JP2018170928A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの回転子の空転状態を精度よく検出することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置は、スイッチング素子が直列接続されたアーム部が直流電圧部に対して並列接続されたインバータ部と、インバータ部における電流を検出する電流検出部とを備え、インバータ部は、直列接続されたスイッチング素子のうち、直流電圧部の上流側に接続された上アームと、直流電圧部の下流側に接続された下アームとを含み、上アームおよび下アームそれぞれにおいて異なる１相のスイッチング素子に通電した状態で、電流検出部により検出された、インバータ部を流れる電流に基づく信号から、モータの回転数を抽出する回転数抽出部を備えた。【選択図】図７

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

例えば、空気調和機の室外機に用いられる熱交換機用のファン（プロペラファン）は、ファン用モータによる回転が停止中であっても、風などの外力を受けて回転（空転）する状況が想定される。例えば、ファンが空転している状況で空気調和機を起動する場合、ファンの回転数によっては熱交換器に十分な風が供給されているため、ファンモータの回転を停止させたまま、空気調和機を起動する場合がある。このように、ファンを起動させるかどうかの判断には、ファンの空転状況を事前に検知することが望まれる。

一方、従来から、モータの内部には、回転子の位置を検出するホールセンサなどを含む駆動制御回路やドライバなどの電気回路が組み込まれている。しかし、近年、制御技術の高度化やモータ自体のコストダウンのため、モータ内部の電気回路を外部に取り出し、モータ自体に含めないようにする傾向にある。

特許第４５２９５９６号公報

しかしながら、ホールセンサなどを含む電気回路を内蔵しないモータは、ホールセンサからの位置信号が得られず、ファンの空転状況をどのように検出するかという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの回転子の空転状態を精度よく検出することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の実施形態の一例は、スイッチング素子が直列接続されたアーム部と、前記アーム部を少なくとも２つ以上並列接続したインバータ部と、前記インバータ部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記インバータ部を制御する制御部と、を備えたモータ制御装置であって、前記インバータ部は、前記直列接続されたスイッチング素子のうち、直流電圧部の上流側に接続された上アームと、前記直流電圧部の下流側に接続された下アームとを含み、前記制御部は、前記上アームおよび前記下アームそれぞれにおいて異なる１相のスイッチング素子に通電した状態で、前記電流検出部により検出された電流に基づいてモータの回転数を抽出する回転数抽出部を備えた。

本発明の実施形態の一例によれば、空気調和機の停止時であっても、外力により空転状態にある室外機のファンの回転数を、精度よく検出できる。

図１は、実施形態において用いる変数の一欄を示す図である。 図２は、実施形態におけるＵＶＷ固定座標系とγδ座標系とｄｑ座標系との関係を示す図である。 図３は、実施形態にかかるモータ制御装置の一例を示す図である。 図４は、実施形態にかかるモータ制御システムの一例を示す図である。 図５は、実施形態におけるＰＷＭ信号の伝達の概要の一例を示す図である。 図６は、実施形態にかかるＰＭの一例を示す図である。 図７は、実施形態にかかるＰＭを駆動するゲート回路の一例を示す図である。 図８は、実施形態におけるパイロット信号の充電パルスおよび通電パルスの一例を示す図である。 図９は、実施形態における誘起電圧の検出の際のＵ−Ｙ相の閉回路の一例を示す図である。 図１０は、電流に基づく信号としてのシャント抵抗電圧のＡＤ変換の概要の一例を示す図である。 図１１は、実施形態にかかるシャント抵抗電圧の測定値を示す図である。 図１２は、実施例におけるシャント抵抗電圧のＡＤ変換波形の一例を示す図である。 図１３は、実施形態にかかる回転数抽出回路の一例を示す図である。 図１４は、実施例にかかる相関値演算区間の一例を説明するための図である。 図１５は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示す表である。 図１６は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図１７は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図１８は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図１９は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図２０は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図２１は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図２２は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図２３は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。 図２４は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。

以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。以下の実施形態で示すモータ制御装置は、空気調和機の室外機などに用いられ、停止時に風などの外力により逆回転する場合があるプロペラファンを回転させるモータを駆動する永久磁石同期モータの制御装置として説明するが、これに限られず、空気調和機のコンプレッサを回転させるモータや、その他のモータ一般に広く適用できる。以下に示す実施形態およびその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組合せて実施できる。

なお、以下に示す実施形態は、一例を示すに過ぎず、開示技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態およびその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態およびその変形例は、開示技術にかかる構成および処理について主に示し、その他の構成および処理の説明を簡略化または省略する。また、以下に示す実施形態およびその変形例において、同一の構成および処理には同一の符号を付与し、既出の構成および処理の説明は省略する。

なお、実施形態において用いる変数は、図１に示す通りである。

（座標系の定義）
図２は、実施形態におけるＵＶＷ固定座標系とγδ座標系とｄｑ座標系との関係を示す図である。ｄ軸、ｑ軸は２相の回転座標系の座標軸を表し、Ｉｄ、ＩｑおよびＶｄ、Ｖｑはそれぞれｄ軸上、ｑ軸上の電流および電圧である。ｄ軸は、モータにおけるロータの磁極Ｎの向きを正とし、ロータの回転方向にｄ軸と直交する軸をｑ軸とする。ｄ−ｑ軸に対応した制御軸（γ−δ軸）をγ−δ軸とし、α軸（Ｕ相）からγ軸までの回転角をθｅとする。ロータの位置検出を行うモータの通常運転時は、制御軸（γ−δ軸）はｄ−ｑ軸と一致するため、α軸とｄ軸との位相差がθｅである。他方、モータの起動時は、ロータの位置検出は行われないので、ｄ軸の位置は不明である。よって、α軸とγ軸との位相差をθｅとし、γ軸とｄ軸との位相差（軸誤差）をΔθとする。ロータは、角速度ωｅで反時計回りに回転する。

（モータ制御装置の構成）
図３は、実施形態にかかるモータ制御装置の一例を示す図である。図３に示す実施形態にかかるモータ制御装置１００は、モータ１が接続される。図３に示すモータ制御装置１００は、モータ１を速度制御するためのベクトル制御方式のブロック図であり、例えば空気調和機のファンモータのベクトル制御を行う。図３に示すモータ１が、プロペラファンなどの負荷を駆動する。モータ制御装置１００は、マイクロコンピュータ１０、ＰＭ（Power Module、パワー・モジュール）２３、電流検出部２４を有する。

マイクロコンピュータ１０は、処理装置の一例であり、減算器１１、速度制御器１２、励磁電流制御器１３、減算器１４、減算器１５、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２２、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５、回転子位置検出部３０を有する。回転子位置検出部３０は、いわゆるモータモデルの電圧方程式から電流検出部２４で検出された電流を用いて軸誤差Δθを算出して回転子位置を推定するセンサレス駆動部の一例である。

なお、回転子位置検出部３０がモータ１の誘起電圧を検出できず、センサレス駆動部が機能しなければ、モータ制御装置１００全体が動作しない。よって、モータ１が停止中の時は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、回転角θｅを予め決められた値に設定して、同期運転により強制的に運転を開始する必要がある。しかし、風などの外力で起動時の負荷が不定の場合は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、回転角θｅの設定が極めて難しくなるため、センサレス駆動方式の場合は、起動時の負荷状態を知ることが制御を行う上で重要となる。

