JP6354523B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機の駆動制御を行う電動機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、通常運転期間に移行する前の期間であって、電動機の回転停止状態から予め定める回転速度で回転する回転状態まで電動機を駆動する起動期間において、電動機の駆動電圧を制御するものが知られている。詳しくは、起動期間において、電動機に流れる相電流のピーク値のばらつきを算出し、算出したピーク値のばらつきが所定範囲よりも大きいときに駆動電圧の変調率を小さくし、算出したピーク値のばらつきが所定範囲よりも小さいときに駆動電圧の変調率を大きくする。これにより、電動機を駆動する駆動回路の信頼性向上と、電動機の起動時における異常音の抑制とを図っている。

特開２０１３−１３２９３号公報

ところで、上記特許文献１の手法による電動機の起動期間における駆動制御では、例えば急激な外乱が入った場合に、応答速度が遅く不安定となり、ひいては脱調停止に至る可能性も考えられる。このため、起動期間における駆動制御の安定性の向上が望まれる。

本発明は、電動機の起動期間における駆動制御の応答性と安定性とを向上できる電動機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、電動機（１０）と、前記電動機に交流電圧を印加可能な電力変換回路（２０）と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出部（２３）とを備えるシステムに適用され、前記電動機の回転停止状態から前記電動機が所定の回転状態となるまでの起動期間において、前記電動機の磁極位置を検出する位置検出器の検出値を用いることなく、前記電力変換回路の操作によって前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相である電圧位相を操作する起動時操作手段（３０ａ，３０ｆ）と、前記電動機の出力トルク又は該出力トルクと正の相関を有する値のいずれかをトルクパラメータとし、前記起動期間において、前記トルクパラメータの変動成分を０に近づけるように、前記電流検出部の検出値に基づいて、前記起動時操作手段によって操作される前記電圧位相を補正する電圧位相補正手段（３０ｂ〜３０ｅ）とを備えることを特徴とする。

電動機の起動期間においては、電動機を構成する電機子巻線に流れる電流ベクトルの位相が外乱等によって変動しやすく、この変動によって電動機の回転速度が不安定になる等、電動機の駆動制御が不安定となりやすい。ここで、こうした問題は、起動期間において上記トルクパラメータの変動成分を０に維持することで解決できる。そして、変動成分を０に維持するために、電力変換回路の出力電圧ベクトルの大きさである電圧振幅ではなく、電圧位相を操作することで、変動成分を迅速に０に近づけることができる。

そこで上記発明では、起動期間において、上記トルクパラメータの変動成分を０に近づけるように、電流検出部の検出値に基づいて、上記起動時操作手段によって操作される電圧位相を補正する。これにより、起動期間における電動機の駆動制御の応答性と安定性とを向上することができる。

車載モータ制御システムの全体構成図。 制御装置における強制起動期間のモータ制御を示すブロック図。 相電圧と相電流との位相差を示す図。 ｄｑ座標系における各種パラメータを説明するための図。 制御装置における通常運転期間のモータ制御を示すブロック図。 本実施形態の効果を示すタイムチャート。

以下、本発明にかかる制御装置を車載モータ制御システムに適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、モータ１０、「電力変換回路」としてのインバータ２０、及びモータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータ１０は、車載空調装置を構成する車室内送風用ファンや、車載ラジエータファンの駆動に用いられる。本実施形態において、モータ１０は、永久磁石を備える３相同期モータである。なお、モータ１０としては、突極機であってもよいし、非突極機であってもよい。

モータ１０は、電機子巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを備えている。モータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源２１（例えばバッテリ）に接続されている。インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、Ｕ相巻線１０ｕの一端が接続され、Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、Ｖ相巻線１０ｖの一端が接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、Ｗ相巻線１０ｗの一端が接続されている。ちなみに、本実施形態では、各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ〜Ｄｗｎが逆並列に接続されている。なお、各フリーホイールダイオードＤｕｐ〜Ｄｗｎは、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。

