WO2021200389A1 - モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法 Download PDF

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WO2021200389A1
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phase
rotor
motor
idling
axis
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玲治 山▲崎▼
俊輝 木村
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ミネベアミツミ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control device, a motor system, and a motor control method.
  • the magnetic pole position and rotation speed of the rotor are detected by detecting the induced voltage generated by the rotor idling due to the wind before the motor starts. Is known (see, for example, Patent Document 1).
  • the present disclosure provides a motor control device, a motor system, and a motor control method capable of estimating an idling state such as a magnetic pole position when the rotor is idling.
  • the motor control device is An observer that estimates the ⁇ -axis induced voltage and the ⁇ -axis induced voltage when the rotor of the motor is idling, A derivation unit that derives the phase difference between the dq axis and the ⁇ axis from the ⁇ -axis induced voltage and the ⁇ -axis induced voltage. It includes an estimation unit that estimates the idling state of the rotor from the phase difference.
  • the idling state such as the position of the magnetic pole when the rotor is idling.
  • the phase current of each phase flowing through the current detector is changed.
  • 6 is a timing chart showing the relationship between the induced voltage, the phase difference, and the magnetic pole position when the magnetic pole position is idling in the increasing direction. 6 is a timing chart showing the relationship between the induced voltage, the phase difference, and the magnetic pole position when the magnetic pole position is idling in the decreasing direction. It is a figure which shows an example of the process flow of a windmill start function. It is a block diagram which shows an example of a magnetic pole position estimation system. It is a timing chart which illustrates the estimated time until the velocity estimated value becomes stable.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the motor system 1-1 according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the motor system 1-1 shown in FIG. 1 controls the rotational operation of the motor 4.
  • the equipment on which the motor system 1-1 is mounted is, for example, a copier, a personal computer, a refrigerator, a pump, and the like, but the equipment is not limited thereto.
  • the motor system 1-1 includes at least a motor 4 and a motor control device 100-1.
  • Motor 4 is a permanent magnet synchronous motor having a plurality of coils.
  • the motor 4 has, for example, a three-phase coil including a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil. Specific examples of the motor 4 include a three-phase brushless DC motor.
  • the motor 4 has a rotor in which at least one permanent magnet is arranged and a stator arranged around the axis of the rotor.
  • the motor 4 is a sensorless type motor that does not use a position sensor that detects the angular position (pole position) of the magnet of the rotor.
  • the motor 4 is, for example, a fan motor that rotates a fan for blowing air.
  • the motor control device 100-1 controls an inverter that converts direct current into three-phase alternating current by controlling on / off (ON / OFF) of a plurality of switching elements connected by a three-phase bridge according to an energization pattern including a three-phase PWM signal. Drive the motor through.
  • the motor control device 100-1 includes an inverter 23, a current detection unit 27, a current detection timing adjustment unit 34, a drive circuit 33, an energization pattern generation unit 35, a carrier generation unit 37, and a clock generation unit 36.
  • the inverter 23 is a circuit that rotates the rotor of the motor 4 by converting the direct current supplied from the DC power supply 21 into a three-phase alternating current by switching a plurality of switching elements and passing a driving current of the three-phase alternating current through the motor 4. be.
  • the inverter 23 is based on a plurality of energization patterns generated by the energization pattern generation unit 35 (more specifically, a three-phase PWM signal generated by the PWM signal generation unit 32 in the energization pattern generation unit 35). Drives the motor 4.
  • PWM means Pulse Width Modulation.
  • the inverter 23 has a plurality of arms Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn connected by a three-phase bridge.
  • the upper arms Up, Vp, and Wp are high-side switching elements connected to the positive electrode side of the DC power supply 21 via the positive bus 22a, respectively.
  • the lower arms Un, Vn, and Wn are low-side switching elements connected to the negative electrode side (specifically, the ground side) of the DC power supply 21, respectively.
  • the plurality of arms Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn each follow the corresponding drive signal among the plurality of drive signals supplied from the drive circuit 33 based on the PWM signal included in the above-mentioned energization pattern. Turns on or off.
  • a plurality of arms Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn may be simply referred to as arms unless otherwise specified.
  • connection point between the U-phase upper arm Up and the U-phase lower arm Un is connected to one end of the U-phase coil of the motor 4.
  • the connection point between the V-phase upper arm Vp and the V-phase lower arm Vn is connected to one end of the V-phase coil of the motor 4.
  • the connection point between the W-phase upper arm Wp and the W-phase lower arm Wn is connected to one end of the W-phase coil of the motor 4.
  • the other ends of the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil are connected to each other.
  • the arm include an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the current detector 24 is connected to the DC side of the inverter 23 and outputs a detection signal Sd corresponding to the current value of the current flowing on the DC side of the inverter 23.
  • the current detector 24 shown in FIG. 1 generates a detection signal Sd corresponding to the current value of the current flowing through the negative bus 22b.
  • the current detector 24 is, for example, a current detection element arranged on the negative bus 22b, and more specifically, a shunt resistor inserted in the negative bus 22b.
  • a current detection element such as a shunt resistor generates a voltage signal corresponding to the current value of the current flowing through it as a detection signal Sd.
  • the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd based on a plurality of energization patterns (more specifically, three-phase PWM signals) generated by the energization pattern generation unit 35, so that the U flows through the motor 4. , V, W Phase currents Iu, Iv, Iw of each phase are detected. More specifically, the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd at the acquisition timing synchronized with the plurality of energization patterns (more specifically, the three-phase PWM signals), so that the U, V flowing through the motor 4 , W The phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are detected.
  • the acquisition timing of the detection signal Sd is set by the current detection timing adjusting unit 34.
  • the current detection unit 27 captures the analog voltage detection signal Sd generated by the current detector 24 into the AD (Analog to Digital) converter at the acquisition timing set by the current detection timing adjustment unit 34.
  • the AD converter is provided in the current detection unit 27.
  • the current detection unit 27 AD-converts the captured analog detection signal Sd into a digital detection signal Sd, and digitally processes the digital detection signal Sd after the AD conversion, thereby U, V, W of the motor 4.
  • the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase are detected.
  • the detected values of the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase detected by the current detection unit 27 are supplied to the energization pattern generation unit 35.
  • the clock generation unit 36 is a circuit that generates a clock having a predetermined frequency by a built-in oscillation circuit and outputs the generated clock to the carrier generation unit 37.
  • the clock generation unit 36 starts operation at the same time when the power of the motor control device 100-1 is turned on, for example.
  • the carrier generation unit 37 generates the carrier C based on the clock generated by the clock generation unit 36.
  • Carrier C is a carrier signal whose level increases and decreases periodically.
  • the energization pattern generation unit 35 generates a pattern for energizing the inverter 23 (the energization pattern of the inverter 23).
  • the energization pattern of the inverter 23 may be rephrased as a pattern for energizing the motor 4 (energization pattern of the motor 4).
  • the energization pattern of the inverter 23 includes a three-phase PWM signal for energizing the inverter 23.
  • the energization pattern generation unit 35 generates a three-phase PWM signal for energizing the inverter 23 so that the motor 4 rotates based on the detected values of the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor 4 detected by the current detection unit 27. It has a PWM signal generation unit 32 to generate.
  • the energization pattern generation unit 35 further includes a vector control unit 30 when the energization pattern of the inverter 23 is generated by vector control.
  • the inverter energization pattern is generated by vector control.
  • the vector control unit 30 excites the torque current command Iqref and the excitation based on the difference between the measured value or the estimated value of the rotation speed of the motor 4 and the rotation speed command ⁇ ref. Generates the current command Idref.
  • the vector control unit 30 calculates the torque current Iq and the exciting current Id by the vector control calculation using the rotor position ⁇ based on the phase currents Iu, Iv, and Iw of the U, V, and W phases of the motor 4.
  • the vector control unit 30 performs, for example, a PI control calculation on the difference between the torque current command Iqref and the torque current Iq, and generates the voltage command Vq.
  • the vector control unit 30 performs, for example, a PI control calculation on the difference between the exciting current command Idref and the exciting current Id, and generates the voltage command Vd.
  • the vector control unit 30 converts the voltage commands Vq and Vd into phase voltage commands Vu *, Vv * and Vw * for each of the U, V and W phases using the rotor position ⁇ .
  • the rotor position ⁇ represents the magnetic pole position of the rotor of the motor 4.
  • the PWM signal generation unit 32 compares the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * generated by the vector control unit 30 with the level of the carrier C generated by the carrier generation unit 37, thereby performing a three-phase PWM. Generate an energization pattern that includes a signal.
  • the PWM signal generation unit 32 also generates a PWM signal for driving the lower arm by inverting the PWM signal of the three phases for driving the upper arm, adds a dead time as necessary, and then energizes the generated PWM signal.
  • the pattern is output to the drive circuit 33.
  • the drive circuit 33 outputs a drive signal for switching the six arms Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn included in the inverter 23 according to the energization pattern including the given PWM signal. As a result, a three-phase alternating current drive current is supplied to the motor 4, and the rotor of the motor 4 rotates.
  • the current detection unit 27 performs one cycle of the carrier C based on the carrier C supplied from the carrier generation unit 37 and the energization pattern including the PWM signal generated by the PWM signal generation unit 32.
  • the acquisition timing for detecting the phase current of any one of the three phases is determined.
  • the current detection unit 27 detects the phase currents Iu, Iv, and Iw by acquiring the detection signals Sd at a plurality of acquisition timings determined by the current detection timing adjustment unit 34.
  • the current detection unit 27 detects phase currents Iu, Iv, and Iw by a method of detecting a plurality of phase currents from one current detector 24 (so-called one-shunt current detection method).
  • inductive sensing is a method of detecting the magnetic pole position of the rotor magnet of a permanent magnet synchronous motor by utilizing the rotor position dependence of inductance. Since this position detection method does not use the induced voltage of the motor, the magnetic pole position of the rotor magnet can be detected even when the rotor of the motor is stopped or at an extremely low speed.
  • the state in which the rotor is extremely low speed means a state in which the rotor is rotating at such a low speed that the motor control device cannot detect the induced voltage. In the present specification, for convenience of explanation, "a state in which the rotor is stopped or extremely low speed" is simply referred to as "a state in which the rotor is stopped”.
