JP6579195B2 - 電力制御方法、及び、電力制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力制御方法、及び、電力制御装置に関する。

直流電力を交流電力に変換して三相交流モータに印加する電力制御方法の一つとして、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）電力制御方法が知られている。

一般的なＰＷＭ電力制御方法においては、キャリア波が最大又は最小となるタイミングでモータに供給される電流が順次測定され、その測定電流、及び、モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値が求められる。そして、デューティ指令値とキャリア波との大きさが比較され、比較結果に基づいてインバータのスイッチング素子のオン／オフを操作する。このようにすることにより、モータへの印加電圧のパルス幅が制御され、モータに所望の電力が供給される。

このようなＰＷＭ電力制御方法に関する処理は、半導体チップによって実現されている。多くの場合、半導体チップには、安定的に動作可能な温度範囲が定められている。そのため、半導体チップ自体の温度が高くなっている場合などにおいて、半導体チップがスイッチング素子の操作に起因して発熱してしまうと、半導体チップが上記温度範囲を超えてしまうおそれがある。

そこで、特開２００９−１００５９９号公報に開示されている技術によれば、キャリア波の周波数を低く変更することで、スイッチング素子の操作が行われうる操作期間を長くする。このようにすることで、スイッチング素子の操作頻度が低下するので、半導体チップの発熱が抑制される。

上述のようなＰＷＭ電力制御方法では、モータに供給される電流が測定されてから、その測定電流に応じてスイッチング素子の操作が行われる操作期間が開始されるまでの間、操作期間に相当する時間だけ待たなければならない。

ここで、特許文献１に開示されている技術を用いる場合には、操作期間を長くした分だけこの遅延時間が大きくなってしまうので、モータの回転制御の精度が低下するおそれがあるという課題があった。

本発明は、このような課題に着目してなされたものであり、モータの回転制御の精度を高めることができる電力制御方法、及び、電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の電力制御装置の制御方法の一態様によれば、モータに供給する電力を制御する電力制御方法であって、キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいてモータに供給される電流を測定する電流測定ステップと、電流測定ステップにおける測定電流、及び、モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出ステップと、キャリア波が最大値及び最小値のうちの一方から他方に単調に変化する間に、キャリア波とデューティ指令値との大きさを比較し、該比較した結果に応じてスイッチング素子を切り替え操作する操作ステップと、操作ステップがその期間内に実行される操作期間をキャリア波の１周期よりも長く変更するか否かを判定する判定ステップと、判定ステップにおいて操作期間を変更すると判定される場合には、変更後の操作期間の開始タイミングからキャリア波が単調に変化する最初のキャリア波の半周期において、スイッチング素子の切り替え操作を抑制する第１抑制ステップと、変更後の操作期間のうちの最初の半周期と、最後のキャリア波の半周期との間の中間期間において、前記キャリア波の傾きを変更して、キャリア波とデューティ指令値との大きさを比較し、該比較した結果に応じてスイッチング素子を切り替え操作する比較ステップと、最後のキャリア波の半周期において、スイッチング素子のスイッチング操作を抑制する第２抑制ステップと、を有する。

図１は、第１実施形態の電源システムの概略構成図である。 図２は、スイッチング素子の操作頻度を変更する処理の説明図である。 図３は、スイッチング素子の操作頻度を変更する処理の説明図である。 図４Ａは、比較処理とＰＷＭ信号の一例を示す図である。 図４Ｂは、比較処理とＰＷＭ信号の一例を示す図である。 図５は、モータコントローラの構成を示すブロック図である。 図６は、ゲイン制御処理の説明図である。 図７は、第２実施形態のスイッチング素子の操作頻度を変更する処理の説明図である。 図８は、スイッチング素子の操作頻度を変更する処理の説明図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態における電源システムの概略構成図である。

図１に示される電源システム１００は、電動車両に載置されているものとする。このシステムによれば、バッテリ１０１から、リレー１０２、及び、インバータ１０３を介して、モータ１０４に電力が供給される。

バッテリ１０１は、二次電池であり、直流電力を出力する。

リレー１０２は、電源システム１００全体の駆動又は停止を制御する。

インバータ１０３は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｔｒ１〜Ｔｒ６と、整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６とを備えている。整流素子Ｄ１〜Ｄ６は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれと並列に設けられる。これとともに、整流素子Ｄ１〜Ｄ６は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の整流方向とは逆方向に電流が流れるように設けられている。また、スイッチング素子は２つずつ直列に接続されており、直列接続された２つのスイッチング素子の間と、モータ１０４の三相（ＵＶＷ）の入力部のうちのいずれかとがそれぞれ接続されている。

具体的には、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６が、それぞれ、直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の接続点とモータ１０４のＵ相の入力部とが接続され、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４の接続点とモータ１０４のＶ相の入力部とが接続され、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６の接続点とモータ１０４のＷ相の入力部とが接続されている。このように設けられたスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がモータコントローラ１１１から出力されるＰＷＭ信号に応じて切り替え操作されることにより、バッテリ１０１からモータ１０４に印加される電圧のパルス幅が制御される。一般に、このような制御が、ＰＷＭ電力制御と称されている。なお、以下では、スイッチング素子Ｔｒが切り替え操作されることを、単に、スイッチング素子Ｔｒの操作と称して説明する。

なお、インバータ１０３から電圧が印加されていない場合のモータ１０４の各相の入力部における電位はゼロであるものとする。また、コンデンサ１０５の電位差がＶｃａｐである。そのため、モータ１０４の各相の入力部に印加される電圧の電位は、「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲の値であるものとする。

モータ１０４は、回転子に永久磁石を備える永久磁石型の三相交流モータであり、三相（ＵＶＷ相）のそれぞれについて入力部を有している。モータ１０４は電動車両の駆動輪を駆動する駆動源であって、モータ１０４の回転に伴って電動車両の駆動輪が回転する。

コンデンサ１０５は、リレー１０２とインバータ１０３との間に配置され、インバータ１０３と並列に接続されている。コンデンサ１０５は、バッテリ１０１からインバータ１０３に入力される直流電力を平滑化する。

電流センサ１０６は、インバータ１０３からモータ１０４の各相の入力部へと流れる電流のそれぞれの大きさを測定する。本実施形態では、電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗの３つの電流センサが、モータ１０４の各相の入力部への電源線に設けられている。電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗは、それぞれ、測定した各相の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをモータコントローラ１１１にフィードバック出力する。

