JP6293401B2 - 空気調和機のモータ制御装置及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置及び空気調和機に関するものである。

永久磁石式同期モータでは、回転数に応じて誘起電圧が上昇するため、インバータの出力可能な最大出力電圧を超える高速回転領域では、ｄ軸電流に負の電流を流すことによってモータの端子電圧を抑制する弱め界磁制御が多く用いられている。

従来、永久磁石式同期モータの弱め界磁制御として、例えば、特許文献１、特許文献２に開示される方法が知られている。
特許文献１には、電圧センサによりインバータの直流電圧を検出し、モータの誘起電圧がインバータ直流電圧を超えないように、ｄ軸電流を制御する方法が開示されている。より具体的には、インバータに入力される直流電圧、モータトルク、及びモータ回転速度の関係に基づいてｄ軸電流指令を生成し、このｄ軸電流指令にｄ軸電流を追従させる制御が開示されている。

特開２０００−２７８９８２号公報 国際公開第２００５／０９３９４３号

従来の弱め界磁制御のｄ軸電流指令は、特許文献１に開示されているように、平方根や除算を含む複雑な計算式で構成されており、更に、モータ定数を利用したものとなっていた。このため、インバータの直流電圧が変動した場合などには、常にこれらの複雑な計算をリアルタイムで実施する必要があり、安価なマイコンでは演算処理が追い付かない。
更に、モータ定数は、モータの負荷状態や温度によって変化することから、これらの影響でｄ軸電流指令に誤差が発生し、弱め界磁制御が十分に行われないおそれがあった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータ定数を用いることなく、簡単な演算式によりｄ軸電流指令を生成することのできるモータ制御装置及び空気調和機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、直流電圧を３相交流電圧に変換して圧縮機モータに出力するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを備え、予め設定されている０より小さい固定値または前記圧縮機モータの特性から一義的に決められる最小電流制御曲線に基づいて設定される値である第２のｄ軸電流指令よりも小さい値の第１のｄ軸電流指令による負の電流をｄ軸電流に流すことにより、弱め界磁制御を行う空気調和機のモータ制御装置であって、前記インバータ制御手段は、ｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成手段を有し、前記ｄ軸電流指令生成手段は、前記圧縮機モータの回転数指令と前記圧縮機モータの推定回転数との偏差に対して積分制御を行って第１のｄ軸電流指令を生成する第１処理手段と、前記第２のｄ軸電流指令を生成する第２処理手段と、前記圧縮機モータの線間電圧指令が、前記インバータに入力される直流電圧に基づいて決定される前記インバータの最大出力電圧を超える場合に、弱め界磁制御領域であると判断し、前記圧縮機モータの線間電圧指令が、前記インバータに入力される直流電圧に基づいて決定される前記インバータの最大出力電圧以下の場合に、弱め界磁制御領域でないと判断し、前記弱め界磁制御領域である場合に、前記第１のｄ軸電流指令を選択し、前記弱め界磁制御領域でない場合に、前記第２のｄ軸電流指令を選択する選択手段とを具備する空気調和機のモータ制御装置を提供する。

本発明によれば、弱め界磁制御領域においては、圧縮機モータの回転数指令と圧縮機モータの推定回転数との偏差に対して積分制御を行うことによりｄ軸電流指令を生成するので、弱め界磁制御におけるｄ軸電流指令の演算処理を大幅に低減することが可能となる。この結果、インバータ制御手段として安価なマイコンを用いることが可能となり、コスト削減を図ることができる。また、回転数偏差に基づいて直接的にｄ軸電流指令を算出していることから、回転数変動の早いものに対する効果的な応答が期待できる。

上記空気調和機のモータ制御装置において、前記第１処理手段は、回転数指令と推定回転数との偏差に対して比例積分制御を行って前記第１のｄ軸電流指令を生成することとしてもよい。

このように、積分制御に加えて、比例制御を取り入れることにより、精度の向上を図ることが可能となる。

上記モータ制御装置において、前記選択手段は、前記圧縮機モータの線間電圧指令が、前記インバータに入力される直流電圧に基づいて決定される前記インバータの最大出力電圧を超える場合に、弱め界磁制御領域であると判断することとしてもよい。

上記圧縮機モータの線間電圧指令は、実際にセンサにより測定される実測値を利用したものでもよいし、インバータへ与えられるゲート駆動信号を生成するのに用いられる２相電圧指令または３相電圧指令を用いて推定される推定線間電圧指令であってもよい。

