JP5549384B2 - 電動機の制御装置および電動機制御システム - Google Patents

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Description

本発明は、電動機の制御装置および電動機制御システムに関する。
従来より、電動機を制御する電動機の制御装置および電動機制御システムが知られている。この類の制御装置は、入力電力である直流電力を交流電力に変換して出力する電力変換手段を介して、例えば、ＰＷＭ波電圧駆動といった方式により電動機を制御している。例えば、特許文献１には、電力変換手段が備えるスイッチング手段を熱による破壊から保護するため、電動機の回転数が低くトルクが大きいときは、キャリア信号のキャリア周波数を低く切り替えて制御を行う手法が開示されている。キャリア周波数の切り替えにより、特定の相に電流が集中するといった事態を抑制することができるので、発熱およびスイッチング手段の損失の増加を抑制することができる。
特許第３８１２２９９号公報
制御装置による制御演算は、例えばキャリア信号に同期したタイミングの割り込みで行われるため、キャリア周波数の切り替えと同時に制御演算周期も切り替わることとなる。一方、推定した外乱成分を加味したフィードバック制御により電動機を制御する手法が知られているが、この手法では、外乱成分の推定に際して制御演算周期に依存する制御定数を用いて演算を行っている。この場合、キャリア周波数の切り替わりと同時に当該制御定数が変更されることとなるため、外乱成分を誤推定してしまうという可能性がある。これにより、電流応答特性が悪化し、キャリア周波数の切り替わり時に使用者が違和感を覚える可能性がある。
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、キャリア周波数の切り替わり時における外乱成分の誤推定を抑制し、電流応答特性の低下を抑制することである。
かかる課題を解決するために、本発明は、制御手段が、電動機に印加する電圧指令値を演算する電流制御手段と、電圧指令値とキャリア信号とを比較することにより電力変換手段を駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、キャリア信号のキャリア周波数の切り替えを指示するキャリア周波数指令手段とを有しており、キャリア信号のキャリア周波数に準じた周期で制御演算を行う。ここで、電流制御手段は、電流検出値を用いたフィードバック制御により電圧指令値を演算するフィードバック制御手段と、推定した外乱成分を電圧指令値に加算する外乱推定手段とを有する。この外乱推定手段は、キャリア周波数が切り替わった場合、当該キャリア周波数が切り替わった際の制御演算よりも後の周期の制御演算において、制御演算周期に依存する外乱推定用の制御定数の更新を行う。
本発明によれば、キャリア周波数が切り替わった際の制御演算よりも後の周期の制御演算において、制御演算周期に依存する外乱推定用の制御定数の更新を行っている。これにより、キャリア周波数の切り替わりと同時に制御演算周期に依存する制御定数が変更され
ることを抑制することができる。そのため、適切な制御定数を用いて外乱成分を推定することができるので、外乱成分の誤推定を抑制することができ、これにより、電流応答性能の低下を抑制することができる。
第１の実施形態にかかる電動機制御システムの全体構成を模式的に示す説明図 第１の実施形態にかかる制御ユニット４０の制御演算周期を説明する説明図 電流制御部４３におけるｄ軸側の構成を模式的に示す説明図 むだ時間処理値の推移を示す説明図 制御定数へ反映される制御演算周期の説明図 電流制御部４３による電流制御の手順の要部を示すフローチャート キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の推定外乱値の推移を示す説明図 キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の推定外乱値の推移を示す説明図 第２の実施形態にかかる電流制御部４３Ａの構成を模式的に示す説明図 電流制御部４３Ａによる電流制御の手順の要部を示すフローチャート 第３の実施形態にかかる制御ユニット４０の制御演算周期を説明する説明図 第３の実施形態にかかる電流制御部４３Ｂにおけるｄ軸側の構成を模式的に示す説明図 電流制御部４３Ｂによる電流制御の手順の要部を示すフローチャート
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる電動機制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態にかかる電動機制御システムは、例えば、電気自動車に適用されており、駆動用モータ（電動機）の制御を行う。この電動機制御システムは、モータ１０と、電力変換手段であるインバータ３０と、制御装置である制御ユニット４０とを主体に構成されている。
モータ１０は、例えば、中性点を中心に星形結線された複数の相巻線（本実施形態では、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線）を有する多相交流同期モータである。このモータ１０は、インバータ３０から３相の交流電力が各相巻線にそれぞれ供給されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により駆動する。
インバータ３０は、電源２０に接続されており、図示しない各スイッチ（スイッチング手段）の導通状態に応じて、電源２０の直流電力から３相の交流電流を生成する。ここで、電源２０は、直流電源であり、電源２０としては、例えば、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池といったバッテリを用いることができる。
