JP6658554B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、電流フィードバック制御において、実電流に対する検出電流の遅れにより生じる検出誤差を低減する技術が知られている。
例えば特許文献１に開示されたモータ制御装置は、電流センサの遅れ時間分に相当する位相（θｃ）だけｄｑ座標軸の角度を補正することで、実際のｄｑ軸電流の位相角と制御系内のｄｑ軸電流の位相角とを等しくする。

特開平９−３０８３００号公報

インバータのＰＷＭ制御では、一般に三角波キャリアの山又は谷のタイミングを跨いで上下アームのスイッチング素子が交互にオンする。上アーム素子のオン期間には相電流が増加し、下アーム素子のオン期間には相電流が減少するため、電流リプルが生じる。
また、電流センサが検出した電流は、三角波キャリアの山又は谷のタイミングでサンプリングされる。電流センサの検出遅れが無い理想状態では、電流リプルの中心値が取得される。しかし、実際には、電流センサの検出遅れ等により、電流リプルの中心値からずれた値が取得され、遅れ時間によっては、電流リプルのピーク値が取得される場合がある。このような、電流リプルの中心値からの電流取得値のずれを電流リプル誤差という。

特許文献１の従来技術は角度誤差を補正しているに過ぎず、電流センサの検出遅れ等による電流リプル誤差を低減することはできない。
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、ＰＷＭ制御において電流センサの検出遅れによる電流取得値の誤差を低減し、制御演算の精度を向上させる交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、インバータ（２０）と、フィードバック制御演算部（４０）と、平均値取得部（５０）と、を備える。
インバータは、ＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給する。
本明細書で「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータの通電を制御する制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

フィードバック制御演算部は、交流電動機に流れる電流を検出する一つ以上の電流センサ（８７、８８）から取得した電流値と交流電動機の回転角とを用いて、ＰＷＭ制御における三角波キャリアの（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）で制御演算を行う。
平均値取得部は、電流センサが検出した電流値の取得において、キャリアの山と谷との間の期間であるキャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値を取得可能なタイミングで電流値を取得する。

本発明では、ＰＷＭ制御における電流リプルに着目し、電流リプルの中心値に相当する「キャリア半周期における電流値の平均値」を平均値取得部が取得する。そして、フィードバック制御演算部は、平均値取得部が取得した電流値及び回転角を用いて、ベクトル制御やフィードバック制御の制御演算を行う。よって、ＰＷＭ制御において電流センサの検出遅れによる電流取得値の誤差を低減し、制御演算の精度を向上させることができる。

ここで、交流電動機に流れる電流信号が電流センサ及び制御装置の受信回路を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を「検出遅れ時間」と定義する。
本発明の一態様の平均値取得部は、電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する。
この態様では、電流取得タイミングを調整するロジックのみで、「キャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値」を適切に取得することができる。

また、交流電動機の回転角については検出遅れが無いことを前提とする。
平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングで交流電動機の回転角を取得してもよい。或いは、平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間を遅らせたタイミングで、対応する電流値と同時に交流電動機の回転角を取得してもよい。この場合、取得された回転角から検出遅れ時間での回転角変化量に相当する補正値を減算して得られた補正後回転角が制御演算に用いられることが好ましい。

本発明の他の態様では、上記「検出遅れ時間」を定義し、さらに、スイッチング素子に指令されるゲート信号に対するＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間を「素子動作遅れ時間」とする。平均値取得部は、電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し、検出遅れ時間に素子動作遅れ時間を加算した加算遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する。

各実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 図１のインバータ制御部の制御ブロック図。 電流センサの検出遅れ時間を定義する図。 従来課題による角度補正を説明するタイムチャート。 ＰＷＭ制御における電流リプルを説明する図。 電流センサの検出遅れによる影響を説明する図。 第１実施形態によるみなし平均値取得処理の概念図。 電気角１周期の相電流及び角度と、第１実施形態による電流サンプルタイミングとの関係を示すタイムチャート。 第１実施形態によるみなし平均値取得処理のタイムチャート。 第１実施形態によるみなし平均値取得処理のフローチャート。 電気角１周期の相電流及び角度と、第２実施形態による電流サンプルタイミングとの関係を示すタイムチャート。 第２実施形態による角度補正の（ａ）ブロック図、（ｂ）補正説明図。 第２実施形態によるみなし平均値取得処理のタイムチャート。 第２実施形態によるみなし平均値取得処理のフローチャート。 第３実施形態によるみなし平均値取得処理の概念図。 第４実施形態によるみなし平均値取得処理のタイムチャート。 第４実施形態によるみなし平均値取得処理のフローチャート。 第５実施形態による平均値算出処理の概念図。 第５実施形態による平均値算出処理のタイムチャート。 第５実施形態による平均値算出処理のフローチャート。