上記空気調和機のモータ制御装置において、前記インバータ制御手段は、前記圧縮機モータの回転数指令と前記圧縮機モータの推定回転数との偏差をゼロに近付けるようなｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成手段と、前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令とに基づいて、２相電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記２相電圧指令に基づいて、前記インバータへ出力するゲート駆動信号を生成するゲート駆動信号生成手段と、前記圧縮機モータに流れるに基づいて得られた２相電流と、前記電圧指令生成手段により生成された２相電圧指令とを用いて、前記推定回転数を算出するモータ回転数推定手段とを具備することとしてもよい。

このような構成によれば、ｄ軸電流指令生成手段によって生成されたｄ軸電流指令と、ｑ軸電流指令生成手段によって生成されたｑ軸電流指令とを用いて、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令からなる２相電圧指令が電圧指令生成手段によって生成され、この２相電圧指令に基づいて、インバータへ出力するゲート駆動信号がゲート駆動信号生成手段により生成される。また、電圧指令生成手段によって生成された２相電圧指令は、２相電流とともにモータ回転数推定手段に入力され、これら情報に基づいて圧縮機モータの推定回転数が算出される。モータ回転数推定手段によって算出された推定回転数は、ｄ軸電流指令生成手段及びｑ軸電流指令生成手段に与えられ、この推定回転数を用いてｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令が生成される。

上記モータ制御装置において、電圧利用率を１以上とする過変調制御が実施されている場合において、前記モータ回転数推定手段は、前記ゲート駆動信号生成手段で生成されるゲート駆動信号に基づく３相電圧指令から得られる２相電圧指令と、前記２相電流とを用いて、前記推定回転数を算出することとしてもよい。

このような構成によれば、モータ回転数推定手段には、電圧指令生成手段によって生成された２相電圧指令に代えて、ゲート駆動信号生成手段で生成されるゲート駆動信号に基づく３相電圧指令から得られる２相電圧指令が入力される。これにより、モータ回転数推定手段によるモータ回転数の推定精度を向上させることができる。

上記モータ制御装置において、前記第２処理手段は、前記圧縮機モータの特性から得られる最小電流制御曲線を用いて、第２のｄ軸電流指令を生成することとしてもよい。

最小電流制御曲線に基づいて第２のｄ軸電流指令を決定することで、通常運転時、換言すると、弱め界磁制御領域でない運転領域において、高効率な運転を実現することが可能となる。

本発明は、上記いずれかの空気調和機のモータ制御装置と、前記モータ制御装置によって駆動制御される圧縮機モータとを具備する空気調和機を提供する。

本発明によれば、モータ定数を用いることなく、簡単な演算式によりｄ軸電流指令を生成することができるという効果を奏する。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を概略的に示した図である。 本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置において、回転数指令が変化したときのｄ軸電流指令の変化を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置において、モータトルクが変化したときのｄ軸電流指令の変化を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置において、インバータの入力直流電圧が変化したときのｄ軸電流指令の変化を説明するためのタイミングチャートである。 最小電流制御曲線の一例を示した図である。 過変調制御を実施している場合に、ＰＷＭ制御部に入力される電圧指令とモータ相電圧とを比較して示した図である。 通常のＰＷＭ制御を実施している場合に、ＰＷＭ制御部に入力される電圧指令とモータ相電圧とを比較して示した図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の構成を概略的に示した図である。

以下、本発明に係るモータ制御装置及び空気調和機の実施形態について、図面を参照して説明する。

〔第１実施形態〕
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を概略的に示した図である。図１に示すように、モータ制御装置１は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ２と、コンバータ２から出力される直流電力を三相交流電力に変換してモータ４に出力するインバータ３と、インバータ３を制御するインバータ制御装置１０とを備えている。

インバータ３は、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子とを備えており、これらのスイッチング素子がインバータ制御装置１０から与えられるゲート駆動信号Ｓによりオンオフ制御されることにより、モータ４に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ電圧が制御される。
モータ４は、例えば、空気調和機の圧縮機の駆動源として用いられる永久磁石型同期モータである。

また、モータ制御装置１は、モータ４に流れるモータ電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流）を測定する電流センサ５、インバータ３の入力直流電圧Ｖｄｃを測定する電圧センサ６を備えている。なお、モータ電流については、２相を検出し、残りの１相については検出した２相から演算により求めることとしてもよい。また、このような測定方法に代えて、直流母線Ｌにシャント抵抗を設けることにより、３相モータ電流を測定することとしてもよい。このように、３相モータ電流の取得方法については特に限定されない。