電源２０の正極に接続する正極母線と、３相に対応する各出力端子との間には、上アームに対応する単方向スイッチ（一方向の導通を制御可能なスイッチ：図示せず）がそれぞれ接続されている。また、電源２０の負極に接続された負極母線と、３相に対応する各出力端子との間にも、下アームに対応する単方向スイッチ（図示せず）がそれぞれ接続されている。個々のスイッチは、半導体スイッチ、例えばＩＧＢＴ等のトランジスタを主体に構成されており、各トランジスタには還流用ダイオードが逆並列に接続されている。
３相の上下アームに対応する各スイッチのオンオフ状態、すなわち、導通状態の切り替え（スイッチング動作）は、制御ユニット４０から出力されるゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄw
l*を通じて制御される。個々のスイッチは、ゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄwl*を通じてオンされることにより導通状態となり、オフされることにより非導通状態（遮断状態）となる。
制御ユニット４０は、インバータ３０を制御することによりモータ１０の出力トルクを制御する（制御手段）。具体的には、制御ユニット４０は、インバータ３０が備える各スイッチに対応するゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄwl*をそれぞれ生成し、このゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄwl*を通じて各スイッチの導通状態を制御する。これにより、制御ユニット４０は、モータ１０の各相に印加される電圧ｖu〜ｖwをインバータ３０を介して制御する。
制御ユニット４０には、各種のセンサ５０，５１によって検出されるセンサ信号が入力されている。電流センサ５０は、例えば、モータ１０におけるＵ相の電流ｉuおよびＶ相
の電流ｉvをそれぞれ検出する（電流検出手段）。ここで、三相の電流総和はゼロとなる
関係を有しているため、制御ユニット４０は、Ｕ相およびＶ相の電流ｉu，ｉvの検出結果に基づいて、Ｗ相の電流ｉwを検出することができる。一方、位置センサ（例えば、レゾ
ルバ）５１は、モータ１０に取り付けられており、モータ１０の電気的な回転位相（電気角）θを検出する。
制御ユニット４０は、これを機能的に捉えた場合、電流電圧演算部４１と、ローパスフィルタ処理部（ＬＰＦ）４２と、電流制御部４３と、第１の座標変換部４４と、ＰＷＭ変換部４５と、キャリア周波数指令部４６と、第２の座標変換部４７と、回転数演算部４８とを有している。
電流電圧演算部４１は、モータ１０のトルク指令値Ｔ*と、電源電圧Ｖdcと、モータ回
転数ωとに基づいて、ｄｑ軸電流指令値ｉd*，ｉq*およびｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_dc
，ｖq*_dcを算出する。電流電圧演算部４１において演算されるｄｑ軸電流指令値ｉd*，
ｉq*は、ｄ軸およびｑ軸に対応したモータ１０の電流指令値である。また、ｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_dc，ｖq*_dcは、誘起電圧をフィードフォワード補償する非干渉制御を行うための指令値である。
ここで、トルク指令値Ｔ*は、車両コントローラなどの外部装置から制御ユニット４０
（電流電圧演算部４１）に入力されている。また、電源電圧Ｖdcは、インバータ３０に入力される電源２０の電圧である。モータ回転数ωは、モータ１０の回転数（回転速度）であり、位置センサ５１から出力された電気角θに基づいて回転数演算部４８が微分演算を行うことにより算出される。
トルク指令値Ｔ*、電源電圧Ｖdcおよびモータ回転数ωと、ｄｑ軸電流指令値ｉd*，ｉq*およびｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_dc，ｖq*_dcとの関係は、モータ１０の特性などを考
慮した上で実験やシミュレーションを通じて予め取得されており、電流電圧演算部４１は当該関係を規定したマップを保持している。電流電圧演算部４１はマップ演算によりｄｑ軸電流指令値ｉd*，ｉq*およびｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_dc，ｖq*_dcを算出する。算出されたｄｑ軸電流指令値ｉd*，ｉq*は、電流制御部４３にそれぞれ出力される。一方、算出されたｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_dc，ｖq*_dcは、ローパスフィルタ処理部４２にそれぞれ出力される。
ローパスフィルタ処理部４２は、ｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_dc，ｖq*_dcにローパスフィルタ処理を施し、フィルタ処理が施されたｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_df，ｖq*_dfは、電流制御部４３に出力される。
電流制御部４３は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*，ｉq*と、ｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd*_df，
ｖq*_dfと、ｄｑ軸電流検出値ｉd，ｉqと、キャリア周波数指令値Ｓfcとに基づいて、ｄ
ｑ軸電圧指令値ｖd*，ｖq*を算出する（電流制御手段）。電流制御部４３において演算されるｄｑ軸電圧指令値ｖd*，ｖq*は、ｄ軸およびｑ軸に対応したモータ１０の電圧指令値である。
ここで、ｄｑ軸電流検出値ｉd，ｉqは、ｄ軸およびｑ軸に対応した実電流値であり、電流センサ５０の検出結果から得られる各相の電流ｉu，ｉv，ｉwに基づいて第２の座標変
換部４７により演算される。具体的には、第２の座標変換部４７は、下式に基づいてｄｑ軸電流検出値ｉd，ｉqを算出する。
算出されたｄｑ軸電圧指令値ｖd*，ｖq*は、第１の座標変換部４４に対して出力される。なお、本実施形態の特徴の一つは、電流制御部４３の演算手法にあり、その詳細については後述する。