回転子位置検出部３０は、軸誤差推定処理器２６、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器２７、積分器２８、除算器２９を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１０へ入力された速度指令値（指令回転数）ωｍ＊から、除算器２９から出力された、推定された現在の角速度である実速度（機械角実速度）ωｍを減算した速度偏差（機械角速度偏差）Δωを速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１から出力された速度偏差Δωが小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、減算器１４へ出力する。励磁電流制御器１３は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成し、減算器１５へ出力する。

減算器１４は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５から出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを生成しｑ軸電流制御器１７へ出力する。減算器１５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを生成しｄ軸電流制御器１６へ出力する。

ｄ軸電流制御器１６は、減算器１５から出力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊＊を生成する。ｑ軸電流制御器１７は、減算器１４から出力されたｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊＊を生成する。

非干渉化制御器１８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊＊の干渉をキャンセルしそれぞれを独立に制御するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａおよびｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成する。減算器１９は、ｄ軸電流制御器１６から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄａ＊＊からｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成し、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１へ出力する。加算器２０は、ｑ軸電流制御器１７から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑａ＊＊にｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１へ出力する。

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１は、積分器２８から出力された回転角θｅを用いて、非干渉化された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊をＰＷＭ変調器２２へ出力する。

なお、Ｖｕ＊とＶｖ＊とＶｗ＊および後述のＩｕとＩｖとＩｗは、３相の固定座標系の電圧および電流である。

ＰＷＭ変調器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊と、ＰＷＭキャリア信号から、ＰＷＭ駆動信号（Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ）を生成し、ＰＭ２３へ出力する。

スイッチング素子を有するインバータ部としてのパワーモジュール２３（以下、「ＰＭ２３」という）は、モータ１をチョッパ駆動するトランジスタブリッジを内蔵した半導体デバイスであり、ＰＷＭ変調器２２から出力された６相のＰＷＭ駆動信号をもとに、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する３相交流電圧を、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃをチョッピングして生成し、各相の交流電圧をモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

電流検出部２４は、モータ１に流れる電流を検出する回路である。電流検出部２４で検出する電流は、直流電圧ＶｄｃからＰＭ２３を介してモータ１に流れた後、ＰＭ２３を介して電流検出部２４に流れる電流である。電流検出部２４は、ＰＷＭ変調器２２から出力された６相ＰＷＭスイッチング情報と、シャント抵抗２４ｂ（図４参照）によって１シャント電流検出方式で検出された母線電流から、モータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。電流検出部２４により検出された電流は、マイクロコンピュータ１０が有するＡＤ（Analog to Digital）変換器（図示せず）によりディジタルデータ変換される。ディジタルデータに変換された検出電流は、マイクロコンピュータ１０に取り込まれ、ソフトウェアで処理される。例えば、制御ドライバを含むＰＭ２３と電流検出部２４以外は、マイクロコンピュータ１０上のソフトウェアとして実装される。

なお、電流検出方式は、２つのＣＴ（Current Transformer）でＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを検出し、残りのＷ相電流Ｉｗを、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式より算出する２ＣＴ方式であってもよい。電流検出部２４は、算出したモータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５は、積分器２８から出力された回転角θｅを用いて、電流検出部２４から出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１５、非干渉化制御器１８、軸誤差推定処理器２６へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１４、非干渉化制御器１８、軸誤差推定処理器２６へ、それぞれ出力する。

軸誤差推定処理器２６は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、減算器１９から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊および加算器２０から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とから、軸誤差Δθを算出し、ＰＬＬ制御器２７に出力する。

ＰＬＬ制御器２７は、軸誤差推定処理器２６から出力された軸誤差Δθから、推定された現在の角速度である電気角推定角速度ωｅを算出し、非干渉化制御器１８、積分器２８、除算器２９それぞれに出力する。積分器２８は、角速度ωｅを積分し、回転角θｅを生成する。除算器２９は、ＰＬＬ制御器２７から出力された、推定された現在の角速度ωｅをモータ１の極対数Ｐｎで除して、実速度（機械角実速度）ωｍに変換して出力する。

（実施形態にかかるモータ制御システムの構成）
図４は、実施形態にかかるモータ制御システムの一例を示す図である。図４に示すモータ制御システム２００は、図３に示すモータ１、モータ１に取り付けられたプロペラファン１ａ、モータ制御装置１００を含み、さらに、交流電源３１、整流回路３２、制御電源３３、分圧回路３４を有する。プロペラファン１ａは、モータ１の回転により、図４に示す矢印方向へ風を吹き出す。

整流回路３２は、交流電源３１から出力された交流電力を、直流電力に変換して出力する。制御電源３３は、例えば信号系回路への供給電源となる。分圧回路３４は、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃを抵抗分圧し、分圧した電圧をマイクロコンピュータ１０に印加する。

モータ制御装置１００は、図３にも示すとおり、マイクロコンピュータ１０、ＰＭ２３、電流検出部２４を有する。電流検出部２４は、電流検出回路２４ａ、シャント抵抗２４ｂを有する。電流検出回路２４ａは、シャント抵抗２４ｂに流れる電流を増幅するためのインタフェース用のアンプ回路である。電流検出部２４によるモータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの検出については、上述のとおりである。

（ＰＷＭ信号がＰＭを経由して電流検出回路に伝達される仕組み）
図５は、実施形態におけるＰＷＭ信号の伝達の概要の一例を示す図である。図５は、マイクロコンピュータ１０が出力したＰＷＭ信号がＰＭ２３を経由して、電流検出回路２４ａに伝達される現象を概略的に示す。図５において、「（ａ）ＰＷＭ指令信号」は、マイクロコンピュータ１０により出力されたＰＷＭ信号の出力指令波形（パルス）である。相補型ＰＷＭ信号では、スイッチングの遅延による上アームおよび下アームの短絡防止のため、マイクロコンピュータ１０は、「（ｂ）ＰＭ駆動信号」のように、予め指定したデッドタイムを挿入したタイミングでＰＭ２３を駆動する。ただし、本実施形態では、図８に示すように、起動前の空転回転数抽出時は、上アームおよび下アームのオンとオフとの切り換えが連続して行われない（相補型ではない）。この場合は、上アームと下アームの短絡が発生しないため、デッドタイムを０としてもよい。なお、本実施形態のように、上アームおよび下アームのオンとオフとの切り換えが連続して行われない場合（相補型ではない場合）、図９に示すように、モータの任意の２相（本実施例ではＵ相とＶ相）にだけ電流を流すことができる。このとき、Ｕ相とＶ相を含む閉回路が形成され、Ｗ相はオープンとなる。従って、ファンなどの負荷が外力で空転して誘起電圧が発生しても、Ｕ相とＶ相を含む閉回路のみに誘起電圧による電流（発電電流）が流れ、負荷の回転エネルギーは、Ｕ相とＶ相の抵抗のみで熱エネルギーとして消費される。つまり、Ｗ相には発電電流が流れず、Ｗ相の抵抗では熱エネルギーとして消費されない。従って、空転時の回転エネルギーが熱エネルギーとして消費される割合を少なくすることができるため、空転回転数抽出時に負荷であるファンの空転を妨げる割合を少なくでき、より正確に空転の回転数を抽出できる。