電流センサ５により検出された３相のモータ電流は、Ａ／Ｄ変換部７によって、電圧センサ６により検出された入力直流電圧ＶｄｃはＡ／Ｄ変換部８によって、それぞれデジタル信号に変換され、インバータ制御装置１０に出力される。

インバータ制御装置１０は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、以下に説明する各部の処理を実現するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有している。ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下のような各部における処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。

インバータ制御装置１０は、モータ４の回転数を上位の制御装置（図示略）から与えられるモータ回転数指令に一致させるようなゲート駆動信号Ｓを相毎に生成し、これらをインバータ３の各相に対応するスイッチング素子に与えることでインバータ３を制御し、所望の３相交流電圧をモータ４に供給する。

具体的には、インバータ３は、３相／２相変換部１１、速度・位置推定部（モータ回転数推定手段）１２、ｑ軸電流指令生成部（ｑ軸電流指令生成手段）１３、ｄ軸電流指令生成部（ｄ軸電流指令生成手段）１４、電流ＰＩ制御部（電圧指令生成手段）１５、２相／３相変換部１６、及びＰＷＭ制御部（ゲート駆動信号生成手段）１７を備えている。

３相／２相変換部１１は、Ａ／Ｄ変換部７から出力された３相のモータ電流を２相電流、すなわち、ｑ軸電流及びｄ軸電流に変換し、速度・位置推定部１２に出力する。
速度・位置推定部１２は、３相／２相変換部１１からのｑ軸電流及びｄ軸電流と、一つ前のクロックサイクルにおいて電流ＰＩ制御部１５で算出された２相電圧指令、すなわち、ｑ軸電圧指令ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ^＊とを用いて、モータの推定位置θｅｓ及びモータの推定回転数ωｅｓを算出する。
モータの推定回転数ωｅｓは、ｑ軸電流指令生成部１３及びｄ軸電流指令生成部１４に出力される。

ｑ軸電流指令生成部１３は、負荷のトルク成分に相当するｑ軸電流指令を生成するものであり、上位の制御装置、例えば、空気調和機を制御する上位制御装置から与えられる回転数指令ω^＊と速度・位置推定部１２からの推定回転数ωｅｓとの偏差Δωがゼロに近づくようなｑ軸電流指令ｉｑ^＊を生成する。
具体的には、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとの偏差に対して積分制御（Ｉ制御）を行うことにより、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊を生成する。ここで、ｑ軸電流指令生成部１３は、リミッタ機能を有しており、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊が予め設定されている上限値を超えないように調整する。

ｄ軸電流指令生成部１４は、励磁電流成分に相当するｄ軸電流指令を生成するものであり、第１処理部２１と、第２処理部２２と、選択部２３とを備えている。
第１処理部２１は、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとの偏差Δωに対して積分制御を行うことにより、第１のｄ軸電流指令を生成する。ここで、第１のｄ軸電流指令ｉｄ^＊は負の値であり、偏差Δωが大きくなるほど負の方向に値が増加する。
また、第１処理部２１は、上記ｑ軸電流指令生成部１３と同様にリミッタ機能を有しており、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊が予め設定されている上限値を超えないように調整する。

第２処理部２２は、予め設定されている所定の値である第２のｄ軸電流指令を生成する。ここでは、第２のｄ軸電流指令は、ゼロに設定されている。
選択部２３は、モータ４の線間電圧指令が、インバータ３の入力直流電圧Ｖｄｃに基づいて決定されるインバータ３の最大出力電圧を超える場合に、弱め界磁制御領域であると判断し、第１のｄ軸電流指令を選択する。また、弱め界磁電流領域でないと判断した場合には、第２のｄ軸電流指令、すなわち、ゼロを選択する。

上記モータ４の線間電圧指令は、実際にセンサにより測定される実測値を利用したものでもよいし、電流ＰＩ制御部１５によって生成された一つ前のクロックサイクルにおける２相電圧指令を用いて推定される推定線間電圧指令であってもよい。
例えば、選択部２３は、以下の（１）式の条件を満たす場合に、第１のｄ軸電流指令を選択し、以下の条件を満たさない場合に、第２のｄ軸電流指令を選択する。