回転子位置センサ１０７は、例えばレゾルバやエンコーダなどである。回転子位置センサ１０７は、モータ１０４の回転子の近傍に設けられており、モータ１０４の回転子の位相θを測定する。そして、回転子位置センサ１０７は、測定した回転子の位相θを示す回転子位置センサ信号を、モータコントローラ１１１に出力する。

電圧センサ１０８は、コンデンサ１０５と並列に設けられている。電圧センサ１０８は、コンデンサ１０５の両端の電位差であるコンデンサ電圧Ｖｃａｐを測定すると、コンデンサ電圧Ｖｃａｐをゲート駆動回路１０９に出力する。

ゲート駆動回路１０９は、モータコントローラ１１１から入力されるＰＷＭ信号に応じて、インバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を操作する。また、ゲート駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６について、温度を測定するとともに正常に動作しているか否かを検出する。ゲート駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６について測定した温度や検出した状態などを示すＩＧＢＴ信号を、モータコントローラ１１１へ出力する。ゲート駆動回路１０９は、電圧センサ１０８によって測定されたコンデンサ電圧Ｖｃａｐを示すコンデンサ電圧信号をモータコントローラ１１１に出力する。

車両コントローラ１１０は、モータ１０４に要求するトルクである要求トルクを示すトルク指令値Ｔ^*を算出すると、算出したトルク指令値Ｔ^*を、モータコントローラ１１１に出力する。

モータコントローラ１１１は、モータ１０４への印加電圧のパルス幅を制御するために、インバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれに対してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する。具体的には、モータコントローラ１１１は、電流センサ１０６から出力される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０７から出力される回転子の位相θと、車両コントローラ１１０から出力されるトルク指令値Ｔ^*とに基づいて、電圧指令値を算出する。次に、モータコントローラ１１１は、電圧指令値と、電圧センサ１０８から出力されるコンデンサ電圧Ｖｃａｐとを用いて、デューティ指令値を算出する。次に、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値とキャリア波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成する。次に、モータコントローラ１１１は、生成したＰＷＭ信号をゲート駆動回路１０９へ出力する。ゲート駆動回路１０９は、入力された各ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６をそれぞれ操作する。このようにすることで、モータ１０４への印加電圧のパルス幅が制御され、モータ１０４においてはトルク指令値Ｔ^*のトルクを発生することができる。

なお、電源システム１００においては、インバータ１０３、電流センサ１０６、及び、モータコントローラ１１１などによって、電力制御装置が構成されるものとする。また、モータコントローラ１１１は、半導体チップにより構成される。

ここで、モータコントローラ１１１によるスイッチング素子Ｔｒの操作頻度の変更方法について説明する。

図２は、スイッチング素子の操作頻度を変更する処理の説明図である。図２（ａ）には、操作頻度を変更しない場合のＰＷＭ信号生成処理が示されている。図２（ｂ）には、従来技術を用いて、キャリア波の周波数を変更して操作頻度を変更する場合の、ＰＷＭ信号生成処理が示されている。図２（ｃ）には、本願発明において、キャリア波の一部の傾きを変更して操作頻度を変更する場合の、ＰＷＭ信号生成処理が示されている。

図２（ａ）〜（ｃ）には、それぞれ、算出期間、比較処理、及び、ＰＷＭ信号が記載されている。算出期間においては、モータコントローラ１１１がデューティ指令値の算出処理を行う期間が示されている。比較処理においては、キャリア波及びデューティ指令値が比較される。ＰＷＭ信号においては、ハイレベル又はローレベルの信号が示されている。この信号のレベルに応じて、スイッチング素子Ｔｒが操作される。

また、図２（ａ）〜（ｃ）のそれぞれにおいて、算出期間と比較処理との間に、矢印が示されている。この矢印は、デューティ指令値の算出が完了したタイミングから、算出したデューティ指令値とキャリア波との比較を開始するタイミングまでの遅れを示している。

なお、周波数を変更していないキャリア波が単調に増加又は減少する期間、すなわち、最小値から最大値まで（谷から山まで）、又は、最大値から最小値まで（山から谷まで）変化する期間は、キャリア波の周期の半分に相当する。そこで、このような周波数を変更していないキャリア波が単調に増加又は減少する期間を、キャリア波の半周期と称するものとする。また、ある測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較、及び、その比較結果に応じたスイッチング素子Ｔｒの操作が行われる期間を、操作期間と称するものとする。すなわち、スイッチング素子Ｔｒの操作は、操作期間ごとに行われる。

まず、図２（ａ）を用いて、スイッチング素子Ｔｒの操作頻度を変更しない場合のＰＷＭ信号生成処理について説明する。

時刻Ｔ１は、キャリア波が最大となるタイミングである。この時刻Ｔ１において、電流センサ１０６は電流を測定する。そして、モータコントローラ１１１は、この測定電流を用いて時刻Ｔ２〜Ｔ３にて用いられるデューティ指令値の算出を開始する。なお、時刻Ｔ１〜Ｔ２までの間においては、既に算出されたデューティ指令値とキャリア波との大きさが比較され、その比較結果に応じたＰＷＭ信号が生成される。

具体的には、デューティ指令値がキャリア波よりも大きい場合には、スイッチング素子ＴｒがオンとなるＰＷＭ信号が生成される。一方、デューティ指令値がキャリア波より小さい場合には、スイッチング素子ＴｒがオフとなるＰＷＭ信号が生成される。なお、デューティ指令値とキャリア波とが交差する位置に丸印が付されており、この丸印が付されたタイミングでスイッチング素子Ｔｒが操作される。

時刻Ｔ１ｓにおいて、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の算出処理を完了する。

時刻Ｔ２は、キャリア波が最小となるタイミングである。この時刻Ｔ２において、時刻Ｔ１ｓで算出されたデューティ指令値とキャリア波との比較を開始する。

時刻Ｔ２よりも後においても、上述の動作が繰り返される。

したがって、図２（ａ）に示したように操作頻度を変更しない場合には、測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較、及び、スイッチング素子Ｔｒの操作は、キャリア波の半周期ごとに行われる。したがって、操作期間は、キャリア波の半周期に相当する。

次に、図２（ｂ）を用いて、従来技術を用いて、キャリア波の周波数を変更して操作頻度を変更する場合の、ＰＷＭ信号生成処理について説明する。この図でのキャリア波は、図２（ａ）に示されたキャリア波と比較すると、周期が４倍、すなわち、周波数が１／４倍に変更されている。