ここで、電流検出回路２４ａに起因する遅延量は、「出力遅延時間」および「波形安定時間」の合計時間である。「出力遅延時間」は、ＰＭ２３による遅延時間であり、「波形安定時間」は、電流検出回路２４ａの過渡応答時間である。また、「出力遅延時間」および「波形安定時間」の合計時間を「検出遅延時間」と定義し、ＰＭ駆動信号のエッジを起点に電流検出回路２４ａの出力が安定するまでの時間とする。「検出遅延時間」は、電流検出回路２４ａおよびＰＭ２３のハードウェアの仕様として規定される。

電流検出回路２４ａの出力は、マイクロコンピュータ１０のＡＤ（Analog To Digital）ポートに接続されており、マイクロコンピュータ１０は、図５における「（ｃ）電流検出回路出力」の波形を所定のタイミングでＡＤ（Analog To Digital）変換する。このＡＤ変換の際の「ＡＤ変換時間」は、マイクロコンピュータ１０に依存する定数値となる。

そして、上述の「デッドタイム」「出力遅延時間」「波形安定時間」「ＡＤ変換時間」の合計時間が、電流検出に要する「電流検出時間」となる。なお、本実施形態では、相補型ＰＷＭ信号を用いず、デッドタイムを０とすることができる。従って、「電流検出時間」は、「出力遅延時間」「波形安定時間」「ＡＤ変換時間」の合計時間となる。

（実施形態にかかるＰＭ）
図６は、実施形態にかかるＰＭの一例を示す図である。実施形態にかかるＰＭ２３は、外部から供給される直流電圧ＶｄｃをＵＶＷの三相の交流電力に変換してモータ１に供給するもので、Ｕ相の要素として、スイッチング素子Ｓ４１、ダイオードＤ４１、スイッチング素子Ｓ４２、ダイオードＤ４２を有し、Ｖ相の要素として、スイッチング素子Ｓ５１、ダイオードＤ５１、スイッチング素子Ｓ５２、ダイオードＤ５２を有し、Ｗ相の要素として、スイッチング素子Ｓ６１、ダイオードＤ６１、スイッチング素子Ｓ６２、ダイオードＤ６２を有する。ダイオードＤ４１〜Ｄ６２は、フリーホールダイオード（還流ダイオード）である。

スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子である。スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２とインバータ部の通電相を切り換えた際に発生する逆起電力によって発生する還流電流を流すためのダイオードＤ４１〜Ｄ６２が、それぞれ並列に接続される。

また、スイッチング素子Ｓ４２、Ｓ５２、Ｓ６２のソースには、シャント抵抗２４ｂが接続される。

すなわち、パワーモジュール２３は、６つのスイッチング素子がブリッジ接続された構成となっている。ＵＶＷの各相ごとに上アームおよび下アームの半導体でスイッチされ、６つのスイッチング素子のオンおよびオフの組合わせによってモータ１に供給する各相の電流の大きさと向きを制御する。

図６におけるスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２の各ゲートＵ、Ｘ、Ｖ、Ｙ、Ｗ、Ｚは、スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２をオンおよびオフさせるために、駆動回路（不図示）に接続されている。Ｕ相の上アームのスイッチング素子Ｓ４１のゲートＵがオンにされると、モータ１のＵ相端子が直流電圧Ｖｄｃに接続され、Ｕ相の下アームのスイッチング素子Ｓ４２のゲートＸがオンされると、モータ１のＵ相端子がグランドに接続される。同様にして、ゲートＶとゲートＹおよびゲートＷとゲートＺは、それぞれＶ相端子とＷ相端子に電力を供給する。

ＰＭ２３のスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２とダイオードＤ４１〜Ｄ６２は、下アーム（ゲートＸ，Ｙ，Ｚ）を通電する場合は、各ゲートをグランド基準で制御できるが、上アーム（ゲートＵ，Ｖ，Ｗ）を通電する場合は、電源電圧基準で制御する必要がある。この対処として、上アームの駆動電源をフローティングさせる方法が一般的に行われる。

このための回路を図７に示す。図７は、実施形態にかかるＰＭを駆動するゲート回路の一例を示す図である。図７は、Ｕ相を例に示しているが、Ｖ相、Ｗ相も同様である。Ｖ相、Ｗ相の場合は、図７において符号に含まれる“Ｕ”を“Ｖ”“Ｗ”に読み替えた、同様の構成である。図７は、コンデンサＣ２１Ｕを上アームの駆動電源とする方式によるＵ相ゲート回路３０Ｕを示す。図７に示すようにＵ相ゲート回路３０Ｕは、ゲートＵドライバＤ３１Ｕ、ゲートＸドライバＤ３２Ｕ、コンデンサＣ２１Ｕ、ダイオードＤ２１Ｕを有する。例えば＋１５（Ｖ）の制御電源が、ゲートＸドライバＤ３２ＵとダイオードＤ２１Ｕのアノード側とに接続される。ダイオードＤ２１Ｕは、カソード側がゲートＵドライバＤ３１ＵとコンデンサＣ２１Ｕに接続される。コンデンサＣ２１Ｕの負極側は、ゲートＵドライバＤ３１Ｕの負極側と接続される。

また、ゲートＵドライバＤ３１ＵおよびゲートＸドライバＤ３２Ｕには、マイクロコンピュータ１０からの制御線がそれぞれ接続される。また、ゲートＵドライバＤ３１Ｕからスイッチング素子Ｓ４１のゲートへ、ゲートＵドライバＤ３１Ｕからの制御線が接続される。同様に、ゲートＸドライバＤ３２Ｕからスイッチング素子Ｓ４２のゲートへ、ゲートＸドライバＤ３２Ｕからの制御線が接続される。

図７に示すＵ相ゲート回路３０Ｕによれば、制御電源自体をフローティングする必要がないので、安価に回路を構成できる。コンデンサＣ２１Ｕは、ブートストラップ・コンデンサである。ただし、上アームを駆動する前にコンデンサＣ２１Ｕを充電する必要がある。

具体的には、下アームのスイッチング素子をオンすることによりコンデンサＣ２１Ｕの充電を行う。上アームオフ（スイッチング素子Ｓ４１オフ）、下アームオン（スイッチング素子Ｓ４２オン）の状態になると、コンデンサＣ２１ＵはダイオードＤ２１Ｕとシャント抵抗２４ｂを経由して制御電源(＋１５Ｖ)に接続されて充電される。

コンデンサＣ２１Ｕの充電電圧を用いて、上アームのゲートＵドライバＤ３１Ｕを駆動する。上アームがオン（スイッチング素子Ｓ４１オン）、下アームがオフ（スイッチング素子Ｓ４２オフ）の状態になると、ダイオードＤ２１Ｕは逆バイアスとなり、直流電圧Ｖｄｃと制御電源（＋１５Ｖ）とが切り離された回路になる。上アーム（スイッチング素子Ｓ４１）および下アーム（スイッチング素子Ｓ４２）は、空転回転数抽出時と異なり、通常時は相補駆動するので、下アーム（スイッチング素子Ｓ４２）の通電時にコンデンサＣ２１Ｕは自動的に充電されるが、起動時や特殊なスイッチングを行う場合は、コンデンサＣ２１Ｕの充電処理を含めたスイッチングパターンを考慮する必要がある。

