ変換部
１８ 制御切換部
【発明の属する技術分野】
本発明はモーター制御装置および方法に関し、特に、モーターの運転性能を改善するものである。
【０００２】
【従来の技術】
インバーターによりバッテリーの直流電力を交流電力に変換して３相交流モーターに印加し、モーターを駆動するモーター制御装置が知られている（例えば特開２０００−３５８３９３号公報参照）。この装置では、モーターに矩形波の駆動電圧を印加して駆動する矩形波制御と、モーターにＰＷＭ波形の駆動電圧を印加して駆動するＰＷＭ制御とを可能とし、モーターのトルク指令値に応じた３相交流電圧の指令値を算出し、その交流電圧指令値がＰＷＭ波形を生成する搬送波の振幅の１／２より大きいときは矩形波制御を行い、交流電圧指令値が搬送波の振幅の１／２以下のときはＰＷＭ制御を行っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のモーター制御装置では、モーターに印加する電圧指令値を所定値（ＰＷＭ波生成用搬送波の振幅の１／２）と比較し、その大小関係のみにより矩形波制御とＰＷＭ制御を切り換えているので、モーターの運転効率が良好なものではなかった。
【０００４】
本発明の目的は、モーターの運転効率が向上するように矩形波電圧駆動とＰＷＭ波電圧駆動とを切り換えるモーター制御装置および方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動する矩形波電圧駆動と、交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するＰＷＭ波電圧駆動とを可能とし、トルクと速度とにより交流モーターの運転領域を、高速応答を得るためにＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、ＰＷＭ波電圧駆動と矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令値とモーター速度検出値に応じて矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動とを切り換える際に、矩形波電圧駆動の場合とＰＷＭ波電圧駆動の場合のモーター制御系の損失マップを有し、中間領域Ｂにおいて交流モーターを運転する場合には、矩形波電圧駆動とＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方を選択する。
【０００６】
【発明の効果】
本発明によれば、モーターの運転効率を向上させることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は一実施の形態の構成を示す。一実施の形態の電気自動車の駆動制御装置は、バッテリー１の直流電力を交流電力に変換してモーター２へ供給するインバーター３と、トルク指令τｒとモーター２の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび回転信号に基づいてインバーター３を制御するモーターコントローラー４とを備えている。なお、この一実施の形態ではモーター２に３相同期モーターを用いた例を示すが、モーター２は３相同期モーターに限定されず、例えば３相誘導モーターなどを用いることができる。インバーター３は、モーターコントローラー４からのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、ＰｗにしたがってＩＧＢＴなどの電力変換素子によりスイッチングを行い、バッテリー１の直流電力を交流電力に変換する。
【０００８】
モーターコントローラー４は、マイクロコンピューターとＡ／Ｄコンバーターやメモリなどの周辺部品を備え、マイクロコンピューターのソフトウエア形態やハードウエアデバイスにより後述する複数の制御ブロックを構成する。モーターコントローラー４は、電気角１８０度通電の矩形波電圧をモーター２へ印加して駆動制御する矩形波制御系と、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形電圧をモーター２へ印加して駆動制御するＰＷＭ制御系とを備え、トルク指令τｒとモーター２の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび速度ωｍに基づいて矩形波制御とＰＷＭ制御とを切り換える。
【０００９】
矩形波制御系は、電圧位相演算部５、スイッチ選択部６および磁極位置／モーター速度検出部８を備えている。電圧位相演算部５は、トルク指令値τｒとモーター速度ωｍに対して予め設定されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊のテーブルを記憶しており、このｄｑ軸電流指令値テーブルから現在のトルク指令値τｒとモーター速度ωｍに対応するｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を表引き演算する。そして、このｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて次の方法により電圧位相γを算出する。
