JP6772844B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、電流センサが検出した相電流検出値に基づいてフィードバック制御を行う交流電動機の制御装置において、相電流の１次成分に重畳する高次成分の影響を低減する技術が知られている。例えば特許文献１に開示された交流電動機の制御装置は、高次成分による騒音の低減や相電流のオフセットによるトルク変動の抑制を課題とし、その解決のため、相電流検出値をフーリエ級数展開して抽出された１次電流に基づいてフィードバック制御を行う。

また、特許文献１には、相電流への高次成分の重畳や相電流のオフセットは、特に高回転且つ高出力領域で問題となること、低回転領域では、フィードバック応答性の低下を防ぐためにフーリエ級数展開を適用しない方が好ましい場合があることが記載されている。そして、回転数及び変調度に応じて、フーリエ級数展開モードと通常モードとを切り替える構成が開示されている。

特許第５７４１９６６号公報

特許文献１におけるモード切り替え構成において、フーリエ級数展開が適用されない低回転領域では、例えばＰＷＭ制御で生成された出力波形により通電される相電流の検出値がそのままｄｑ変換され、瞬時電流として電流指令値に対してフィードバックされる。
インバータのＰＷＭ制御では、一般に三角波キャリアの山又は谷のタイミングを跨いで上下アームのスイッチング素子が交互にオンする。上アーム素子のオン期間には相電流が増加し、下アーム素子のオン期間には相電流が減少するため、電流リプルが生じる。

また、一般にＰＷＭ制御では、電流センサによる検出電流は、三角波キャリアの山又は谷のタイミングでサンプリングされる。このとき、電流センサの検出遅れ等により、電流リプルの中心値からずれた値が取得される。そして、誤差を含んだ電流値に基づきフィードバック制御演算がされることにより、電流指令と実電流とが乖離し、交流電動機の出力トルク精度が低下することとなる。

一方、フーリエ級数展開では、キャリア周期とは関係なく電気角に同期したタイミングで電流を取得するため、電流センサの検出遅れの影響による誤差を低減し、取得電流値の精度を向上させることができる。
しかし、フーリエ級数展開では、電気角１周期のデータを積算する必要があるため応答性が低下する。さらに、１次電流の位相が電流指令に対して１８０°ずれた場合、ＰＩ制御器に入力される電流偏差が増大し、制御破綻が発生するという問題がある。
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、検出電流をフーリエ級数展開して抽出された１次電流を用いる制御において、電流指令に対する１次電流の位相ずれによる制御破綻を回避する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、インバータ制御部（３０２）とを備える。
インバータ制御部は、交流電動機の一相以上に流れる相電流を検出する一つ以上の電流センサ（８７、８８）から取得した検出電流と、交流電動機の電気角とに基づくフィードバック制御によってインバータを操作し、交流電動機の通電を制御する。
本明細書で「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータの通電を制御する制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

インバータ制御部は、指令補正部（５０）と、フィードバック制御演算部（４０）と、を有する。
指令補正部は、電気角１周期をＮ個（Ｎは２以上の整数）で分割した角度で取得した検出電流に基づく算出値を電気角１周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算する。そして、指令補正部は、当該フーリエ係数を用いて算出された１次電流のｄｑ変換値であるフィルタ電流に基づいて電流指令値を補正し、補正後電流指令値を演算する。
典型的には、指令補正部は、電流指令値と、当該電流指令値に対してフィードバックされるフィルタ電流との差分を０に近づけるように、補正後電流指令値を演算する。
フィードバック制御演算部は、電流センサによる検出電流のｄｑ変換値である瞬時電流を補正後電流指令値に対してフィードバックし、インバータに指令するゲート信号を演算する。
インバータ制御部は、指令補正部が演算した補正後電流指令値がフィードバック制御演算部に入力される「補正モード」と、補正前の電流指令値がそのまま補正後電流指令値としてフィードバック制御演算部に入力される「非補正モード」とを切替可能である。