各上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのコレクタには、直流電源２１の正極端子に接続された正極側直流母線Ｌｐが接続されている。各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのエミッタには、直流電源２１の負極端子に接続された負極側直流母線Ｌｎが接続されている。

モータ制御システムは、相電流センサ２２と母線電流センサ２３とを備えている。本実施形態において、相電流センサ２２は、モータ１０の相電流を検出する。母線電流センサ２３は、負極側直流母線Ｌｎに流れる電流を検出する。なお、本実施形態では、相電流センサ２２及び母線電流センサ２３として、シャント抵抗体を備えて構成されているものを用いている。母線電流センサ２３は、例えば過電流検出用に設けられている。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータ１０の制御量（本実施形態では回転速度）をその指令値（以下、指令回転速度ω＊）に制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成するスイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎをオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づき、各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎに対応する操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎを生成し、生成された各操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎを各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎに対して出力する。ここで、上アーム操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、対応する下アーム操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号（論理が反転した信号）となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、指令回転速度ω＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から制御装置３０へと入力される。

続いて、制御装置３０によって実行されるモータ制御について説明する。本実施形態にかかる制御は、レゾルバ等の位置検出器を用いないセンサレス正弦波駆動制御である。

制御装置３０は、強制起動期間と通常運転期間とに分けて、モータ１０の駆動制御を行う。強制起動期間は、モータ１０の回転が停止している回転停止状態から、モータ１０が予め定められた所定回転速度で回転する回転状態となるまでモータ１０を起動する期間である。通常運転期間は、強制起動期間の完了後、後述する位相差制御で駆動制御が行われる期間である。

強制起動期間では、まず、モータ１０の回転開始に先立ち、モータ１０の磁極位置を推定する処理を行う。これは、例えば、モータ１０の所定の２相に通電することによって行う。その後、モータ１０の３相に通電してモータ１０を回転させ始める。その後、所定の条件が成立した場合に通常運転期間に移行する。ここで、所定の条件とは、例えば、後述する力率角ξｒの算出が可能になったとの条件とすればよい。

まず、図２を用いて、強制起動期間における制御装置３０の処理について説明する。

電圧位相算出部３０ａは、指令回転速度ω＊を入力としたオープンループ制御によって電圧位相Ｖθを算出する。詳しくは、指令回転速度ω＊の時間積分値として、電圧位相Ｖθを算出する。電圧位相Ｖθは、図３及び図４に示すように、インバータ２０から各相巻線１０ｕ，１０ｖ，１０ｗに印加する電機子電圧ベクトルの位相である。ここで、図４では、モータ１０を構成するロータの磁極方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する方向をｑ軸としている。図４において、「Ｖｎ」は、上記電圧ベクトルを示し、「Ｖθ」は、ｑ軸に対する電圧ベクトルＶｎの電圧位相を示し、「Ｖｍｏｄ」は、電圧ベクトルＶｎの大きさである電圧振幅を示している。本実施形態において、電圧位相Ｖθは、ｑ軸から反時計まわりに回転した場合を進角とし、ｑ軸から時計まわりに回転した場合を遅角とし、ｑ軸と一致した場合を０°とする。電圧ベクトルＶｎは、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑによって表すことができる。

先の図２の説明に戻り、変動成分抽出部３０ｂは、フィルタ部３０ｃから出力された推定トルクＴｒｑと、母線電流センサ２３によって検出された母線電流ＩＤＣとに基づいて、トルクの変動成分（以下、トルク変動成分ΔＩ）を抽出する。本実施形態では、推定トルクＴｒｑと母線電流ＩＤＣとの差分により、トルク変動成分ΔＩを抽出する。フィルタ部３０ｃは、母線電流センサ２３によって検出された母線電流ＩＤＣに基づいて、トルクパラメータとしての推定トルクＴｒｑを算出する。詳しくは、本実施形態では、まず、母線電流ＩＤＣにローパスフィルタ処理を施す。そして、ローパスフィルタ処理が施された母線電流ＩＤＣをトルクＴｒｑに変換する。ここで、トルクの変換には、例えば、ローパスフィルタ処理が施された母線電流ＩＤＣと推定トルクＴｒｑとが関係付けられた数式やマップが用いられる。