なお、コンデンサＣ２１Ｕは、省略可能である。

（実施形態における誘起電圧の検出）
図８は、実施形態におけるパイロット信号の充電パルスおよび通電パルスの一例を示す図である。プロペラファンが風等による外力で回転している状態（負荷）を検出するには、空転している回転数を検出することができれば、負荷量として用いることができる。エンコーダやホール素子を用いずに回転数を検出するためには、固定子巻線に誘起される電圧を検出すればよい。

ここで、誘起電圧を検出する方法は大別して２つある。１つ目の方法は、誘起電圧を直接検出する方式である。電圧を直接検出する方式では、巻線に発生する電圧を分圧抵抗を介して直接検出するため、正確に検出することが可能である。一方、誘起電圧の検出回路を追加する必要がある。

２つ目の方法は、ＰＭ２３をスイッチングして、インバータ部とモータ（固定子巻線）を含む閉回路を形成し、回路電流から誘起電圧に比例する電流を検出する方式である。実施形態では、２つ目の方法、すなわち、ＰＭ２３をスイッチングして閉回路を形成し、回路電流から誘起電圧に比例する電流を検出する方式により、回転子の回転数を抽出する方式（以下、「誘起電圧電流検出方式」と呼ぶ）を採用する。

本実施形態では、マイクロコンピュータ１０により、ＰＭ２３において上アームおよび下アームの異なる相について、両アームの少なくとも１相をオンにするスイッチングが行われる。そうすると、直流電圧Ｖｄｃとモータ１の固定子巻線を電気的に接続させるためのパイロット信号がマイクロコンピュータ１０からＰＭ２３に一定周期で出力され、対応するモータ１の固定子巻線の相に電流が流れる。パイロット信号が一定周期で出力されることにより、パイロット信号により得られる電流波形に空転情報が含まれる。

図８におけるＵ、Ｘ、Ｖ、Ｙ、Ｗ、Ｚは、ＰＭ２３を駆動する６本のゲート制御信号を表す。各信号Ｕ、Ｘ、Ｖ、Ｙ、Ｗ、Ｚは、対応するゲートに相当する。パイロット信号は、図８に示すパルスＰ１の充電パルスと、パルスＰ２１およびパルスＰ２２の通電パルスの２つのパルスで構成され、パルスＰ１と、パルスＰ２１およびパルスＰ２２は、それぞれ１キャリア周期ごとに出力され、２キャリア周期を１セットとして出力が交互に繰り返される。

図８におけるパルスＰ１の充電パルスは、図７に示すコンデンサＣ２１Ｕを充電する目的で出力されるものであり、パルスＰ１の上アームＵゲートを駆動する。パルスＰ１の充電パルスは、モータ１の巻線電流に影響を与えないように、後述のデューティ幅ｄ２と比較して極めて小さいデューティ幅ｄ１が設定される。パルスＰ２１およびパルスＰ２２の通電パルスは、上アームのゲートＵおよび下アームのゲートＹをオンするパルスであり、モータ１のＵ相とＹ相間に直流電圧Ｖｄｃを印可する。なお、デューティ幅ｄ１は、コンデンサＣ２１Ｕを必要最低限だけ充電する時間に相当するデューティ幅である。また、デューティ幅ｄ２は、後述の回転数抽出回路１０ａのＡＤ変換部１０ａ−１によるＡＤ変換処理に要する必要最低限の時間に所定幅を加えたデューティ幅である。

なお、パルスＰ２１およびパルスＰ２２の通電パルスは、モータ１の３相中２相を電源に接続させるもので、図８のようにＵ−Ｙ相に限定されるものではない。また、図８では、パルスＰ１の充電パルスと、パルスＰ２１およびパルスＰ２２の通電パルスは、キャリア周期ごとに発生されるとするが、これに限られず、キャリア周期の所定整数倍の周期ごとに発生されるとしてもよい。また、パルスＰ１は、キャリア周期ごとまたはキャリア周期の所定整数倍の周期ごとに発生されるものに限らず、これらの周期において間欠的発生されてもよい。

パルスＰ２１およびパルスＰ２２の通電パルスが出力されると、直流電圧Ｖｄｃから電動機巻線を経由して直流電流が流れる。仮にモータ１が外力により回転していれば、固定子巻線には誘起電圧が発生しているので、直流電圧Ｖｄｃから流れる直流電流が誘起電圧の振幅に応じて変動する。この接続の態様を図示したのが図９である。図９は、実施形態における誘起電圧の検出の際のＵ−Ｙ相の閉回路の一例を示す図である。

図９は、パルスＰ２１およびパルスＰ２２の信号でＵ相のスイッチング素子Ｓ４１とＹ相のスイッチング素子Ｓ５２がオンした状態を示す。また、直流電圧Ｖｄｃは平滑コンデンサＣ_０で平滑化された直流電圧である。なお、図９に示す状態では、Ｘ相のスイッチング素子Ｓ４２、Ｖ相のスイッチング素子Ｓ５１、Ｗ相のスイッチング素子Ｓ６１、Ｚ相のスイッチング素子Ｓ６２はオフを維持するので図示を省略している。

また、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ４１と、Ｙ相のスイッチング素子Ｓ５２は、充電パルス（パルスＰ１）がハイの時のみオンされるもので、それ以外は全ゲートがオフとなりモータ１はハイインピーダンス状態となる。

そして、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ４１と、Ｙ相のスイッチング素子Ｓ５２がオンされることにより、モータ１のＵ相とＶ相が直流電圧Ｖｄｃとシャント抵抗２４ｂを経由してグランドに接続され、Ｕ相とＶ相の巻線インダクタンスによる過渡現象を伴って線間電流が流れる。

この時、モータ１が外力で回転していれば、固定子巻線に誘起電圧が発生し、Ｕ−Ｖ線間電流は、誘起電圧により変調された電流波形に空転情報が含まれることになる。Ｕ−Ｖ線間電流に変動が生じれば、シャント抵抗２４ｂには、Ｕ−Ｖ線間電流に比例した電圧が発生するので、この電圧を検出することにより負荷であるファンの空転情報が得られる。

なお、パイロット信号がオンのときには、誘起電圧による発電電流が流れるので、パイロット信号がオフした瞬間には逆方向に電流が流れる。すなわち、Ｖ相電流がダイオードＤ５１から直流電圧Ｖｄｃの経路を経由し、シャント抵抗２４ｂと下アームＸのダイオードＤ４２を経由して再びモータ１に戻ってくる。この時、シャント抵抗２４ｂには、マイナスの電圧が発生する。

「誘起電圧電流検出方式」は、パイロット信号がオンの時に流れる電流を検出するものであり、オン時は電源電圧から強制的に電流を流すため、パイロット信号がオンの間は電流が検出可能である。「誘起電圧電流検出方式」は、直流電圧Ｖｄｃから流れた電流に空転情報を含ませることができるため、ＡＤ変換の検出時間を十分に取ることができる。