以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。第１〜第５実施形態を包括して「本実施形態」という。なお、第５実施形態は参考形態に相当する。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

［システム構成］
まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池であるバッテリ１１の直流電力をインバータ２０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ２０及びインバータ制御部３０を含む。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ２０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち一相以上の巻線に接続される電流経路には相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。

回転角センサ８５は、ＭＧ８０の回転角θを検出する。本実施形態では、回転角センサ８５としてレゾルバを用いることを想定するが、他の回転角センサが使用されてもよい。
本明細書では、回転角θは、機械角を磁極対数で除した電気角を意味する。また、実施形態の説明において、適宜、ＭＧ８０の回転角を単に「角度」という。
なお、他の実施形態では、回転角センサが設けられない位置センサレス制御のシステムにおいて、ＭＧ制御装置１０は、推定された回転角を取得してもよい。

インバータ２０は、上下アームの６つのスイッチング素子２１−２６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子２１、２２、２３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２４、２５、２６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１−２６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ２０は、インバータ制御部３０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。システム電圧Ｖｓｙｓは、例えば電圧センサ２７により検出される。

インバータ制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

インバータ制御部３０には、電流センサ８７、８８が検出した二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、及び、回転角センサ８５が検出した回転角θが入力される。また、インバータ制御部３０には、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力される。
インバータ制御部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ２０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ２０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

［インバータ制御部の構成］
次に、インバータ制御部３０の構成について、図２を参照して説明する。本実施形態のインバータ制御部３０は、基本的に、ベクトル制御、電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御を行うための構成を有している。また、本実施形態のインバータ制御部３０は、特有の構成として平均値取得部５０等を有している。
電流指令演算部３１は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、マップや数式を用いてｄ軸電流指令Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*を演算する。

３相２相変換部４２は、平均値取得部５０からＶ相電流サンプル値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｗ相電流サンプル値Ｉｗ＿ｓｍｐ、及び、回転角θが入力される。これらの相電流サンプル値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｉｗ＿ｓｍｐと回転角θとは、理想的に同一タイミングのデータである。以下、理想的に同一タイミングの電流値及び回転角を、「互いに対応する電流値及び回転角」という。

３相２相変換部４２は、回転角θを用いて、相電流サンプル値Ｉｖ＿ｓｍｐ、Ｉｗ＿ｓｍｐをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換し、フィードバックする。
電流減算器４３１、４３２は、それぞれ、３相２相変換部４２からフィードバックされたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*との電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

ＰＩ制御器４４１、４４２は、それぞれ、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑを０に収束させるように、比例積分演算によりｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*を算出する。
なお、ＰＩ制御器は、微分演算を含むＰＩＤ制御器として構成されてもよい。また、ＰＩ制御器４４１、４４２により演算されるフィードバック項に加え、別途算出されるフィードフォワード項がｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に加算されてもよい。

２相３相変換部４５は、回転角θを用いて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。
電圧ＤＵＴＹ変換部４７は、システム電圧Ｖｓｙｓ及び回転角θに基づき、各相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。

ＰＷＭ変調部４８は、各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗをキャリアと比較することにより、インバータ２０のスイッチング素子２１−２６を動作させるゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ２０に出力する。
上記の３相２相変換部４２からＰＷＭ変調部４８までの要素群を、フィードバック制御演算部４０という。フィードバック制御演算部４０は、平均値取得部５０から入力された電流値及び角度データに基づき、一連のフィードバック制御演算を行う部分である。

続いて、キャリア生成部５１、電流取得トリガ生成部５２、及び、平均値取得部５０について説明する。
キャリア生成部５１は、ＰＷＭ制御の三角波キャリアを生成し、ＰＷＭ変調部４８に出力する。三角波キャリアは、山から谷の期間と谷から山の期間とが同一の対称形であり、キャリアの山と谷との間の期間を「キャリア半周期」と定義する。なお、ＭＧ８０の回転数や変調率に応じてキャリア周波数を変更する等の周知技術が採用されてもよい。
また、従来、一般にＰＷＭ制御では、キャリアの山又は谷のタイミングが、電流センサ８７、８８が検出した相電流、及び、回転角センサ８５が検出した角度を取得するタイミングとして用いられてきた。後述するように、キャリアの山又は谷のタイミングで電流をサンプルすることにより、理想的には電流リプルの中心値を取得することができる。