電流制御器３０ｄは、トルク変動成分ΔＩに基づいて、トルク変動成分ΔＩを０にフィードバック制御するための操作量として位相補正量Δθを算出する。本実施形態では、トルク変動成分ΔＩに基づく比例制御によって位相補正量Δθを算出する。

位相加算部３０ｅは、電圧位相算出部３０ａから出力された電圧位相Ｖθに、電流制御器３０ｄから出力された位相補正量Δθを加算することで、電圧位相Ｖθを補正する。

正弦波算出部３０ｆは、位相加算部３０ｅの出力値「Ｖθ＋Δθ」と、電圧振幅Ｖｍｏｄとに基づいて、モータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相に、下式（ｅｑ１）にて表されるように、モータ１０の電気角で位相が互いに１２０°ずれた正弦波のＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を印加するための操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎを生成してインバータ２０に対して出力する。

ここで、上記操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎは、例えば、上式（ｅｑ１）にて表される正弦波データと、三角波等のキャリア信号との大小比較に基づくＰＷＭ処理によって生成すればよい。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１０ｕ，１０ｖ，１０ｗにＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を印加するように、各操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎに基づいて各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎをオンオフ操作することにより、モータ１０の回転速度を指令回転速度ω＊に制御する。なお、強制起動期間における指令回転速度ω＊は、例えば、予め定められた値に設定すればよい。具体的には例えば、強制起動期間の開始から時間経過とともに、０から予め定められた所定回転速度まで指令回転速度ω＊を徐々に上昇させてもよい。また、強制起動期間における電圧振幅Ｖｍｏｄも、例えば、予め定められた値に設定すればよい。具体的には例えば、強制起動期間の開始から時間経過とともに規定値（＞０）に向かって電圧振幅Ｖｍｏｄを徐々に上昇させてもよい。

続いて、図５を用いて、通常制御期間における制御装置３０の位相差制御について説明する。なお、図５において、先の図２と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

位相差算出部３０ｇは、Ｕ相について説明すると、相電流センサ２２によって検出されたＵ相電流Ｉｒと、電圧位相算出部３０ａから出力された電圧位相Ｖθとに基づいて、正弦波状のＵ相電流Ｉｒと正弦波状のＵ相電圧Ｖｒとの位相差（以下、力率角ξｒ）を算出する。本実施形態では、先の図３及び図４に示すように、Ｕ相電圧ＶｒがＵ相電流Ｉｒに対して進角している（位相が進んでいる）場合の力率角ξｒを正の値で表し、遅角している（位相が遅れている）場合の力率角ξｒを負の値で表すこととする。図４において、「Ｉｎ」は、各相巻線１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗに流れる電機子電流ベクトルを示し、「β」は、ｑ軸に対する電流ベクトルＩｎの電流位相を示し、「Ｉａ」は、電流ベクトルＩｎの大きさである電流振幅を示している。電流位相βは、ｑ軸から反時計まわりに回転した場合を進角とし、ｑ軸から時計まわりに回転した場合を遅角とし、ｑ軸と一致した場合を０°とする。電流ベクトルＩｎは、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑによって表すことができる。ちなみに、位相差算出部３０ｇにおいて、Ｖ，Ｗ相についての処理も、Ｕ相についての処理と同様に行うことができる。

なお、本実施形態では、相電流センサ２２の検出値に基づいて力率角ξｒを算出したがこれに限らない。例えば、相電流センサ２２を制御システムに備えることなく、母線電流センサ２３によって検出された母線電流ＩＤＣとスイッチングモードとに基づいて相電流を推定し、推定された相電流に基づいて力率角ξｒを算出してもよい。この場合、相電流センサ２２を除去できるため、制御システムのコストを低減することができる。