Ｖｍａｘ２＝（Ｖｄｃ^２／２）＜ｖａ^２＝ｖｑ^＊２＋ｖｄ^＊２ （１）

上記（１）式において、Ｖｍａｘ２はインバータ３の最大出力電圧に相当する値の２乗、ｖａ^２はモータの線間電圧の２乗に相当する値である。
ここで、モータの線間電圧指令とインバータに入力される直流電圧に基づいて決定されるインバータの最大出力電圧とを２乗の値で比較しているのは、平方根の計算を不要としてマイコンの演算負荷が大きくならないようにする為である。
このようにして選択部２３によって選択されたｄ軸電流指令ｉｄ^＊は、電流ＰＩ制御部１５に出力される。

電流ＰＩ制御部１５には、ｑ軸電流指令生成部からｑ軸電流指令ｉｑ^＊が、ｄ軸電流指令生成部１４からｄ軸電流指令ｉｄ^＊が、３相／２相変換部１１からｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄが、更に、速度・位置推定部１２からモータ４の推定位置θｅｓが入力される。

電流ＰＩ制御部１５は、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊とｑ軸電流ｉｑとの偏差及びｄ軸電流指令ｉｄ^＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差を算出し、これらの偏差が０に近づくようなｑ軸電圧指令ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ^＊を生成する。具体的には、それぞれの偏差に対して比例積分制御（ＰＩ制御）を行い、更に、この際に、モータの推定位置θｅｓが参照されることにより、ｑ軸電圧指令ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ^＊を算出し、２相／３相変換部１６に出力する。ここで、ｄ軸電圧指令ｖｄ^＊にはリミッタを設けず、ｑ軸電圧指令ｖｑ^＊にはＶｄｃ／√２でリミッタをかけている。

２相／３相変換部１６は、速度・位置推定部１２によって推定されたモータ位置θｅｓを参照することにより、ｑ軸電圧指令ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令ｖｄ^＊を３相電圧指令ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊に変換し、ＰＷＭ制御部１７に出力する。
ＰＷＭ制御部１７には、３相電圧指令ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊とＡ／Ｄ変換部８からの入力直流電圧Ｖｄｃとが入力される。ＰＷＭ制御部１７は、所定のキャリア周波数の三角波を生成し、この三角波と３相電圧指令ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊とをそれぞれ比較し、さらに入力直流電圧Ｖｄｃを用いて、ＰＷＭパルスのデューティ幅を補正することで、各相に対応するゲート駆動信号Ｓを生成し、インバータ３に出力する（例えば、図７参照）。

次に、上記構成を備えるモータ制御装置１の動作について図２を参照して説明する。
例えば、図２の時刻ｔ１からｔ３の期間において、例えば、モータ制御装置１が適用されている空気調和機の設定温度が変更されることにより、上位装置からの回転数指令ω^＊が徐々に増加すると、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとに偏差が生じ、この偏差に応じたｑ軸電流指令ｉｑ^＊がｑ軸電流指令生成部１３によって生成され、電流ＰＩ制御部１５に出力される。

他方、ｄ軸電流指令生成部１４では、モータ４の線間電圧指令とインバータ出力最大電圧とが比較され、現在の運転状態が弱め界磁制御領域であるか否かが判断される。この結果、時刻ｔ２までの期間においては、弱め界磁制御領域ではないと判定され、第２処理部２２によって生成された第２のｄ軸電流指令ｉｄ^＊＝０が選択部２３によって選択され、電流ＰＩ制御部１５に出力される。

これにより、電流ＰＩ制御部１５では、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令ｉｄ^＊＝０に基づく２相電圧指令ｖｑ^＊，ｖｄ^＊が生成され、この２相電圧指令ｖｑ^＊，ｖｄ^＊に基づくＰＷＭ信号（ゲート駆動信号）がＰＷＭ制御部１７によって生成されて、インバータ３に与えられる。
このような制御が行われることにより、推定回転数（モータ回転数）ωｅｓは回転数指令に追従して徐々に増加する。

そして、図２の時刻ｔ２において、回転数が高速領域に入り、モータ４の線間電圧指令がインバータ３の出力最大電圧を超えると、ｄ軸電流指令生成部１４の選択部２３により、現在の運転状態が弱め界磁制御領域であると判断される。これにより、ｄ軸電流指令生成部１４からは第１のｄ軸電流指令ｉｄ^＊が出力されることとなる。これにより、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊は、負の方向に徐々に増加することとなる（図２の時刻ｔ２からｔ３参照）。