（実施形態にかかるシャント抵抗電圧のＡＤ変換）
図１０は、電流に基づく信号としてのシャント抵抗電圧のＡＤ変換の概要の一例を示す図である。例えば図４などに示すマイクロコンピュータ１０は、図８に示すパイロット信号（パルスＰ２１およびパルスＰ２２）を出力してＰＭ２３を駆動する。直流電圧Ｖｄｃから流れた電流がモータ１を経由して、空転情報を含んだ電流波形となってシャント抵抗２４ｂの両端電圧となって現れる。なお、電流に基づく信号を検出する方法はシャント抵抗を用いる方法に限定されず、例えばＣＴを用いてもよい。

シャント抵抗２４ｂの両端電圧は、電流検出回路２４ａ（図４参照）で増幅され、マイクロコンピュータ１０へ入力される。マイクロコンピュータ１０は、ＡＤ変換を行って電圧値をディジタルデータに変換する。

この時、ＰＭ２３および電流検出回路２４ａは、図３を参照して上述した過渡応答を示すので、ＡＤ変換するにはＰＭ２３および電流検出回路２４ａの過渡応答に伴うリンギングを回避するため、パイロット信号（パルスＰ２１およびパルスＰ２２）のパルスの立ち上がり直後の所定時間は、ＡＤ変換の実行を回避する。

そこで、図１０に示すタイミングでＡＤ変換を実行する。図１０は、実施形態にかかるシャント抵抗電圧のＡＤ変換の概要の一例を示す図である。図１０は、図８のパイロット信号のうち通電パルス（パルスＰ２１およびパルスＰ２２）を拡大した図である。マイクロコンピュータ１０は、通電パルス（パルスＰ２１およびパルスＰ２２）が終了するタイミングよりも、ＡＤ変換時間分だけ前のタイミングで、ＡＤ変換を開始する。なお、パイロット信号の充電パルス（パルスＰ１）ではＡＤ変換は行われないので、検出電流は１セット（２キャリア周期）ごとにマイクロコンピュータ１０（図４参照）に取り込まれることになる。

なお、マイクロコンピュータ１０は、１セット（２キャリア周期）ごとに１回の電流検出に限らず、複数回の電流検出を行い、これらの統計値（例えば平均値など）を検出電流としてもよい。

（実施形態にかかるシャント抵抗電圧のＡＤ変換波形）
図１１は、実施形態にかかるシャント抵抗電圧の測定値を示す図である。図１１は、電流検出回路２４ａがパイロット信号（パルスＰ１と、パルスＰ２１およびパルスＰ２２）をＰＭ２３に印可し、シャント抵抗２４ｂの応答波形を測定した図である。

図１１に示す（ａ）〜（ｄ）は、プロペラファン１ａ（図４参照）に当てる風量をコントロールして回転数を変化させた時のシャント抵抗２４ｂで検出されるシャント抵抗電圧を測定したものである。図１１の（ａ）は停止時（０ＲＰＭ）、（ｂ）は回転時（８８ＲＰＭ）、（ｃ）は回転時（１６３ＲＰＭ）、（ｄ）は回転時（２９２ＲＰＭ）を示す。図１１から、プロペラファン１ａの回転数が高いほど、周波数が高くなることが分かる。

図１２は、実施例におけるシャント抵抗電圧のＡＤ変換波形の一例を示す図である。図１２は、図１１のシャント抵抗電圧をＡＤ変換した波形であり、例えば、２００（ＲＰＭ）の場合のデータである。この波形は、マイクロコンピュータ１０が有する図示しないＲＡＭ（Random Access Memory）内に保存したディジタルデータを、パーソナルコンピュータに吸い上げて視覚化させたものである。

（実施形態にかかる回転数抽出部）
図１３は、実施形態にかかる回転数抽出部としての回転数抽出回路の一例を示す図である。実施形態にかかる回転数抽出回路１０ａは、マイクロコンピュータ１０に含まれ、図１２の波形に含まれる任意の周波数成分を抽出する。回転数抽出回路１０ａは、誘起電圧情報を含んだシャント抵抗２４ｂの両端電圧から、プロペラファン１ａの回転数に同期した周波数成分を抽出するものである。

なお、電流検出回路２４ａは、上述のとおり、シャント抵抗２４ｂの両端電圧を増幅する。回転数抽出回路１０ａは、シャント抵抗２４ｂのシャント抵抗電圧をＡＤ変換したディジタルデータを処理するマイクロコンピュータ１０の機能部分である。回転数抽出回路１０ａは、モータ１が、風などの外力によりプロペラファン１ａが強制的に空転されている空転時の回転数を抽出する回転数抽出部の一例である。

回転数抽出回路１０ａは、ＡＤ変換部１０ａ−１、アンプ１０ａ−２、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０ａ−３、余弦成分生成部１０ａ−４、正弦成分生成部１０ａ−５、乗算器１０ａ−６、乗算器１０ａ−７、相関値演算部１０ａ−８，１０ａ−９、スカラ値演算部１０ａ−１０を有する。なお、ＬＰＦ１０ａ−３は、省略されてもよい。

ＡＤ変換部１０ａ−１は、電流検出回路２４ａから出力されたアナログデータであるシャント抵抗２４ｂのシャント抵抗電圧をデジタルデータに変換する。アンプ１０ａ−２は、ＡＤ変換部１０ａ−１により変換されたデジタルデータ（デジタル化されたシャント抵抗２４ｂ電圧）を、例えば１，０００倍のゲインを掛けて増幅する。ＬＰＦ１０ａ−３は、アンプ１０ａ−２により増幅されたシャント抵抗２４ｂのシャント抵抗電圧から所定の高周波ノイズをカットするノイズ除去処理を行う。ＬＰＦ１０ａ−３によるノイズ除去処理後の信号を信号Ｖｓとする。

余弦成分生成部１０ａ−４は、抽出回転数生成部１０ａ−１１から入力された抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）および時刻ｔをパラメーターとし、下記（１．１）式で表される余弦成分Ｓｃ＝ｃｏｓ（２π×Ｆｓ×ｔ）＝ｃｏｓ（θ）を生成する。また、正弦成分生成部１０ａ−５は、入力された抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）および時刻ｔをパラメーターとし、下記（１．２）式で表される正弦成分Ｓｓ＝ｓｉｎ（２π×Ｆｓ×ｔ）＝ｓｉｎ（θ）を生成する。下記（１．１）式および（１．２）式は、図１３における電気角に相当する抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を２πｔ倍して余弦成分および正弦成分の相互相関用の関数を生成するものである。下記（１．１）式および（１．２）式におけるｔは時間を表す。なお、θ＝２π×Ｆｓ×ｔである。

乗算器１０ａ−６は、信号Ｖｓと余弦成分生成部１０ａ−４により生成された余弦成分Ｓｃの乗算結果Ｖｓ×Ｓｃを出力する。また、乗算器１０ａ−７は、信号Ｖｓと正弦成分生成部１０ａ−５により生成された正弦成分Ｓｓの乗算結果Ｖｓ×Ｓｓを出力する。