時刻Ｔ１は、キャリア波が最小となるタイミングである。この時刻Ｔ１からデューティ指令値とキャリア波との比較処理を開始する。そして、モータコントローラ１１１は、この測定電流を用いて時刻Ｔ５以降にて用いられるデューティ指令値の算出を開始する。なお、時刻Ｔ１〜Ｔ５までの間においては、既に算出されたデューティ指令値とキャリア波との大きさが比較され、その比較結果に応じたＰＷＭ信号が生成される。

時刻Ｔ１ｓにおいて、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の算出処理を完了する。

時刻Ｔ５は、キャリア波が最大となるタイミングである。この時刻Ｔ５において、時刻Ｔ１ｓで算出されたデューティ指令値とキャリア波との比較処理を開始する。

時刻Ｔ５よりも後においても、上述の動作が繰り返される。

したがって、図２（ｂ）に示したようにキャリア波の周波数を変更する場合には、周波数の変更前のキャリア波の半周期の４倍の時間ごとに、測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較、及び、スイッチング素子Ｔｒの操作が行われる。したがって、操作期間は、変更前のキャリア波の半周期の４倍の時間に相当する。このように、図２（ａ）に示した場合と比較すると、操作期間が４倍になるため、操作頻度を１／４倍に低下させることができる。

次に、図２（ｃ）を用いて、本願発明においてキャリア波の一部の傾きを変更して操作頻度を変更する場合のＰＷＭ信号生成処理について説明する。この図におけるキャリア波は、図２（ａ）におけるキャリア波と比較すると、一部（時刻Ｔ２〜Ｔ４）の傾きが変更されている。また、この図においては、スイッチング素子Ｔｒの操作期間は、図２（ｂ）に示された操作期間と同様に、図２（ａ）に示された操作期間と比較すると４倍になるものとする。なお、デューティ指令値とキャリア波とが交差しない場合には、スイッチング素子Ｔｒは操作されないものとする。

また、変更された操作期間の開始タイミングから始まる、キャリア波が単調に変化するキャリア波の半周期の期間を、最初の半周期と称するものとする。一方、操作期間の終了タイミングにて終わるキャリア波の半周期の期間を、最後の半周期と称するものとする。そして、操作期間における最初の半周期と最後の半周期との間の期間を、中間期間と称するものとする。

時刻Ｔ１は、キャリア波が最大となるタイミングであり、最初の半周期が開始される。この時刻Ｔ１において、電流センサ１０６は電流を測定する。そして、モータコントローラ１１１は、その測定電流を用いて時刻Ｔ２〜Ｔ４の間のデューティ指令値の算出を開始する。なお、時刻Ｔ１から、デューティ指令値とキャリア波との比較処理が開始されるが、時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、デューティ指令値は常にキャリア波以上であるため、スイッチング素子の切り替え操作はされない。

時刻Ｔ１ｓにおいて、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の算出処理を完了する。

時刻Ｔ２は、キャリア波が最小となるタイミングであり、最初の半周期が終了するとともに中間期間が開始される。この時刻Ｔ２においては、中間期間の間でキャリア波が最小値から最大値に単調に増加するように、キャリア波の傾きが変更される。そして、時刻Ｔ１ｓで算出されたデューティ指令値と、傾きを変更したキャリア波との比較処理を開始する。

同時に、図中の算出期間を参照すると、時刻Ｔ２においては、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔ４〜Ｔ５の間のデューティ指令値の決定処理を開始する。なお、時刻Ｔ２においては、測定電流を用いてデューティ指令値が算出されるのではなく、中間期間のキャリア波の傾きの正負に応じてデューティ指令値が決定される。具体的には、中間期間におけるキャリア波の傾きが正であるため、時刻Ｔ４〜Ｔ５の間のデューティ指令値としてキャリア波の最小値（ローサイド）が決定される。なお、中間期間におけるキャリア波の傾きが負である場合には、デューティ指令値としてキャリア波の最大値（ハイサイド）が決定される。

時刻Ｔ２ｓ’において、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の決定処理を完了して、キャリア波の最小値をデューティ指令値として決定する。なお、測定電流を用いてデューティ指令値を算出する時間（時刻Ｔ１〜Ｔ１’）よりも、キャリア波の勾配に応じてデューティ指令値を決定する時間（時刻Ｔ２〜Ｔ２’）の方が短い。

時刻Ｔ４は、キャリア波が最大となるタイミングであり、中間期間が終了するとともに最後の半周期が開始される。そして、時刻Ｔ４においては、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔ２ｓ’にて決定されたデューティ指令値と、キャリア波との比較処理を開始する。

時刻Ｔ５は、キャリア波が最小となるタイミングであり、最後の半周期が終了するとともに次の操作期間の最初の半周期が開始される。この時刻Ｔ５においては、デューティ指令値は変更されない。同時に、時刻Ｔ５において、電流センサ１０６は電流を測定し、モータコントローラ１１１は、その測定電流に基づいて次の操作期間でスイッチング素子Ｔｒの操作に用いるデューティ指令値の算出を開始する。

時刻Ｔ５よりも後においても、上述の動作が繰り返される。なお、本説明においては時刻Ｔ５において、デューティ指令値の設定がされていないが、例えば、半導体チップの処理上の制約などにより、キャリア波が最大又は最小となるタイミングで、何らかの値をデューティ指令値に設定する必要がある場合がある。このような場合には、時刻Ｔ３において時刻Ｔ２と同じ値のデューティ指令値を設定し、時刻Ｔ５において、時刻Ｔ４と同じ値のデューティ指令値を設定する。

したがって、図２（ｃ）に示したようにすることで、操作期間（時刻Ｔ１〜Ｔ５）ごとに、測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較、及び、スイッチング素子Ｔｒの操作が行われることになる。なお、この操作期間は、キャリア波の半周期の４倍の時間に相当する。このように、図２（ａ）に示した場合と比較すると、操作期間が４倍になるため、操作頻度を１／４倍に低下させることができる。

ここで、図２（ｃ）に示されたような、キャリア波の一部の傾きを変更する場合の動作をまとめると、以下のようになる。測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較、及び、スイッチング素子Ｔｒの操作がその期間内に行われる操作期間は、電流の測定タイミング（時刻Ｔ１）から開始される。なお、操作期間の開始タイミングから開始するキャリア波が単調に変化する半周期（時刻Ｔ１〜Ｔ２）は、最初の半周期である。一方、操作期間の終了タイミングにて終わるキャリア波の単調変化が終了する半周期（時刻Ｔ４〜Ｔ５）は、最後の半周期である。そして、操作期間における最初の半周期と最後の半周期との間の期間（時刻Ｔ２〜Ｔ４）は、中間期間である。なお、中間期間においては、キャリア波は最小値及び最大値のうちの一方から他方に単調に変化する。