【００１０】
モーター２の磁極位置θの方向であるｄ軸に対して電気的に直交するｑ軸方向に、逆起電力ωｍφ（φは磁石の磁束）が発生する。この逆起電力ωｍφを補償する電圧と、ｄ軸電流ｉｄによる電圧成分ωｍＬｄｉｄ（Ｌｄはｄ軸インダクダンス）との和が、ｑ軸方向に印加する電圧となる。一方、ｄ軸方向についてはｑ軸電流ｉｑによる電圧成分ωｍＬｑｉｑ（Ｌｑはｑ軸インダクダンス）が印加電圧になる。したがって、図２に示すように、それらのベクトル和が電圧指令ベクトルＶｒであり、ｄ軸から見たＶｒの位相がγである。電圧位相演算部５は図２に示すベクトル演算を行って電圧位相γを算出する。
【００１１】
スイッチ選択部６は、電圧位相γとモーター磁極位置θとに基づいてＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを決定する。インバーター３はこれらのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗに応じた電圧を生成し、３相同期モーター２へ印加する。
【００１２】
スイッチ選択部６によるスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗの生成方法を図２〜図５により説明する。図２において、電圧指令ベクトルＶｒの位相はα軸を基準とする静止座標系から見ると、モーター２の磁極位置θと電圧位相γとの和であるθｖである。１８０度通電の矩形波制御を行うためには、図３に示すように、電気角６０度ごとに異なるスイッチングパターンを有する６つの区間、つまり区間１〜区間６に分ける。
【００１３】
図４に各区間ごとのスイッチングパターンを示す。例えば、電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖが−３０度〜３０度の範囲であれば区間１となり、Ｕ相が正電圧に、Ｖ相、Ｗ相が負電圧になるようにスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを与える。図２に示す電圧指令ベクトルＶｒは、図３に示す区間分けから明らかなように区間３の範囲に入っている。したがって、図４に示す区間３のスイッチングパターン、すなわちＶ相が正電圧に、Ｕ相、Ｗ相が負電圧になるようにスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを出力する。
【００１４】
図５はスイッチ選択部６の処理を示すフローチャートである。ステップ１０１において、モーター２の磁極位置θと電圧位相γとの和により電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖを求める。続くステップ１０２では、電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖが図４に示す６区間の内のどの区間に入るかを判定する。更にステップ１０３で、図４に示すテーブルから電圧指令ベクトルＶｒの位相θｖが含まれる区間のスイッチングパターンを選択し、このスイッチングパターンのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを生成してインバーター２へ出力する。
【００１５】
磁極位置／モーター速度検出部８は、モーター２の出力軸に連結したレゾルバー９の出力信号に基づいてモーター２の磁極位置θと速度ωｍを検出する。なお、この一実施の形態ではモーター２の回転を検出するセンサーとしてレゾルバーを用いた例を示すが、モーター回転センサーはレゾルバーに限定されず、例えばエンコーダーやパルス発生器を用いてもよい。また、この磁極位置／モーター速度検出部８は矩形波制御系とＰＷＭ制御系とで共用とする。
【００１６】
次に、ＰＷＭ制御系について説明する。ＰＷＭ制御系は、高効率電流テーブル１０、電流制御部１１、２相３相変換部１２、３相２相変換部１３、ＰＷＭ変換部１７および磁極位置モーター速度検出部８を備えている。
【００１７】
高効率電流テーブル１０は、トルク指令τｒとモーター速度ωｍに対して予め設定された高効率電流テーブルを備えており、この高効率電流テーブルから現在のトルク指令値τｒとモーター速度ωｍに対応するｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を算出する。電流制御部１１は、ｄｑ軸実電流ｉｄ、ｉｑをｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に一致させるためのｄｑ軸の電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を、次式に示すＰＩ制御により演算する。