相関値演算部１０ａ−８は、下記（２．１）式に基づき、乗算器１０ａ−６の出力を演算周期数ｋ（ｋは自然数）にわたって総和した相関値Ｃｃを算出する。また、相関値演算部１０ａ−９は、下記（２．２）式に基づき、乗算器１０ａ−７の出力を演算周期数ｋ（ｋは自然数）にわたって総和した相関値Ｃｓを算出する。なお、下記（２．１）式および（２．２）式は、連続値の相関値算出の場合を示すが、離散値の相関値算出である場合は、下記（２．１）式および（２．２）式における積分記号“∫”は、シグマ記号“Σ”に置き換えられる。なお、下記（２．１）式および（２．２）式における相関値演算は、連続区間ではなく、ｋ周期の区間ごとに計算が繰り返されるものである。

なお、相関値演算部１０ａ−８，１０ａ−９は、上記（２．１）式および（２．２）式に示すように、２ｋπごとに直交ベクトルの大きさ（積分値）を演算する。しかし、実際の相関値は、振幅値を得るために積分値をｋで除した値であり、必要な情報は、シャント抵抗電圧に含まれる周波数成分であることから、相関値演算部１０ａ−８，１０ａ−９は、振幅値の算出行わず、上記（２．１）式および（２．２）式のように演算する。

スカラ値演算部１０ａ−１０は、最終的な相関値Ｃとして下記（３）式により直交ベクトルの大きさを算出する。

回転数抽出回路１０ａは、抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を徐々に変えながら、それぞれの抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）に対して相間演算を行う。その結果、スカラ値演算部１０ａ−１０により最終的に算出される演算結果（周波数成分の含有量）が最大となる周波数が、外力によりプロペラファン１ａが空転している周波数であると判断する。

なお、相関値の演算時間は、抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）によって変化する。例えば、抽出回転数が１（Ｈｚ）の場合は、相関値の演算に要する時間は抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）の逆数に演算周期数ｋを掛けた時間であり、ｋを極対数Ｐｎで除した値となる。例えば、４極対のモータ１でｋ＝４であれば、演算に要する時間は１（ｓ）となり、抽出回転数が低域に至るほど演算時間は長くなる。

抽出回転数生成部１０ａ−１１が生成した抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）がシャント抵抗電圧にどの程度含まれるかを演算する方法（上述した相関値演算）によれば、空転しているモータ１の回転数を検出するためには、所定の回転数範囲で抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を変化させながら、上記（１．１）式、（１．２）式、（２．１）式、（２．２）式、（３）式に基づいて算出した相関値Ｃが最大となる抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を求めればよいことが分かる。

上述の実施形態をモータ制御装置に適用した本実施例では、上記（１．１）式、（１．２）式、（２．１）式、（２．２）式、（３）式は、サンプリング周期ごとの離散演算となる。本実施例におけるパイロット信号は、図８のようにキャリア周期で充電パルス（パルスＰ１）と、通電パルス（パルスＰ２１およびパルスＰ２２）を交互に繰り返し出力し、シャント抵抗電圧のＡＤ変換を通電パルス（パルスＰ２１およびパルスＰ２２）の区間で行う。よって、キャリア周期をΔＴ（ｓ）とすれば、２ΔＴでシャント抵抗電圧をサンプリングすることになる。

プロペラファン１ａの空転回転数を抽出するために、既定の最大回転数から最小回転数までの間で、既定のステップで抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を下降（スイープ）させながら相関値Ｃが最大となる抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を探索する。抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）の既定のステップ値をΔＦｓ（Ｈｚ）、抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）のｊ（ｊは自然数）番目のスイープ値をＦｓ（ｊ）（Ｈｚ）とすれば、下記（４）式のようになる。

なお、上記（４）式では、抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）を既定の最大回転数から最小回転数まで下降させながら相関値Ｃを探索するが、本発明はこれに限られない。例えば、抽出回転数Ｆｓを既定の最小回転数から最大回転数まで上昇させながら相関値Ｃを探索してもよい。

また、相関値演算は、任意の時刻を起点に２ｋπ（ｋは自然数）までの区間で行う。相関値演算区間は、図１４に示すように定義される。図１４は、実施例にかかる相関値演算区間の一例を説明するための図である。

図１４において、“（１）”はパイロット信号の充電パルス（パルスＰ１、図８参照）および“（２）”はパイロット信号の通電パルス（パルスＰ２１およびパルスＰ２２、図８参照）を示し、“（１）”および“（２）”の各区間は、充電パルスおよび通電パルスそれぞれの区間である。

相関値演算区間の連続値θを離散値θ（ｎ）とし、ｎ＝０から２ΔＴ間隔でカウントアップする。相関値演算区間の離散値θ（ｎ）は、相関値の演算開始(ｎ＝０)を起点としてスイープ値Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）に基づいて計算される回転角度(ｒａｄ)であり、２キャリアごとの差分角度φを下記（５）式とすると、下記（６）式により計算される。

上記（６）式を用いると、相関値演算のための三角関数は上記（１．１）式および（１．２）式から下記（７．１）式および（７．２）式となる。

また、通電パルスと同期して電流検出部２４（図１３参照）が動作し、シャント抵抗電圧から高周波ノイズをカットした信号Ｖｓの離散値Ｖｓ（ｍ）がサンプリングされる。なお、Ｖｓ（ｍ）は、ｍ番目（ｍは整数）にサンプリングした信号Ｖｓを表す。上記（７．１）式および（７．２）式と、離散値Ｖｓ（ｍ）との相関値演算を２ｋπの区間で行うが、例えば図１４のように、離散周期が２ｋπと一致するとは限らないので、最後の区間の補正を含めて離散相関演算を下記（８．１）式および（８．２）式とする。

すなわち、図１４の例では、ｎ番目でＶｓ（ｍ＋ｎ）をサンプリングした時点で、次回のサンプリング点における回転角θ（ｎ＋１）を演算して相関値演算区間２ｋπを超過したか否かを判定する。この超過判定には、下記（９）式が用いられる。

そして、下記（９）式が不成立の場合は、上記（８．１）式および（８．２）式の右辺第１項を計算する。他方、下記（９）が成立の場合は、上記（８．１）式および（８．２）式の右辺第２項も含めて計算する。この時点を以て相関値ＣｃおよびＣｓが確定し、その結果を下記（１０）式により求めることにより、抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）における相関値Ｃの大きさが求まる（以下、ｊ番目の相関値をＣ（ｊ）とする）。

上記（１０）式で求まった相関値Ｃ（ｊ）をメモリに記憶し、上記（８．１）式および（８．２）式のＣｃおよびＣｓは、次の相関値演算のために０にリセットされる。

以上の実施例における上記（４）式、（５）式、（６）式、（７．１）式、（７．２）式、（８．１）式、（８．２）式、（９）式、（１０）式の演算を、上記（４）式のスイープ値Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）が最大回転数から最小回転数に到達するまで繰り返す。そして、上記（４）式のスイープ値Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）が予め決めておいた最小回転数に到達するまで抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）のスイープが終了したら、下降スイープした各回転数における、記憶されている上記（１０）式の相関値Ｃ（ｊ）を比較する。各相関値Ｃ（ｊ）の中で最大となるＣ（ｊ）に対応する抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）を、外力によって回転しているモータ１の回転数として抽出する。