中間期間（時刻Ｔ２〜Ｔ４）においては、キャリア波と測定電流に応じたデューティ指令値との大小関係が逆転するタイミングにおいて、スイッチング素子が切り替え操作される。一方、最初の半周期（時刻Ｔ１〜Ｔ２）、及び、最後の半周期（時刻Ｔ４〜Ｔ５）においては、デューティ指令値がハイサイド又はローサイドに設定されており、デューティ指令値とキャリア波との大小関係は変わらず、スイッチング素子が切り替え操作されない。したがって、変更後の操作期間（時刻Ｔ１〜Ｔ５）においては、中間期間（時刻Ｔ２〜Ｔ４）においてのみスイッチング素子Ｔｒが切り替え操作されることになる。このようにスイッチング素子Ｔｒは、変更後の操作期間ごとに切り替え操作されるため、スイッチング素子Ｔｒの操作頻度を低下させることができる。

図３は、スイッチング素子の操作頻度の変更処理の説明図である。図３は、図２と同様に、図３（ａ）は、操作頻度の変更しない場合のＰＷＭ信号生成処理の説明図である。図３（ｂ）は、従来技術を用いて、キャリア波の周波数を変更する場合のＰＷＭ信号生成処理の説明図である。図３（ｃ）は、本願発明によって、キャリア波の一部の傾きを変更する場合のＰＷＭ信号生成処理の説明図である。この図においては、図２よりも長い期間のＰＷＭ信号生成処理が示されている。

図３（ｂ）に示された周波数を変更する場合、及び、図３（ｃ）に示されたキャリア波の一部の傾きを変更する場合のそれぞれにおいて、スイッチング素子Ｔｒの操作は、変更前のキャリア波の半周期の４倍の期間ごとに行われる。

キャリア波の一部の傾きを変更する時において、最初の半周期では、中間期間のキャリア波の傾きが正である場合にはデューティ指令値はキャリア波の最大値となり、負である場合にはキャリア波の最小値となる。一方、最後の半周期では、中間期間のキャリア波の傾きが正である場合にはデューティ指令値はキャリア波の最小値となり、負である場合にはキャリア波の最大値となる。このようにデューティ指令値の設定動作について、具体的に、図３（ｃ）を用いて説明する。

時刻Ｔ１〜Ｔ５の操作期間を参照すると、中間期間（時刻Ｔ２〜Ｔ４）におけるキャリア波の傾きが正であるため、最後の半周期（時刻Ｔ４〜Ｔ５）において、キャリア波の最小値がデューティ指令値に設定される。そして、次の操作期間（時刻Ｔ５〜Ｔ９）を参照すると、最初の半周期（時刻Ｔ５〜Ｔ６）では、デューティ指令値はキャリア波の最小値のままであり変更されていない。これは、中間期間（時刻Ｔ６〜Ｔ８）でのキャリア波の負の傾きに応じた値である。

したがって、モータコントローラ１１１は、ある操作期間の中間期間の終了タイミングで、その中間期間の傾きに応じたキャリア波の最大値又は最小値の一方をデューティ指令値に設定する。このようにすることにより、ある操作期間のうちの最後の半周期においては、デューティ指令値は、中間期間のキャリア波の傾きに応じた値となる。そして、このデューティ指令値は、次の操作期間のうちの最初の半周期においても変わらずに用いられる。このようにすることで、次の操作期間の最初の半周期のデューティ指令値は、中間期間のキャリア波の傾きに応じた値となる。

ここで、図２（ａ）、及び、図３（ａ）に示した操作頻度を変更しない場合と、図２（ｂ）、及び、図３（ｂ）に示したキャリア波の周波数を変更する場合とにおける、デューティ指令値とデューティ比との関係について説明する。なお、デューティ比とは、ＰＷＭ信号における、スイッチング素子Ｔｒの操作周期に対するＯＮ区間の比率である。

図４Ａは、比較処理とＰＷＭ信号の一例を示す図である。

この図の比較処理には、操作頻度を変更しない場合のキャリア波が実線で示されている。また、周波数を変更する場合のキャリア波が点線で示されている。なお、デューティ指令値は、操作頻度を変更しない場合、及び、周波数を変更する場合のそれぞれにおいて同じであり、太い実線で示されている。

また、この図のＰＷＭ信号には、操作頻度を変更しない場合のＰＷＭ信号が太い実線で示されている。また、周波数を変更する場合のＰＷＭ信号が太い点線で示されている。

操作周期を変更しない場合のデューティ比は、ＰＷＭ信号のＯＮ区間の総和であり、周波数を変更する場合のデューティ比と等しい。これは、キャリア波の勾配が異なっていても、キャリア波が一定の周期で最大値と最小値との繰り返す以上、デューティ指令値がキャリア波よりも大きくなる区間の総和は、デューティ比と等しくなるためである。

したがって、図２（ｂ）、及び、図３（ｂ）にて示したように周波数を変更する場合においては、算出されたデューティ指令値をそのまま使用することで、デューティ比を所望の値とすることができる。

次に、図２（ｂ）、及び、図３（ｂ）に示した周波数を変更する場合と、図２（ｃ）、及び、図３（ｃ）に示したキャリア波の一部の傾きを変更する場合とにおける、デューティ指令値とデューティ比との関係について説明する。

図４Ｂは、比較処理とＰＷＭ信号の他の一例を示す図である。

この図の比較処理には、周波数を変更する場合について、デューティ指令値が太い点線で、キャリア波が点線で示されている。なお、このデューティ指令値は、Ｄｂ^*であるものとする。また、スイッチング素子の操作を抑制する場合について、デューティ指令値が太い実線で、キャリア波が実線で示されている。なお、このデューティ指令値のうち時刻Ｔ２〜Ｔ４（中間期間）におけるデューティ指令値は、Ｄｃ^*であるものとする。

また、この図のＰＷＭ信号には、操作頻度を変更しない場合、及び、周波数を変更する場合のＰＷＭ信号は、一致しており、実線で示されている。

ここで、周波数を変更する場合、及び、スイッチング素子の操作を抑制する場合において、デューティ比を等しくするためには、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングを一致させる必要がある。そのためには、デューティ指令値Ｄｃ^*は、デューティ指令値Ｄｂ^*の２倍の大きさとなる必要がある。これは、スイッチング素子の操作を抑制する場合は、周波数を変更する場合と比較すると、中間期間におけるキャリア波の傾きは、２倍であるためである。なお、この傾きの倍率は、操作期間を中間期間で除することで求めることができる。