  • the motor control device 100-1 includes an initial position estimation unit 38 that estimates the initial position ⁇ s, which is the magnetic pole position of the motor in the stopped state, by inductive sensing.
  • the energization pattern generation unit 35 outputs an energization pattern including a PWM signal for rotating the rotor of the motor 4 to the drive circuit 33 using the initial position ⁇ s estimated by the initial position estimation unit 38.
  • the vector control unit 30 uses the initial position ⁇ s estimated by the initial position estimation unit 38 as the initial value of the rotor position ⁇ , and converts the voltage commands V ⁇ and V ⁇ into the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the initial position ⁇ s is a value having a width of 30 degrees as an example. In such a case, the motor 4 is controlled by using a predetermined value determined based on the initial position ⁇ s.
  • FIG. 2 shows the waveforms of a plurality of PWM signals U, V, W, the waveform of the carrier C per cycle of these PWM signals, and the waveforms of the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase. It is a figure which exemplifies.
  • the PWM signal generation unit 32 generates a plurality of PWM signals U, V, W based on the magnitude relationship between the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase and the level of the carrier C.
  • the PWM signal U is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the U phase.
  • the switching element of the lower arm of the U phase is on (the switching element of the upper arm of the U phase is off), and when the PWM signal U is at a high level, it is below the U phase.
  • the switching element of the arm is turned off (the switching element of the upper arm of the U phase is turned on).
  • the two switching elements constituting the upper and lower arms of the U phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal U.
  • the PWM signal V is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the V phase.
  • the switching element of the lower arm of the V phase is on (the switching element of the upper arm of the V phase is off), and when the PWM signal V is at a high level, it is below the V phase.
  • the switching element of the arm is turned off (the switching element of the upper arm of the V phase is turned on).
  • the two switching elements constituting the upper and lower arms of the V phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal V.
  • the PWM signal W is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the W phase.
  • the switching element of the lower arm of the W phase is on (the switching element of the upper arm of the W phase is off), and when the PWM signal W is at a high level, it is below the W phase.
  • the switching element of the arm is turned off (the switching element of the upper arm of the W phase is turned on).
  • the two switching elements constituting the upper and lower arms of the W phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal W.
  • the illustration of the dead time for preventing a short circuit between the upper and lower arms is omitted.
  • the upper arm of the phase corresponding to the PWM signal when the PWM signal is at a high level, the upper arm of the phase corresponding to the PWM signal is defined as on, and when the PWM signal is at a low level, the lower arm of the phase corresponding to the PWM signal is defined as on.
  • the relationship between the logic level of the PWM signal and the on / off of each arm may be defined in the opposite manner in consideration of the circuit configuration and the like.
  • Each one cycle Tpwm of the plurality of PWM signals U, V, W corresponds to the cycle of the carrier C (the reciprocal of the carrier frequency).
  • the change points (t1 to t6) represent the timing at which the logic level of the PWM signal changes.
  • the PWM signal generation unit 32 may generate a PWM signal for each phase using one carrier C common to each phase. Since the carrier C is a symmetrical triangular wave centered on the phase tb, the circuit configuration for generating the waveform of the PWM signal of each phase can be simplified.
  • the counter of the carrier C is down-counting from phase ta, up-counting from phase ta to phase tb, and down-counting from phase tb. In this way, the count-up period and the count-down period are repeated.
  • the PWM signal generation unit 32 may generate the PWM signal of each phase by using a plurality of carriers C corresponding to each of the phases, or generate the PWM signal of each phase by another known method. You may.
  • FIG. 2 illustrates a case where the first current detection timing Tm1 is set to the energization period T21 and the second current detection timing Tm2 is set to the energization period T22.
  • the energization period in which the first current detection timing Tm1 and the second current detection timing Tm2 are set is not limited to these periods.
  • the current detection unit 27 can detect the current of a specific phase according to the energization pattern for the upper arms Up, Vp, and Wp. Alternatively, in a state where the inverter 23 outputs PWM-modulated three-phase alternating current, the current detection unit 27 may detect the current of a specific phase according to the energization pattern for the lower arms Un, Vn, and Wn. good.
  • the voltage value of the voltage generated across the current detector 24 at the energization time T21 corresponds to the current value of the positive U-phase current “+ Iu” flowing out from the U-phase terminal of the motor 4. ..
  • the energizing time T21 is a time from t4 to t5.
  • the energizing time T21 corresponds to a period in which the lower arm Un and the upper arms Vp and Wp are on and the remaining three arms are off. Therefore, the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd at the first current detection timing Tm1 within the energization time T21 to obtain the current value of the positive U-phase current “+ Iu” flowing out from the U-phase terminal of the motor 4. Can be detected.
  • the current detection timing adjusting unit 34 When one phase of the PWM signal transitions to a logic level different from that of the other two phases (for example, the PWM signal of the U phase changes from the same high level as the V phase and the W phase to the V phase, the current detection timing adjusting unit 34 is used.
  • the first current detection timing Tm1 is set when a predetermined delay time td elapses from the timing of transitioning to a low level different from that of the W phase: t4). At this time, the current detection timing adjusting unit 34 sets the first current detection timing Tm1 within the energization time T21.
  • the voltage value of the voltage generated at both ends of the current detector 24 at the energization time T22 is the current value of the negative W-phase current “ ⁇ Iw” flowing from the W-phase terminal of the motor 4.
  • the energizing time T22 is a time from t5 to t6.
  • the energizing time T22 corresponds to a period in which the lower arm Un, Vn and the upper arm Wp are on and the remaining three arms are off.
  • the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd at the second current detection timing Tm2 within the energization time T22, so that the current value of the negative W-phase current “ ⁇ Iw” flowing in from the W-phase terminal of the motor 4 Can be detected.
  • the second current detection timing Tm2 is set when the predetermined delay time td elapses from the timing when the W phase becomes a logical level different from the U phase and the V phase due to the transition to the level: t5).
  • the current detection timing adjusting unit 34 sets the second current detection timing Tm2 within the energization time T22.
  • the current detection unit 27 can also detect current values of other phase currents.
  • the current detection unit 27 can detect the phase currents of the remaining one phase if it can detect the phase currents of two of the three phase currents.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a switching state of each arm when energized.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a switching state of each arm when the power is off.
  • the current detection unit 27 receives a negative current from the U-phase terminal of the motor 4. The current value of the U-phase current "-Iu" can be detected.
  • FIG. 4 when all the upper arms Up, Vp, Wp are on and all the lower arms Un, Vn, Wn are off, no current flows through the current detector 24, so that the current detection unit 27 cannot detect the phase current of each phase. Even when all the upper arms Up, Vp, and Wp are off and all the lower arms Un, Vn, and Wn are on, no current flows through the current detector 24, so the current detector 27 determines the phase current of each phase. Cannot be detected.
  • the phase current of each phase cannot be detected unless an energization section (energization time) is provided.
  • an energization section energization time
  • only one phase current can be detected in one energization time. Therefore, at least two energization times are provided during one cycle of the PWM signal (see FIG. 2), and the equation (iu + iv + iv) is provided.
  • an energizing time is provided to distinguish and detect the phase currents of each phase, the current flowing through the current detector 24 is amplified, so that the current detecting unit 27 has zero current flowing through the current detector 24. Sometimes it is not possible to measure the detection error included in the detected value of the phase current of each phase.
  • the current of each phase flowing through the current detector 24 is reduced by turning on some of all the arms of the inverter 23 according to the PWM signals of the phases having the same duty ratio.
  • Sometimes defined as offset current the current detection unit 27 turns on some of all the arms of the inverter 23 according to the PWM signals of the phases having the same duty ratio, so that the offset current of each phase flowing through the current detector 24
  • the current value of is detected as an offset current value (detection error).
  • FIG. 5 shows the offset current of each phase flowing through the current detector 24 by turning on some of all the arms of the inverter 23 according to the PWM signal of each phase when the duty ratio is 50%. It is an example timing chart.
  • FIG. 6 shows the current flow to the current detector 24 by turning on some of the same arms as in FIG. 5 when the inverter 23 is rotating the rotor according to the PWM signal of each phase whose duty ratio is different from 50%. It is a timing chart which illustrates the phase current of each phase.
  • the current detection unit 27 detects the current at least twice for each cycle of the PWM signal before the inverter 23 rotates the rotor (before the motor 4 is started), so that the three-phase offset current is generated. Each current value of is detected.
  • the current detection unit 27 stores each detected current value in the memory as a three-phase offset current value.
  • the current detection unit 27 detects the offset current values of the positive U-phase current “Iu” and the negative W-phase current “ ⁇ Iw”, and the offset current of the remaining V-phase current is obtained from the detection results.
  • An example shows a case where a value is detected (calculated) and the detected three-phase offset current value is stored in a memory. After the three-phase offset current values are stored in the memory, the motor 4 is started by the inverter 23, and the inverter 23 rotates the rotor.
  • the current detection unit 27 energizes the same as in FIG. 5 for each cycle of the PWM signal when the inverter 23 rotates the rotor according to the PWM signal of each phase whose duty ratio is different from 50%.
  • the current detection unit 27 subtracts the three-phase offset current value stored in advance in the memory from each of the three-phase phase currents detected in each cycle of the PWM signal for each cycle of the PWM signal. Therefore, the current detection values of the three-phase phase currents Iu, Iv, and Iw are calculated. As a result, the detection error is removed from the current detection values of the three-phase phase currents Iu, Iv, and Iw.
  • the PWM signal generation unit 32 generates a three-phase PWM signal when the inverter 23 is rotating the rotor based on the current detection values of the three-phase phase currents Iu, Iv, and Iw from which the detection error has been removed. By generating it, the rotation of the motor 4 can be controlled with high accuracy by the inverter 23.
  • the rotor may idle due to disturbance such as wind.
  • a rotor that rotates a rotating body such as a fan having a relatively small frictional resistance tends to slip.
  • the energization pattern generation unit 35 of the motor control device 100-1 includes a position / speed estimation unit 45 that estimates the magnetic pole position and rotation speed of the rotor when it is idling.