しかし現実には、電流センサの検出遅れのため、制御装置が取得した電流と実電流との間に誤差が生じるという問題がある。この問題について、図３〜図６を参照する。
なお、レゾルバにより検出される回転角θには実質的な遅れが生じない。したがって、回転角センサ８５としてレゾルバの使用を想定する本実施形態では、回転角θに検出遅れが無いことを前提とし、電流センサの検出遅れのみを問題とする。

図３に、電流センサが検出した電流値を制御装置が取得する一般的な構成を示す。図３では、電流センサの符号として、図１のＶ相電流センサの符号「８７」を用いる。
電流センサ８７は、相電流をアナログ信号として検出し、コネクタ７１を介して接続された制御装置７０に送信する。
制御装置７０の受信回路７２は、電流センサ８７からアナログ信号を受信する。Ａ／Ｄ変換部７３は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、制御演算部７４に出力する。
このように、電流信号が、電流センサ８７及び制御装置７０の受信回路７２を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を「検出遅れ時間」と定義する。

図４に示すように、電流センサの検出遅れにより、検出電流は実電流に対して遅れる。
特許文献１（特開平９−３０８３００号公報）に開示された従来技術では、電流センサの検出遅れに対し、電流センサの遅れ時間分に相当する位相θｃだけｄｑ座標軸の角度を補正する。これにより、角度誤差を補正することができる。

しかし、より短い時間レンジのタイムチャートである図５において、ＰＷＭ制御では、キャリアとＤＵＴＹとの大小関係によってスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする。
以下、各相共通に、キャリアに基づくタイミングを説明するタイムチャートでは、図２の指令デユーティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを包括して「ＤＵＴＹ」と表す。ＤＵＴＹはスイッチング周期に対する上アーム素子のＯＮ時間比率を意味する。ＤＵＴＹがキャリアを上回る期間、ゲート信号はＯＮとなる。

実電流は、ゲート信号のＯＮ期間に上昇し、ＯＦＦ期間に下降することにより、リプルが生じる。白丸で示すように、キャリアの谷のタイミングにおける実電流は、上昇時リプルの中心値に相当し、キャリアの山のタイミングにおける実電流は、下降時リプルの中心値に相当する。

実電流に対して遅れる検出電流をキャリアの山又は谷のタイミングでサンプルすると、キャリアの谷のタイミングにおける電流値は、下向き三角印で示すように、リプルの中心値よりも小さくなる。また、キャリアの山のタイミングにおける電流値は、上向き三角印で示すように、リプルの中心値よりも大きくなる。検出遅れ時間によっては、キャリアの山又は谷のタイミングで電流リプルのピーク値がサンプルされる場合がある。このような、電流リプルの中心値からの電流取得値のずれを電流リプル誤差という。
特許文献１の従来技術では、電流センサの検出遅れ等による電流リプル誤差を低減することはできない。

その結果、図６に示すように、検出電流のサンプル値に基づいて認識される電流波形の電流振幅実効値は、実電流の電流振幅実効値に対し誤差が生じる。この誤差の量は、電流リプルの大きさや、検出遅れ時間によって変動する。そして、誤差を含んだ電流値に基づきフィードバック制御演算がされることにより、所望のトルク指令Ｔｒｑ^*に対し、ＭＧ８０の出力トルクの精度が低下することとなる。

この問題に対し、本実施形態のインバータ制御部３０は、電流センサ８７、８８が検出した電流値の取得において、「キャリア半周期における電流値の平均値」を取得する平均値取得部５０を備える。この「キャリア半周期における電流値の平均値」は、電流リプルの中心値に相当する値である。また、電流取得トリガ生成部５２は、平均値取得部５０が電流を取得するタイミングを指令する。なお、本明細書では、「取得する」と「サンプルする」とは、ほぼ同じ意味で用いられる。