したがって、スイッチング素子の操作を抑制する場合においては、算出されたデューティ指令値を、操作期間を比較期間で除して求められる２倍に補正することで、デューティ比を所望の値とすることができる。

なお、操作期間のキャリア波の半周期に対する倍率を変更倍率Ｋ（図２（ｂ）（ｃ）、図３（ｂ）（ｃ）、図４Ａ、図４ＢにおいてはＫ＝４）として表すと、変更後の操作期間は変更前のキャリア波の半周期の「Ｋ−２」倍となる。そのため、デューティ指令値の補正倍率は、「Ｋ／（Ｋ−２）」倍となる。

次に、図５を用いて、図１のモータコントローラ１１１の構成について説明する。

図５は、モータコントローラ１１１の構成を示すブロック図である。

電流指令値算出部５０１は、図１の車両コントローラ１１０により算出されるトルク指令値Ｔ^*と、モータ１０４の回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を算出する。

なお、モータ１０４の回転速度ωは、以下のように求められる。

位相演算部５０７は、図１の回転子位置センサ１０７から出力される回転子位置センサ信号に基づき、回転子位相θを算出する。

そして、回転速度演算部５０８は、位相演算部５０７が算出した回転子位相θを微分演算することで回転速度（電気角速度）ωを演算する。

電流制御部５０２には、電流指令値算出部５０１から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、位相変換部５０９からモータ１０４へと流れる電流の測定値であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが入力される。電流制御部５０２は、これらの入力値に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を算出する。具体的には、電流制御部５０２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*とｄ軸電流Ｉｄとの偏差がなくなるように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を求める。また、電流制御部５０２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とｑ軸電流Ｉｑとの偏差がなくなるように、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を求める。

ここで、電圧指令値が大きく変更される場合には、電圧指令値が目標値に変更されてから、実際にモータ１０４への印加電圧が目標値になるまでに時間を要することがある。このように指令値が変更されてから実際の値が反映されるまでの状態は、過渡状態と称される。そこで、電圧指令値が大きく変更されるタイミングにおいて、後述のような、電圧指令値に対してゲイン制御処理を行うことによって、過渡状態の時間を短くすることができる。

なお、位相変換部５０９は、図１の電流センサ１０６Ｕ、１０６Ｖ、１０６Ｗにより測定される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、位相演算部５０７にて算出された回転子位相θとに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを算出する。

なお、電流センサ１０６が、キャリア波の大きさを測定するタイミングと、位相変換部５０９から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが変化するタイミングとは同期している。例えば、電流センサ１０６が、キャリア波の大きさが最大となるタイミングで、モータ１０４へ流れる電流を測定する場合には、キャリア波の大きさが最大となるタイミングと同期して、位相変換部５０９から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが変化する。

位相変換部５０３は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*と、位相演算部５０７から出力されるモータ１０４の回転子の位相θとを用いて、三相交流電圧指令値Ｖｕ０^*、Ｖｖ０^*、Ｖｗ０^*を求める。そして、位相変換部５０３は、求めた三相交流電圧指令値Ｖｕ０^*、Ｖｖ０^*、Ｖｗ０^*を電圧補正部５０４に出力する。

上述のようにモータ１０４の各相の入力部に供給される電位は「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲である。そのため、三相交流電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*は、「−Ｖｃａｐ／２」から「＋Ｖｃａｐ／２」までの範囲となる。

電圧補正部５０４には、位相変換部５０３から三相交流電圧指令値Ｖｕ０^*、Ｖｖ０^*、Ｖｗ０^*と、操作期間算出部５１０からスイッチング周期の変更倍率Ｋが入力される。図４Ｂを用いて説明したように、電圧補正部５０４は、三相交流電圧指令値Ｖｕ０^*、Ｖｖ０^*、Ｖｗ０^*をそれぞれ「Ｋ／（Ｋ−２）」倍し、補正後電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*とする。

ここで、上述のように、電圧指令値が変更されてから印加電圧がその値になるまでには過渡状態と称される状態がある。電圧補正部５０４がこのような補正を行うことで、スイッチング素子Ｔｒの操作タイミングが所望のタイミングとなるため、過渡状態も含めて電流制御性能を良くすることができる。

なお、電圧補正部５０４による補正が行われなくてもよい。このような場合には、過渡状態での電流制御性能は劣ってしまう。しかしながら、測定電流を用いてデューティ指令値を求める以上、フィードバック制御が行われるため、過渡状態以外の定常状態における電流制御性能、すなわち、測定電流の電流指令値への追従性は、電圧補正部５０４による補正が行われる場合とほぼ同等となる。

ここで、操作期間算出部５１０による変更倍率Ｋの算出方法について説明する。

操作期間算出部５１０には、モータコントローラ１１１の半導体温度と、モータ１０４の回転速度ωと、モータ１０４のトルク指令値Ｔ^*とが入力される。操作期間算出部５１０は、これらの入力に基づいて、操作期間の変更の有無、及び、変更後の操作期間の倍率Ｋを決定する。なお、操作期間が変更される場合には、変更倍率Ｋは２より大きな値が設定される。

変更倍率Ｋが大きいほど、スイッチング素子Ｔｒの操作頻度が小さくなるため、半導体チップの発熱量を小さくすることができる。そのため、半導体チップの温度が高いほど変更倍率Ｋは大きく設定される。また、回転速度ωの絶対値が０に近いほど、モータ１０４における放熱が抑制されるため、変更倍率Ｋは大きく設定される。また、トルク指令値Ｔ^*の絶対値が大きいほど、変更倍率Ｋは大きく設定される。

操作期間算出部５１０は、変更倍率Ｋを、電圧補正部５０４、及び、ＰＷＭ信号生成部５０６に出力する。

デューティ変換部５０５は、補正後電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*と、図１のコンデンサ１０５のコンデンサ電圧Ｖｃａｐとに基づいて、次の式（１）を用いて、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*を生成し、ＰＷＭ信号生成部５０６に出力する。

ＰＷＭ信号生成部５０６には、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*、及び、変更倍率Ｋが入力される。

ＰＷＭ信号生成部５０６は、操作期間の変更が必要である場合には、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*に対して、図２（ｃ）にて説明されたような処理を行う。具体的には、最初の半周期、及び、最後の半周期においては、デューティ指令値は、中間期間のキャリア波の勾配に応じてハイサイド又はローサイドに設定する。なお、中間期間においては、デューティ指令値は、電圧補正部５０４によって変更倍率Ｋ倍に補正されている。そして、ＰＷＭ信号生成部５０６は、このようなキャリア波と、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*とを比較して、ＰＷＭ信号を生成する。