そして、図２の時刻ｔ３において、回転数指令ω^＊が一定となり、推定回転数ωｅｓが回転数指令ω^＊に一致すると、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとの偏差がゼロとなる。これにより、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊は、回転数指令ω^＊が変化するまで、時刻ｔ３のときの値が保持されることとなる（図２の時刻ｔ３からｔ４参照）。

続いて、図２の時刻ｔ４から時刻ｔ６の期間において、例えば、空気調和機の設定温度が変更されることにより、上位装置からの回転数指令ω^＊が徐々に減少すると、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとに偏差が生じ、この偏差に応じたｑ軸電流指令ｉｑ^＊がｑ軸電流指令生成部１３によって生成される。なお、今回は、回転数指令ω^＊が減少する方向に変化しているため、これに伴い、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊は徐々に減少する。
同様に、ｄ軸電流指令生成部１４では、偏差Δωに応じてｄ軸電流指令ｉｄ^＊が生成される。この結果、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊は徐々にゼロに近づく方向に変化する。

このような電流指令が生成されることにより、推定回転数ωｅｓは回転数指令ω^＊に追従して徐々に減少することとなる。
そして、図２の時刻ｔ５において、モータ４の線間電圧指令がインバータ３の出力最大電圧以下となると、ｄ軸電流指令生成部１４からはゼロである第２のｄ軸電流指令ｉｄ^＊が出力されることとなる。これにより、時刻ｔ５からｔ６の期間においては、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊に基づいて電圧指令が生成されることとなる。

また、図３に示すようにインバータ３の入力直流電圧Ｖｄｃが変化した場合、図４に示すように、モータトルクτ_Ｌが変化した場合も、上記と同様に、それらの変動に伴う推定回転数ωｅｓの変化と回転数指令ω^＊との偏差Δωに応じてｑ軸電流指令ｉｑ^＊及び第１のｄ軸電流指令ｉｄ^＊が生成される。このとき、入力直流電圧Ｖｄｃの変化、モータトルクτ_Ｌの変化に伴い、弱め界磁制御領域となった場合には、ｄ軸電流指令生成部１４から第１のｄ軸電流指令ｉｄ^＊が出力されることにより、図３、図４にそれぞれ示すように、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊が負の方向に変化することとなる。

以上、説明してきたように、本実施形態に係るモータ制御装置１及び空気調和機によれば、負荷のトルク成分に相当するｑ軸電流の制御だけでは、モータ回転数を回転数指令ω^＊に追従させることができない高速回転領域において、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとの偏差Δωに対して積分制御を行うことによりｄ軸電流指令ｉｄ^＊を生成する。これにより、回転数指令ω^＊と推定回転数ωｅｓとの偏差Δωが大きいほど、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊を負の方向に増加させることができる。ｄ軸電流指令ｉｄ^＊が負の方向に増加すれば、弱め界磁の効果が高まり、誘起電圧を抑制することができ、モータ回転数を上昇させることができる。このように、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊を負の方向に増加させるという作用により、高速回転領域においても回転数指令ω^＊にモータ回転数を追従させることが可能となる。

本実施形態に係るモータ制御装置１によれば、モータ回転数を直接的に用い、かつ、積分制御という簡易な演算手法により、ｄ軸電流指令ｉｄ^＊を生成する。したがって、上述した特許文献１に開示されている場合と比較して、演算処理を大幅に軽減することができる。これにより、モータ制御装置１として安価なマイコンを利用することが可能となり、コスト低減が期待できる。

本実施形態に係るモータ制御装置１は、ｄ軸電流指令の演算処理を簡素化したため、モータ回転数の追従性という点において、特許文献１に開示されているモータ制御手法よりも劣る。しかしながら、空気調和機等の制御においては、回転数の追従が多少遅れても、ユーザの使用感に影響が及ぶことはなく、上記のごとくｄ軸電流指令の演算処理を簡素化したとしても、十分な精度を補償することができる。このように、本発明のモータ制御装置１は、精度よりもコストダウンが重視される機器に適用されて好適なものである。