本発明では、フィードバック制御演算は瞬時電流を用いて行いつつ、フーリエ級数展開によって得られたフィルタ電流に基づいて電流指令値を補正する。
高次成分が除去されたフィルタ電流に基づいて電流指令値を補正することにより、高次成分の影響を低減することができる。また、フィルタ電流は、フィードバック制御演算のループとは別に電流指令値の補正にのみ用いられるため、電流指令に対し位相が１８０°ずれた場合にも制御破綻することはない。したがって、本発明では、制御破綻を回避しつつ、高精度な制御が可能となる。

本発明が適用される好ましい制御装置では、フィードバック制御演算部がＰＷＭ制御によりインバータのゲート信号を生成する構成において、フィードバック制御演算部は、ＰＷＭ制御のキャリアの山又は谷のタイミングで検出電流を取得する。この構成では、電流センサの検出遅れにより、電流リプルの中心値に対する電流取得値の誤差が発生し、トルク精度が低下するため、本発明による効果が特に有効に発揮される。

各実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 第１実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 フーリエ級数展開による制御破綻の問題を説明するブロック図。 （ａ）一般的な電流フィードバック制御構成を説明するブロック図、（ｂ）電流センサの検出遅れ時間を定義する図。 ＰＷＭ制御における電流リプルを説明する図。 第１実施形態の制御構成を説明するブロック図。 瞬時電流及びフィルタ電流の演算タイミングを示すタイムチャート。 電流指令補正処理のフローチャート。 第２実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 第２実施形態による電流指令切替処理のフローチャート。

以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。第１、第２実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

［システム構成］
まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池であるバッテリ１１の直流電力をインバータ２０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ２０及びインバータ制御部３０を含む。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ２０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち一相以上の巻線に接続される電流経路には相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
回転角センサ８５は、ＭＧ８０の電気角θを検出する。本実施形態では、回転角センサ８５としてレゾルバを用いることを想定するが、他の回転角センサが使用されてもよい。

インバータ２０は、上下アームの６つのスイッチング素子２１−２６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子２１、２２、２３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２４、２５、２６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１−２６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ２０は、インバータ制御部３０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。システム電圧Ｖｓｙｓは、例えば電圧センサ２７により検出される。

インバータ制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

インバータ制御部３０には、電流センサ８７、８８が検出した二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、及び、回転角センサ８５が検出した電気角θが入力される。また、インバータ制御部３０には、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力される。
インバータ制御部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ２０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ２０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

［インバータ制御部］
次に、インバータ制御部３０の構成及び作用効果について、実施形態毎に説明する。第１、第２実施形態のインバータ制御部の符号を、それぞれ「３０１」、「３０２」とする。
（第１実施形態）
第１実施形態について、図２〜図８を参照して説明する。
図２に示すように、第１実施形態のインバータ制御部３０１は、電流指令演算部３１、フィードバック制御演算部４０及び指令補正部５０を有する。
電流指令演算部３１は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、マップや数式を用いてｄ軸電流指令Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*を演算する。

本実施形態のフィードバック制御演算部４０は、ベクトル制御、電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御を行うための構成を有している。ＰＷＭ制御では、電圧指令から算出された各相指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗと三角波キャリアとの比較により、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬが生成される。
図２には、キャリア発生器の図示を省略する。なお、ＭＧ８０の回転数や変調率に応じてキャリア周波数を変更する等の周知技術が採用されてもよい。

以下、フィードバック制御演算部４０の構成を順に説明する。ベクトル制御により電流フィードバック制御を行う本実施形態では、電流指令、及び、電流指令に対してフィードバックされる電流はｄｑ軸電流であることを前提とし、都度の記載を適宜省略する。
また、電流指令について、入力信号として全体的に捉える場合は「電流指令」といい、補正前の値や補正後の値等の特定の値を指す場合は「電流指令値」という。ただし、その用語の区別は厳格なものではなく、文脈等に応じて混在して用いられる。