力率角設定部３０ｈは、力率角ξｒの目標値である目標力率角ξ＊を可変設定する。本実施形態では、指令回転速度ω＊、推定トルクＴｒｑ及び目標力率角ξ＊が関係づけられた力率角マップが、制御装置３０の備える図示しない記憶手段（例えばメモリ）に記憶されている。力率角設定部３０ｈは、指令回転速度ω＊及び推定トルクＴｒｑを入力として、力率角マップを用いて目標力率角ξ＊を可変設定する。

力率偏差算出部３０ｉは、力率角設定部３０ｈから出力された目標力率角ξ＊と、位相差算出部３０ｇから出力された力率角ξｒとの偏差である力率偏差Δξを算出する。詳しくは、目標力率角ξ＊から力率角ξｒを減算することで力率偏差Δξを算出する。

第１制御器３０ｊは、力率偏差Δξに基づいて、力率角ξｒを目標力率角ξ＊にフィードバック制御するための操作量として速度補正量Δωを算出する。本実施形態では、力率偏差Δξに基づく比例積分制御によって速度補正量Δωを算出する。

速度加算部３０ｋは、指令回転速度ω＊に速度補正量Δωを加算することで補正回転速度ωｂを算出する。電圧位相算出部３０ａは、速度加算部３０ｋから出力された補正回転速度ωｂの時間積分値として、電圧位相Ｖθを算出する。

第２制御器３０ｌは、力率偏差Δξに基づいて、力率角ξｒを目標力率角ξ＊にフィードバック制御するための操作量として電圧振幅Ｖｍｏｄを算出する。本実施形態では、力率偏差Δξに基づく比例積分制御によって電圧振幅Ｖｍｏｄを算出する。

正弦波算出部３０ｆは、電圧位相算出部３０ａから出力された電圧位相Ｖθと、第２制御器３０ｌから出力された電圧振幅Ｖｍｏｄとに基づいて、上述したように、モータ１０の電気角で位相が互いに１２０°ずれた正弦波のＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を印加するための操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎを生成してインバータ２０に対して出力する。

なお本実施形態では、通常運転期間において、先の図２に示したトルク変動成分ΔＩに基づく電圧位相Ｖθの補正処理を行わないこととしたが、この補正処理を行ってもよい。

ここで、先の図２において、強制起動期間におけるトルク変動成分ΔＩに基づく補正処理は、強制起動期間におけるモータ１０の駆動制御を安定化させるために設けられている。これは、強制起動期間においては、指令回転速度ω＊に基づくオープンループ制御が主であることや、モータ１０に作用する負荷変動や回転速度変動が大きいことによる。モータ１０の駆動制御が安定しない場合、指令回転速度ω＊に対する実際の回転速度の追従性が悪化する。これにより、モータ１０の駆動に伴って発生する騒音が増大したり、モータ１０の脱調（同期外れ）が発生したりするなどの不都合が生じ得る。このため、本実施形態では、上記補正処理を行う。

上記補正処理について詳しく説明する。本実施形態では、ｄｑ座標系のｄ軸，ｑ軸のそれぞれが正となる象限（第１象限）に電流ベクトルＩｎがある場合を想定する。電流制御器３０ｄは、トルク変動成分ΔＩが０よりも大きくなっている場合（すなわち、推定トルクＴｒｑがその直流成分よりも大きくなっている場合）、トルクを低減するために電圧位相Ｖθを遅角させる位相補正量Δθを算出する。これにより、電流位相βが遅角し、指令回転速度ω＊を実現するための適切な電流位相とされる。一方、電流制御器３０ｄは、トルク変動成分ΔＩが０未満となる場合、トルクを増加するために電圧位相Ｖθを進角させる位相補正量Δθを算出する。