【数１】
ｖｄ＊＝Ｋｐｄ（ｉｄ＊−ｉｄ）＋Ｋｉｄ∫（ｉｄ＊−ｉｄ）ｄｔ，
ｖｑ＊＝Ｋｐｑ（ｉｑ＊−ｉｑ）＋Ｋｉｑ∫（ｉｑ＊−ｉｑ）ｄｔ
数式１において、Ｋｐｄ、Ｋｐｑはｄｑ軸電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｄ、Ｋｉｑはｄｑ軸電流制御の積分ゲインである。
【００１８】
２相３相変換部１２は、モーター２の磁極位置θに基づいてｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。３相２相変換部１３は、モーター２の磁極位置θに基づいて、電流センサー１４、１５、１６により検出した３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸実電流ｉｄ、ｉｑに変換する。ＰＷＭ変換部１７は、３相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を１０ｋＨｚ程度の搬送波（一般に三角波）と比較し、スイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを生成する。
【００１９】
次に、矩形波制御とＰＷＭ制御との切り換え動作を説明する。制御切換部１８は、矩形波制御系の入力部に設置したスイッチＳＷ１および出力部に設置したスイッチＳＷ２と、ＰＷＭ制御系の入力部に設置したスイッチＳＷ３および出力部に設置したスイッチＳＷ４とを制御して、矩形波制御とＰＷＭ制御とを切り換える。
【００２０】
図６は、トルク指令τｒとモーター速度ωｍの二次元平面上における矩形波制御領域とＰＷＭ制御領域とを示す。領域ＡはＰＷＭ制御のみを行う領域であり、領域Ｃは矩形波制御のみを行う領域である。
【００２１】
一般に、矩形波電圧による制御は、ＰＷＭ波電圧による制御に比べて電圧利用率の点で優れており、高出力が得られるが、トルク指令τｒやモーター速度ωｍが急変する過渡変化時には、ＰＷＭ波電圧による制御に比べて応答性が悪い。領域Ａは、トルク指令τｒとモーター速度ωｍが領域Ｃにおけるそれらよりも小さく、モーター出力Ｐ（∝τｒ・ωｍ）は最高出力Ｐｍａｘよりも低い状態で運転されるから、高出力を得るための矩形波制御よりも応答性が良いＰＷＭ制御を行う方が望ましい。逆に、領域Ｃは、トルク指令τｒとモーター速度ωｍが領域Ａにおけるそれらよりも大きく、モーター出力Ｐ（∝τｒ・ωｍ）は最高出力Ｐｍａｘに近い状態で運転されるから、応答性が良いＰＷＭ制御よりも高出力を得るための矩形波制御を行う方が望ましい。したがって、トルク指令τｒとモーター速度ωｍに基づいて現在のモーター２の運転領域を判断し、制御の切り換えを行う。
【００２２】
一方、領域Ｂは、矩形波制御とＰＷＭ制御のどちらも実行可能な領域であり、どちらかを選択する。この領域Ｂでは、損失の少ない、すなわち運転効率の高い制御方式を選択する。これにより、電気自動車の１充電当たりの走行距離を伸ばすことができる。しかし、上述したように、矩形波制御におけるモータートルクやモーター電流の応答はＰＷＭ制御の応答に比べて遅いため、急な外乱トルクやトルク指令の変化があった場合など、制御の速い応答が求められる場合には、たとえ運転効率が低くなったとしても速い応答性を示すＰＷＭ制御を選択し、制御の安定化を図る。
【００２３】
図７は、一実施の形態の制御切換部１８における制御切換動作を示すフローチャートである。ステップ２０１において、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に基づいて図６に示す運転領域Ａ、Ｂ、Ｃの中からいずれかを選択する。ステップ２０２で、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）が運転領域Ｃ内にあるか否かを確認し、運転領域Ｃ内にある場合はステップ２１０へ進み、そうでなければステップ２０３へ進む。
【００２４】
運転領域Ｃ内にない場合には、ステップ２０３で現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍが運転領域Ａ内にあるか否かを確認し、運転領域Ａ内にある場合はステップ２１４へ進み、そうでなければステップ２０４へ進む。現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍが運転領域Ａ内にある場合は、ステップ２１４でＰＷＭ制御を選択する。このＰＷＭ制御の選択動作については後述する。
【００２５】
現在のトルク指令値τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍとで決まるモーター２の運転点が領域Ａ内になく、かつまた領域Ｃ内にもない場合には、ステップ２０４で、トルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に基づいて矩形波制御を行った場合の損失ＬｋとＰＷＭ制御を行った場合の損失Ｌｐを演算する。