なお、本実施形態では、ｄ軸電流指令生成部１４において、第２のｄ軸電流指令をゼロに設定したが、第２のｄ軸電流指令は、ゼロでなく他の値に設定されていてもよい。また、第２のｄ軸電流指令は、固定値のほか、図５に示すように、モータの特性から一義的に決められる最小電流制御曲線に基づいて設定されることとしてもよい。この場合、第２処理部２２は、ｑ軸電流指令生成部１３によって生成されるｑ軸電流指令ｉｑ^＊に応じたｄ軸電流指令ｉｄ^＊を最小電流制御曲線から取得することにより、第２のｄ軸電流指令ｉｄ^＊を加算する。

また、本実施形態では、ｑ軸電流指令ｉｑ^＊の生成及びｄ軸電流指令ｉｄ^＊の生成において、積分制御を用いていたが、これに代えて、積分比例制御（ＰＩ制御）を採用することとしてもよい。このように比例制御を加えることで、精度を高めることができる。

〔第２実施形態〕
次に、第２実施形態に係るモータ制御装置及び空気調和機について説明する。モータ制御の一つとして、過変調制御が知られている。過変調制御は、電圧利用率を１以上とする制御方法であり、近年、一般的に知られる制御手法である。
ここで、電圧利用率は、以下の（２）式で求められる。

電圧利用率＝線間電圧指令実効値／（直流電圧／√２） （２）

ところで、三角波・正弦波比較を用いたＰＷＭ波形生成手法では、過変調制御を実施している場合、２相／３相変換部１６からＰＷＭ制御部１７に入力される３相電流指令と、ＰＷＭ制御部１７からインバータ３に出力されるゲート駆動信号Ｓに基づいて生成される３相電圧指令、換言すると、モータ４の各相電圧とが一致しないこととなる。

図６にそれぞれの波形を比較して説明する。図６（ａ）における正弦波、及び、図６（ｂ）における破線は、２相／３相変換部１６からＰＷＭ制御部１７に入力される３相電流指令を示しており、図６（ｂ）における実線は、ＰＷＭ制御部１７からインバータ３に出力されるゲート駆動信号Ｓに基づいて生成される３相電圧指令、すなわちモータ４の各相電圧を示している。

過変調制御が行われていない領域、例えば、通常のＰＷＭ制御が実施されている場合には、図７に示すように、２相／３相変換部１６からＰＷＭ制御部１７に入力される３相電流指令（図７（ａ）参照）と、ＰＷＭ制御部１７からインバータ３に出力されるゲート駆動信号Ｓに基づいて生成される３相電圧指令（図７（ｂ）参照）、換言すると、モータ４の各相電圧とは一致する。
したがって、過変調制御を想定していなかった上述した第１実施形態では、モータ４の各相電圧に相当する信号として、電流ＰＩ制御部１５から出力される２相電圧指令ｖｑ^＊，ｖｄ^＊を速度・位置推定部１２に入力させ、この２相電圧指令ｖｑ^＊，ｖｄ^＊をモータ４の各相電圧に相当する電圧とみなして取り扱うことで、モータ回転数やモータ位置を推定していた。

これに対し、過変調制御を想定している本実施形態では、電流ＰＩ制御部１５からの２相電圧指令ｖｑ^＊，ｖｄ^＊をモータ４の各相電圧に相当する電圧として入力してしまうと、図６（ｂ）に示したように、両者の電圧に誤差が生じてしまうことから、モータ回転数や位置の推定精度が低下する。

そこで、本実施形態に係るモータ制御装置１´では、図８に示すように、電流ＰＩ制御部１５から出力される２相電圧指令ｖｑ^＊，ｖｄ^＊に代えて、ＰＷＭ制御部１７から出力される信号を速度・位置推定部１２に入力することとしている。
具体的には、ＰＷＭ制御部１７において生成された各相に対応するゲート駆動信号Ｓから各相の３相電圧信号を推定し、この３相電圧信号を３相／２相変換部１８に出力する。３相／２相変換部１８は、３相電圧信号を２相電圧信号に変換し、速度・位置推定部１２に出力する。

以上本実施形態に係るモータ制御装置１´によれば、ＰＷＭ制御部１７から出力されるゲート駆動信号Ｓに基づく３相交流電圧の信号を３相／２相変換して速度・位置推定部１２に与える。これにより、過変調制御が行われている期間においても、実際のモータ電圧との誤差を軽減することができ、モータ回転数及び位置の推定誤差の増大を抑制することが可能となる。