ここで、上記補正処理において、電圧位相算出部３０ａから出力された電圧位相Ｖθを補正対象とするのは、トルク変動成分ΔＩを迅速に０にするためである。つまり、入力となる電圧から出力となる電流までのモータ伝達関数は１次遅れ系として表すことができる。このため、トルク変動成分ΔＩを０にフィードバック制御するための操作量として、電圧振幅Ｖｍｏｄを補正対象とする構成では、電圧位相Ｖθを補正対象とする構成よりも電流位相βを迅速に変化させることができない。これに対し、電圧位相Ｖθを補正対象とする構成では、モータ１０に外乱が作用する場合であっても、実際の電流位相βを、指令回転速度ω＊を実現するための適切な電流位相に迅速に変化させることができる。

続いて、図６に本実施形態の効果を示す。図６は、トルク変動成分ΔＩの低減効果を、相電流振幅の交流成分低減効果として調べた計算結果である。図６では、関連技術と比較して本実施形態の効果を説明する。図６において、（ａ）は各相電流Ｉｕ〜Ｉｗの推移を示し、（ｂ）はｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの推移を示し、（ｃ）は相電流振幅の交流成分の推移を示す。ここで、関連技術とは、先の図２の構成から変動成分抽出部３０ｂ、フィルタ部３０ｃ及び電流制御器３０ｄを除去し、電圧位相算出部３０ａの出力値がそのまま正弦波算出部３０ｆに入力される構成のことである。なお、図中、時刻ｔ１までは、２相通電による磁極位置推定処理が行われている。

関連技術において、時刻ｔ１において磁極位置の推定が完了する。その後、時刻ｔ２において強制起動期間が開始される。ただし、電圧位相Ｖθを補正していないことから、強制起動期間において相電流振幅の交流成分（トルク変動成分ΔＩ）が大きくなる。これに対し、本実施形態では、電圧位相Ｖθの補正により、強制起動期間において相電流振幅の交流成分を大きく低減することができる。

このように、本実施形態によれば、強制起動期間のようなモータ１０の低速時における制御安定性を向上することができる。これにより、モータ１０の騒音を抑制したり、モータ１０の脱調を回避したりすることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記実施形態では、フィルタ部３０ｃにおいて、トルクパラメータとして推定トルクＴｒｑ（出力トルク）を算出したがこれに限らない。例えば、トルクパラメータとして、ｑ軸電流Ｉｑを算出してもよい。この場合、算出されたｑ軸電流Ｉｑが変動成分抽出部３０ｂの入力となる。強制起動期間における外乱等による電流位相βの変動により、電流振幅Ｉａのｑ軸投影成分であるｑ軸電流Ｉｑが変動することから、電圧位相Ｖθの補正処理によってモータ駆動制御を安定化することができる。また、トルクパラメータとして、電流振幅Ｉａを算出してもよい。ｑ軸電流Ｉｑ及び電流振幅Ｉａは、モータの出力トルクを正の相関を有する電流値である。なお、ｑ軸電流Ｉｑや電流振幅Ｉａの算出に、例えば、３相のうち少なくとも２相分を検出する相電流センサの検出値を用いてもよい。ここでは、例えば、ｑ軸電流又は電流振幅Ｉａと、相電流とが関係付けられた数式等を用いて、ｑ軸電流又は電流振幅Ｉａを算出すればよい。

・負極側直流母線Ｌｎに流れる電流を検出する母線電流センサの検出値をフィルタ部３０ｃの入力としてもよい。

・位相差算出部３０ｇにおいて、モータへの指令電圧のゼロクロスと相電流のゼロクロスとから力率角ξｒを算出してもよい。

・電流制御器３０ｄにおいて、トルク変動成分ΔＩに基づく比例制御により、電圧位相Ｖθを補正するための乗算係数を算出する。そして、位相加算部３０ｅにおいて、電圧位相Ｖθに乗算係数を乗算することで、電圧位相Ｖθを補正してもよい。