第１の座標変換部４４は、ｄｑ軸電圧指令値ｖd*，ｖq*からｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧指令値ｖu*〜ｖw*をそれぞれ算出する。具体的には、第１の座標変換部４４は、下式に基づいて各相の電圧指令値ｖu*〜ｖw*をそれぞれ算出する。
ＰＷＭ変換部４５は、ＰＷＭ波電圧駆動といった制御方式を前提に、インバータ３０における各相および上下アームに対応する各スイッチの導通状態を制御するゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄwl*を生成する（駆動信号生成手段）。ＰＷＭ波電圧駆動は、各相の電圧指令値ｖu*〜ｖw*と、キャリア信号（以下「キャリア」という）とを比較してＰＷＭ制御のデューティー指令値を算出し、これにより等価的な正弦波交流電圧をモータ１０に印加することによりモータ１０を制御する方式である。すなわち、ＰＷＭ変換部４５は、各相の電圧指令値ｖu*〜ｖw*と、キャリア周波数ｆｃに対応したキャリア（本実施形態では、三角波）との比較結果に基づいて各スイッチのゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄwl*を生成し、このゲート駆動信号Ｄuu*〜Ｄwl*により各スイッチの導通状態を制御する。本実施形態において、ＰＷＭ変換部４５において用いられるキャリアのキャリア周波数ｆｃはキャリア周波数指令部４６からのキャリア周波数指令値Ｓfcに応じて切り替え可能となっている。
キャリア周波数指令部４６は、キャリア周波数指令値Ｓfcを電流制御部４３およびＰＷＭ変換部４５に対して出力する。本実施形態において、キャリア周波数指令部４６は、キャリア周波数指令値Ｓfcを通じて、５ｋＨｚおよび１．２５ｋＨｚのいずれをキャリア周波数ｆｃとして用いるか指示する（キャリア周波数指令手段）。
このような構成の制御ユニット４０は、図２に示すように、ＰＷＭ変換部４５におけるキャリアのキャリア周波数ｆｃに準じた周期、具体的には、キャリアの山と谷とのそれぞれのタイミングで割り込みによる制御演算を行う。そのため、制御ユニット４０において、キャリア周波数ｆｃが５ｋＨｚである場合には制御演算周期ｔは１００μｓとなっており、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋＨｚである場合には制御演算周期ｔは４００μｓと
なっている。
以下、本実施形態の特徴の一つである電流制御部４３の詳細について説明する。以下、電流制御部４３の構成のうち、ｄ軸側の電流制御に関する構成について説明を行うが、ｑ軸側の電流制御に関する構成についてもこれと対応するため、ｑ軸側の構成についての説明は省略することとする。ここで、図３は、電流制御部４３におけるｄ軸側の構成を模式的に示す説明図である。
電流制御部４３は、乗算器４３ａ，４３ｂおよび減算器４３ｉを含むフィードバック制御部と、外乱推定部とを主体に構成されている。フィードバック制御部は、電流検出値ｉdを用いたフィードバック制御により、１次的な電圧指令値を演算する。一方、外乱推定
部は、電流検出値ｉｄと、前回以前の処理ルーチンにおいて演算された電圧指令値ｖd*'
とに基づいて外乱成分を推定し、この推定した外乱成分を１次的な電圧指令値に加算することにより、電圧指令値ｖd*'を得る。
電流制御部４３に入力されたｄ軸電流指令値ｉd*は、乗算器４３ａにおいて第１の比例ゲインＧadが乗算される。一方、電流制御部４３に入力されたｄ軸電流検出値ｉdは、乗
算器４３ｂにおいて第２の比例ゲインＧbdが乗算される。ここで、第１および第２の比例ゲインＧad，Ｇbdは、下式により表現される。
ここで、Ｌdはｄ軸インダクタンスであり、τmは電流目標応答時定数であり、Ｒはモータ巻線の抵抗である。同数式に示す第１または第２の比例ゲインＧad，Ｇbdは、パラメータ誤差や外乱がない理想的な状態であれば、外乱推定部を備えない状態であってもｄ軸電流検出値ｉdがｄ軸電流指令値ｉd*の通りの応答をするように設定されたフィードバック
制御用の比例ゲインである。
第１の比例ゲインＧadが乗算されたｄ軸電流指令値ｉd*と、第２の比例ゲインＧbdが乗算されたｄ軸電流検出値ｉdとは減算器４３ｉに入力され、この減算器４３ｉにおいて両
者の偏差が演算される（Ｇad・ｉd*−Ｇbd・ｉd（１次的な電圧指令値））。
減算器４３ｉにおいて演算された偏差は後段の加算器４３ｊに入力され、この加算器４３ｊにより後述する外乱成分の推定値が加算されることにより、ｄ軸電圧指令値ｖd*'と
して出力される。このように、電流制御部４３はｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流検出値ｉdと基づいて、推定外乱値を加味したフィードバック制御によりｄ軸電圧指令値ｖd*’を
演算する。なお、本実施形態では、ｄ軸電圧指令値ｖd*'は後段の加算器４３ｋに入力さ
れ、この加算器４３ｋによりｄ軸干渉電圧指令値ｖd*_dfが加算されることにより、最終
的なｄ軸電圧指令値ｖd*として出力される。
外乱推定部は、むだ時間処理部４３ｃ、ローパスフィルタ処理部４３ｄ、電圧指令値推定部４３ｅおよび制御演算周期切替部４３ｆで構成されており、実プラントに含まれる外乱成分を推定することにより、外乱成分の推定値である推定外乱値を演算する。
むだ時間処理部４３ｃは、外乱成分の推定演算において、ｄ軸電圧指令値ｖd*'からｄ
軸電流検出値ｉdまでのむだ時間を設定するために、ｄ軸電圧指令値ｖd*'に対してむだ時
間処理を行う。通常は１．５制御演算周期分を考慮すればいいので、むだ時間処理部４３ｃは、むだ時間処理の出力（むだ時間処理値ｖd*'_d）として、ｄ軸電圧指令値ｖd*'の前回値ｖd*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)との平均値を算出する（数式４参照）。
ここで、前回値ｖd*'(k-1)は、現在の制御演算よりも１周期前の制御演算において算出した値であり、前々回値ｖd*'(k-2)は、現在の制御演算よりも２周期前の制御演算において算出した値である。