本実施形態に係るモータ制御装置１´のように、過変調制御及び弱め界磁制御の両方を行う場合、過変調制御が実施される回転数領域と、弱め界磁制御が行われる領域とがオーバーラップする。しかしながら、２つの制御が同時に実施される回転数領域においても、過変調制御と弱め界磁制御とが干渉することなく、安定した制御を実現することができる。すなわち、電圧利用率が１を超えた領域における非線形性から、先に過変調制御の効果が現れ、その後、モータ電圧が飽和し始めると、ｄ軸電流指令の負側への増大効果が現れることとなり、過変調制御から弱め界磁制御への移行がスムーズに実施されることとなる。

なお、過変調制御が行われていない期間においては、上記第１実施形態のように、電流ＰＩ制御部１５からの２相電圧指令を速度・位置推定部１２に供給することとしてもよいし、過変調制御のときと同様に、ＰＷＭ制御部１７からの３相電圧指令を３相／２相変換したものを速度・位置推定部１２に出力することとしてもよい。

１、１´ モータ制御装置
３ インバータ
４ モータ
１０、１０´ インバータ制御装置
１１、１８ ３相／２相変換部
１２ 速度・位置推定部
１３ ｑ軸電流指令生成部
１４ ｄ軸電流指令生成部
１５ 電流ＰＩ制御部
１６ ２相／３相変換部
１７ ＰＷＭ制御部
２１ 第１処理部
２２ 第２処理部
２３ 選択部

Claims (6)

1. 直流電圧を３相交流電圧に変換して圧縮機モータに出力するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段とを備え、予め設定されている０より小さい固定値または前記圧縮機モータの特性から一義的に決められる最小電流制御曲線に基づいて設定される値である第２のｄ軸電流指令よりも小さい値の第１のｄ軸電流指令による負の電流をｄ軸電流に流すことにより、弱め界磁制御を行う空気調和機のモータ制御装置であって、
   前記インバータ制御手段は、ｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成手段を有し、
   前記ｄ軸電流指令生成手段は、
   前記圧縮機モータの回転数指令と前記圧縮機モータの推定回転数との偏差に対して積分制御を行って前記第１のｄ軸電流指令を生成する第１処理手段と、
   前記第２のｄ軸電流指令を生成する第２処理手段と、
   前記圧縮機モータの線間電圧指令が、前記インバータに入力される直流電圧に基づいて決定される前記インバータの最大出力電圧を超える場合に、弱め界磁制御領域であると判断し、前記圧縮機モータの線間電圧指令が、前記インバータに入力される直流電圧に基づいて決定される前記インバータの最大出力電圧以下の場合に、弱め界磁制御領域でないと判断し、前記弱め界磁制御領域である場合に、前記第１のｄ軸電流指令を選択し、前記弱め界磁制御領域でない場合に、前記第２のｄ軸電流指令を選択する選択手段と
   を具備する空気調和機のモータ制御装置。
2. 前記第１処理手段は、回転数指令と推定回転数との偏差に対して比例積分制御を行って前記第１のｄ軸電流指令を生成する請求項１に記載の空気調和機のモータ制御装置。
3. 前記インバータ制御手段は、
   前記圧縮機モータの回転数指令と前記圧縮機モータの推定回転数との偏差をゼロに近付けるようなｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成手段と、
   前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令とに基づいて、２相電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
   前記２相電圧指令に基づいて、前記インバータへ出力するゲート駆動信号を生成するゲート駆動信号生成手段と、
   前記圧縮機モータに流れる電流に基づいて得られた２相電流と、前記電圧指令生成手段により生成された２相電圧指令とを用いて、前記推定回転数を算出するモータ回転数推定手段と
   を具備する請求項１又は請求項２に記載の空気調和機のモータ制御装置。
4. 電圧利用率を１以上とする過変調制御が実施されている場合において、
   前記モータ回転数推定手段は、前記ゲート駆動信号生成手段で生成されるゲート駆動信号に基づく３相電圧指令から得られる２相電圧指令と、前記２相電流とを用いて、前記推定回転数を算出する請求項３に記載の空気調和機のモータ制御装置。
5. 前記第２処理手段は、前記圧縮機モータの特性から得られる最小電流制御曲線を用いて、前記第２のｄ軸電流指令を生成する請求項１から請求項４のいずれかに記載の空気調和機のモータ制御装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれかに記載の空気調和機のモータ制御装置と、
   前記モータ制御装置によって駆動制御される圧縮機モータと
   を具備する空気調和機。

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