次に、平均値取得部５０の具体的な構成について、実施形態毎に説明する。
以下の実施形態は、大きく、第１〜第４実施形態と、第５実施形態とに分けられる。
第１〜第４実施形態では、平均値取得部５０は、電流センサ８７、８８が検出した電流を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し所定時間遅らせたタイミングで取得することにより、キャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値を取得する。
これに対し、第５実施形態では、平均値取得部５０は、キャリア半周期における電流値の平均値を算出する。

つまり、第１〜第４実施形態では、「平均値とみなされる検出電流値を取得するための最適なタイミング」として設定されたタイミングで検出電流が取得される。そこで、第１〜第４実施形態による平均値取得処理を「みなし平均値取得処理」という。
一方、第５実施形態では、文字通り、キャリア半周期における電流値の平均値が算出される。第５実施形態による平均値取得処理を「平均値算出処理」という。

（第１実施形態）
第１実施形態について、図７〜図１０を参照して説明する。
図７には、任意の相について、電気角１周期の相電流及び角度と、電流サンプルタイミングとの関係を示す。縦方向の破線は、キャリアの山又は谷のタイミングである。破線上に記される白丸印の電流値Ｒは、あるキャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋにおける実電流を示し、三角印の電流値Ｆは、そのタイミングｔｃｐｋにおける検出電流を示す。
また、上述の通り角度には検出遅れが無いという前提であるため、四角印の角度θは、キャリアの山又は谷のタイミングタイミングｔｃｐｋにおける実際の角度を示すと共に、そのタイミングｔｃｐｋに取得される検出角度を示す。

検出電流が実電流に対して遅れなく一致する理想状態では、キャリアの山又は谷のタイミングで検出電流がサンプルされる場合、互いに対応する電流値Ｒと角度θとが精度良く取得される。
しかし現実には、検出電流は実電流に対して検出遅れ時間ＤＬｓｎｓだけ遅れるため、キャリアの山又は谷のタイミングでサンプルされる電流値Ｆと角度θとの対応関係に誤差が生じる。

そこで第１実施形態では、キャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングが、一点鎖線で示される電流サンプルタイミングｔｓｍｐとして設定される。一点鎖線上に記されるハッチング付丸印の電流値Ｓは、電流サンプルタイミングｔｓｍｐにおける検出電流を示す。
第１実施形態では、電流のみが電流サンプルタイミングｔｓｍｐでサンプルされ、角度θはキャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋでサンプルされることにより、互いに対応する電流値Ｓと角度θとが、理想状態と同様に、精度良く取得される。この電流値Ｓが、図２において平均値取得部５０から出力されるＶ相電流Ｉｖ＿ｓｍｐ、及び、Ｗ相電流Ｉｗ＿ｓｍｐに相当する。

図８は、図７よりも短い時間レンジでのタイムチャートであり、キャリア信号の１周期における実電流、検出電流、及び、上アーム素子に指令されるゲート信号の関係を示す。ＤＵＴＹがキャリア信号を上回る期間、ゲート信号はＯＮとなる。第１実施形態では、上アーム素子が実際にＯＮ動作する期間は、ゲート信号のＯＮ期間に一致するものとする。
第１実施形態の平均値取得部５０は、キャリアの山又は谷のタイミングｔｓｐｋに対し、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングｔｓｍｐで検出電流をサンプルする。

続いて、図９のタイムチャート、及び図１０のフローチャートを参照する。
図９のタイムチャートには、キャリア周期の２周期の期間を示す。図９の例では、キャリアの各山及び各谷のタイミングで、すなわち、（１／２）周期毎に一相以上の電流及び角度が取得され、それらの値を用いて各種制御演算が実行される。本実施形態では、各種制御演算は、次のキャリアの山又は谷のタイミング以前に終了し、次の（１／２）周期の開始時に更新されるものとする。

図９において、白抜きブロック矢印は、キャリア生成部５１によりキャリアトリガが生成されるタイミングを示す。つまり、キャリアトリガが生成されるタイミングが「キャリアの山又は谷のタイミング」となる。斜線ハッチングのブロック矢印は、電流取得トリガ生成部５２により電流取得トリガが生成されるタイミングを示す。第１実施形態では、複数の電流センサから検出電流を取得する場合、各電流センサの検出電流に対し共通の電流取得トリガが用いられる。
横線ハッチングの長方形は、角度データが取得されるタイミングを示す。破線矢印は、取得された角度データのホールド期間を示す。梨地模様の長方形は、各種制御演算が実行される期間を示す。
各部に併記したＳ番号は、図１０のフローチャートの対応するステップ番号を示す。