ｄｑ変換部４２は、電流センサ８７、８８が検出したＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ、及び、回転角センサ８５が検出した電気角θが入力される。
ｄｑ変換部４２は、検出電流Ｉｖ、Ｉｗ及び電気角θを、キャリアの山又は谷のタイミングでサンプリングし、それらを同一タイミングのデータとして座標変換演算に用いる。そして、ｄｑ変換部４２は、検出電流Ｉｖ、Ｉｗのｄｑ変換値である瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑをフィードバックする。以下、「サンプリング」と「取得」とは同義で用いられる。

第１電流減算器４３１、４３２は、指令補正部５０によって補正された補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**と、ｄｑ変換部４２からフィードバックされた瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑとの差分である第１電流偏差ΔＩｄ₁、ΔＩｑ₁をそれぞれ算出する。
第１ＰＩ制御器４４１、４４２は、それぞれ、第１ｄ軸電流偏差ΔＩｄ₁及び第１ｑ軸電流偏差ΔＩｑ₁を０に近づけるように、比例積分演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*を算出する。なお、第１ＰＩ制御器は、微分演算を含むＰＩＤ制御器として構成されてもよい。また、第１ＰＩ制御器４４１、４４２により演算されるフィードバック項に加え、別途算出されるフィードフォワード項がｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に加算されてもよい。

３相変換部４５は、電気角θを用いて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。
電圧ＤＵＴＹ変換部４７は、システム電圧Ｖｓｙｓ及び電気角θに基づき、各相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。

ＰＷＭ変調部４８は、各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗをキャリアと比較することにより、インバータ２０のスイッチング素子２１−２６を動作させるゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ２０に出力する。
以上がフィードバック制御演算部４０の構成である。

次に、指令補正部５０は、１次電流演算部５１、ｄｑ変換部５２、第２電流減算器５３１、５３２、及び、第２ＰＩ制御器５４１、５４２を含む。
１次電流演算部５１は、従来技術である特許文献１（特許第５７４１９６６号公報）に開示された通り、相電流Ｉｖ、Ｉｗをフーリエ級数展開してフーリエ係数を演算し、さらにそのフーリエ係数を用いて１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを算出する。

すなわち、１次電流演算部５１は、電気角１周期をＮ個（Ｎは２以上の整数）で分割した角度で相電流Ｉｖ、Ｉｗ及び電気角θをサンプリングする。サンプリング角度は、電圧位相φの情報を用いて決められてもよい。１次電流演算部５１は、検出電流Ｉｖ、Ｉｗと電気角θのｃｏｓ値及びｓｉｎ値とから算出される値を電気角１周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算する。続いて、１次電流演算部５１は、フーリエ係数と、電気角θのｃｏｓ値及びｓｉｎ値とを用いて１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを算出する。
詳しい計算式は特許文献１の通りであるため、説明を省略する。

この１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓは、検出電流Ｉｖ、Ｉｗに重畳された高次成分が除去され、１次成分が抽出されたものに相当する。ｄｑ変換部５２は、電気角θを用いて１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓをｄｑ変換し、高次成分が除去されたｄｑ軸電流であるフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔを算出する。
１次電流演算部５１及びｄｑ変換部５２を合わせてフーリエフィルタ５１０とする。特許第５８８８５６７号公報に開示された構成のように、フーリエフィルタ５１０は、１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを一旦算出してからｄｑ変換するのでなく、フーリエ係数から直接、フィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔを算出してもよい。