【００２６】
ここで、矩形波制御による損失ＬｋとＰＷＭ制御による損失Ｌｐについて考察する。インバーター３の電力変換素子がスイッチング動作するときの損失は、スイッチング回数、すなわちオンとオフを繰り返す回数が多いＰＷＭ制御による損失Ｌｐの方が、矩形波制御による損失Ｌｋよりも大きい。ところが、電力変換素子のオン抵抗損失、すなわち電力変換素子が導通状態にあるときの損失は、導通している期間が長い矩形波制御による損失Ｌｋの方がＰＷＭ制御による損失Ｌｐよりも大きい。一方、モーター損失を考えると、ＰＷＭ制御ではモーター２に正弦波に近い駆動電圧が印加されるのに対し、矩形波制御ではモーター２に矩形波が印加されので、矩形波制御によるモーター損失はＰＷＭ制御によるモーター損失よりも大きい。
【００２７】
これらを総合的に判断すると、矩形波制御による損失Ｌｋの方がＰＷＭ制御による損失Ｌｐよりも小さくなる傾向を示すが、使用する電力変換素子やモーターの種類によって損失が変化するため、領域Ｃにおいては一概にどちらがよいということはできない。したがって、この一実施の形態では机上の演算や実験により種々の条件に応じた矩形波制御とＰＷＭ制御による損失を求め、マップ化してモーターコントローラー４に内蔵されるメモリ（不図示）に記憶しておき、必要に応じてこのマップテーブルを参照する。
【００２８】
図８はＰＷＭ制御と矩形波制御による損失マップの一例を示す。この損失マップ例では、縦列にトルク指令τｒ（τ０〜τｍａｘ）を、横行にモーター回転速度ωｍ（ω０〜ωｍａｘ）をそれぞれ配列し、各欄に損失データを記録したＰＷＭ制御による損失マップと矩形波制御による損失マップを示す。これらのマップデータから、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応する損失を直線補間演算により求める。
【００２９】
例えば、現在のトルク指令τｒ（ｎ）がτ７とτ８の間にあり、モーター速度ωｍ（ｎ）がω６とω７の間にある場合には、まずＰＷＭ制御による損失マップから、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）の運転点を囲む４個のデータＬｐ１１、Ｌｐ１２、Ｌｐ２１、Ｌｐ２２を読み出す。そして、トルク指令τｒによる直線補間演算を行ってトルク指令τｒ（ｎ）に対応する損失Ｌｐ１、Ｌｐ２を求める。
【数２】
Ｌｐ１＝Ｌｐ１１＋（Ｌｐ１２−Ｌｐ１１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
Ｌｐ２＝Ｌｐ２１＋（Ｌｐ２２−Ｌｐ２１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
さらに、モーター速度ωｍによる直線補間を行ってトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応するＰＷＭ制御による損失Ｌｐを求める。
【数３】
Ｌｐ＝Ｌｐ１＋（Ｌｐ２−Ｌｐ１）／（ω７−ω６）・（ωｍ（ｎ）−ω６）
【００３０】
次に、矩形波制御による損失マップから、現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）の運転点を囲む４個のデータＬｋ１１、Ｌｋ１２、Ｌｋ２１、Ｌｋ２２を読み出す。そして、トルク指令τｒによる直線補間演算を行ってトルク指令τｒ（ｎ）に対応する損失Ｌｋ１、Ｌｋ２を求める。
【数４】
Ｌｋ１＝Ｌｋ１１＋（Ｌｋ１２−Ｌｋ１１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
Ｌｋ２＝Ｌｋ２１＋（Ｌｋ２２−Ｌｋ２１）／（τ８−τ７）・（τｒ（ｎ）−τ７），
さらに、モーター速度ωｍによる直線補間を行ってトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応する矩形波制御による損失Ｌｋを求める。
【数５】
Ｌｋ＝Ｌｋ１＋（Ｌｋ２−Ｌｋ１）／（ω７−ω６）・（ωｍ（ｎ）−ω６）
【００３１】
図７のステップ２０４で、トルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）に対応する矩形波制御の損失ＬｋとＰＷＭ制御の損失Ｌｐを演算した後、ステップ２０５へ進む。ステップ２０５では矩形波制御による損失ＬｋとＰＷＭ制御による損失Ｌｐとを比較し、矩形波制御損失ＬｋがＰＷＭ制御損失Ｌｐより小さい場合は矩形波制御を選択すべくステップ２０６へ進み、逆にＰＷＭ制御損失Ｌｐが矩形波制御損失Ｌｋより小さい場合はＰＷＭ制御を選択すべくステップ２１４へ進む。ＰＷＭ制御の選択動作については後述する。
【００３２】