一方、ＰＷＭ信号生成部５０６は、操作期間の変更が必要でない場合には、デューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*に対して図２（ｃ）にて説明されたような処理を行わずに、キャリア波とデューティ指令値Ｄｕ^*、Ｄｖ^*、Ｄｗ^*とを比較してＰＷＭ信号を生成する。この場合には、中間期間において、デューティ指令値は、電圧補正部５０４による補正は行われていない。

ここで、電流制御部５０２によるゲイン制御処理について図６を用いて説明する。

図６は、電流制御部５０２によるゲイン制御処理の説明図である。

図６（ａ）は、ゲイン制御処理を行わない場合の指令値と印加電圧とを示す図である。この図においては、電流制御部５０２から出力される電圧指令値のモータ１０４における印加電圧への変換値Ｖ^*が実線で、モータ１０４への実際の印加電圧Ｖが点線で示されている。なお、以下では、説明の便宜上、電流制御部５０２から出力される電圧指令値のモータ１０４における印加電圧への変換値Ｖ^*を電圧指令値Ｖ^*と称して説明する。

電圧指令値Ｖ^*が目標値に変化してから、実際の印加電圧Ｖが目標値になるまでには遅延時間が存在する。そのため、この図に示すように、電圧指令値が矩形に変化しても、実際のモータへの印加電圧は矩形とならずに、電圧指令値と一致するまでに時間を要する。このような印加電圧が電圧指令値と一致するまでの状態が、過渡状態である。

図６（ｂ）は、ゲイン制御処理を行う場合の電圧指令値と印加電圧とを示す図である。この図においては、ゲイン制御処理が行われている場合の電圧指令値Ｖ^*が実線で、モータ１０４への実際の印加電圧Ｖが点線で示されている。この図に示すように、電圧指令値Ｖ^*がゲイン制御されることにより、実際のモータへの印加電圧Ｖが電圧指令値Ｖ^*と一致するまでの過渡状態の期間を短くすることができる。なお、図６（ｂ）はゲイン制御処理の一例であって、図示されたゲイン制御処理の方法に限られるものではない。

ここで、操作期間が長くなると、電圧指令値Ｖ^*が求められるタイミングから、実際にスイッチング素子が操作されるまでの遅延時間が長くなる。そのため、ゲイン制御処理を行う場合には、ゲイン制御処理後の電圧指令値Ｖ^*によって実際に印加電圧が目的値になるまでの時間が長くなる。そのため、例えば、ゲイン量が大きい場合などには、オーバーシュートが発生する時にはオーバーシュートが増幅されて、印加電圧が発散してしまうおそれがある。

そこで、電流制御部５０２は、操作期間が長くなるほど（変更倍率Ｋが大きいほど）ゲイン量を小さくし、操作期間が短くなるほどゲイン量を大きくする。このようにすることにより、オーバーシュートが長期化して印加電圧が発散してしまうことを抑制しながら、過渡状態の時間を短くすることができる。

第１実施形態の電力制御方法によって、以下の効果を得ることができる。

第１実施形態の電力制御方法においては、電流センサ１０６は、キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいて、モータ１０４に供給される電流を測定する電流測定ステップを実行する。次に、モータコントローラ１１１においては、測定電流、及び、モータ１０４の要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出ステップが行われる。次に、キャリア波とデューティ指令値との大きさが比較され、比較結果にてスイッチング素子が切り替え操作される操作ステップが実行される。

そして、モータコントローラ１１１において、ある測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較、及び、その比較結果に応じたスイッチング素子Ｔｒの操作が行われる操作期間の変更が必要であるか否かを判定する判定ステップが実行される。そして、半導体チップの温度が高く、判定ステップにおいて操作期間の変更が必要であると判定される場合には、第１抑制ステップ、比較ステップ、及び、第２抑制ステップが実行される。

第１抑制ステップにおいては、最初の半周期において、スイッチング素子のスイッチング操作が抑制される。比較ステップにおいては、中間期間において、キャリア波の傾きを変更し、変更後のキャリア波とデューティ指令値とが比較され、比較結果に応じてスイッチング素子が操作される。そして、第２抑制ステップにおいては、最後の半周期において、スイッチング素子のスイッチング操作が抑制される。

このようにすることにより、変更後の操作期間においては、中間期間においてのみスイッチング阻止が操作される。一方、最初の半周期及び最後の半周期においては、スイッチング素子Ｔｒの操作が抑制される。したがって、変更後の操作期間においては、中間期間においてのみスイッチング素子が操作されることになるので、スイッチング素子Ｔｒの操作頻度を低くすることができる。そのため、半導体チップの温度の上昇を抑制できるので、半導体チップを保護することができる。

さらに、比較ステップが行われる中間期間においては、指令値算出ステップにて算出されたデューティ指令値とキャリア波との比較結果に応じて、スイッチング素子が操作される。したがって、操作期間においてキャリア波と比較されるデューティ指令値は、その操作期間よりも前に算出されたものではなく、その操作期間中に算出されたものとなる。そのため、電流測定ステップによる電流の測定タイミングからその測定電流に応じたデューティ指令値とキャリア波との比較が開始されるまでの遅延時間を、操作期間よりも短くすることができる。

また、第１実施形態の電力制御方法によれば、最初の半周期においては、中間期間のキャリア波の傾きの正負に応じて、キャリア波の最大値及び最小値の一方が前記デューティ指令値に設定される。一方、最後の半周期においては、キャリア波の最大値及び最小値の他方が前記デューティ指令値に設定される。デューティ指令値がこのように設定することで、最初の半周期、及び、最後の半周期において、キャリア波とデューティ指令値とは交差しなくなるため、スイッチング素子Ｔｒのスイッチング操作を抑制することができる。

また、第１実施形態の電力制御方法によれば、第１抑制ステップが行われる最初の半周期、及び、第２抑制ステップが行われる最後の半周期においては、キャリア波の周波数が変更されない。ここで、半導体チップの制約によって、キャリア波の傾きの変更は、キャリア波が最大又は最小となるタイミングでしか変更できないものがある。そのような場合であっても、最初の半周期及び最後の半周期においては、キャリア波の傾きが変更されないので、キャリア波の最大値及び最小値の一方から他方に変化するため、中間期間の開始及び終了タイミングでキャリア波の勾配を変更することができる。したがって、設計の自由度を高めることができる。