  • the magnetic pole position during idling may be referred to as "idling position”, and the rotational speed during idling may be referred to as "idling speed”.
  • the idling position and the idling speed are one of the indexes representing the idling state of the rotor, respectively.
  • the rotor idling position and idling speed estimated by the position / speed estimation unit 45 are used by the vector control unit 30 as, for example, initial values at the start of the motor 4.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a coordinate system used in sensorless vector control executed by the vector control unit.
  • the d-axis is a real axis extending in the real angle direction (the direction of the magnetic flux generated by the magnet of the rotor) representing the actual magnetic pole position of the rotor, and the q-axis is advanced (increased) by 90 ° in electrical angle from the d-axis. It is a real axis extending in the direction.
  • the d-axis and the q-axis may be collectively referred to as the dq-axis.
  • the dq axis is the axis on the model in sensorless vector control.
  • the magnetic pole position ⁇ of the rotor is represented by an angle at which the d-axis advances with reference to the position of the reference coil (for example, the U-phase coil) of the motor.
  • the dq coordinate system is advanced by ⁇ from the reference coil.
  • the ⁇ -axis is a control axis extending in the estimated angle direction representing the estimated magnetic pole position of the rotor, and the ⁇ -axis is a control axis extending from the ⁇ -axis in the direction of 90 ° advance (increase) in electrical angle.
  • the ⁇ -axis and the ⁇ -axis may be collectively referred to as the ⁇ -axis.
  • the ⁇ axis is the axis on the model in sensorless vector control.
  • the estimated magnetic pole position ⁇ m of the rotor is represented by an angle at which the ⁇ axis advances with reference to the position of the reference coil (for example, the U-phase coil) of the motor.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system is advanced by ⁇ m from the reference coil.
  • the phase difference ⁇ is the phase difference between the real axis (dq axis) and the control axis ( ⁇ axis).
  • the phase difference ⁇ is represented by the phase difference between the q-axis and the ⁇ -axis or the phase difference between the d-axis and the ⁇ -axis.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system corresponds to the dq coordinate system.
  • the vector control unit 30 has known configurations such as a speed control unit, a current control unit, an output conversion unit, and an input conversion unit.
  • the speed control unit in the ⁇ - ⁇ coordinate system so that the difference between the rotation speed command ⁇ ref from the outside and the speed estimation value ⁇ m estimated by the position / speed estimation unit 45 converges to zero.
  • This is a speed control system that generates the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ *.
  • the current control unit has a ⁇ -axis voltage command value so that the difference between the ⁇ -axis current command value I ⁇ * generated by the speed control unit and the ⁇ -axis detection current value I ⁇ generated by the input conversion unit converges to zero.
  • the current control unit uses the ⁇ -axis voltage command so that the difference between the ⁇ -axis current command value I ⁇ * generated by the speed control unit and the ⁇ -axis detection current value I ⁇ generated by the input conversion unit converges to zero. Generate the value V ⁇ .
  • the output conversion unit uses the estimated magnetic pole position ⁇ m estimated by the position / speed estimation unit 45 to set the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * for each of the U, V, and W phases. Converts to the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of.
  • the input conversion unit detects the three-phase phase currents Iu, Iv, and Iw detected by the current detection unit 27 using the estimated magnetic pole position ⁇ m estimated by the position / velocity estimation unit 45, and detects the two-phase ⁇ -axis. Converts to the current value I ⁇ and the ⁇ -axis detection current value I ⁇ .
  • the position / velocity estimation unit 45 includes the ⁇ -axis detection current values I ⁇ and ⁇ -axis detection current values I ⁇ generated by the input conversion unit, and the ⁇ -axis voltage command values V ⁇ and ⁇ -axis voltage generated by the current control unit. Based on the command value V ⁇ , the estimated magnetic pole position ⁇ m and the estimated velocity value ⁇ m are estimated.
  • the position / velocity estimation unit 45 includes a position estimation unit that estimates the estimated magnetic pole position ⁇ m and a velocity estimation unit that estimates the velocity estimation value ⁇ m.
  • the position / speed estimation unit 45 estimates the estimated magnetic pole position ⁇ m and the speed estimated value ⁇ m by a known estimation method in a state where the motor 4 is started by the inverter 23 and the inverter 23 is rotating the rotor.
  • the position / speed estimation unit 45 further has a so-called windmill starting function of estimating the idling position and idling speed of the rotor.
  • the windmill starting function estimates the rotor idling state (for example, idling phase (idling position), idling speed, idling rotation direction (idling direction), etc.) from the phase difference ⁇ , and the rotor is smooth when idling. Realize rotation control.
  • the position / velocity estimation unit 45 estimates the idling state of the rotor before the inductive sensing, and determines whether the rotor is idling or idling.
  • the initial position estimation unit 38 estimates the position of the magnetic pole when the rotor is stopped by inductive sensing, and when it is determined that the rotor is idling, the position / velocity estimation unit 45 uses the windmill start function to estimate the position of the rotor. Estimate the idling position and idling speed.
  • the first is sensorless vector control by inputting the estimated magnetic pole position ⁇ m and the velocity estimated value ⁇ m derived using the periodicity of the phase difference ⁇ into the vector control unit 30 as initial values at startup.
  • This is a method of shifting (hereinafter referred to as windmill starting function 1).
  • the estimated magnetic pole position ⁇ m derived by inputting the phase difference ⁇ into the magnetic pole position estimation system of the position / velocity estimation unit 45 and the velocity estimated value ⁇ m are derived after they are stable.
  • This is a method of shifting to sensorless vector control by inputting to the vector control unit 30 (hereinafter, referred to as windmill starting function 2). Both functions are the same in that the observer detects (estimates) the phase difference ⁇ , but the method of shifting to sensorless vector control is different.
  • Windmill starting function 1 The processing contents of the windmill starting function 1 will be described with reference to FIGS. 8 to 13.
  • the vector control unit 30 fixes the ⁇ -axis and the ⁇ -axis at the position where the estimated magnetic pole position ⁇ m is zero, and the ⁇ -axis current command value I ⁇ * and the ⁇ -axis current command value I ⁇ *. Is fixed to zero, and the current control unit is started to control the current. Then, the vector control unit 30 starts the current control in this way, and then the voltage command value ( ⁇ -axis voltage command value V ⁇ , ⁇ -axis voltage command value V ⁇ ) output from the current control unit and the input conversion unit.
  • the detection current value ( ⁇ -axis detection current value I ⁇ , ⁇ -axis detection current value I ⁇ ) output from is input to the observer in the position / speed estimation unit 45.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the configuration of the observer in the position / velocity estimation unit.
  • the observer 48 shown in FIG. 8 is provided in the position / velocity estimation unit 45.
  • the observer 48 estimates the induced voltage e ( ⁇ -axis induced voltage e ⁇ , ⁇ -axis induced voltage e ⁇ ) generated in the coil of the motor 4 due to the idling of the rotor.
  • the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ is an induced voltage component of the induced voltage e on the ⁇ -axis
  • the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ is an induced voltage component of the induced voltage e on the ⁇ -axis.
  • the observer 48 has a first observer 46 and a second observer 47.
  • the first observer 46 estimates the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ when the rotor is idling from the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis detection current value I ⁇ input by the windmill starting function 1.
  • the second observer 47 estimates the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ when the rotor is idling from the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ and the ⁇ -axis detected current value I ⁇ input by the windmill starting function 1.
  • first observer 46 and the second observer 47 include known extended induced voltage observers, but the observer 48 uses a method different from that of the extended induced voltage observer to ⁇ -axis induced voltage e ⁇ when the rotor of the motor idles. And the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ may be estimated.
  • the position / velocity estimation unit 45 may obtain the induced voltage by calculation by a general voltage equation without using an observer.
  • the observer 48 has a derivation unit for deriving the phase difference ⁇ between the dq axis and the ⁇ axis from the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ .
  • the observer 48 calculates the phase difference ⁇ by substituting the estimated values of the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ and the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ into the inverse tangent function shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing the behavior of the phase difference ⁇ when the magnetic pole position ⁇ is idling in the increasing direction.
  • FIG. 10 is a diagram showing the behavior of the phase difference ⁇ when the magnetic pole position ⁇ is idling in the decreasing direction.
  • the phase difference ⁇ indicates the phase difference of the actual magnetic pole position (d-axis) with respect to the ⁇ -axis fixed at the position where the estimated magnetic pole position ⁇ m is zero, and has a periodic sawtooth shape of ⁇ 90 ° to 90 °. Is detected by. Two sawtooth cycles correspond to one rotation of the rotor.
  • the position / speed estimation unit 45 uses the periodicity of the phase difference ⁇ to estimate the idling speed from the time required for one rotation of the rotor (time for two sawtooth cycles), and estimates the idling speed. Is input to the speed control unit of the vector control unit 30 as an initial value when the phase difference ⁇ is zero. As a result, the vector control unit 30 can be controlled by sensorless vector control while smoothly moving the rotor in idling. Next, it will be described in more detail with reference to FIGS. 11 and 12.
  • FIG. 11 is a timing chart showing the relationship between the induced voltage e, the phase difference ⁇ , and the magnetic pole position ⁇ when the magnetic pole position ⁇ is idling in the increasing direction.
  • FIG. 12 is a timing chart showing the relationship between the induced voltage e, the phase difference ⁇ , and the magnetic pole position ⁇ when the magnetic pole position ⁇ is idling in the decreasing direction.
  • the position / velocity estimation unit 45 estimates the idling speed of the rotor from the period of the phase difference ⁇ derived by the observer 48. Since the two cycles of the sawtooth wave with the phase difference ⁇ correspond to one round of the electric angle, the position / velocity estimation unit 45 measures the time for the two cycles of the sawtooth wave with the phase difference ⁇ and sets the measured value as the idling speed. Derived (estimated) as.
  • the position / velocity estimation unit 45 estimates the direction of idling of the rotor from the gradual increase or decrease of the phase difference ⁇ derived by the observer 48. For example, when the phase difference ⁇ is gradually reduced as shown in FIG. 11, the position / velocity estimation unit 45 determines that the rotor is idling in the direction in which the magnetic pole position ⁇ increases, and the phase difference ⁇ is shown in FIG. When the number is gradually increased as described above, the rotor is determined to be idling in the direction in which the magnetic pole position ⁇ decreases.