矩形波制御損失ＬｋがＰＷＭ制御損失Ｌｐより小さい場合は、ステップ２０６で、トルク指令τｒの変化分絶対値Δτｒ（＝｜τｒ（ｎ）−τｒ（ｎ−１）｜）を所定値Ａと比較する。ここで、所定値Ａは、前回サンプリング時のトルク指令τｒ（ｎ−１）から今回サンプリング時のトルク指令τｒ（ｎ）への変化時に、矩形波制御で充分に速く応答できる限界の変化量である。トルク指令変化量絶対値Δτｒが所定値Ａより大きい場合は矩形波制御では応答が遅いと判断し、応答性を重視してＰＷＭ制御を選択すべくステップ２１４へ進む。一方、トルク指令τｒの変化量絶対値Δτｒが所定値Ａ以下の場合は、矩形波制御で充分に速く応答できるとして矩形波制御を選択すべくステップ２０７へ進む。
【００３３】
ステップ２０７では、ｄｑ軸電流の変化分Δｉｄ（＝｜ｉｄ（ｎ）−ｉｄ（ｎ−１）｜）、Δｉｑ＝（｜ｉｑ（ｎ）−ｉｑ（ｎ−１）｜）を検出し、これらの変化分Δｉｄ、Δｉｑをそれぞれ所定値Ｂ、Ｃと比較する。ここで、所定値ＢとＣには、ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂだけ変化したとき、またはｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃだけ変化したときに、モータートルクの変化量が上述した所定値Ａより大きくなる値を設定する。ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂより大きいか、またはｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃより大きい場合は、外乱が入ったと判断してステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を選択する。一方、ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂ以下で、かつｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃ以下の場合は、外乱の混入がないからＰＷＭ制御を選択する必要はなく、矩形波制御を選択すべくステップ２０８へ進む。
【００３４】
ステップ２０８では、モータートルク指令τｒに基づいてモーター速度ωｍの変化量Δωｍ１を予測し、このモーター速度変化量予測値Δωｍ１と実際のモーター速度ωｍの変化量Δωｍ２とを比較し、比較結果に基づいて外乱の有無を判定する。モーター速度変化量予測値Δωｍ１と実際のモーター速度ωｍの変化量Δωｍ２との速度差ΔΔωｍを次式により演算する。
【数６】
ΔΔωｍ＝｜Δωｍ１−Δωｍ２｜，
Δωｍ１＝τｒ（ｎ−１）・Δｔ／Ｊ （Δｔ：サンプリング時間、Ｊ：イナーシャ）
Δωｍ２＝ωｍ（ｎ）−ωｍ（ｎ−１）
予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄより大きい場合は、外乱侵入有りと判定してステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を選択する。一方、予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄ以下の場合は、外乱混入はないと判定し、応答性の良いＰＷＭ制御を選択する必要はないから矩形波制御を選択すべくステップ２０９へ進む。ここで、所定値Ｄには、矩形波制御で応答できる上記トルク変化量Ａに対して次の関係を満たす値を設定する。
【数７】
Ｄ≧｜（Ａ・Δｔ／Ｊ）｜
【００３５】
ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える場合は、トルクショックを防止してスムーズな切り換えを行うために、ＰＷＭ制御が安定した状態で矩形波制御へ切り換える。逆に、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り換える場合は、ＰＷＭ制御による速応性を損なわないために、瞬時にＰＷＭ制御へ切り換える。
【００３６】
ステップ２０９では、矩形波制御に移行するのに先だってＰＷＭ制御が所定時間以上行われたかどうかを確認する。具体的には、矩形波制御カウンターＣＮＴｋが０、すなわち前回が矩形波制御ではなく、かつＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐが所定値Ｅより小さい場合は、まだＰＷＭ制御が所定時間以上行われていないからそのままＰＷＭ制御を続けるためにステップ２１４へ進む。一方、矩形波制御カウンターＣＮＴｋが０でないか、またはＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐが所定値Ｅ以上の場合は、すぐに矩形波制御へ切り換えてもよいと判断してステップ２１３へ進む。ここで、所定値Ｅには、ＰＷＭ制御のトルク制御または電流制御の応答時間以上の時間を設定する。
【００３７】