ただし、むだ時間処理部４３ｃは、キャリア周波数指令値Ｓfcを通じてキャリア周波数ｆｃの切り替えを判断した場合には、以下に示すような手法でむだ時間処理値ｖd*'_dを
出力する。具体的には、むだ時間処理部４３ｃは、図４に示すように、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算では、むだ時間処理値ｖd*'_dとして、ｄ軸電圧指令値ｖd*'の前回値ｖd*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)との中間値を算出しており、具体的には、この中間値を切り替え前後のキャリア周波数ｆｃの比に応じて算出している。ここで、図４および数式５は、キャリア周波数ｆｃが５ｋＨｚから１．２５ｋＨｚに切り替えられた場合のむだ時間処理値ｖd*'_dを示す。一方、数式６は、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋ
Ｈｚから５ｋＨｚに切り替えられた場合のむだ時間処理値ｖd*'_dを示す。

制御演算周期切替部４３ｆは、制御演算周期ｔに依存する制御定数をキャリア周波数ｆｃの切り替えに応じて変更するため、キャリア周波数指令値Ｓfcに基づいて制御演算周期ｔを選択している。制御定数は、後述するローパスフィルタ処理部４３ｄおよび電圧指令値推定部４３ｅに設定される外乱推定用の制御定数であり、制御演算周期切替部４３ｆにおいて選択する制御演算周期ｔが、ローパスフィルタ処理部４３ｄおよび電圧指令値推定部４３ｅにおける制御定数に反映される。もっとも、この制御演算周期切替部４３ｆが選択する制御演算周期ｔは制御定数に反映させるために用いられるものであり、実際の制御演算周期ｔは、キャリア周波数ｆｃの切り替わりと対応して切り替わっていることに留意されたい。
本実施形態の特徴の一つとして、制御演算周期切替部４３ｆは、キャリア周波数ｆｃが切り替わった場合、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算、すなわち、キャリア周波数ｆｃの切り替わりから１制御演算周期遅れて、制御演算周期ｔの変更を制御定数に反映する。ここで、図５において、「Ａ」に対応する制御演算は、制御演算周期ｔ：１００μｓに依存する制御定数において演算を行うことを示す。これに対して、「Ｂ」に対応する制御演算は、制御演算周期ｔ：４００μｓに依存する制御定数において演算を行うことを示す。
ローパスフィルタ処理部４３ｄは、むだ時間処理値ｖd*'_dにローパスフィルタ処理を
施すことにより、外乱検出を行う。ここで、ローパスフィルタ処理部４３ｄにおいて設定される制御定数（制御演算周期ｔに依存する制御定数）は、下式で示される。
ここで、τhは、ローパスフィルタの時定数であり、ｔは制御演算周期切替部４３ｆに
おいて選択される制御演算周期である。各制御定数は制御演算周期ｔが変更される度に数式７に示す演算を行ってもよいし、予め計算した値をメモリなどに格納しておき、それを制御演算周期切替部４３ｆが直接的に選択するようにしてもよい。
電圧指令値推定部４３ｅは、ｄ軸電流検出値ｉdにローパスフィルタ処理部４３ｄと同
様のフィルタ処理を施す。これにより、電圧指令値推定部４３ｅは、ｄ軸電流検出値ｉd
からプラントの逆モデルによって電圧指令値ｖd*'の推定を行う。ここで、電圧指令値推
定部４３ｅにおいて設定される制御定数（制御演算周期ｔに依存する制御定数）は、下式で示される。
各制御定数は制御演算周期ｔが変更される度に数式８に示す演算を行ってもよいし、予め計算した値をメモリなどに格納しておき、それを制御演算周期切替部４３ｆが直接的に選択するようにしてもよい。
ローパスフィルタ処理部４３ｄからの出力値は減算器４３ｍにおいて電圧指令値推定部４３ｅからの出力値が減算され、その減算値である推定外乱値は前述の如く加算器４３ｊに入力されることでｄ軸電圧指令値ｖd*'として出力される。
このようにｄ軸側の構成を主体に電流制御部４３の構成を説明したが、以下、電流制御部４３のｄ軸およびｑ軸側の双方を含む電流制御の動作の要部（外乱成分の推定）について説明する。ここで、図６は、電流制御部４３による電流制御の手順の要部を示すフローチャートである。
まず、ステップ１（Ｓ１）において、むだ時間処理部４３ｃは、キャリア周波数指令値Ｓfcに基づいて、キャリア周波数ｆｃが切り替えられたか否かを判断する。このステップ１において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替えられた場合には、ステップ２（Ｓ２）に進む。一方、ステップ１において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替えられていない場合には、ステップ５（Ｓ５）に進む。
ステップ２（Ｓ２）において、むだ時間処理部４３ｃは、キャリア周波数ｆｃが５ｋＨｚから１．２５ｋＨｚへ切り替えられたか否かを判断する。このステップ２において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが５ｋＨｚから１．２５ｋＨｚへ切り替
えられた場合には、ステップ３（Ｓ３）に進む。一方、ステップ２において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋＨｚから５ｋＨｚへ切り替えられた場合には、ステップ４（Ｓ４）に進む。
ステップ３において、むだ時間処理部４３ｃは、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれについて、むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_d、すなわち、電圧指令値ｖd*'，ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値を、切り替え前後のキャリア周波数ｆｃの比に応じて算出する（数式９）。