図９において、電流取得トリガは、キャリアトリガに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓ後に生成される。角度は、キャリアトリガの生成タイミングで取得された後、電流取得トリガの生成タイミングまでホールドされる。制御演算は、電流取得トリガの生成タイミングで開始され、次のキャリアトリガの生成タイミング以前に終了する。

図１０以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。なお、他の実施形態のフローチャートとステップ番号を共用する都合上、各実施形態のステップ番号には欠番が生じる場合がある。図１０において、Ｓ１〜Ｓ５の主体は平均値取得部５０であり、Ｓ１０、Ｓ１２の主体はフィードバック制御演算部４０である。
平均値取得部５０は、Ｓ１でキャリアトリガを検知すると同時に、Ｓ２で回転角センサ８５から角度データを取得し、Ｓ３で角度データをホールドする。Ｓ３の角度データホールドは、Ｓ４で電流取得トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。
電流取得トリガが検知され、Ｓ４でＹＥＳと判断されると、平均値取得部５０は、Ｓ５で、各相の電流センサ８７、８８から電流値を取得する。

こうして、平均値取得部５０は、互いに対応する一相以上の電流値及び角度を取得し、フィードバック制御演算部４０に出力する。
フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力した電流値及び角度を用いて制御演算を行う。また、フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１２にて、次のキャリアの山又は谷のタイミングで演算結果を更新する。

（効果）
第１実施形態のＭＧ制御装置１０の効果について説明する。
（１）平均値取得部５０は、ＰＷＭ制御における電流リプルの中心値に相当する「キャリア半周期における電流値の平均値」を取得する。フィードバック制御演算部４０は、平均値取得部５０が取得した電流値及び角度を用いて、ベクトル制御やフィードバック制御の制御演算を行う。よって、ＰＷＭ制御において電流センサ８７、８８の検出遅れによる電流取得値の誤差を低減し、制御演算の精度を向上させることができる。

（２）平均値取得部５０は、電流センサ８７、８８が検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングで取得する。これにより、電流取得タイミングを調整するロジックのみで、「キャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値」を適切に取得することができる。

（３）フィードバック制御演算部４０は、互いに対応する電流値及び角度を平均値取得部５０が取得した後、その電流値及び回転角を用いた制御演算を開始する。同一タイミングのデータを一セットとして用いることにより、制御演算の精度を向上させることができる。

以下の第２〜第５実施形態の説明において、タイムチャートの記載は第１実施形態の図７、図８、図９の方式に準ずる。また、第１実施形態の図１０と実質的に同一のステップには同一のステップ番号を付して説明を一部省略する。
（第２実施形態）
第２実施形態について、図１１〜図１４を参照して説明する。
第２実施形態は、第１実施形態に対し、角度取得タイミングのみが異なる。図１１に示すように、平均値取得部５０は、キャリアの山又は谷のタイミングに対し検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを遅らせたタイミングで、電流値Ｓと角度θｓｍｐとを同時に取得する。

図１２（ａ）に角度補正演算の構成を示す。
まず、電気周波数に比例する回転数Ｎ［ｒｐｍ］に遅れ時間係数ｋ［ｄｅｇ／ｒｐｍ］が乗算され、補正値Δθ（＝ｋＮ）が算出される。続いて、取得角度θｓｍｐから補正値Δθが減算されて補正後角度θが算出される。
図１２（ｂ）に示すように、補正値Δθは、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓでの角度変化量に相当する。なお、回転数Ｎ［ｒｐｍ］と遅れ時間係数ｋ［ｄｅｇ／ｒｐｍ］との乗算は、回転角速度［ｄｅｇ／ｓ］と遅れ時間［ｓ］との乗算に置き換えてもよい。

続いて、図１３のタイムチャート、及び図１４のフローチャートを参照する。図１３において、角度の取得は、電流取得トリガが生成されたタイミングで、電流取得と同時に行われる。図１４において、Ｓ６、Ｓ９が第２実施形態に特有のステップである。
平均値取得部５０は、Ｓ１でキャリアトリガを検知する。その後、平均値取得部５０は、Ｓ４で、電流取得トリガ生成部５２が生成した電流取得トリガを検知し、Ｓ６で電流値及び角度を同時に取得する。また、平均値取得部５０は、Ｓ９で取得角度θｓｍｐを補正し、取得した電流値及び補正後角度θをフィードバック制御演算部４０に出力する。

フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力した電流値及び補正後角度θを用いて制御演算を行う。なお、平均値取得部５０が取得角度θｓｍｐをそのまま出力し、フィードバック制御演算部４０がＳ９の角度補正を実行してもよい。
その後、フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１２で演算結果を更新する。
第２実施形態では、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第３実施形態）
第３実施形態について図１５を参照して説明する。第３実施形態は、電流センサ８７、８８の検出遅れに加え、インバータ２０のスイッチング素子の動作遅延の影響を考慮して平均値取得部５０の電流取得タイミングを決定する。

図１５に、上アーム素子に指令されるゲート信号、及び、上アーム素子の実際のスイッチング動作のタイミングを示す。ゲート信号に対するＯＮ動作の遅れ時間をａ、ＯＦＦ動作の遅れ時間をｂとする。ゲート信号のＯＮ期間の中間時ｔｇｃに対するスイッチング動作のＯＮ期間の中間時ｔｓｃの遅れ時間は、ＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間である「（ａ＋ｂ）／２」で表される。このＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間を「素子動作遅れ時間ＤＬｓｗ」と定義する。ここで、上アームゲート信号のＯＮ期間の中間時ｔｇｃは、キャリアの谷のタイミングｔｃｐｋに一致する。

実電流の上昇時リプルの中心値は、キャリアの谷のタイミングに対して上アーム素子の素子動作遅れ時間ＤＬｓｗだけ遅れる。また、実電流の下降時リプルの中心値は、キャリアの山のタイミングに対して下アーム素子の素子動作遅れ時間ＤＬｓｗだけ遅れる。したがって、検出電流は、キャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋに対し、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓに素子動作遅れ時間ＤＬｓｗを加算した加算遅れ時間ＤＬａｄｄだけ遅れる。

そこで、第３実施形態の平均値取得部５０は、キャリアの山又は谷のタイミングｔｃｐｋに対し、加算遅れ時間ＤＬａｄｄを遅らせた補正タイミングで検出電流を取得する。これにより、スイッチング素子の動作遅延の影響を回避し、精度良く電流リプルの中心値で検出電流を取得することができる。

（第４実施形態）
第４実施形態について図１６のタイムチャート、及び図１７のフローチャートを参照して説明する。上記第１実施形態では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを検出する２つの電流センサ８７、８８の特性は実質的に等しいと仮定し、共通の検出遅れ時間ＤＬｓｎｓを用いる。これに対し、第４実施形態では、２つの電流センサ８７、８８の特性ばらつきに注目し、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓが電流センサ毎に個別に設定される。

図１６、図１７に示す例では、Ｖ相電流センサ８７の検出遅れ時間ＤＬｓｎｓ＿Ｖは、Ｗ相電流センサ８８の検出遅れ時間ＤＬｓｎｓ＿Ｗよりも短い。言い換えれば、電流取得トリガ生成部５２は、キャリアの山又は谷のタイミングの後、先にＶ相電流取得トリガを生成し、後でＷ相電流取得トリガを生成する。

図１７において、各電流センサ８７、８８からの電流取得及びデータホールドに関するステップが逐次的に繰り返される。すなわち、Ｓ３ＡとＳ３Ｂ、Ｓ４ＡとＳ４Ｂ、Ｓ５ＡとＳ５Ｂが、対となるステップとして実行される。
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３Ａでは、平均値取得部５０は、第１実施形態と同様に、キャリアトリガの検知と同時に角度を取得した後、角度データをホールドする。Ｓ３Ａの角度データホールドは、Ｓ４Ａで、Ｖ相電流取得トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。
Ｖ相電流取得トリガが検知され、Ｓ４ＡでＹＥＳと判断されると、平均値取得部５０は、Ｓ５Ａで、Ｖ相電流センサ８７からＶ相電流値を取得する。

Ｓ５Ａの後、Ｓ３Ｂで、Ｖ相電流値がホールドされると共に角度データが引き続きホールドされる。Ｓ３ＢのＶ相電流値及び角度データのホールドは、Ｓ４Ｂで、Ｗ相電流取得トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。
Ｗ相電流取得トリガが検知され、Ｓ４ＢでＹＥＳと判断されると、平均値取得部５０は、Ｓ５Ｂで、Ｗ相電流センサ８８からＷ相電流値を取得する。