  • the position / velocity estimation unit 45 includes the phase difference ⁇ derived by the observer 48, the sign of the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ estimated by the first observer 46, and the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ estimated by the second observer 47.
  • the magnetic pole position (idling position) when the rotor is idling is estimated from the above relationship.
  • the position / speed estimation unit 45 inputs the estimated value of the idling speed to the speed control unit of the vector control unit 30 as an initial value at that timing, and at that timing, the speed control of the rotor is controlled by the speed control unit of the vector control unit 30.
  • the position / speed estimation unit 45 inputs the estimated value of the idling speed to the speed control unit of the vector control unit 30 as an initial value at that timing, and at that timing, the speed control of the rotor is controlled by the speed control unit of the vector control unit 30. To start.
  • the position / speed estimation unit 45 uses the estimated value of the idling speed as the initial value of each of the rotation speed command ⁇ ref and the speed estimation value ⁇ m in the speed control unit of the vector control unit 30, and the position / speed estimation unit 45. It is input as the initial value of the integration control 52 of the magnetic pole position estimation system 50 (see FIG. 14). As a result, the vector control unit 30 can start the sensorless vector control while smoothly moving the rotor in idling.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the processing flow of the windmill starting function.
  • FIG. 13 is applied not only to the windmill starting function 1 but also to the windmill starting function 2.
  • the position / velocity estimation unit 45 determines whether or not the rotor is idling based on whether or not the phase difference ⁇ has changed (step S10).
  • the position / velocity estimation unit 45 determines that the rotor is stopped when the change in the phase difference ⁇ is not sawtooth (step S10, NO).
  • the vector control unit 30 executes the speed open loop control (step S20) and executes the speed control for rotating the rotor in the forward rotation direction (step S30).
  • the position / velocity estimation unit 45 determines that the rotor is idling when the change in the phase difference ⁇ is serrated (steps S10, YES). In this case, the position / velocity estimation unit 45 estimates the idling direction of the rotor from the phase difference ⁇ (steps S40 and S60).
  • forward rotation refers to a state of rotation in the desired rotation direction (command rotation direction)
  • reverse rotation refers to a state of rotation in the direction opposite to the desired rotation direction (command rotation direction).
  • Idling in the forward rotation direction means a state of idling in the direction you want to rotate (command rotation direction)
  • idling in the reverse rotation direction means idling in the direction opposite to the direction you want to rotate (command rotation direction). The state of being.
  • the position / speed estimation unit 45 determines that the idling direction of the rotor is the normal rotation direction (step S40, YES)
  • the position / speed estimation unit 45 estimates the idling position and the idling speed by using the windmill starting function.
  • the vector control unit 30 executes speed control for rotating the rotor in the forward rotation direction with the estimated value as an initial value (step S50).
  • the position / speed estimation unit 45 determines that the idling direction of the rotor is neither the normal rotation direction nor the reverse rotation direction (step S60, NO)
  • the position / speed estimation unit 45 outputs error information for notifying the abnormality to the outside (step S70).
  • the position / speed estimation unit 45 determines that the idling direction of the rotor is the reverse direction (step S60, YES)
  • the position / speed estimating unit 45 estimates the idling position and the idling speed by using the windmill starting function.
  • the vector control unit 30 executes speed control for rotating the rotor in the reverse direction with the estimated value as an initial value, and decelerates (step S80). After that, the vector control unit 30 executes the speed open loop control (step S90) and executes the speed control for rotating the rotor in the forward rotation direction (step S100).
  • Windmill starting function 2 The processing contents of the windmill starting function 2 will be described with reference to FIGS. 8, 14 and 15.
  • the method for estimating the phase difference ⁇ may be the same as that in the windmill starting function 1.
  • the phase difference ⁇ estimated by the observer 48 is input to the magnetic pole position estimation system 50 (see FIG. 14) of the position / velocity estimation unit 45.
  • the magnetic pole position estimation system 50 sets the estimated magnetic pole position ⁇ m and the velocity estimation value so that the phase difference ⁇ becomes zero. Control and output ⁇ m.
  • FIG. 14 is a block diagram showing an example of the magnetic pole position estimation system.
  • the magnetic pole position estimation system 50 of the position / velocity estimation unit 45 estimates the idling speed (velocity estimation value ⁇ m ) of the rotor from the phase difference ⁇ by the proportional integration control 51, and from the estimated speed estimation value ⁇ m by the integration control 52. Estimate the magnetic pole position (estimated magnetic pole position ⁇ m ) when the rotor is idling.
  • K P is a proportional gain
  • K I is an integral gain
  • s represents a Laplace operator.
  • the position / velocity estimation unit 45 Before operating the magnetic pole position estimation system 50, the position / velocity estimation unit 45 has a phase difference ⁇ derived by the observer 48, a code of the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ estimated by the first observer 46, and a second observer 47.
  • the estimated magnetic pole position ⁇ m when the rotor is idling is estimated from the relationship with the ⁇ -axis induced voltage e ⁇ estimated by.
  • the position / velocity estimation unit 45 starts the operation of the magnetic pole position estimation system 50 by inputting the phase difference ⁇ into the proportional integration control 51 when the estimated estimated magnetic pole position ⁇ m is zero, and the proportional integration control 51 And the integral control 52 is started. As a result, hunting of the current flowing through the motor 4 can be suppressed.