そして、マイクロコンピュータ１０は、抽出されたモータ１の回転数に応じた各種の起動パラメーター（起動電圧や起動回転数など）を設定し、モータ１を起動させる。例えば、モータ１による回転対象のプロペラファン１ａの回転数が大きい場合には、コンプレッサのみを起動させるようにしてもよい。

ただし、抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）のスイープにはステップ値ΔＦｓ（Ｈｚ）の誤差が含まれることから、この誤差を小さくするためにステップ値ΔＦｓ（Ｈｚ）を小さく取ると演算時間が増えるので、外力によって回転しているモータ１の回転数の検出精度と演算時間とはトレードオフの関係となる。

また、演算周期数ｋの値が大きいほどＳＮ（Signal to Noise）比がよくなり、白色雑音もキャンセルされるので、モータ１の回転数を検知するための信号とその他の信号の分離性が向上する。

また、プログラムで抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）を確定する場合は、上述の通り上記（１０）式の相関値Ｃ（ｊ）の各計算値をメモリ上に記憶しておき、その最大値を選択する操作をするので、誤検出を防止するには演算周期数ｋの値をある程度大きくする必要がある。しかし、演算周期数ｋと演算時間とのトレードオフの関係を考慮して、演算周期数ｋを決定することになる。

（実施例による実験結果）
以下、本実施例に基づく測定条件および測定結果を示す。図１３示す回転数抽出回路１０ａを、次のモータ１の条件で、空転回転数を測定した。モータ１は、巻線抵抗（１相当たり）は１２．０Ω、インダクタンス（１相当たり）は５．５ｍＨ、回転子の磁束は０．２Ｗｂ・Ｔ、極対数Ｐｎは４とした。

負荷は、直径が約４５０ｍｍのプロペラファンを用い、プロペラファンおよびモータを合わせた慣性モーメントは約３５０×１０^−４（ｋｇ・ｍ^２）とした。上記のモータ１にプロペラファンを直結し、対向させた別のファンから風を当てて空転させ、その回転数を実施例の手法を用いて抽出した。スイープ範囲は、上限を２０（Ｈｚ）、下限を４（Ｈｚ）、走査ステップΔＦｓを０．４（Ｈｚ）とした。なお、抽出回転数ＦｓをＲＰＭ単位で換算（Ｆｓ（ｊ）×６０／Ｐｎ）すると、スイープ範囲は、上限が３００（ＲＰＭ）、下限が６０（ＲＰＭ）、走査ステップΔＦｓが６（ＲＰＭ）となる。

図１５は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示す表である。図１５は、相関演算値から抽出した空転回転数の結果の一覧である。図１５において、第１列の「空転回転数」は、プロペラファンの実際の空転回転数である。

図１５において、第２列の「ｋ値」は演算周期数であり、図１３の相関値演算部１０ａ−８，１０ａ−９のｋに相当する。第３列の「抽出回転数（ＲＰＭ）」は、上記（１０）式が最大になったときの抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）をＲＰＭ単位で換算した値である。図１５において、第４列の「誤差（ＲＰＭ）」は、「抽出回転数（ＲＰＭ）」と「空転回転数（ＲＰＭ）」との差分である。

「ｋ値」が２である場合は、図１５において「誤差（ＲＰＭ）」が“−１８．３”および“＋１３．０”と比較的大きくなった。一方で、「ｋ値」が３や４の場合には「誤差（ＲＰＭ）」は大きくても“−５”であり、比較的小さくなった。つまり「ｋ値」の設定が大きい方が高い精度が得られる結果となった。また、図１５において、第５列は、３００（ＲＰＭ）から６０（ＲＰＭ）までの全スイープ領域を走査するのに要した時間である。「ｋ値」が２である場合の時間ｔ１を基準とすると、「ｋ値」が３の場合で１．５倍（１．５ｔ１）、「ｋ値」が４の場合で２倍（２ｔ１）の計算時間となる。つまり「ｋ値」の設定が小さい方が計算時間を短くできる結果となった。以上の結果から、「ｋ値」は回転数抽出回路１０ａに求められる性能（速さや精度）に応じて決定される。

（実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフ）
図１６〜図２４は、実施例にかかる空転回転数の抽出結果の一例を示すグラフである。図１６〜図２４は、抽出回転数Ｆｓ（Ｈｚ）のスイープ時の相関値の推移を視覚化したグラフである。図１６〜図２４は、図１５の算出のデータである。

図１６〜図１８は、空転回転数が約１００（ＲＰＭ）の場合を示し、図１６が演算周期数ｋ＝２、図１７が演算周期数ｋ＝３、図１８が演算周期数ｋ＝４の場合を示す。また、図１９〜図２１は、空転回転数が約１８０（ＲＰＭ）の場合を示し、図１９が演算周期数ｋ＝２、図２０が演算周期数ｋ＝３、図２１が演算周期数ｋ＝４の場合を示す。また、図２２〜図２４は、空転回転数が約２５０（ＲＰＭ）の場合を示し、図２２が演算周期数ｋ＝２、図２３が演算周期数ｋ＝３、図２４が演算周期数ｋ＝４の場合を示す。

図１６〜図２４のいずれのグラフにおいても、右肩下がりの１次直線が上記（４）式で計算される抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）のスイープ値であり、曲線が上記（１０）式による相関値Ｃ（ｊ）である。図１６〜図２４のいずれのグラフにおいても、左縦軸が相関値Ｃ（ｊ）、右縦軸がスイープ対象となる抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）をＲＰＭ単位で換算した値であり、横軸が上記（４）式の“ｊ”に相当する“データ番号”である。

図１６〜図２４のいずれのグラフにおいても、グラフ中の矢印で示した点が相関値Ｃ（ｊ）の最大値であり、この時のデータ番号ｊに対応する抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）が抽出した空転回転数を与える。

以上の実施例を含む実施形態では、スイッチング素子が直列接続されたアーム部が直流電圧部に対して並列接続されたインバータ部と、インバータ部における電流を検出する電流検出部とを備えたモータ制御装置であって、インバータ部は、直列接続されたスイッチング素子のうち、直流電圧部の上流側に接続された上アームと、直流電圧部の下流側に接続された下アームとを含み、上アームおよび下アームそれぞれにおいて異なる１相のスイッチング素子に通電した状態で、電流検出部により検出された、インバータ部を流れる電流に基づく信号から、モータの回転数を抽出する回転数抽出部を備えた。よって、モータの起動前であっても、電流検出部により検出された、直流電圧部とスイッチング素子群との間を流れる微少な電流から、モータが外力により空転している空転時の回転数を取得できることから、ノイズが多い環境下で、モータが外力により空転している空転時の回転数を低回転から高回転までの比較的広いレンジの間で取得できる。

また、以上の実施例を含む実施形態では、回転数抽出部は、信号に含まれる周波数成分を抽出し、抽出した周波数成分のうち、最大の周波数成分を、モータの回転数として抽出する。よって、簡易な構成および処理で、モータが外力により空転している空転時の回転数を抽出することができる。

また、以上の実施例を含む実施形態では、電流検出部により検出され、ＡＤ変換された信号と、入力周波数に基づく位相を有する三角関数との相関値を演算する相関値演算部をさらに備え、回転数抽出部は、相関値演算部による演算結果に基づいて、モータが外力により空転している空転時の回転数を抽出する。よって、相関値演算により、比較的簡易な構成および処理で、モータが外力により空転している空転時の回転数をより高精度に抽出することができる。