第２電流減算器５３１、５３２は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部５２からフィードバックされたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔとの差分である第２電流偏差ΔＩｄ₂、ΔＩｑ₂をそれぞれ算出する。
第２ＰＩ制御器５４１、５４２は、それぞれ、第２ｄ軸電流偏差ΔＩｄ₂及び第２ｑ軸電流偏差ΔＩｑ₂を０に近づけるように、比例積分演算により、補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**を算出する。補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**は、フィードバック制御演算部４０に入力される。なお、第２ＰＩ制御器は、第１ＰＩ制御器と同様に、微分演算を含むＰＩＤ制御器として構成されてもよい。
以上が指令補正部５０の構成である。

次に、図３を参照し、特許文献１の従来技術の問題点について説明する。図２では、ｄ軸電流とｑ軸電流の制御ブロックを分けて記載しているのに対し、制御構成を単純化した図３では、ｄ軸電流とｑ軸電流とをまとめ、共通する上２桁の符号を用いて記す。ＰＩ制御器には、第１ＰＩ制御器４４１、４４２に対応する符号「４４」を用いる。「Ｐ」と記したブロック８００は、インバータ２０及びＭＧ８０をまとめて、ＰＩ制御の制御対象であるプラントを表す。また、図３には、各部における正弦波の相電流を模式的に示す。

プラント８００に流れる検出電流Ｉｖ、Ｉｗには二点鎖線で示すように高次成分が重畳している。なお、図示した重畳波形はイメージであり、正確なものではない。
フーリエフィルタ５１０は、フーリエ級数展開により検出電流Ｉｖ、Ｉｗから高次成分を除去して１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを抽出し、１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓのｄｑ変換値であるフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔを出力する。
ただし、フーリエ級数展開では、最新のデータ取得から遡って電気角１周期分の算出データを積算する必要がある。したがって、分割数Ｎが小さく、サンプリングの角度間隔が大きいほど、また、最新データ取得後に演算時間を要するほど、フーリエフィルタ５１０の処理後の電流位相が遅れ、フィードバック応答性が低下する。

仮に、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対しフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔの位相が１８０°ずれると、正弦波のピーク付近でＰＩ制御器４４に入力される電流偏差が増大し、制御破綻が発生する。
なお、特許文献１には制御破綻についての言及はないが、低回転領域では、フィードバック制御の応答性低下を防ぐためにフーリエ級数展開モードから通常モードに切り替えることが記載されている。そこで、次に図４、図５を参照し、ＰＷＭ制御での通常モードにおける電流フィードバック制御の問題点について説明する。

図４（ａ）に、一般的な電流フィードバック制御構成を単純化して示す。図４（ａ）の記載方式は図３に準ずる。
一般的な電流フィードバック制御構成は、一重のフィードバックループで表される。このループでは、検出電流Ｉｖ、Ｉｗのｄｑ変換値である瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑが、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対してフィードバックされる。つまり、瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑが電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従する。
また、検出電流Ｉｖ、Ｉｗには、以下に説明するように、電流センサ８７、８８の検出遅れによる誤差が発生する。なお、レゾルバを想定した回転角センサ８５により検出される電気角θには実質的な遅れは生じないものとする。

ここで、電流センサ８７、８８の検出遅れについて、図４（ｂ）及び図５を参照する。
図４（ｂ）に、電流センサの検出電流を制御装置が取得する一般的な構成を示す。図４（ｂ）では、電流センサの符号として、図１のＶ相電流センサの符号「８７」を用いる。電流センサ８７は、相電流をアナログ信号として検出し、コネクタ７１を介して接続された制御装置７０に送信する。
制御装置７０の受信回路７２は、電流センサ８７からアナログ信号を受信する。Ａ／Ｄ変換部７３は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、制御演算部７４に出力する。
このように、電流信号が、電流センサ８７及び制御装置７０の受信回路７２を経由し、制御演算に利用可能な値として認識されるまでの時間を「検出遅れ時間」と定義する。

図５に示すように、ＰＷＭ制御では、キャリアとＤＵＴＹとの大小関係によってスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦする。ここで、ＤＵＴＹは、図２における各相の指令デユーティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを包括し、スイッチング周期に対する上アーム素子のＯＮ時間比率を意味する。ＤＵＴＹがキャリアを上回る期間、ゲート信号はＯＮとなる。