  • the position / velocity estimation unit 45 starts the operation of the magnetic pole position estimation system 50, and then the vector control unit 45 at the timing when the velocity estimation value ⁇ m and the estimated magnetic pole position ⁇ m, which are the outputs of the magnetic pole position estimation system 50, are stable. 30 is started to control the speed. This enables smooth start-up of the motor while the rotor is idling.
  • the timing at which the estimated velocity value ⁇ m and the estimated magnetic pole position ⁇ m stabilize depends on the gains of the proportional integral control 51 and the integral control 52.
  • FIG. 15 is a timing chart illustrating the estimated time until the estimated speed value ⁇ m stabilizes.
  • the start timing of the speed control by the speed control unit (speed control system) of the vector control unit 30 is after the speed estimation time determined depending on the gains of the proportional integral control 51 and the integral control 52.
  • the position / speed estimation unit 45 inputs the estimated value of the idling speed as the initial values of the rotation speed command ⁇ ref and the speed estimated value ⁇ m in the speed control unit of the vector control unit 30.
  • the vector control unit 30 can start the sensorless vector control while smoothly moving the rotor in idling, and can start the speed control of the rotor.
  • the functions of the current detection unit 27, the energization pattern generation unit 35, the current detection timing adjustment unit 34, and the initial position estimation unit 38 are readable and stored in a storage device (not shown) by a CPU (Central Processing Unit). Is realized by the operation of. For example, each of these functions is realized by the collaboration of hardware and software in a microcomputer including a CPU.
  • a CPU Central Processing Unit
  • the current detector that outputs the detection signal corresponding to the current value of the current flowing on the DC side of the inverter may output the detection signal corresponding to the current value of the current flowing on the positive bus.
  • the current detector may be a sensor such as CT (Current Transformer).
  • Motor system 4 Motor 21 DC power supply 22a Positive side bus 22b Negative side bus 23 Inverter 24 Current detector 27 Current detection unit 30
  • Drive circuit 34 Current detection timing adjustment unit 35
  • Energization pattern generation Part 36 Clock generation part 37
  • Carrier generation part 38 Initial position estimation part 45
  • Position / speed estimation part 46 1st observer 47
  • 2nd observer 48 Observer 50
  • Magnetic pole position estimation system 51 Integration control 100-1 Motor control device Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn arm

Abstract

モータのロータの空転時のγ軸誘起電圧及びδ軸誘起電圧を推定するオブザーバと、前記γ軸誘起電圧と前記δ軸誘起電圧から、ｄｑ軸とγδ軸との位相差を導出する導出部と、前記位相差から前記ロータの空転状態を推定する推定部と、を備える、モータ制御装置。例えば、前記推定部は、前記位相差の周期から、前記ロータの空転速度を推定。例えば、前記推定部は、前記位相差と前記γ軸誘起電圧の符号と前記δ軸誘起電圧の符号とから、前記ロータの空転時の磁極位置を推定する。

Description

モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法
　本開示は、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法に関する。
　１シャント電流検出方式でロータの磁極位置を検出する技術において、モータの起動前に風によってロータが空転することにより発生する誘起電圧を検出することで、ロータの磁極位置と回転速度を検出することが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００７－１６６６９５号公報
　停止中の永久磁石同期モータを起動させる場合、いわゆるインダクティブセンシングを用いてロータ磁石の磁極位置を検出してモータを起動させることが多い。しかしながら、ロータが空転している状態では、インダクティブセンシングによる磁極位置の推定が困難である。
　本開示は、ロータの空転時の磁極位置などの空転状態を推定可能なモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を提供する。
　本開示の一実施の形態に係るモータ制御装置は、
　モータのロータの空転時のγ軸誘起電圧及びδ軸誘起電圧を推定するオブザーバと、
　前記γ軸誘起電圧と前記δ軸誘起電圧から、ｄｑ軸とγδ軸との位相差を導出する導出部と、
　前記位相差から前記ロータの空転状態を推定する推定部と、を備える。
　本開示によれば、ロータの空転時の磁極位置などの空転状態を推定できる。
本開示の実施の形態１に係るモータシステムの構成例を示す図である。 複数のＰＷＭ信号の波形と、これらのＰＷＭ信号の一周期当たりのキャリアの波形と、各相の相電圧指令の波形とを例示する図である。 通電時の各アームのスイッチング状態の一例を示す図である。 非通電時の各アームのスイッチング状態の一例を示す図である。 いずれもデューティ比が５０％の各相のＰＷＭ信号に従ってインバータの全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器に流れる各相のオフセット電流を例示するタイミングチャートである。 いずれかのデューティ比が５０％とは異なる各相のＰＷＭ信号に従ってインバータがロータを回転させている時に図５と同じ一部のアームをオンさせることで電流検出器に流れる各相の相電流を例示するタイミングチャートである。 ベクトル制御部で実行されるセンサレスベクトル制御で使用される座標系を例示する図である。 位置・速度推定部におけるオブザーバの構成の一例を示す図である。 磁極位置が増加方向の空転時の位相差の挙動を示す図である。 磁極位置が減少方向の空転時の位相差の挙動を示す図である。 磁極位置が増加方向の空転時における、誘起電圧、位相差及び磁極位置の関係を示すタイミングチャートである。 磁極位置が減少方向の空転時における、誘起電圧、位相差及び磁極位置の関係を示すタイミングチャートである。 ウィンドミル始動機能の処理の流れの一例を示す図である。 磁極位置推定系の一例を示すブロック線図である。 速度推定値が安定するまでの推定時間を例示するタイミングチャートである。
　以下、図面を参照して、本開示の実施の形態に係るモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法について詳細に説明する。
　図１は、本開示の実施の形態１に係るモータシステム１－１の構成例を示す図である。図１に示されるモータシステム１－１は、モータ４の回転動作を制御する。モータシステム１－１が搭載される機器は、例えば、コピー機、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫、ポンプ等であるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム１－１は、モータ４と、モータ制御装置１００－１とを少なくとも備える。
　モータ４は、複数のコイルを有する永久磁石同期モータである。モータ４は、例えば、Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとを含む３相コイルを有する。モータ４の具体例として、３相のブラシレス直流モータなどが挙げられる。モータ４は、少なくとも一つの永久磁石が配置されるロータと、そのロータの軸回りに配置されるステータとを有する。モータ４は、ロータの磁石の角度位置（磁極位置）を検出する位置センサを使用しないセンサレス型のモータである。モータ４は、例えば、送風用のファンを回すファンモータである。
　モータ制御装置１００－１は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに従いオンオフ（ＯＮ、ＯＦＦ）制御することで、直流を３相交流に変換するインバータを介してモータを駆動する。モータ制御装置１００－１は、インバータ２３、電流検出部２７、電流検出タイミング調整部３４、駆動回路３３、通電パターン生成部３５、キャリア発生部３７、及びクロック発生部３６を備える。
　インバータ２３は、直流電源２１から供給される直流を複数のスイッチング素子のスイッチングによって３相交流に変換し、３相交流の駆動電流をモータ４に流すことによって、モータ４のロータを回転させる回路である。インバータ２３は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、通電パターン生成部３５内のＰＷＭ信号生成部３２によって生成される３相のＰＷＭ信号）に基づいて、モータ４を駆動する。ＰＷＭとは、Pulse Width Modulation（パルス幅変調）を意味する。
　インバータ２３は、３相ブリッジ接続された複数のアームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを有する。上アームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、それぞれ、直流電源２１の正極側に正側母線２２ａを介して接続されるハイサイドスイッチング素子である。下アームＵｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、それぞれ、直流電源２１の負極側（具体的には、グランド側）に接続されるローサイドスイッチング素子である。複数のアームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、それぞれ、上述の通電パターンに含まれるＰＷＭ信号に基づいて駆動回路３３から供給される複数の駆動信号のうち、対応する駆動信号に従って、オン又はオフとなる。以下では、複数のアームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを、特に区別しない場合には、単にアームと称する場合がある。
　Ｕ相上アームＵｐとＵ相下アームＵｎとの接続点は、モータ４のＵ相コイルの一端に接続される。Ｖ相上アームＶｐとＶ相下アームＶｎとの接続点は、モータ４のＶ相コイルの一端に接続される。Ｗ相上アームＷｐとＷ相下アームＷｎとの接続点は、モータ４のＷ相コイルの一端に接続される。Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとのそれぞれの他端は、互いに接続されている。