また、以上の実施例を含む実施形態では、電流検出部は、インバータ部に接続されたシャント抵抗に発生する電圧から、インバータ部を流れる電流を検出する。よって、簡易な構成で検出した電流をもとに、モータが外力により空転している空転時の回転数を抽出することができる。

また、以上の実施例を含む実施形態では、上アームが駆動電源を含み、駆動電源を充電する充電パルスと、上アームおよび下アームそれぞれにおいて異なる１相のスイッチング素子に通電するために１相のスイッチング素子の各ゲートをオンする通電パルスとを出力するパルス出力部をさらに備えた。よって、ブートストラップ回路を有するゲート回路において、モータが外力により空転している空転時の回転数を抽出する際に、電流検出部がインバータ部に接続されたシャント抵抗に発生する電圧を測定するときの電源として、ブートストラップ回路を用いることができる。

また、以上の実施例を含む実施形態では、パルス出力部は、モータ制御装置の連続するキャリア周期のうち、先行する第１キャリア周期において充電パルスを出力し、充電パルスに続く第２キャリア周期において通電パルスを出力する。よって、ブートストラップ回路の充電およびシャント抵抗の電圧のための通電を繰り返すことにより、モータの外力による空転で発生する誘起電圧情報を、直流電圧部とスイッチング素子群との間を流れる電流に含ませることができるので、誘起電圧情報が含まれる電流をＡＤ変換する際の時間を十分確保することができる。

また、以上の実施例を含む実施形態では、パルス出力部は、通電パルスの立ち上がり後から所定時間だけ経過した後に、電流検出部により検出された信号のＡＤ変換を実行する。よって、電流検出部により検出された信号のＡＤ変換の際のリンギングを回避して、モータが外力により空転している空転時の回転数をより精密に抽出できる。

［その他の実施形態および実施例］
上記実施形態および実施例では、マイクロコンピュータ１０に含まれる回転数抽出回路１０ａが、抽出回転数Ｆｓ（ｊ）（Ｈｚ）のスイープにより、誘起電圧情報を含んだシャント抵抗２４ｂの両端電圧から、プロペラファン１ａの回転数に同期した最大の周波数成分を抽出する。しかし、これに限られず、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて、誘起電圧情報を含んだシャント抵抗２４ｂの両端電圧から、プロペラファン１ａの回転数に同期した最大の周波数成分を抽出してもよい。

上述の実施形態、実施例および図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメーターを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態および実施例における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散または統合されてもよい。また、上述の実施形態および実施例における各処理は、処理負荷や実装効率等から、処理順序を適宜入れ替えて実行されてもよい。

上述の実施形態および実施例のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態および実施例に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１ モータ
１ａ プロペラファン
１０ マイクロコンピュータ
１０ａ 回転数抽出回路
１０ａ−１ ＡＤ変換部
１０ａ−２ アンプ
１０ａ−３ ＬＰＦ
１０ａ−４ 余弦成分生成部
１０ａ−５ 正弦成分生成部
１０ａ−６ 乗算器
１０ａ−７ 乗算器
１０ａ−８ 相関値演算部
１０ａ−９ 相関値演算部
１０ａ−１０ スカラ値演算部
１０ａ−１１ 抽出回転数生成部
１１ 減算器
１２ 速度制御器
１３ 励磁電流制御器
１４ 減算器
１５ 減算器
１６ ｄ軸電流制御器
１７ ｑ軸電流制御器
１８ 非干渉化制御器
１９ 減算器
２０ 加算器
２１ ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器
２２ ＰＷＭ変調器
２３ ＰＭ
２４ 電流検出部
２４ａ 電流検出回路
２４ｂ シャント抵抗
２５ ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器
２６ 軸誤差推定処理器
２７ ＰＬＬ制御器
２８ 積分器
２９ 除算器
３０ 回転子位置検出部
３１ 交流電源
３２ 整流回路
３３ 制御電源
３４ 分圧回路
Ｃ２１Ｕ コンデンサ
Ｄ２１Ｕ ダイオード
３０Ｕ Ｕ相ゲート回路
Ｄ３１Ｕ ゲートＵドライバ
Ｄ３２Ｕ ゲートＸドライバ
Ｃ２１Ｖ コンデンサ
Ｄ２１Ｖ ダイオード
３０Ｖ Ｖ相ゲート回路
Ｄ３１Ｖ ゲートＶドライバ
Ｄ３２Ｖ ゲートＹドライバ
Ｃ２１Ｗ コンデンサ
Ｄ２１Ｗ ダイオード
３０Ｗ Ｗ相ゲート回路
Ｄ３１Ｗ ゲートＷドライバ
Ｄ３２Ｗ ゲートＺドライバ
Ｄ４１、Ｄ４２、Ｄ５１、Ｄ５２、Ｄ６１、Ｄ６２ ダイオード
Ｐ１ 充電パルス
Ｐ２１、Ｐ２２ 通電パルス
Ｓ４１、Ｐ４２、Ｐ５１、Ｐ５２、Ｐ６１、Ｐ６２ スイッチング素子
１００ モータ制御装置
２００ モータ制御システム
Ｃ_０ 平滑コンデンサ

Claims (7)

1. ２つのスイッチング素子が直列接続されたアーム部と、前記アーム部を少なくとも２つ以上並列接続したインバータ部と、前記インバータ部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記インバータ部を制御する制御部と、を備えたモータ制御装置であって、
   前記インバータ部は、前記直列接続されたスイッチング素子のうち、直流電圧部の上流側に接続された上アームと、前記直流電圧部の下流側に接続された下アームとを含み、
   前記上アームおよび前記下アームそれぞれにおいて異なる１相のスイッチング素子に通電した状態で、前記電流検出部により検出された電流に基づく信号から、モータの回転数を抽出する回転数抽出部
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記回転数抽出部は、前記信号に含まれる周波数成分を抽出し、抽出した前記周波数成分のうち、最大の周波数成分を、前記モータの回転数として抽出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流検出部により検出され、ＡＤ（Analog to Digital）変換された前記信号と、入力周波数に基づく位相を有する三角関数との相関値を演算する相関値演算部
   をさらに備え、
   前記回転数抽出部は、前記相関値演算部による演算結果に基づいて、前記モータの回転数を抽出する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電流検出部は、前記インバータ部に接続されたシャント抵抗に発生する電圧から、前記インバータ部に流れる電流を検出する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記上アームが駆動電源を含み、
   前記駆動電源を充電する充電パルスと、前記上アームおよび前記下アームそれぞれにおいて異なる１相のスイッチング素子に通電するために該１相のスイッチング素子の各ゲートをオンする通電パルスとを出力するパルス出力部
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記パルス出力部は、前記モータ制御装置の連続するキャリア周期のうち、先行する第１キャリア周期において前記充電パルスを出力し、前記第１キャリア周期に続く第２キャリア周期において前記通電パルスを出力する
   ことを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記パルス出力部は、前記通電パルスの立ち上がり後から所定時間だけ経過した後に、前記電流検出部により検出された信号のＡＤ変換を実行する
   ことを特徴とする請求項５または６に記載のモータ制御装置。

Images