ステップ４において、むだ時間処理部４３ｃは、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれについて、むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_d、すなわち、電圧指令値ｖd*'，ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値を、切り替え前後のキャリア周波数ｆｃの比に応じて算出する（数式１０）。
これに対してステップ５において、制御演算周期切替部４３ｆは、キャリア周波数ｆｃの切り替え後の２回目の処理ルーチン、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算であるか否かを判断する。このステップ５において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃの切り替え後の２回目の処理ルーチンである場合には、ステップ６（Ｓ６）に進む。一方、ステップ５において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃの切り替え後の２回目の処理ルーチンでない場合には、ステップ６の処理をスキップしてステップ７（Ｓ７）の処理に進む。
ステップ６において、制御演算周期切替部４３ｆは、切り替わり後のキャリア周波数ｆｃに対応する制御演算周期ｔ（現在の制御演算周期ｔ）を選択することにより、この制御演算周期ｔの変更をローパスフィルタ処理部４３ｄおよび電圧指令値推定部４３ｅにおける制御定数に反映させる。
ステップ７において、むだ時間処理部４３ｃは、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれについて、電圧指令値ｖd*'，ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との平均値をむだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dとして算出する（数式１１）。
このように本実施形態において、制御ユニット４０は、キャリアのキャリア周波数ｆｃに準じた周期、具体的には、キャリアの山と谷とのそれぞれのタイミングで制御演算を行っている。そして、外乱推定部は、キャリア周波数ｆｃが切り替えられた場合、このキャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも後の周期の制御演算において制御演算周期ｔに依存する外乱推定用の制御定数の更新を行っている。これにより、キャリア周波数ｆｃの切り替わりと同時に制御演算周期ｔに依存する制御定数が変更されるといった事
態が抑制されるので、外乱成分の誤推定を抑制することができる。その結果、電流応答の悪化が抑制されるので、使用者（乗員）が覚える違和感の低減を図ることができる。
図７は、キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の推定外乱値の推移を示す説明図である。同図は、外乱がない状態でｄ軸電流検出値ｉdが一定の傾きで変化していると仮定した場
合の推定外乱値を示したものである。実線は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算において制御定数の更新を行っている場合の推定外乱値を示し、一点鎖線は前述の制御手法を適用しない場合の推定外乱値を示している。
本実施形態では特に、外乱推定部は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算において、制御定数の更新を行っている。同図から分かるように、外乱成分の誤推定を大幅に抑制することができるとともに、適切な制御定数で制御演算を行うことができるので、電流応答特性が不要に低下するといった事態を抑制することができる。
また、外乱推定部は、電圧指令値ｖd*'，ｖq*'から、フィードバックされる電流検出値ｉd，ｉqまでのむだ時間を設定するためのむだ時間処理を行っている（むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dの算出）。この場合、外乱推定部は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算において、むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dとして、電圧指令値ｖd*'，ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値を、切り替え前後のキャリア周波数ｆｃの比に応じて算出している。
図８は、キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の推定外乱値の推移を示す説明図である。同図は、外乱がない状態でｄ軸電流検出値ｉdが一定の傾きで変化していると仮定した場
合の推定外乱値を示したものである。実線は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算において制御定数の更新を行い、かつ、電圧指令値ｖd*'の前回値ｖd*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)との中間値を、キャリア周波数ｆｃの切り替
え前後の比に応じて算出した場合のｄ軸側の推定外乱値を示す。一方、一点鎖線は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算において制御定数の更新をのみを行った場合の推定外乱値を示す。同図の実線に示す本実施形態の手法によれば、キャリア周波数ｆｃの切り替えにともなう外乱成分の誤推定を抑制することができる。