　アームの具体例として、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが挙げられる。しかしながら、アームは、これらに限られない。
　電流検出器２４は、インバータ２３の直流側に接続され、インバータ２３の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを出力する。図１に示される電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを発生させる。電流検出器２４は、例えば、負側母線２２ｂに配置される電流検出素子であり、より具体的には、負側母線２２ｂに挿入されるシャント抵抗である。シャント抵抗等の電流検出素子は、自身に流れる電流の電流値に対応する電圧信号を検出信号Ｓｄとして発生する。
　電流検出部２７は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に基づいて、検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。より詳細には、電流検出部２７は、複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に同期する取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。検出信号Ｓｄの取得タイミングは、電流検出タイミング調整部３４により設定される。
　例えば、電流検出部２７は、電流検出器２４で発生するアナログ電圧の検出信号Ｓｄを、電流検出タイミング調整部３４により設定される取得タイミングでＡＤ（Analog to Digital）変換器に取り込む。当該ＡＤ変換器は、電流検出部２７に設けられている。そして、電流検出部２７は、取り込んだアナログの検出信号Ｓｄをデジタルの検出信号ＳｄにＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタルの検出信号Ｓｄをデジタル処理することによって、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７により検出された各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値は、通電パターン生成部３５に供給される。
　クロック発生部３６は、内蔵する発振回路により所定周波数のクロックを生成し、生成したクロックをキャリア発生部３７へ出力する回路である。なお、クロック発生部３６は、例えば、モータ制御装置１００－１の電源が投入されると同時に、動作を開始する。
　キャリア発生部３７は、クロック発生部３６により生成されるクロックに基づいて、キャリアＣを生成する。キャリアＣは、レベルが周期的に増減する搬送波信号である。
　通電パターン生成部３５は、インバータ２３を通電させるパターン（インバータ２３の通電パターン）を生成する。インバータ２３の通電パターンは、モータ４を通電させるパターン（モータ４の通電パターン）と言い換えてもよい。インバータ２３の通電パターンには、インバータ２３を通電させる３相のＰＷＭ信号が含まれる。通電パターン生成部３５は、電流検出部２７により検出されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいて、モータ４が回転するようにインバータ２３を通電させる３相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３２を有する。
　通電パターン生成部３５は、インバータ２３の通電パターンをベクトル制御により生成する場合、ベクトル制御部３０を更に有する。なお、本実施の形態においてはベクトル制御によってインバータの通電パターンを生成している。
　ベクトル制御部３０は、外部からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが与えられると、モータ４の回転速度の測定値又は推定値と、回転速度指令ωｒｅｆとの差分に基づいて、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆと励磁電流指令Ｉｄｒｅｆを生成する。ベクトル制御部３０は、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、ロータ位置θを用いたベクトル制御演算により、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを算出する。ベクトル制御部３０は、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｑを生成する。ベクトル制御部３０は、励磁電流指令Ｉｄｒｅｆと励磁電流Ｉｄとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｄを生成する。ベクトル制御部３０は、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄを上記のロータ位置θを用いてＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。ロータ位置θは、モータ４のロータの磁極位置を表す。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、ベクトル制御部３０により生成される相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を、キャリア発生部３７により生成されるキャリアＣのレベルと比較することによって、３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンを生成する。ＰＷＭ信号生成部３２は、上アーム駆動用の３相のＰＷＭ信号を反転させた下アーム駆動用のＰＷＭ信号も生成し、必要に応じてデッドタイムを付加した後、生成したＰＷＭ信号を含む通電パターンを駆動回路３３に出力する。
　駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号を含む通電パターンに従い、インバータ２３に含まれる６つのアームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎをスイッチングさせる駆動信号を出力する。これにより、３相交流の駆動電流がモータ４に供給され、モータ４のロータが回転する。
　電流検出タイミング調整部３４は、キャリア発生部３７から供給されるキャリアＣと、ＰＷＭ信号生成部３２により生成されるＰＷＭ信号を含む通電パターンとに基づいて、電流検出部２７がキャリアＣの１周期内で３つ相の相電流のうちのいずれかの相の相電流を検出するための取得タイミングを決定する。
　電流検出部２７は、電流検出タイミング調整部３４により決定される複数の取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７は、一つの電流検出器２４から複数の相電流を検出する方式（いわゆる、１シャント電流検出方式）で、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
　ところで、センサレス型の永久磁石同期電動機が停止しているときにロータの磁極位置（初期位置）を推定する方法として、インダクティブセンシングと呼ばれる手法がある。インダクティブセンシングとは、永久磁石同期モータのロータ磁石の磁極位置をインダクタンスのロータ位置依存性を利用して検出する手法である。この位置検出手法は、モータの誘起電圧を使用しないため、モータのロータが停止又は極低速の状態でもロータ磁石の磁極位置を検出できる。ロータが極低速の状態とは、モータ制御装置が誘起電圧を検出できない程度にロータが低速で回転している状態をいう。本明細書では、説明の便宜上、“ロータが停止又は極低速の状態”を、単に、“ロータの停止状態”という。
　本実施の形態１に係るモータ制御装置１００－１は、インダクティブセンシングによって、モータのロータの停止状態での磁極位置である初期位置θｓを推定する初期位置推定部３８を備える。通電パターン生成部３５は、初期位置推定部３８により推定された初期位置θｓを用いて、モータ４のロータを回転させるＰＷＭ信号を含む通電パターンを駆動回路３３に出力する。ベクトル制御部３０は、初期位置推定部３８により推定された初期位置θｓをロータ位置θの初期値として用いて、電圧指令Ｖδ，Ｖγを相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。なお、本開示において、初期位置θｓは一例として３０度の幅を持った値となる。このような場合、初期位置θｓに基づき定めた所定の値を用いて、モータ４の制御が行われる。
　図２は、複数のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの波形と、これらのＰＷＭ信号の一周期当たりのキャリアＣの波形と、各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の波形とを例示する図である。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とキャリアＣのレベルとの大小関係に基づいて、複数のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する。
　ＰＷＭ信号Ｕは、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。この例では、ＰＷＭ信号Ｕがローレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｕがハイレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｕのレベルの変化に対して、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。
　ＰＷＭ信号Ｖは、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。この例では、ＰＷＭ信号Ｖがローレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｖがハイレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｖのレベルの変化に対して、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。
　ＰＷＭ信号Ｗは、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。この例では、ＰＷＭ信号Ｗがローレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｗがハイレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｗのレベルの変化に対して、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。
　なお、図２では、上下アームの短絡防止のためのデッドタイムの図示が省略されている。また、図２では、ＰＷＭ信号がハイレベルのとき、そのＰＷＭ信号に対応する相の上アームがオン、ＰＷＭ信号がローレベルのとき、そのＰＷＭ信号に対応する相の下アームがオンと定義している。しかしながら、ＰＷＭ信号の論理レベルと各アームのオンオフとの関係は、回路構成等を考慮して、反対に定義されてもよい。
　複数のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれの１周期Ｔｐｗｍは、キャリアＣの周期（キャリア周波数の逆数）に相当する。変化点（ｔ１～ｔ６）は、ＰＷＭ信号の論理レベルが遷移するタイミングを表す。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、図２に示すように、各相で共通の一つのキャリアＣを用いて、各相のＰＷＭ信号を生成してもよい。位相ｔｂを中心とする左右対称の三角波をキャリアＣとしているため、各相のＰＷＭ信号の波形生成の回路構成を簡素化できる。キャリアＣのカウンタは、位相ｔａまでダウンカウント中であり、位相ｔａから位相ｔｂまでアップカウント中であり、位相ｔｂからダウンカウント中である。このように、カウントアップ期間とカウントダウン期間とが繰り返される。なお、ＰＷＭ信号生成部３２は、各相のそれぞれに対応する複数のキャリアＣを用いて各相のＰＷＭ信号を生成してもよいし、他の公知の方法で、各相のＰＷＭ信号を生成してもよい。
　図２は、第１電流検出タイミングＴｍ１が通電期間Ｔ２１に設定され、第２電流検出タイミングＴｍ２が通電期間Ｔ２２に設定される場合を例示する。なお、第１電流検出タイミングＴｍ１及び第２電流検出タイミングＴｍ２が設定される通電期間は、これらの期間に限られない。
　インバータ２３がＰＷＭ変調された３相交流を出力している状態では、電流検出部２７は、上アームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐに対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出できる。あるいは、インバータ２３がＰＷＭ変調された３相交流を出力している状態では、電流検出部２７は、下アームＵｎ，Ｖｎ，Ｗｎに対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出してもよい。
　例えば図２のように、通電時間Ｔ２１において、電流検出器２４の両端に発生する電圧の電圧値は、モータ４のＵ相端子から流出する正のＵ相電流“＋Ｉｕ”の電流値に対応する。通電時間Ｔ２１は、ｔ４からｔ５までの時間である。通電時間Ｔ２１は、下アームＵｎ及び上アームＶｐ，Ｗｐがオン且つ残りの３つのアームがオフの状態の期間に相当する。したがって、電流検出部２７は、通電時間Ｔ２１内の第１電流検出タイミングＴｍ１で検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４のＵ相端子から流出する正のＵ相電流“＋Ｉｕ”の電流値を検出できる。
　電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号の内の１相が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（例えば、Ｕ相のＰＷＭ信号がＶ相及びＷ相と同じハイレベルから、Ｖ相及びＷ相と異なるローレベルに遷移するタイミング：ｔ４）から所定の遅延時間ｔｄ経過時に第１電流検出タイミングＴｍ１を設定する。このとき、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ２１内に、第１電流検出タイミングＴｍ１を設定する。