・モータとしては、永久磁石型のものに限らず、例えば巻線界磁型のものであってもよい。また、モータとしては、３相のものに限らず、４相以上のものであってもよい。さらに、モータの用途としては、ファン駆動用に限らず、例えばポンプ駆動用であってもよい。

・モータ１０に交流電圧を印加可能な電力変換回路としては、３相インバータに限らず、交流電圧を印加可能であれば他の電力変換回路であってもよい。

１０…モータ、２０…インバータ、３０…制御装置。

Claims (7)

1. 電動機（１０）と、前記電動機に交流電圧を印加可能な電力変換回路（２０）と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出部（２３）とを備えるシステムに適用され、
   前記電動機の回転停止状態から前記電動機が所定の回転状態となるまでの起動期間において、前記電動機の磁極位置を検出する位置検出器の検出値を用いることなく、前記電動機の制御量の指令値に基づいて、オープンループ制御によって前記電力変換回路の出力電圧の位相である電圧位相を算出する起動時第１手段（３０ａ）と、
   前記起動期間において、前記位置検出器の検出値を用いることなく、前記起動時第１手段によって算出された前記電圧位相に基づいて、前記電力変換回路の操作によって前記電動機を構成する電機子巻線（１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ）の印加電圧を操作する起動時第２手段（３０ｆ）と、
   前記電動機の出力トルク又は該出力トルクと正の相関を有する値のいずれかをトルクパラメータとし、前記起動期間において、前記トルクパラメータの変動成分を０に近づけるように、前記電流検出部の検出値に基づいて、前記起動時第１手段によって算出される前記電圧位相を補正する電圧位相補正手段（３０ｂ〜３０ｅ）とを備えることを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記電圧位相補正手段は、前記起動期間において、前記電流検出部の検出値に基づいて前記トルクパラメータを算出するトルク算出手段（３０ｃ）を含み、前記トルク算出手段によって算出された前記トルクパラメータの変動成分を０に近づけるように、前記電圧位相を補正する請求項１記載の電動機の制御装置。
3. 前記電圧位相補正手段は、
   前記トルク算出手段によって算出された前記トルクパラメータの変動成分を０にフィードバック制御するための操作量として、前記起動時第１手段によって算出される前記電圧位相の補正量を算出する補正量算出手段（３０ｂ，３０ｄ）と、
   前記起動時第２手段において用いられる前記電圧位相を前記補正量で補正する補正手段（３０ｅ）とを含む請求項２記載の電動機の制御装置。
4. 前記トルク算出手段は、前記電流検出部の検出値にローパスフィルタ処理を施し、前記ローパスフィルタ処理が施された検出値と、前記電流検出部の検出値とに基づいて、前記トルクパラメータの変動成分を算出する請求項２又は３記載の電動機の制御装置。
5. 前記起動期間の完了後、前記電動機の位相差制御を行う通常時操作手段（３０ａ，３０ｃ，３０ｆ〜３０ｌ）をさらに備え、
   前記通常時操作手段は、
   前記電動機を構成する電機子巻線の印加電圧と、前記電機子巻線に流れる電流との位相差を算出する位相差算出手段（３０ｇ）と、
   前記位相差算出手段によって算出された前記位相差をその目標値に制御すべく、前記電力変換回路の操作によって前記電機子巻線の印加電圧を操作する印加電圧操作手段（３０ａ，３０ｃ，３０ｆ，３０ｈ〜３０ｌ）とを含む請求項１〜４のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
6. 前記電動機は、３相電動機であり、
   前記電力変換回路は、直流電源（２１）を入力とする３相インバータであり、
   前記電流検出部は、前記直流電源と前記電力変換回路とを接続する母線（Ｌｎ）に流れる電流を検出する請求項１〜５のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
7. 前記電動機は、車載ファンの駆動に用いられる請求項１〜６のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。