また、第１実施形態の電力制御方法によれば、中間期間においては、その中間期間が含まれる操作期間の開始タイミングにて測定された電流に基づいて求められたデューティ指令値が用いられる。そのため、電流の測定タイミングから、その測定電流に応じたデューティ指令値が設定されるまでの遅延時間は、最初の半周期の時間に相当する。

一方、従来技術のようにキャリア波の周波数を低く変更する場合においては、電流の測定タイミングから、その測定電流に応じたデューティ指令値が設定されるまでの遅延時間は、変更後の操作期間に相当する。そのため、本実施形態によって、電流の測定タイミングから、その測定電流に応じたデューティ指令値が設定されるまでの遅延時間を短くすることができるので、モータ１０４の回転制御の精度を向上することができる。

あわせて、キャリア波が最大又は最小となるタイミングのうち、電流測定タイミング以外においては、電流が測定されず、デューティ指令値を算出しない。そのため、モータコントローラの処理負荷を低減することができる。

また、第１実施形態の電圧制御方法によれば、電圧補正部５０４において、三相交流電圧指令値Ｖｕ０^*、Ｖｖ０^*、Ｖｗ０^*に対して、変更後の操作期間、及び、中間期間の長さに応じて補正する補正ステップを実行する。具体的には、補正ステップにおいて、変更倍率Ｋだけ長くなった操作期間の長さを中間期間の長さで除算して求められる倍率（Ｋ／（Ｋ−２）倍）だけ、電圧指令値が大きくなる。

比較ステップが実行されることにより、中間期間におけるキャリア波の傾きが変更されるため、デューティ比が本来のデューティ指令値に応じた値とならない。そこで、このような補正ステップを行うことにより傾きの変更が考慮されるので、デューティ比を本来のデューティ指令値に応じた値にすることができる。したがって、測定電流に応じた本来のタイミングでスイッチング素子Ｔｒを操作することができるため、モータ１０４の回転制御の精度を向上することができる。

また、第１実施形態の電圧制御方法によれば、電流指令値算出部５０２において、変更倍率Ｋに応じてゲイン制御処理を行う、ゲイン制御ステップが実行される。

ここで、電圧指令値が変化してから実際の印加電圧が指令値と一致するまでには遅延が発生し、この遅延している状態は過渡状態と称される。この過渡状態の時間を短くするために、電圧指令値が変化するタイミングでゲイン制御処理が行われている。ここで、操作期間が長くなるほど遅延時間が長くなるため、ゲイン倍率が大きい場合には、ゲイン制御処理により印加電圧がオーバーシュートして発散してしまうおそれがある。そこで、操作期間の変更倍率Ｋに応じたゲイン制御、具体的には、変更倍率Ｋが大きいほどゲイン制御処理におけるゲイン量を小さくすることで、オーバーシュートしてしまうおそれを低減しながら、過渡状態の時間を短くすることができる。

また、第１実施形態の電力制御方法によれば、半導体チップの温度、モータ１０４の回転速度、及び、モータ１０４のトルク指令値のうちの少なくとも１つに応じて、操作期間を変更するか否かを判定する判定ステップが実行される。半導体チップには、安定的に動作可能な温度範囲が定められている。そのため、半導体チップの測定温度が高い場合には、操作期間が変更される。モータ１０４の回転速度が低い場合には、操作期間が変更される。また、モータ１０４のトルク指令値Ｔ^*の絶対値が大きい場合には、操作期間が変更される。したがって、半導体チップの温度が安定的に動作可能な温度範囲を超えてしまうおそれがある場合には、スイッチング素子Ｔｒの操作頻度を低下させることにより半導体チップの発熱が抑制されるので、半導体チップを保護することができる。

（第２実施形態）
第１実施形態においては、最初の半周期、及び、最後の半周期においては、キャリア波の傾きは変更されず、中間期間においてのみ傾きを変更する例について説明したが、これに限らない。最初の半周期、及び、最後の半周期においても、中間期間と同様にキャリア波の傾きが変更されて、操作期間の全区間においてキャリア波の傾きの絶対値が変わらない場合について説明する。

図７は、操作期間における傾きの絶対値が変化しない場合のＰＷＭ信号制御の説明図である。この図では、変更倍率Ｋが４である場合の操作期間（時刻Ｔ１〜Ｔ５）のＰＷＭ信号制御が示されている。

時刻Ｔ１、すなわち、キャリア波が最大となるタイミングにおいて、電流センサ１０６は電流を測定する。そして、モータコントローラ１１１は、その測定電流を用いて指令値の算出を開始する。

時刻Ｔ１〜Ｔ２の最初の半周期においては、キャリア波の傾きは変更されており、中間期間(時刻Ｔ２〜Ｔ４)におけるキャリア波の傾きと絶対値が等しい。また、中間期間（時刻Ｔ２〜Ｔ４）のキャリア波の傾きが正であるため、デューティ指令値は、キャリア波の最大値（ハイーサイド）となる。このように、最初の半周期においては、キャリア波とデューティ指令値とは交差しないので、スイッチング素子Ｔｒはスイッチング操作されない。同時に、時刻Ｔ１において、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔ２〜Ｔ４の間のデューティ指令値の算出処理を開始する。

時刻Ｔ１ｓにおいて、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の算出処理を完了する。

時刻Ｔ２、すなわち、中間期間が開始されると、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔ１ｓにて算出されたデューティ指令値とキャリア波との比較処理を開始する。なお、中間期間においては、キャリア波は最小値から最大値へと単調に増加しており、キャリア波とデューティ指令値とは交差するので、スイッチング素子Ｔｒはスイッチング操作される。同時に、時刻Ｔ２において、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の決定処理を開始する。

時刻Ｔ２ｓ’になると、モータコントローラ１１１は、デューティ指令値の決定処理を完了する。この決定処理においては、中間期間の傾きが正であるため、時刻Ｔ４から始まる最後の半周期のデューティ指令値として、キャリア波の最小値（ローサイド）が決定される。なお、中間期間の傾きが負である場合には、最後の半周期のデューティ指令値として、キャリア波の最大値（ハイサイド）が決定される。