こうして平均値取得部５０は、２つの電流センサ８７、８８が検出した二相の電流値、及び、対応する角度を取得し、それらをフィードバック制御演算部４０に出力する。
フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力したＶ相、Ｗ相の電流値及び角度を用いて制御演算を行い、Ｓ１２で演算結果を更新する。

なお、３つの電流センサから三相の電流を検出する制御装置の構成では、電流取得及びデータホールドに関するステップが３回繰り返される。
第４実施形態では、検出遅れ時間ＤＬｓｎｓが複数の電流センサ８７、８８毎に個別に設定されるため、複数の電流センサの特性にばらつきがある場合でも、各電流センサの検出電流について、電流リプルの中心値に相当する平均値とみなされる値を精度良く取得することができる。

また、フィードバック制御演算部４０は、検出遅れ時間が設定された全ての電流センサ８７、８８が検出した複数の電流値、及び、対応する角度を平均値取得部５０が取得した後、それらの電流値及び角度を用いた制御演算を開始する。同一タイミングのデータを一セットとして用いることにより、制御演算の精度を向上させることができる。

（第５実施形態）
第５実施形態について図１８〜図２０を参照して説明する。
第１〜第４実施形態とは異なり、第５実施形態では、平均値取得部５０は、キャリア周期以内の予め設定された継続取得期間に複数回サンプリングした電流値の平均値を算出する。第５実施形態の電流取得トリガ生成部５２は、演算周期毎に一回の電流取得トリガを生成するのでなく、継続取得期間の開始トリガ及び終了トリガを生成する。

図１８に示す例では、継続取得期間Ｐｓｍｐは、キャリアの谷タイミングを跨いでキャリア半周期以内の長さに設定されている。検出電流は、継続取得期間Ｐｓｍｐに所定の間隔δｓｍｐで複数回サンプリングされる。
平均値取得部５０は、継続取得期間Ｐｓｍｐに複数回サンプリングした電流値の平均値Ｉａｖｒを算出する。たとえ検出電流が実電流に対して遅れるとしても、継続取得期間Ｐｓｍｐにおける検出電流の平均値は、理論的に実電流の平均値、すなわち電流リプルの中心値に一致する。このように第５実施形態では、継続取得期間に複数回サンプリングされた電流値の平均値が算出され、フィードバック制御演算に用いられる。

続いて、図１９のタイムチャート、及び図２０のフローチャートを参照する。図１９において、電流取得は、継続取得期間Ｐｓｍｐに亘って行われる。図２０において、Ｓ７、Ｓ８、Ｓ１１が第５実施形態に特有のステップである。
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３では、平均値取得部５０は、第１実施形態と同様に、キャリアトリガの検知と同時に角度を取得した後、角度データをホールドする。Ｓ３の角度データホールドは、Ｓ７で、継続取得期間Ｐｓｍｐの終了を示す電流取得終了トリガが検知されたと判断されるまで続けられる。
電流取得終了トリガが検知され、Ｓ７でＹＥＳと判断されると、Ｓ８に移行する。

Ｓ８で、平均値取得部５０は、継続取得期間Ｐｓｍｐに複数回サンプリングした電流値の平均値Ｉａｖｒを算出し、フィードバック制御演算部４０に出力する。
フィードバック制御演算部４０は、Ｓ１０で、平均値取得部５０が出力した電流値の平均値Ｉａｖｒ及び角度を用いて制御演算を行い、Ｓ１２で演算結果を更新する。
また、Ｓ１０の実行と併行し、Ｓ１１では、次の継続取得期間Ｐｓｍｐの開始を示す電流取得開始トリガが検知される。

第５実施形態では、第１〜第４実施形態のように電流取得タイミングを遅らせるのではなく、継続取得期間Ｐｓｍｐに複数回サンプリングした電流値の平均値Ｉａｖｒを算出する。これにより、第５実施形態のＭＧ制御装置は、部品の温度特性や経時劣化等による検出遅れ時間ＤＬｓｎｓのばらつきに影響されることなく、キャリア半周期における電流値の平均値を算出することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、キャリアの各山及び各谷のタイミング毎に取得された電流値及び角度に基づいて、キャリア（１／２）周期でフィードバック制御演算が実行される。ここで、フィードバック制御演算の時間は、キャリア（１／２）周期よりも短い。
ただし、フィードバック制御演算の演算周期は、キャリア１周期、１．５周期、２周期等のキャリア（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）に設定されてもよい。例えば、キャリア周波数が回転数に同期し、且つ制御演算量が多い場合、高回転領域では、演算周期をキャリア（１／２）周期よりも長く設定した方がよい場合が想定される。また、意図的に応答性を低下させたい場合等に、演算周期が長く設定されてもよい。