現在のトルク指令τｒ（ｎ）とモーター速度ωｍ（ｎ）で決まる運転点が領域Ｃ内にある場合は、基本的には矩形波制御を行うが、外乱の有無を確認する。ステップ２１０で、ｄｑ軸電流の変化分Δｉｄ（＝｜ｉｄ（ｎ）−ｉｄ（ｎ−１）｜）、Δｉｑ＝（｜ｉｑ（ｎ）−ｉｑ（ｎ−１）｜）を検出し、これらの変化分Δｉｄ、Δｉｑをそれぞれ上述した所定値Ｂ、Ｃと比較する。ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂより大きいか、またはｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃより大きい場合は、外乱が入ったと判断してステップ２１２へ進み、外乱による過電流を防止するためにトルク指令τｒをモーター速度ωｍ（ｎ）におけるＰＷＭ制御の最大値に制限する。
【数８】
τｒ（ｎ）＝τｐｍａｘ〔ωｍ（ｎ）〕
その後、ステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を行う。
【００３８】
一方、ｄ軸電流変化分Δｉｄが所定値Ｂ以下で、かつｑ軸電流変化分Δｉｑが所定値Ｃ以下の場合はステップ２１１へ進み、上記数式６により予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍを演算し、モーター速度から予測した外乱の有無を判定する。予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄより大きい場合は、外乱侵入有りと判定してステップ２１２へ進み、上記数式８に示すように、外乱による過電流を防止するためにトルク指令τｒをモーター速度ωｍ（ｎ）におけるＰＷＭ制御の最大値に制限する。その後、ステップ２１４へ進み、外乱混入時に素早く応答して対応するためにＰＷＭ制御を行う。
【００３９】
予測値と実際値とのモーター速度差ΔΔωｍが所定値Ｄ以下の場合は外乱混入なしと判定し、応答性の良いＰＷＭ制御を選択する必要はないから矩形波制御を選択すべくステップ２１３へ進む。
【００４０】
ステップ２１３では、図１に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ２を閉路し、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を開路して矩形波制御を選択し、実施する。そして、ＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐを０にリセットし、矩形波制御カウンターＣＮＴｋに１を設定する。
【００４１】
一方、ステップ２１４では、図１に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ２を開路し、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を閉路してＰＷＭ制御を選択し、実施する。そして、ＰＷＭ制御カウンターＣＮＴｐをインクリメントし、矩形波制御カウンターＣＮＴｋを０にリセットする。
【００４２】
上述した一実施の形態によれば、損失の少ないモーター駆動制御方式を選択することによって運転効率が向上し、電気自動車に適用した場合にはその後続距離が長くなる。
【００４３】
また、一実施の形態によれば、中間の運転領域Ｂでは矩形波制御（矩形波電圧駆動）とＰＷＭ制御（ＰＷＭ波電圧駆動）の両方を実行可能とし、トルク指令の変化量が大きいとき、あるいは外乱が侵入したときなど、速応性（高速応答）が求められるときはＰＷＭ制御を選択、実行することによって、トルク応答を低下させることがなく、運転者の違和感を防止できる上に、ＰＷＭ制御により制御の追従性が良くなるので、電流制御の応答遅れによる過電流を防止することができる。中間の運転領域Ｂにおいて速応性が求められない場合には矩形波制御を選択、実行するので、電圧利用率が高くなって高出力が得られる。
【００４４】
また、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える際に、ＰＷＭ制御が安定したことを確認してから切り換えるようにしたので、トルクショックを防止することができ、運転者が違和感を感じるようなことがない。
【００４５】
さらに、矩形波制御の運転領域Ｃにおいて外乱が侵入したときは、トルク指令をモーター速度に応じた値に制限し、トルク指令を低減してＰＷＭ制御へ切り換えるようにしたので、制御の追従性が良くなり、電流制御の応答遅れによる過電流を防止することができる。