実電流は、ゲート信号のＯＮ期間に上昇し、ＯＦＦ期間に下降することにより、リプルが生じる。白丸で示すように、キャリアの谷のタイミングにおける実電流は、上昇時リプルの中心値に相当し、キャリアの山のタイミングにおける実電流は、下降時リプルの中心値に相当する。したがって、理想的に検出遅れが無い場合、キャリアの山又は谷のタイミングで電流をサンプルすることにより、電流リプルの中心値を取得することができる。

しかし現実には、検出電流は実電流に対して遅れる。実電流に対して遅れる検出電流をキャリアの山又は谷のタイミングでサンプルすると、キャリアの谷のタイミングにおける電流値は、下向き三角印で示すように、リプルの中心値よりも小さくなる。また、キャリアの山のタイミングにおける電流値は、上向き三角印で示すように、リプルの中心値よりも大きくなる。このように、検出電流の遅れにより、電流リプルの中心値に対する電流取得値の誤差が発生する。この誤差の量は、電流リプルの大きさや、検出遅れ時間によって変動する。

図４（ａ）に戻り、上記の理由により、キャリア周期でサンプルされる検出電流Ｉｖ、Ｉｗには誤差が発生する。また、検出電流Ｉｖ、Ｉｗがそのままｄｑ変換された瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑにも誤差が発生する。そして、誤差を含む瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑがフィードバックされるため、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と実電流とが乖離し、ＭＧ８０の出力トルク精度が低下することとなる。

上述した、従来技術によるフーリエ級数展開の問題点や、ＰＷＭ制御での電流フィードバック制御の問題点を解決するため、第１実施形態では新規の制御構成を提案する。
次に、図６〜図８を参照し、第１実施形態の構成による作用効果を説明する。
図６に、図３、図４（ａ）に準じた記載方式で、第１実施形態の単純化した制御構成を示す。また、図６の各部に併記したＳ１〜Ｓ４の番号は、図８のフローチャートの対応するステップ番号を示す。

図６に示すように、第１実施形態の制御構成は、二重のフィードバックループで表される。内側のループは図４（ａ）と同様である。外側のループでは、検出電流Ｉｖ、Ｉｗのフーリエ級数展開によって得られたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔが電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対してフィードバックされる。つまり、フィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔが電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従する。また、内側のループが図２のフィードバック制御演算部４０に対応し、外側のループが指令補正部５０に対応する。

電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*は、高次成分が除去されたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔに基づいて補正される。これにより、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に高次成分が重畳することが回避される。そして、補正後の電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**が内側ループの電流指令値として用いられる。

図７に、内側ループの瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、外側ループのフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔの演算タイミングを示す。
ＰＷＭ制御では、三角波キャリアの山又は谷のタイミングでサンプルされた検出電流Ｉｖ、Ｉｗがｄｑ変換され、瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑのデータが更新される。
一方、フィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔは、キャリア周期とは関係なく、電気角１周期において設定された角度θｆでサンプリングされた検出電流Ｉｖ、Ｉｗに基づいて演算される。電流サンプリング角度θｆは、フーリエ級数展開の分割数Ｎを用いて「θｆ＝３６０／Ｎ［°］」と表される。

第１実施形態の制御構成では、実際のフィードバック制御は内側ループで行われる。また、高次成分が除去されたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔに基づいて電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が補正される。フィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔは、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の補正にのみ用いられるため、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対し位相が１８０°ずれた場合にも制御破綻することはない。

続いて、本実施形態による電流指令補正処理について、図８を参照する。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ１で、フーリエフィルタ５１０は、検出電流Ｉｖ、Ｉｗを取得する。
Ｓ２で、フーリエフィルタ５１０は、検出電流Ｉｖ、Ｉｗをフーリエ級数展開して１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを算出し、さらに、１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓのｄｑ変換値であるフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔを算出する。