（ｂ）三角波キャリアは、山から谷の期間と谷から山の期間とが異なる非対称形であってもよい。その場合、「キャリア半周期」の用語は、厳密な（１／２）周期を意味せず、単に、キャリアの「片道の期間」の意味で解釈される。
（ｃ）上記実施形態のタイムチャートでは、上アーム素子のＯＮ時間比率として定義されたＤＵＴＹがキャリアを上回る期間に上アーム素子のゲート信号がＯＮするものとして説明している。ただし、下アーム素子についてＤＵＴＹを定義し、又はゲート信号を表してもよく、その場合、チャートが上下反転する場合がある。

（ｄ）本発明が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。
（ｅ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、どのような用途の交流電動機駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２０・・・インバータ、 ２１−２６・・・スイッチング素子、
４０・・・フィードバック制御演算部、
５０・・・平均値取得部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）、
８７、８８・・・電流センサ。

Claims (8)

1. ＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   前記交流電動機に流れる電流を検出する一つ以上の電流センサ（８７、８８）から取得した電流値と前記交流電動機の回転角とを用いて、ＰＷＭ制御における三角波キャリアの（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）で制御演算を行うフィードバック制御演算部（４０）と、
   前記電流センサが検出した電流値の取得において、キャリアの山と谷との間の期間であるキャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値を取得可能なタイミングで電流値を取得する平均値取得部（５０）と、
   を備え、
   前記交流電動機に流れる電流信号が前記電流センサ及び制御装置の受信回路を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を検出遅れ時間と定義すると、
   前記平均値取得部は、前記電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し前記検出遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する交流電動機の制御装置。
2. 前記平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングで前記交流電動機の回転角を取得する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記平均値取得部は、キャリアの山又は谷のタイミングに対し前記検出遅れ時間を遅らせたタイミングで、対応する電流値と同時に前記交流電動機の回転角を取得する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記フィードバック制御演算部は、前記平均値取得部が取得した前記交流電動機の回転角から前記検出遅れ時間での回転角変化量に相当する補正値を減算して得られた補正後回転角を制御演算に用いる請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記フィードバック制御演算部は、互いに対応する電流値及び前記交流電動機の回転角を前記平均値取得部が取得した後、その電流値及び回転角を用いた制御演算を開始する請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
6. ＰＷＭ制御される複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   前記交流電動機に流れる電流を検出する一つ以上の電流センサ（８７、８８）から取得した電流値と前記交流電動機の回転角とを用いて、ＰＷＭ制御における三角波キャリアの（Ｎ／２）周期（Ｎは自然数）で制御演算を行うフィードバック制御演算部（４０）と、
   前記電流センサが検出した電流値の取得において、キャリアの山と谷との間の期間であるキャリア半周期における電流値の平均値とみなされる値を取得可能なタイミングで電流値を取得する平均値取得部（５０）と、
   を備え、
   前記交流電動機に流れる電流信号が前記電流センサ及び制御装置の受信回路を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を検出遅れ時間と定義し、
   前記スイッチング素子に指令されるゲート信号に対するＯＮ動作及びＯＦＦ動作の平均遅れ時間を素子動作遅れ時間とすると、
   前記平均値取得部は、前記電流センサが検出した電流値を、キャリアの山又は谷のタイミングに対し、前記検出遅れ時間に前記素子動作遅れ時間を加算した加算遅れ時間を遅らせたタイミングで取得する交流電動機の制御装置。
7. 前記検出遅れ時間は、複数の前記電流センサ毎に個別に設定されている請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記フィードバック制御演算部は、前記検出遅れ時間が設定された全ての電流センサが検出した複数の電流値、及び、対応する前記交流電動機の回転角を前記平均値取得部が取得した後、それらの電流値及び回転角を用いた制御演算を開始する請求項７に記載の交流電動機の制御装置。

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