【００４６】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、電圧位相演算部５、スイッチ選択部６、磁極位置／モーター速度検出部８およびインバーター３が矩形波電圧駆動回路を、高効率電流テーブル１０、電流制御部１１、２相３相変換部１２、ＰＷＭ変換部１７、３相２相変換部１３、磁極位置／モーター速度検出部８およびインバーター３がＰＷＭ駆動電圧回路を、レゾルバー９および磁極位置／モーター速度検出部８が速度検出回路を、制御切換部１８およびスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が切換回路を、電圧位相演算部５、スイッチ選択部６および磁極位置／モーター速度検出部８が矩形波電圧指令生成回路を、高効率電流テーブル１０、電流制御部１１、２相３相変換部１２、ＰＷＭ変換部１７および３相２相変換部１３がＰＷＭ波電圧指令生成回路を、インバーター３が電力変換回路を、制御切換部１８が外乱判定回路を、電流センサー１４〜１６および３相２相変換部１３が電流検出回路をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施の形態の構成を示す図である。
【図２】電圧・電流ベクトル図である。
【図３】電圧ベクトルとスイッチングパターン区間の関係を示す図である。
【図４】各電圧位相区間のスイッチングパターンを示す図である。
【図５】モーターの運転領域とＰＷＭ制御および矩形波制御の関係を示す図である。
【図６】トルク指令とモーター速度の二次元平面上における矩形波制御領域とＰＷＭ制御領域とを示す図である。
【図７】一実施の形態の制御切換動作を示すフローチャートである。
【図８】ＰＷＭ制御と矩形波制御による損失マップ例を示す図である。
【符号の説明】
１ バッテリー
２ モーター
３ インバーター
４ モーターコントローラー
５ 電圧位相演算部
６ スイッチ選択部
８ 磁極位置／モーター速度検出部
９ レゾルバー
１０ 高効率電流テーブル
１１ 電流制御部
１２ ２相３相変換部
１３ ３相２相変換部
１４〜１６ 電流センサー
１７ ＰＷＭ変換部
１８ 制御切換部
Claims (9)
- 交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動する矩形波電圧駆動回路と、
前記交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するＰＷＭ波電圧駆動回路と、
前記交流モーターの速度を検出する速度検出回路と、
トルクと速度とにより前記交流モーターの運転領域を、高速応答を得るために前記ＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために前記矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、前記ＰＷＭ波電圧駆動と前記矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令値と前記モーター速度検出値に応じて前記矩形波電圧駆動回路と前記ＰＷＭ波電圧駆動回路とを切り換える切換回路とを備えたモーター制御装置であって、
前記切換回路は、前記矩形波電圧駆動の場合と前記ＰＷＭ波電圧駆動の場合のモーター制御系の損失マップを有し、前記中間領域Ｂにおいて前記交流モーターを運転する場合には、前記矩形波電圧駆動と前記ＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方を選択することを特徴とするモーター制御装置。 - 交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動するための矩形波電圧指令を生成する矩形波電圧指令生成回路と、
前記交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するためのＰＷＭ波電圧指令を生成するＰＷＭ波電圧指令生成回路と、
前記矩形波電圧指令または前記ＰＷＭ波電圧指令にしたがって直流電力を交流電力に変換し、前記交流モーターに駆動電圧を印加する電力変換回路と、
前記交流モーターの速度を検出する速度検出回路と、
トルクと速度とにより前記交流モーターの運転領域を、高速応答を得るために前記ＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために前記矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、前記ＰＷＭ波電圧駆動と前記矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令値と前記モーター速度検出値に応じて前記矩形波電圧指令と前記ＰＷＭ電圧指令とを切り換える切換回路とを備えたモーター制御装置であって、
前記切換回路は、前記矩形波電圧駆動の場合と前記ＰＷＭ波電圧駆動の場合の前記交流モーターと前記電力変換回路を含むモーター制御系の損失マップを有し、前記中間領域Ｂにおいて前記交流モーターを運転する場合には、前記矩形波電圧駆動と前記ＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方の電圧指令を選択することを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記切換回路は、前記中間領域Ｂにおいてトルク指令値の変化が所定量を超える場合には前記ＰＷＭ波電圧駆動を選択することを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記モーター制御系への外乱侵入の有無を判定する外乱判定回路を備え、