　また、例えば図２のように、通電時間Ｔ２２において、電流検出器２４の両端に発生する電圧の電圧値は、モータ４のＷ相端子から流入する負のＷ相電流“－Ｉｗ”の電流値に対応する。通電時間Ｔ２２は、ｔ５からｔ６までの時間である。通電時間Ｔ２２は、下アームＵｎ，Ｖｎ及び上アームＷｐがオン且つ残りの３つのアームがオフの状態の期間に相当する。したがって、電流検出部２７は、通電時間Ｔ２２内の第２電流検出タイミングＴｍ２で検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４のＷ相端子から流入する負のＷ相電流“－Ｉｗ”の電流値を検出できる。
　電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号の内の１相が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（例えば、Ｖ相のＰＷＭ信号がＷ相と同じハイレベルから、Ｕ相と同じローレベルに遷移したことで、Ｗ相がＵ相及びＶ相と異なる論理レベルとなるタイミング：ｔ５）から、所定の遅延時間ｔｄ経過時に、第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。このとき、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ２２内に、第２電流検出タイミングＴｍ２を設定する。
　同様に、電流検出部２７は、他の相電流の電流値も検出できる。
　このように、３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに応じて相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち、２相の相電流を順次検出して記憶すれば、３相分の電流を時分割で検出することが可能となる。３相の相電流の総和が零であることから（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）、電流検出部２７は、３相の相電流うち２相の相電流を検出できれば、残り１相の相電流も検出できる。
　図３は、通電時の各アームのスイッチング状態の一例を示す図である。図４は、非通電時の各アームのスイッチング状態の一例を示す図である。図３に示すように、上アームＵｐ及び下アームＶｎ，Ｗｎがオン且つ残りの３つのアームがオフの状態の通電期間では、電流検出部２７は、モータ４のＵ相端子から流入する負のＵ相電流“－Ｉｕ”の電流値を検出できる。一方、図４に示すように、全ての上アームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐがオン且つ全ての下アームＵｎ，Ｖｎ，Ｗｎがオフの状態では、電流が電流検出器２４に流れないため、電流検出部２７は、各相の相電流を検出できない。全ての上アームＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐがオフ且つ全ての下アームＵｎ，Ｖｎ，Ｗｎがオンの状態でも、電流が電流検出器２４に流れないため、電流検出部２７は、各相の相電流を検出できない。
　このように、１シャント電流検出方式では、通電区間（通電時間）を設けなければ、各相の相電流を検出できない。１シャント電流検出方式では、一つの通電時間で検出できる相電流は１相分だけであるので、ＰＷＭ信号の１周期の間に少なくとも２つの通電時間を設けて（図２参照）、式（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）に基づいて３相の相電流を区別して検出する。しかしながら、各相の相電流を区別して検出するために通電時間を設けると、電流検出器２４に流れる電流は増幅されてしまうので、電流検出部２７は、電流検出器２４に流れる電流が零のときに各相の相電流の検出値に含まれる検出誤差をそれぞれ測定できない。
　そこで、モータが停止中の時、いずれもデューティ比が同一値の各相のＰＷＭ信号に従ってインバータ２３の全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器２４に流れる各相の電流をオフセット電流と定義する場合がある。この場合、電流検出部２７は、いずれもデューティ比が同一値の各相のＰＷＭ信号に従ってインバータ２３の全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器２４に流れる各相のオフセット電流の電流値をオフセット電流値（検出誤差）として検出する。
　図５は、一例としていずれもデューティ比が５０％の場合の各相のＰＷＭ信号に従ってインバータ２３の全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器２４に流れる各相のオフセット電流を例示するタイミングチャートである。図６は、いずれかのデューティ比が５０％とは異なる各相のＰＷＭ信号に従ってインバータ２３がロータを回転させている時に図５と同じ一部のアームをオンさせることで電流検出器２４に流れる各相の相電流を例示するタイミングチャートである。
　図５において、電流検出部２７は、インバータ２３がロータを回転させる前（モータ４の起動前）に、ＰＷＭ信号の１周期ごとに少なくとも２回の電流検出を行うことで、３相のオフセット電流の各々の電流値を検出する。電流検出部２７は、検出した各々の電流値を３相のオフセット電流値としてメモリに記憶する。図５は、電流検出部２７が正のＵ相電流“Ｉｕ”と負のＷ相電流“－Ｉｗ”の各々のオフセット電流値を検出し、それらの検出結果から残りのＶ相電流のオフセット電流値を検出（演算）し、検出した３相のオフセット電流値をメモリに記憶する場合を例示する。３相のオフセット電流値がメモリに記憶された後、モータ４がインバータ２３により起動し、インバータ２３がロータを回転させる。
　図６において、電流検出部２７は、いずれかのデューティ比が５０％とは異なる各相のＰＷＭ信号に従ってインバータ２３がロータを回転させている時に、ＰＷＭ信号の１周期ごとに図５と同じ通電パターンで少なくとも２回の電流検出を行うことで、３相の相電流の各々の電流値を検出する。電流検出部２７は、ＰＷＭ信号の１周期ごとに検出される３相の相電流の各々の電流値から、メモリに事前に記憶した３相のオフセット電流値を、ＰＷＭ信号の１周期ごとに差し引くことで、３相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのそれぞれの電流検出値を演算する。これにより、３相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの各々の電流検出値から検出誤差が除去される。ＰＷＭ信号生成部３２は、検出誤差が除去された３相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの各々の電流検出値に基づいて、インバータ２３がロータを回転させている時の３相のＰＷＭ信号を生成することで、モータ４の回転をインバータ２３により高精度に制御できる。
　ところで、インバータ２３がロータを３相の交流電流で回転させていない状態でも、ロータは、風などの外乱により空転していることがある。特に、摩擦抵抗が比較的小さいファンなどの回転体を回転させるロータは、空転しやすい。
　永久磁石同期モータを起動させる場合、インダクティブセンシングを用いてロータ磁石の磁極位置を検出してモータを起動させるか、磁極位置を検出せずに任意の方向に速度オープンループ制御でモータを起動させることが多い。しかしながら、ロータが空転している状態ではインダクティブセンシングによる磁極位置の推定が困難なため、空転中の磁極位置や空転速度を検出せずにモータを起動すると、モータに異音などの異常が発生するおそれがある。ロータの空転時における滑らかな起動を行うためには、インダクティブセンシング以外の手法で空転時の磁極位置を検出し、モータの空転速度を検出することが求められる。
　図１に示す本開示の実施の形態１におけるモータ制御装置１００－１の通電パターン生成部３５は、ロータの空転時の磁極位置及び回転速度を推定する位置・速度推定部４５を備える。空転時の磁極位置を、“空転位置”と称し、空転時の回転速度を、“空転速度”と称することがある。空転位置及び空転速度は、それぞれ、ロータの空転状態を表す指標の一つである。位置・速度推定部４５により推定されたロータの空転位置及び空転速度は、例えば、モータ４の起動における初期値としてベクトル制御部３０で利用される。
　図７は、ベクトル制御部で実行されるセンサレスベクトル制御で使用される座標系を例示する図である。
　ｄ軸は、ロータの実際の磁極位置を表す実角度方向（ロータの磁石により発生する磁束の方向）に伸びる実軸であり、ｑ軸は、ｄ軸から電気角で９０°進んだ（増加）方向に伸びる実軸である。ｄ軸及びｑ軸は、合わせて、ｄｑ軸と称することがある。ｄｑ軸は、センサレスベクトル制御におけるモデル上の軸である。ロータの磁極位置θは、モータの基準コイル（例えば、Ｕ相コイル）の位置を基準に、ｄ軸が進む角度で表される。ｄ－ｑ座標系は、基準コイルからθだけ進んでいる。
　γ軸は、ロータの推定された磁極位置を表す推定角度方向に伸びる制御軸であり、δ軸は、γ軸から電気角で９０°進んだ（増加）方向に伸びる制御軸である。γ軸及びδ軸は、合わせて、γδ軸と称することがある。γδ軸は、センサレスベクトル制御におけるモデル上の軸である。ロータの推定磁極位置θｍは、モータの基準コイル（例えば、Ｕ相コイル）の位置を基準に、γ軸が進む角度で表される。γ－δ座標系は、基準コイルからθｍだけ進んでいる。
　位相差Δθは、実軸（ｄｑ軸）と制御軸（γδ軸）との位相差である。位相差Δθは、ｑ軸とδ軸との位相差又はｄ軸とγ軸との位相差で表される。位相差Δθが零のとき、γ－δ座標系は、ｄ－ｑ座標系に一致する。
　ベクトル制御部３０は、速度制御部、電流制御部、出力変換部及び入力変換部などの公知の構成を有する。簡単に説明すると、速度制御部は、外部からの回転速度指令ωｒｅｆと位置・速度推定部４５によって推定された速度推定値ωｍとの差が零に収束するように、γ－δ座標系におけるγ軸電流指令値Ｉγ ＊及びδ軸電流指令値Ｉδ ＊を生成する速度制御系である。電流制御部は、速度制御部により生成されたγ軸電流指令値Ｉγ ＊と入力変換部により生成されたγ軸検出電流値Ｉγとの差が零に収束するようにγ軸電圧指令値Ｖγを生成する。電流制御部は、速度制御部により生成されたδ軸電流指令値Ｉδ ＊と入力変換部により生成されたδ軸検出電流値Ｉδとの差が零に収束するように、δ軸電圧指令値Ｖδを生成する。出力変換部は、位置・速度推定部４５によって推定された推定磁極位置θｍを用いて、γ軸電圧指令値Ｖγ ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ ＊を、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。入力変換部は、位置・速度推定部４５によって推定された推定磁極位置θｍを用いて、電流検出部２７により検出された３相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、２相のγ軸検出電流値Ｉγ及びδ軸検出電流値Ｉδに、変換する。
　位置・速度推定部４５は、入力変換部により生成されたγ軸検出電流値Ｉγ及びδ軸検出電流値Ｉδと、電流制御部により生成されたγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδとに基づいて、推定磁極位置θｍ及び速度推定値ωｍを推定する。位置・速度推定部４５は、推定磁極位置θｍを推定する位置推定部と、速度推定値ωｍを推定する速度推定部とを含む。位置・速度推定部４５は、モータ４がインバータ２３により起動し、インバータ２３がロータを回転させている状態では、公知の推定方法により、推定磁極位置θｍ及び速度推定値ωｍを推定する。
　本開示の実施の形態１における位置・速度推定部４５は、ロータの空転位置及び空転速度を推定する、いわゆるウィンドミル始動機能を更に有する。ウィンドミル始動機能は、ロータの空転状態（例えば、空転時の位相（空転位置）、空転速度、空転時の回転方向（空転方向）など）を位相差Δθから推定し、ロータの空転時のスムーズな回転制御を実現する。例えば、位置・速度推定部４５は、インダクティブセンシングの前にロータの空転状態を推定し、停止中か空転中かを判別する。停止中と判別された場合、初期位置推定部３８がインダクティブセンシングによりロータの停止中の磁極位置などを推定し、空転中と判別された場合、位置・速度推定部４５がウィンドミル始動機能によりロータの空転位置及び空転速度などを推定する。
　本開示に係るウィンドミル始動機能には、複数の方式がある。一つ目は、位相差Δθの周期性を利用して導出した推定磁極位置θｍと速度推定値ωｍを、起動時の初期値としてベクトル制御部３０に入力することで、センサレスベクトル制御に移行させる方式である（以下、ウィンドミル始動機能１と称する）。二つ目の方式は、位置・速度推定部４５の磁極位置推定系に位相差Δθを入力することで導出した推定磁極位置θｍと速度推定値ωｍを、導出したそれらが安定してからベクトル制御部３０に入力することでセンサレスベクトル制御に移行させる方式である（以下、ウィンドミル始動機能２と称する）。両機能は、オブザーバで位相差Δθを検出（推定）する点が同じであるが、センサレスベクトル制御に移行する方法が異なる。
　＜ウィンドミル始動機能１＞
　ウィンドミル始動機能１の処理内容について、図８～１３を参照して説明する。
　ウィンドミル始動機能１では、ベクトル制御部３０は、推定磁極位置θｍが零の位置にγ軸及びδ軸を固定し、且つ、γ軸電流指令値Ｉγ ＊及びδ軸電流指令値Ｉδ ＊を零に固定して、電流制御部に電流制御を開始させる。そして、ベクトル制御部３０は、このように電流制御を開始させてから、電流制御部から出力される電圧指令値（γ軸電圧指令値Ｖγ，δ軸電圧指令値Ｖδ）と入力変換部から出力される検出電流値（γ軸検出電流値Ｉγ，δ軸検出電流値Ｉδ）を位置・速度推定部４５におけるオブザーバに入力する。
　図８は、位置・速度推定部におけるオブザーバの構成の一例を示す図である。図８に示すオブザーバ４８は、位置・速度推定部４５に備えられる。オブザーバ４８は、ロータの空転によりモータ４のコイルに発生する誘起電圧ｅ（γ軸誘起電圧ｅγ，δ軸誘起電圧ｅδ）を推定する。γ軸誘起電圧ｅγは、誘起電圧ｅのγ軸上の誘起電圧成分であり、δ軸誘起電圧ｅδは、誘起電圧ｅのδ軸上の誘起電圧成分である。オブザーバ４８は、第１オブザーバ４６及び第２オブザーバ４７を有する。第１オブザーバ４６は、ウィンドミル始動機能１により入力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びγ軸検出電流値Ｉγから、ロータの空転時のγ軸誘起電圧ｅγを推定する。第２オブザーバ４７は、ウィンドミル始動機能１により入力されるδ軸電圧指令値Ｖδ及びδ軸検出電流値Ｉδから、ロータの空転時のδ軸誘起電圧ｅδを推定する。第１オブザーバ４６及び第２オブザーバ４７の具体例として、公知の拡張誘起電圧オブザーバがあるが、オブザーバ４８は、拡張誘起電圧オブザーバとは異なる方式でモータのロータの空転時のγ軸誘起電圧ｅγ及びδ軸誘起電圧ｅδを推定してもよい。