Ｓ３で、電流減算器５３は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、フィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔとの差分である第２電流偏差ΔＩｄ₂、ΔＩｑ₂を算出する。
Ｓ４で、第２ＰＩ制御器５４は、第２電流偏差ΔＩｄ₂、ΔＩｑ₂を０に近づけるように、比例積分演算により補正後ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**を演算する。

（効果）
本実施形態のＭＧ制御装置１０の効果について説明する。
（１）インバータ制御部３０は、瞬時電流Ｉｄ、Ｉｑを用いてフィードバック制御演算を行いつつ、フーリエ級数展開によって得られたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔに基づいて電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を補正する。
高次成分が除去されたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔに基づいて電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を補正することにより、高次成分の影響を低減することができる。また、フィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔは、フィードバック制御演算のループとは別に電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の補正にのみ用いられるため、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対し位相が１８０°ずれた場合にも制御破綻することはない。したがって、本実施形態では、制御破綻を回避しつつ、高精度な制御が可能となる。

（２）指令補正部５０は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対してフィードバックされるフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔとの差分を０に近づけるように、補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**を演算する。これにより、制御破綻を適切に回避することができる。

（３）本実施形態のフィードバック制御演算部４０は、ＰＷＭ制御によりインバータ２０のゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する。また、フィードバック制御演算部４０は、ＰＷＭ制御のキャリアの山又は谷のタイミングで検出電流Ｉｖ、Ｉｗを取得する。ＰＷＭ制御では、電流センサ８７、８８の検出遅れにより、電流リプルの中心値に対する電流取得値の誤差が発生し、トルク精度が低下するため、本実施形態による効果が特に有効に発揮される。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図９の制御ブロック図、及び、図１０のフローチャートを参照して説明する。図９に示されるフィードバック制御演算部４０は、第１実施形態の図２に示されるフィードバック制御演算部４０と共通である。その他、図９において、図２と実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
第２実施形態のインバータ制御部３０２は、第１実施形態のインバータ制御部３０１に対し、モード選択部３５及び指令切替器３６１、３６２をさらに有する点が異なる。

指令補正部５０は、高次成分が除去されたフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔに基づいて電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を補正することにより、高次成分による影響を低減し、ＭＧ８０のトルク精度を向上させることができる。しかし、その反面、フーリエ級数展開による１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓの演算では、電気角１周期分のデータを積算する必要があるため応答性が低下するというトレードオフが存在する。
上記第１実施形態では常にトルク精度の向上を優先するのに対し、第２実施形態では、車両の運転状況やＭＧ８０の動作状態等の情報に応じて、トルク精度及び応答性のいずれを優先するかを選択し、制御モードを切替可能とする。

以下、指令補正部５０が演算した補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**がフィードバック制御演算部４０に入力される制御モードを「補正モード」という。また、補正前の電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*がそのまま補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**としてフィードバック制御演算部４０に入力される制御モードを「非補正モード」という。第１実施形態では常に補正モードが実行される。非補正モードは通常の電流フィードバック制御に相当する。
例えば、トルク精度の向上を優先する場合には補正モードが選択され、フィードバック応答性を優先する場合には非補正モードが選択される。

モード選択部３５は、車両やＭＧ８０の情報に基づいて、補正モード又は非補正モードを選択し、選択信号を指令切替器３６１、３６２に出力する。
指令切替器３６１、３６２は、それぞれ、第２ＰＩ制御器５４１、５４２が演算した補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**が入力されると共に、バイパスを経由して補正前の電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が入力される。指令切替器３６１、３６２は、モード選択部３５からの選択信号に基づき、補正モードでは補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**を出力し、非補正モードでは補正前の電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を出力する。