前記切換回路は、前記中間領域Ｂおよび前記領域Ｃにおいてモーター制御系への外乱侵入有りと判定された場合には前記ＰＷＭ波電圧駆動を選択することを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項４に記載のモーター制御装置において、
前記交流モーターの電流を検出する電流検出回路を備え、
前記外乱判定回路は、前記モーター電流検出値の変化が所定量を超えた場合には外乱侵入有りと判定することを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項４に記載のモーター制御装置において、
前記外乱判定回路は、トルク指令値に基づいてモーター速度の変化量を予測し、このモーター速度変化量予測値と実際の前記モーター速度検出値の変化量との差が所定値を超えた場合に外乱侵入有りと判定することを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項４〜６のいずれかの項に記載のモーター制御装置において、
前記切換回路は、前記領域Ｃにおいて外乱侵入有りと判定された場合には、トルク指令値をモーター速度に応じた値に制限することを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項１〜７のいずれかの項に記載のモーター制御装置において、
前記切換回路は、前記ＰＷＭ波電圧駆動から前記矩形波電圧駆動へ切り換える場合には、前記ＰＷＭ波電圧駆動が所定時間以上行われた後に前記矩形波電圧駆動へ切り換えることを特徴とするモーター制御装置。 - 交流モーターに矩形波電圧を印加して駆動する矩形波電圧駆動と、前記交流モーターにＰＷＭ（パルス幅変調）波電圧を印加して駆動するＰＷＭ波電圧駆動とを可能とし、
トルクと速度とにより前記交流モーターの運転領域を、高速応答を得るために前記ＰＷＭ波電圧駆動を行う領域Ａと、高出力を得るために前記矩形波電圧駆動を行う領域Ｃと、前記ＰＷＭ波電圧駆動と前記矩形波電圧駆動のいずれでも駆動可能な中間領域Ｂとに区分し、トルク指令値と前記モーター速度検出値に応じて前記矩形波電圧駆動と前記ＰＷＭ電圧駆動とを切り換えるモーター制御方法であって、
前記矩形波電圧駆動の場合と前記ＰＷＭ波電圧駆動の場合のモーター制御系の損失マップを有し、前記中間領域Ｂにおいて前記交流モーターを運転する場合には、前記矩形波電圧駆動と前記ＰＷＭ波電圧駆動の内の損失が少ない方を選択することを特徴とするモーター制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002231789A JP4082127B2 (ja) | 2002-08-08 | 2002-08-08 | モーター制御装置および方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002231789A JP4082127B2 (ja) | 2002-08-08 | 2002-08-08 | モーター制御装置および方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004072954A true JP2004072954A (ja) | 2004-03-04 |
| JP4082127B2 JP4082127B2 (ja) | 2008-04-30 |
Family
ID=32017450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002231789A Expired - Fee Related JP4082127B2 (ja) | 2002-08-08 | 2002-08-08 | モーター制御装置および方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4082127B2 (ja) |
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|---|---|
| JP4082127B2 (ja) | 2008-04-30 |
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Legal Events
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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