　なお、位置・速度推定部４５は、オブザーバを用いずに、一般的な電圧方程式による算出によって誘起電圧を求めてもよい。
　オブザーバ４８は、γ軸誘起電圧ｅγ及びδ軸誘起電圧ｅδから、ｄｑ軸とγδ軸との位相差Δθを導出する導出部を有する。例えば、オブザーバ４８は、図８に示す逆正接関数に、γ軸誘起電圧ｅγ及びδ軸誘起電圧ｅδの推定値を代入することで、位相差Δθを算出する。
　図９は、磁極位置θが増加方向の空転時の位相差Δθの挙動を示す図である。図１０は、磁極位置θが減少方向の空転時の位相差Δθの挙動を示す図である。位相差Δθは、推定磁極位置θｍが零の位置に固定されたγ軸に対する実際の磁極位置（ｄ軸）の位相差を示しており、－９０°～９０°の周期的な鋸波形状で検出される。鋸波２周期でロータの１回転に相当する。位置・速度推定部４５は、このような位相差Δθの周期性を利用して、ロータ１回転に要した時間（鋸波２周期分の時間）から空転速度を推定し、空転速度の推定値を位相差Δθが零の時に初期値としてベクトル制御部３０の速度制御部に入力する。これにより、ベクトル制御部３０は、空転中のロータを滑らかに動かしながらセンサレスベクトル制御で制御できる。次に、図１１，１２を参照して、より詳細に説明する。
　図１１は、磁極位置θが増加方向の空転時における、誘起電圧ｅ、位相差Δθ及び磁極位置θの関係を示すタイミングチャートである。図１２は、磁極位置θが減少方向の空転時における、誘起電圧ｅ、位相差Δθ及び磁極位置θの関係を示すタイミングチャートである。
　位置・速度推定部４５は、オブザーバ４８により導出された位相差Δθの周期から、ロータの空転速度を推定する。位相差Δθの鋸波２周期分が電気角１周に相当するため、位置・速度推定部４５は、位相差Δθの鋸波２周期分の時間を測定することで、その測定値を空転速度として導出（推定）する。
　位置・速度推定部４５は、オブザーバ４８により導出された位相差Δθの漸増又は漸減から、ロータの空転の向きを推定する。例えば、位置・速度推定部４５は、位相差Δθが図１１のように漸減している場合、ロータは磁極位置θが増加する方向に空転していると判定し、位相差Δθが図１２のように漸増している場合、ロータは磁極位置θが減少する方向に空転していると判定する。
　位置・速度推定部４５は、オブザーバ４８により導出された位相差Δθと第１オブザーバ４６により推定されたγ軸誘起電圧ｅγの符号と第２オブザーバ４７により推定されたδ軸誘起電圧ｅδとの関係から、ロータの空転時の磁極位置（空転位置）を推定する。
　例えば図１１のように、磁極位置θが増加方向に空転しているとき、誘起電圧ｅの推定値の符号が（ｅγ=正かつｅδ=正）から（ｅγ=負かつｅδ=正）に変わるタイミングで、磁極位置θは零である。位置・速度推定部４５は、空転速度の推定値をそのタイミングでベクトル制御部３０の速度制御部に初期値として入力することで、そのタイミングでロータの速度制御をベクトル制御部３０の速度制御部に開始させる。
　一方、例えば図１２のように、磁極位置θが減少方向に空転しているとき、誘起電圧ｅの推定値の符号が（ｅγ=正かつｅδ=負）から（ｅγ=負かつｅδ=負）に変わるタイミングで、磁極位置θは零である。位置・速度推定部４５は、空転速度の推定値をそのタイミングでベクトル制御部３０の速度制御部に初期値として入力することで、そのタイミングでロータの速度制御をベクトル制御部３０の速度制御部に開始させる。
　また、位置・速度推定部４５は、空転速度の推定値を、ベクトル制御部３０の速度制御部における回転速度指令ωｒｅｆ及び速度推定値ωｍの各々の初期値として、並びに位置・速度推定部４５の磁極位置推定系５０（図１４参照）の積分制御５２の初期値として入力する。これにより、ベクトル制御部３０は、空転中のロータを滑らかに動かしながらセンサレスベクトル制御を開始できる。
　図１３は、ウィンドミル始動機能の処理の流れの一例を示す図である。図１３は、ウィンドミル始動機能１だけでなく、ウィンドミル始動機能２にも適用される。
　位置・速度推定部４５は、位相差Δθが変化しているか否かによってロータが空転中か否かを判定する（ステップＳ１０）。位置・速度推定部４５は、位相差Δθの変化が鋸波状でない場合、ロータが停止中と判定する（ステップＳ１０，ＮＯ）。この場合、インダクティブセンシングの後、ベクトル制御部３０は、速度オープンループ制御を実行し（ステップＳ２０）、ロータを正転方向に回転させる速度制御を実行する（ステップＳ３０）。一方、位置・速度推定部４５は、位相差Δθの変化が鋸波状である場合、ロータが空転中と判定する（ステップＳ１０，ＹＥＳ）。この場合、位置・速度推定部４５は、位相差Δθからロータの空転方向を推定する（ステップＳ４０，Ｓ６０）。
　なお、正転とは、回転させたい方向（指令回転方向）に回転している状態をいい、逆転とは、回転させたい方向（指令回転方向）とは逆の方向に回転している状態をいう。正転方向に空転とは、回転させたい方向（指令回転方向）に空転している状態をいい、逆転方向に空転とは、回転させたい方向（指令回転方向）とは逆の方向に空転している状態をいう。
　位置・速度推定部４５は、ロータの空転方向が正転方向と判定した場合（ステップＳ４０，ＹＥＳ）、ウィンドミル始動機能を用いて空転位置及び空転速度を推定する。ベクトル制御部３０は、その推定値を初期値として、ロータを正転方向に回転させる速度制御を実行する（ステップＳ５０）。
　位置・速度推定部４５は、ロータの空転方向が正転方向でも逆転方向でもないと判定した場合（ステップＳ６０，ＮＯ）、外部に異常を知らせるエラー情報を出力する（ステップＳ７０）。
　位置・速度推定部４５は、ロータの空転方向が逆転方向と判定した場合（ステップＳ６０，ＹＥＳ）、ウィンドミル始動機能を用いて空転位置及び空転速度を推定する。ベクトル制御部３０は、その推定値を初期値として、ロータを逆転方向に回転させる速度制御を実行し、減速する（ステップＳ８０）。その後に、ベクトル制御部３０は、速度オープンループ制御を実行し（ステップＳ９０）、ロータを正転方向に回転させる速度制御を実行する（ステップＳ１００）。
　このような制御を行うことで、正転方向又は逆転方向に空転していたとしても、滑らかに所望の方向に起動させることができる。
　＜ウィンドミル始動機能２＞
　ウィンドミル始動機能２の処理内容について、図８，１４，１５を参照して説明する。
　ウィンドミル始動機能２では、図８を参照して説明した通り、位相差Δθを推定するまでの方法は、ウィンドミル始動機能１と同じでよい。ウィンドミル始動機能２では、オブザーバ４８により推定された位相差Δθが位置・速度推定部４５の磁極位置推定系５０（図１４参照）に入力される。推定された位相差Δθが位置・速度推定部４５の磁極位置推定系５０に入力されると、磁極位置推定系５０は、位相差Δθが零になるように推定磁極位置θｍと速度推定値ωｍを制御して出力する。
　図１４は、磁極位置推定系の一例を示すブロック線図である。位置・速度推定部４５の磁極位置推定系５０は、位相差Δθから比例積分制御５１によりロータの空転速度（速度推定値ωｍ）を推定し、推定した速度推定値ωｍから積分制御５２によりロータの空転時の磁極位置（推定磁極位置θｍ）を推定する。図１４において、ＫＰは比例ゲイン、ＫＩは積分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表す。
　位置・速度推定部４５は、磁極位置推定系５０を動作させる前に、オブザーバ４８により導出された位相差Δθと第１オブザーバ４６により推定されたγ軸誘起電圧ｅγの符号と第２オブザーバ４７により推定されたδ軸誘起電圧ｅδとの関係から、ロータの空転時の推定磁極位置θｍを推定する。そして、位置・速度推定部４５は、推定した推定磁極位置θｍが零の時に位相差Δθを比例積分制御５１に入力することで、磁極位置推定系５０の動作を開始させ、比例積分制御５１及び積分制御５２を開始させる。これにより、モータ４に流れる電流のハンチングを抑制できる。
　位置・速度推定部４５は、磁極位置推定系５０の動作を開始させた後、磁極位置推定系５０の出力である速度推定値ωｍ及び推定磁極位置θｍが安定したタイミングで、ベクトル制御部３０に速度制御を開始させる。これにより、ロータが空転中のモータの滑らかな起動が可能となる。速度推定値ωｍ及び推定磁極位置θｍが安定するタイミングは、比例積分制御５１及び積分制御５２のゲインに依存する。
　図１５は、速度推定値ωｍが安定するまでの推定時間を例示するタイミングチャートである。ベクトル制御部３０の速度制御部（速度制御系）による速度制御の開始タイミングは、比例積分制御５１及び積分制御５２のゲインに依存して決まる速度推定時間の後になる。位置・速度推定部４５は、空転速度の推定値を、ベクトル制御部３０の速度制御部における回転速度指令ωｒｅｆ及び速度推定値ωｍの各々の初期値として入力する。これにより、ベクトル制御部３０は、空転中のロータを滑らかに動かしながらセンサレスベクトル制御を開始でき、ロータの速度制御を開始できる。
　なお、電流検出部２７、通電パターン生成部３５、電流検出タイミング調整部３４及び初期位置推定部３８の各機能は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ（Central Processing Unit）が動作することにより実現される。例えば、これらの各機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータにおけるハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。
　以上、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を実施形態により説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
　例えば、インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器は、正側母線に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するものでもよい。また、電流検出器は、ＣＴ（Current Transformer）等のセンサでもよい。
　本国際出願は、２０２０年３月３１日に出願した日本国特許出願第２０２０－０６４１４６号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０２０－０６４１４６号の全内容を本国際出願に援用する。
　１－１　モータシステム
　４　モータ
　２１　直流電源
　２２ａ　正側母線
　２２ｂ　負側母線
　２３　インバータ
　２４　電流検出器
　２７　電流検出部
　３０　ベクトル制御部
　３２　ＰＷＭ信号生成部
　３３　駆動回路
　３４　電流検出タイミング調整部
　３５　通電パターン生成部
　３６　クロック発生部
　３７　キャリア発生部
　３８　初期位置推定部
　４５　位置・速度推定部
　４６　第１オブザーバ
　４７　第２オブザーバ
　４８　オブザーバ
　５０　磁極位置推定系
　５１　比例積分制御
　５２　積分制御
　１００－１　モータ制御装置
　Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ　アーム

Claims (13)

  1. 　モータのロータの空転時のγ軸誘起電圧及びδ軸誘起電圧を推定し、前記γ軸誘起電圧と前記δ軸誘起電圧から、ｄｑ軸とγδ軸との位相差を導出する導出部と、
    　前記位相差から前記ロータの空転状態を推定する推定部と、を備える、モータ制御装置。
  2. 　前記推定部は、前記位相差の周期から、前記ロータの空転速度を推定する、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記推定部は、前記位相差と前記γ軸誘起電圧の符号と前記δ軸誘起電圧の符号とから、前記ロータの空転時の磁極位置を推定する、請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記磁極位置が零の時の前記空転速度を初期値として、前記ロータの速度制御を開始するベクトル制御部を備える、請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記推定部は、前記位相差と前記γ軸誘起電圧の符号と前記δ軸誘起電圧の符号とから、前記ロータの空転時の磁極位置を推定する、請求項１に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記推定部により推定された前記磁極位置が零の時に、前記ロータの速度制御を開始するベクトル制御部を備える、請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記推定部は、前記位相差の漸増又は漸減から、前記ロータの空転の向きを推定する、請求項１に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記推定部は、前記位相差から比例積分制御により前記ロータの空転速度を推定し、推定した前記空転速度から積分制御により前記ロータの空転時の磁極位置を推定する、請求項１に記載のモータ制御装置。
  9. 　前記推定部は、前記位相差と前記γ軸誘起電圧の符号と前記δ軸誘起電圧の符号とから前記磁極位置を推定し、前記磁極位置が零の時から、前記比例積分制御を開始する、請求項８に記載のモータ制御装置。
  10. 　前記推定部により推定された前記空転速度を初期値として、前記ロータの速度制御を開始するベクトル制御部を備える、請求項８に記載のモータ制御装置。
  11. 　前記γ軸誘起電圧及び前記δ軸誘起電圧は、オブザーバにより推定される、請求項１に記載のモータ制御装置。
  12. 　請求項１に記載のモータ制御装置と、前記モータと、を備える、モータシステム。
  13. 　ロータを有するモータを通電させるモータ制御装置が行うモータ制御方法であって、
    　前記ロータの空転時のγ軸誘起電圧及びδ軸誘起電圧を推定し、
    　前記γ軸誘起電圧と前記δ軸誘起電圧から、ｄｑ軸とγδ軸との位相差を導出し、
    　前記位相差から前記ロータの空転状態を推定する、モータ制御方法。
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