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態にかかる電動機制御システムについて説明する。第２の実施形態にかかる電動機制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、電流制御部４３に替えて電流制御部４３Ａを備えたことである。ここで、図９は、第２の実施形態にかかる電流制御部４３Ａの構成を模式的に示す説明図である。なお、第１の実施形態と共通する構成については図面および符号を引用して説明を省略することとし、以下相違点を中心に説明を行う。また、本実施形態では、電流制御部４３Ａの構成のうち、ｄ軸側の電流制御に関する構成について説明を行うが、ｑ軸側の電流制御に関する構成についてもこれと同様であるため、ｑ軸側の構成についての説明は省略することとする。
電流制御部４３Ａは、乗算器４３ａ，４３ｂおよび減算器４３ｉを含むフィードバック制御部と、外乱推定部とを主体に構成されている。本実施形態にかかる外乱推定部は、第１の実施形態とは異なる構成のむだ時間処理部４３ｇを備えている。
このむだ時間処理部４３ｇは、構成の簡素化の観点から、キャリア周波数ｆｃの切り替えが行われた場合であっても、ｄ軸電圧指令値ｖd*'の前回値と前々回値との中間値をむ
だ時間処理値ｖd*'_dとして出力する（前述の数式４参照）。
以下、電流制御部４３Ａのｄ軸およびｑ軸側の双方を含む電流制御の動作の要部（外乱成分の推定）について説明する。ここで、図１０は、電流制御部４３Ａによる電流制御の手順の要部を示すフローチャートである。
まず、ステップ１０（Ｓ１０）において、むだ時間処理部４３ｇは、キャリア周波数指令値Ｓfcに基づいて、キャリア周波数ｆｃが切り替えられたか否かを判断する。このステップ１０において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替えられた場合には、ステップ１１（Ｓ１１）に進む。一方、ステップ１０において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替えられた場合には、ステップ１２（Ｓ１２）に進む。
ステップ１１において、むだ時間処理部４３ｇは、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれについて、電圧指令値ｖd*'，ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値をむだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dとして出力する（前述の数式１１参照）。
一方、ステップ１２（Ｓ１２）において、制御演算周期切替部４３ｆは、キャリア周波数ｆｃの切り替え後の２回目の処理ルーチンか否かを判断する。このステップ１２において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃの切り替え後の２回目の処理ルーチン（制御演算）である場合には、ステップ１３（Ｓ１３）に進む。一方、ステップ１２において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃの切り替え後の２回目の処理ルーチンでない場合には、ステップ１３の処理をスキップして前述のステップ１１の処理に進む。
ステップ１３において、制御演算周期切替部４３ｆは、切り替え後のキャリア周波数ｆｃに対応する制御演算周期ｔを選択することにより、この制御演算周期ｔの変更をローパスフィルタ処理部４３ｄおよび電圧指令値推定部４３ｅにおける制御定数に反映させる。
このように本実施形態において、外乱推定部は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算において制御定数の更新を行う。また、第１の実施形態とは異なり、外乱推定部は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった場合でも、むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dとして、ｄｑ軸電圧指令値ｖd*'，ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値を算出している。
かかる構成によれば、外乱推定部、具体的には、むだ時間処理部４３ｃによるむだ時間処理をキャリア周波数ｆｃの切り替えに対して簡易的に追従させることができる。これにより、前述の図７に示すように、外乱成分の誤推定を抑制し、電流応答性の向上を図ることができる。
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態にかかる電動機制御システムについて説明する。第３の実施形態にかかる電動機制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、制御ユニット４０のＰＷＭ変換部４５において用いられるキャリアのキャリア周波数ｆｃが１０ｋＨｚと１．２５ｋＨｚとで切り替えられる点である。なお、第１の実施形態と共通する構成については図面および符号を引用して説明を省略するとともに、以下相違点を中心に説明を行う。
本実施形態において、キャリア周波数指令部４６は、キャリア周波数指令値Ｓfcを通じて、キャリア周波数ｆｃとして１０ｋＨｚおよび１．２５ｋＨｚのいずれを用いるか指示
しており、ＰＷＭ変換部４５は、キャリア周波数指令値Ｓfcに応じて、キャリア周波数ｆｃを１０ｋＨｚと１．２５ｋＨｚとで切替可能となっている。
図１１は、第３の実施形態にかかる制御ユニット４０の制御演算周期ｔを説明する説明図である。制御ユニット４０は、ＰＷＭ変換部４５におけるキャリア（三角波）のキャリア周波数ｆｃに準じた周期、具体的には、キャリア周波数ｆｃが１０ｋＨｚの場合はキャリア（三角波）の谷のタイミングで割り込みによる制御演算を行い、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋＨｚの場合はキャリア（三角波）の山と谷とのタイミングで割り込みによる制御演算を行う構成としている。そのため、制御ユニット４０は、キャリア周波数ｆｃが１０ｋＨｚである場合には制御演算周期ｔが１００μｓとなっており、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋＨｚである場合には制御演算周期ｔが４００μｓとなっている。