続いて、第２実施形態による電流指令切替処理について、図１０を参照する。
モード選択部３５は、Ｓ５で、車両の運転状況やＭＧ８０の動作状態等に関する情報を取得し、その情報に基づいて制御モードを選択する。
Ｓ６では、選択された制御モードを判定する。
補正モードのとき、Ｓ６でＹＥＳと判定され、指令切替器３６１、３６２は、Ｓ７で、補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**をフィードバック制御演算部４０に出力する。
非補正モードのとき、Ｓ６でＮＯと判定され、指令切替器３６１、３６２は、Ｓ８で、補正前の電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*をフィードバック制御演算部４０に出力する。

第２実施形態では、車両の運転状況やＭＧ８０の動作状態等の情報に応じて補正モード又は非補正モードを切替可能である。補正モードでは、第１実施形態と同様に、フーリエ級数展開による制御破綻を回避しつつ、トルク精度を向上させることができる。また、非補正モードでは、フーリエ級数展開による電流フィードバック制御の応答性低下を防止することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）フィードバック制御演算部４０は、ＰＷＭ制御に限らず、予め記憶された複数の出力波形パターンから条件に応じたパターンを選択するパルスパターン制御により、インバータ２０のゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する構成としてもよい。パルスパターン制御でもスイッチング動作等による高次成分が出力波形に重畳する可能性があるため、指令補正部５０により電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を補正する効果が得られる。

（ｂ）指令補正部５０による補正後電流指令値Ｉｄ^**、Ｉｑ^**の演算は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*とフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔとの差分を０に近づける方法に限らず、少なくとも、フィルタ電流に「基づいて」行われればよい。例えば、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*とフィルタ電流Ｉｄ＿ｆｆｌｔ、Ｉｑ＿ｆｆｌｔとの比を１に近づけるように、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が補正されてもよい。

（ｃ）本発明が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。
（ｄ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、どのような用途の交流電動機駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２０・・・インバータ、 ２１−２６・・・スイッチング素子、
３０１、３０２・・・インバータ制御部、
４０・・・フィードバック制御演算部、
５０・・・指令補正部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）、
８７、８８・・・電流センサ。

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   前記交流電動機の一相以上に流れる相電流を検出する一つ以上の電流センサ（８７、８８）から取得した検出電流と、前記交流電動機の電気角とに基づくフィードバック制御によって前記インバータを操作し、前記交流電動機の通電を制御するインバータ制御部（３０２）と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   電気角１周期をＮ個（Ｎは２以上の整数）で分割した角度で取得した検出電流に基づく算出値を電気角１周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を用いて算出された１次電流のｄｑ変換値であるフィルタ電流に基づいて電流指令値を補正し、補正後電流指令値を演算する指令補正部（５０）と、
   前記電流センサによる検出電流のｄｑ変換値である瞬時電流を前記補正後電流指令値に対してフィードバックし、前記インバータに指令するゲート信号を演算するフィードバック制御演算部（４０）と、
   を有し、
   前記インバータ制御部は、
   前記指令補正部が演算した前記補正後電流指令値が前記フィードバック制御演算部に入力される補正モードと、補正前の電流指令値がそのまま前記補正後電流指令値として前記フィードバック制御演算部に入力される非補正モードとを切替可能である交流電動機の制御装置。
2. 前記指令補正部は、電流指令値と、当該電流指令値に対してフィードバックされる前記フィルタ電流との差分を０に近づけるように、前記補正後電流指令値を演算する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記フィードバック制御演算部がＰＷＭ制御により前記インバータのゲート信号を生成する構成において、
   前記フィードバック制御演算部は、ＰＷＭ制御のキャリアの山又は谷のタイミングで前記検出電流を取得する請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記交流電動機として車両の動力源であるモータジェネレータを駆動するシステムに適用され、
   前記インバータ制御部は、
   車両の運転状況又は前記モータジェネレータの動作状態に関する情報に基づいて、前記補正モード又は前記非補正モードを切替可能である請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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