時刻Ｔ４、すなわち、中間期間が終了すると、モータコントローラ１１１は、時刻Ｔ２ｓ’にて決定されたデューティ指令値とキャリア波との比較を開始する。

時刻Ｔ５、すなわち、最後の半周期が終了して次の操作期間が開始されるタイミングで、キャリア波の勾配の正負を切り替える。

このようにすることにより、変更後の操作期間（時刻Ｔ１〜Ｔ５）においては、中間期間（時刻Ｔ２〜Ｔ４）においてのみスイッチング素子Ｔｒが操作され、最初の半周期（時刻Ｔ１〜Ｔ３）、及び、最後の半周期（時刻Ｔ４〜Ｔ５）においては、スイッチング素子Ｔｒが操作されない。したがって、変更前のキャリア波の半周期の４倍の長さである操作期間ごとにスイッチング素子Ｔｒが操作されるため、操作頻度を１／４倍とすることができる。

図８は、スイッチング素子の操作頻度の変更処理の説明図である。図８（ａ）は、操作頻度の変更しない場合のＰＷＭ信号生成処理の説明図である。図８（ｂ）は、図７に示したスイッチング素子の操作を抑制する場合のＰＷＭ信号生成処理の説明図である。この図においては、図７よりも長い期間のＰＷＭ信号生成処理が示されている。

この図を参照すると、全区間にわたって、キャリア波の傾きの絶対値は変更しないことが示されている。そして、時刻Ｔ５、Ｔ９などのように、ある操作期間から次の操作期間になるタイミング、すなわち、操作期間が開始又は終了するタイミングにおいて、キャリア波の勾配の正負が切り替えられる。このような動作をすることで、本実施形態の発明を実施することができる。

第２実施形態の電力制御方法によって、以下の効果を得ることができる。

第２実施形態の電力制御方法によれば、第1抑制ステップ、比較ステップ、及び、第２抑制ステップにおいては、キャリア波の傾きの絶対値が等しく、第１抑制ステップの開始タイミングにおいて、キャリア波の傾きの正負を切り替える。

このようにすることで、スイッチング素子Ｔｒの操作頻度を低くすることができるとともに、キャリア波の傾きの絶対値の頻繁な変更を抑制することで、モータコントローラ１１１の処理負荷を低減することができる。また、モータコントローラによっては、キャリア波の傾きの絶対値の変更は頻繁に行えないが、傾きの正負の切り替えはキャリア波の最大値又は最小値となるタイミング以外でも行えることがある。このような場合においても、本発明を実施することができるので、設計の自由度を高めることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

Claims (9)

1. モータに供給する電力を制御する電力制御方法であって、
   キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいて、前記モータに供給される電流を測定する電流測定ステップと、
   前記電流測定ステップにおける測定電流、及び、前記モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出する指令値算出ステップと、
   前記キャリア波が最大値及び最小値のうちの一方から他方に単調に変化する間に、前記キャリア波と前記デューティ指令値との大きさを比較し、該比較した結果に応じてスイッチング素子を切り替え操作する操作ステップと、
   前記操作ステップがその期間内に実行される操作期間を前記キャリア波の１周期よりも長く変更するか否かを判定する判定ステップと、
   前記判定ステップにおいて前記操作期間を変更すると判定される場合には、前記変更後の操作期間の開始タイミングからキャリア波が単調に変化する最初のキャリア波の半周期において、前記スイッチング素子の切り替え操作を抑制する第１抑制ステップと、
   前記変更後の操作期間のうちの、前記最初のキャリア波の半周期と、最後のキャリア波の半周期との間の中間期間において、前記キャリア波の傾きを変更して、前記キャリア波と前記デューティ指令値との大きさを比較し、該比較した結果に応じて前記スイッチング素子を切り替え操作する比較ステップと、
   前記最後のキャリア波の半周期において、前記スイッチング素子のスイッチング操作を抑制する第２抑制ステップと、を有する、
   電力制御方法。
2. 請求項１に記載の電力制御方法であって、
   前記第１抑制ステップにおいては、前記中間期間のキャリア波の傾きの正負に応じて、前記キャリア波の最大値及び最小値のうちの一方が前記デューティ指令値に設定され、
   前記第２抑制ステップにおいては、他方が前記デューティ指令値に設定される、
   電力制御方法。
3. 請求項１又は２に記載の電力制御方法であって、
   前記第１抑制ステップ、及び、前記第２抑制ステップにおいては、前記キャリア波の傾きは変更されない、
   電力制御方法。
4. 請求項１又は２に記載の電力制御方法であって、
   前記第1抑制ステップ、前記比較ステップ、及び、前記第２抑制ステップにおいては、前記キャリア波の傾きの絶対値が等しく、
   前記第１抑制ステップの開始タイミングにおいて、前記キャリア波の傾きの正負を切り替える、
   電力制御方法。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記比較ステップにおいては、該変更後の操作期間の開始タイミングにて測定された電流を用いて算出されたデューティ指令値が前記キャリア波と比較される、
   電力制御方法。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記デューティ指令値を、前記変更後の操作期間、及び、前記中間期間の長さに応じて補正する補正ステップを、さらに有する、
   電力制御方法。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   操作期間の変更倍率に応じたゲイン制御を行うゲイン制御ステップを、さらに有する、
   電力制御方法。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記判定ステップにおいては、前記電力制御方法が実行される半導体チップの温度、前記モータの回転速度、及び、モータのトルク指令値の少なくともいずれか１つに応じて、前記操作期間を変更するか否かを判定する、
   電力制御方法。
9. キャリア波の大きさが最大又は最小となる測定タイミングにおいて、モータに供給される電流を測定する電流センサと、
   前記キャリア波が最大又は最小となるタイミングにおいて、前記モータに供給される電流を測定し、前記測定された電流、及び、前記モータの要求トルクに応じて、デューティ指令値を算出し、前記キャリア波が最大値及び最小値の一方から他方に単調に変化する間に前記キャリア波と前記デューティ指令値との大きさを比較し、該比較した結果に応じてスイッチング素子を切り替え操作するコントローラと、を有する電力制御装置であって、
   前記コントローラは、
   前記スイッチング素子の切り替え操作が実行される操作期間を変更するか否かを判定し、
   前記操作期間を変更すると判定される場合には、前記変更後の操作期間の開始タイミングからキャリア波が単調に変化する最初のキャリア波の半周期において、前記スイッチング素子のスイッチング操作を抑制し、
   前記変更後の操作期間のうちの、前記最初のキャリア波の半周期と、最後のキャリア波の半周期との間の中間期間において、キャリア波の傾きを変更し、該変更したキャリア波が最大値及び最小値の一方から他方に単調に変化する間に、前記キャリア波と前記デューティ指令値との大きさを比較し、該比較した結果に応じて前記スイッチング素子を切り替え操作し、
   前記最後のキャリア波の半周期において、前記スイッチング素子のスイッチング操作を抑制する、
   電力制御装置。

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