このようなキャリア周波数ｆｃの相違にともない、第３の実施形態にかかる電流制御部４３Ｂは、第１の実施形態に示すむだ時間処理部４３ｃに替えてむだ時間処理部４３ｈを備えている。以下、電流制御部４３Ｂの構成のうち、ｄ軸側の電流制御に関する構成について説明を行うが、ｑ軸側の電流制御に関する構成についてもこれと同様であるため、ｑ軸側の構成についての説明は省略することとする。ここで、図１２は、第３の実施形態にかかる電流制御部４３Ｂにおけるｄ軸側の構成を模式的に示す説明図である。
むだ時間処理部４３ｈは、外乱を推定する際に、ｄ軸電圧指令値ｖd*'からｄ軸電流検
出値ｉdまでのむだ時間を考慮するために、ｄ軸電圧指令値ｖd*'に対してむだ時間処理を行う。通常は１．５制御演算周期分を考慮すればいいので、むだ時間処理部４３ｈは、ｄ軸電圧指令値ｖd*'の前回値と前々回値との平均値をむだ時間処理値ｖd*'_dとして出力する（前述の数式４参照）。
ただし、むだ時間処理部４３ｈは、キャリア周波数指令値Ｓfcを通じてキャリア周波数ｆｃの切り替えを判断した場合には、以下に示すような手法でむだ時間処理値ｖd*'_dを
出力する。具体的には、むだ時間処理部４３ｈは、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際の制御演算では、むだ時間処理値ｖd*'_dとして、ｄ軸電圧指令値ｖd*'の前回値ｖd*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)との中間値を算出しており、具体的には、この中間値を切り替え前後の制御演算周期ｔの比に応じて算出している。前述の数式５は、キャリア周波数ｆｃが１０ｋＨｚから１．２５ｋＨｚに切り替えられた場合のむだ時間処理値ｖd*'_dに対応
する。一方、前述の数式６は、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋＨｚから１０ｋＨｚに切り替えられた場合のむだ時間処理値ｖd*'_dに対応する。
このようにｄ軸側の構成を主体に電流制御部４３Ｂの構成を説明したが、以下、電流制御部４３Ｂのｄ軸およびｑ軸側の双方を含む電流制御の動作の要部について説明する。ここで、図１３は、電流制御部４３Ｂによる電流制御の手順の要部を示すフローチャートである。
まず、ステップ２０（Ｓ２０）において、むだ時間処理部４３ｈは、キャリア周波数指令値Ｓfcに基づいて、キャリア周波数ｆｃが切り替えられたか否かを判断する。このステップ２０において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替えられた場合には、ステップ２１（Ｓ２１）に進む。一方、ステップ２０において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが切り替えられていない場合には、ステップ２４（Ｓ２４）に進む。
ステップ２１（Ｓ２１）において、むだ時間処理部４３ｈは、キャリア周波数ｆｃが１０ｋＨｚから１．２５ｋＨｚへ切り替えられたか否かを判断する。このステップ２１において肯定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが１０ｋＨｚから１．２５ｋＨ
ｚへ切り替えられた場合には、ステップ２２（Ｓ２２）に進む。一方、ステップ２１において否定判定された場合、すなわち、キャリア周波数ｆｃが１．２５ｋＨｚから１０ｋＨｚへ切り替えられた場合には、ステップ２３（Ｓ２３）に進む。
ステップ２２において、むだ時間処理部４３ｈは、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれについて、キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の制御演算周期ｔの比に応じた電圧指令値ｖd*'，
ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値を
むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dとして出力する（前述の数式９参照）。
ステップ２３において、むだ時間処理部４３ｈは、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれについて、キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の制御演算周期ｔの比に応じた電圧指令値ｖd*'，
ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖq*'(k-2)との中間値を
むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_dとして出力する（前述の数式１０参照）。
これに対してステップ２４（Ｓ２４）〜ステップ２６（Ｓ２６）の処理では、第１の実施形態に示すステップ５〜ステップ７の処理と同様に、各処理が実行される。
このように本実施形態において、外乱推定部は、電圧指令値ｖd*'から、フィードバッ
クされる電流検出値ｉd，ｉqまでのむだ時間を設定するためのむだ時間処理値ｖd*'_d，
ｖq*'_dを算出している。そして、外乱推定部は、キャリア周波数ｆｃが切り替わった際
の制御演算において、むだ時間処理値ｖd*'_d，ｖq*'_d、すなわち、電圧指令値ｖd*'，
ｖq*'の前回値ｖd*'(k-1)，ｖq*'(k-1)と前々回値ｖd*'(k-2)，ｖｑ*'(k-2)との中間値を、キャリア周波数ｆｃの切り替え前後の制御演算周期ｔの比に応じて算出している。
かかる構成によれば、キャリア周波数ｆｃの切り替えによって制御演算の割り込みを変更する場合でも、キャリア周波数ｆｃの切り替えに伴う外乱成分の誤推定を抑制することができる。これにより、電流応答特性が低下するといった事態を抑制することができる。
以上、本発明の実施形態にかかる電動機の制御装置および電動機制御システムについて説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されることなく、その発明の範囲内において種々の変形が可能であることはいうまでもない。例えば、上述した実施形態では、キャリア周波数が切り替わった際の制御演算において、ｄｑ軸のむだ時間処理値、すなわち、ｄｑ軸電圧指令値の前回値と前々回値との中間値を、切り替え前後のキャリア周波数または制御演算周期の比に応じて算出している。しかしながら、ｄｑ軸電圧指令値の前回値と前々回値との中間値は、第１および第３の実施形態に示す手法をそれぞれ利用し、キャリア周波数の切り替え前後のキャリア周波数の比と制御演算周期の比とに応じて算出してもよい。かかる形態であっても、キャリア周波数ｆｃの切り替えによって制御演算の割り込みを変更する場合でも、キャリア周波数ｆｃの切り替えに伴う外乱成分の誤推定を抑制することができる。これにより、電流応答特性が低下するといった事態を抑制することができる。
１０ モータ
２０ 電源
３０ インバータ
４０ 制御ユニット
４１ 電流電圧演算部
４２ ローパスフィルタ処理部
４３ 電流制御部
４３ａ，４３ｂ 乗算器
４３ｃ むだ時間処理部
４３ｄ ローパスフィルタ処理部
４３ｅ 電圧指令値推定部
４３ｆ 制御演算周期切替部
４４ 座標変換部
４５ ＰＷＭ変換部
４６ キャリア周波数指令部
４７ 座標変換部
４８ 回転数演算部
５０ 電流センサ
５１ 位置センサ

Claims (7)

  1. 入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段を介して電動機を制御する電動機の制御装置において、
    前記電動機に供給される電流を電流検出値として検出する電流検出手段と、
    キャリア信号のキャリア周波数に準じた周期で制御演算を行う制御手段とを有し、
    前記制御手段は、
    前記電動機に印加する電圧指令値を演算する電流制御手段と、
    前記電流制御手段から出力される電圧指令値と前記キャリア信号とを比較することにより、前記スイッチング手段を駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
    前記キャリア信号のキャリア周波数の切り替えを指示するキャリア周波数指令手段とを有し、
    前記電流制御手段は、
    前記電流検出値を用いたフィードバック制御により、前記電圧指令値を演算するフィードバック制御手段と、
    前記電流検出値と前記電圧指令値とに基づいて外乱成分を推定し、当該推定した外乱成分を前記駆動信号生成手段に出力する前記電圧指令値に加算する外乱推定手段とを有し、
    前記外乱推定手段は、前記キャリア周波数が切り替わった場合、当該キャリア周波数が切り替わった際の制御演算よりも後の周期の制御演算において、制御演算周期に依存する外乱推定用の制御定数の更新を行うことを特徴とする電動機の制御装置。
  2. 前記外乱推定手段は、前記キャリア周波数が切り替わった際の制御演算よりも１周期後の制御演算において、前記制御定数の更新を行うことを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
  3. 前記外乱推定手段は、前記電圧指令値から前記電流検出値までのフィードバックにおけるむだ時間を設定するためのむだ時間処理値を算出しており、前記電圧指令値の前回値と前々回値との中間値を前記むだ時間処理値として算出することを特徴とする請求項１または２に記載された電動機の制御装置。
  4. 前記外乱推定手段は、前記キャリア周波数が切り替わった際の制御演算において、前記電圧指令値の前回値と前々回値との中間値を、切り替え前後の前記キャリア周波数の比に応じて算出することを特徴とする請求項３に記載された電動機の制御装置。
  5. 前記外乱推定手段は、前記キャリア周波数が切り替わった際の制御演算において、前記電圧指令値の前回値と前々回値との中間値を、前記キャリア周波数の切り替え前後の前記制御演算周期の比に応じて算出することを特徴とする請求項３に記載された電動機の制御装置。
  6. 前記外乱推定手段は、前記キャリア周波数が切り替わった際の制御演算において、前記電圧指令値の前回値と前々回値との中間値を、前記キャリア周波数の切り替え前後の当該キャリア周波数の比と前記制御演算周期の比とに応じて算出することを特徴とする請求項３に記載された電動機の制御装置。
  7. 電源から入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段と、
    前記電力変換手段から印加される電圧に応じたトルクを出力する電動機と、
    前記電力変換手段を介して電動機を制御する制御装置とを有し、
    前記制御装置は、
    前記電動機に供給される電流を電流検出値として検出する電流検出手段と、
    キャリア信号のキャリア周波数に準じた周期で制御演算を行う制御手段とを有し、
    前記制御手段は、
    前記電動機に印加する電圧指令値を演算する電流制御手段と、
    前記電流制御手段から出力される電圧指令値と前記キャリア信号とを比較することにより、前記スイッチング手段を駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
    前記キャリア信号のキャリア周波数の切り替えを指示するキャリア周波数指令手段とを有し、
    前記電流制御手段は、
    前記電流検出値を用いたフィードバック制御により、前記電圧指令値を演算するフィードバック制御手段と、
    前記電流検出値と前記電圧指令値とに基づいて外乱成分を推定し、当該推定した外乱成分を前記駆動信号生成手段に出力する前記電圧指令値に加算する外乱推定手段とを有し、
    前記外乱推定手段は、前記キャリア周波数が切り替わった場合、当該キャリア周波数が切り替わった際の制御演算よりも後の周期の制御演算において、制御演算周期に依存する外乱推定用の制御定数の更新を行うことを特徴とする電動機制御システム。
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