JPWO2017187533A1 - モータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤー - Google Patents

Abstract

本発明に係るモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を駆動するモータ駆動装置であって、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する単相インバータ２、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置に応じた信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎをインバータ制御部４へ出力するロータ位置検出部７、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ及び単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉｍに基づいて単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４への駆動信号を出力するインバータ制御部４、並びにモータ電流Ｉｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力するモータ電流検出部５を備える。インバータ制御部４は、単相ＰＭモータ３の回転数に応じて有効電力を制御する。

Description

本発明は、単相の永久磁石同期電動機（以下適宜、「単相ＰＭモータ」（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）と称する）を駆動するモータ駆動装置、並びに単相ＰＭモータを用いた電気掃除機及びハンドドライヤーに関する。

モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ及びＰＭモータ等、様々な種類があり、モータの相数にも単相及び三相等の種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いない“ブラシレス”の構造であるためブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。

また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。

さらに、単相ＰＭモータの場合、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータに比して、装置の小型化が可能である。

なお、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術を開示した先行文献としては、例えば以下に記載する特許文献１及び非特許文献１がある。

特開２０１２−１３０３７８号公報

電気学会 学会論Ｄ，１２１巻１０号，平成１３年 「ヒルベルト変換を用いた単相系統連系インバータの制御法」

上記特許文献１によれば、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量−電流−風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』との記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになり、また、電動送風機における電気エネルギーの観点からは、有効電力により決定されることになる。

上記の通り、特許文献１では推定風量に応じて通電量を制御しているが、有効電力及び無効電力という観点での制御は行われていない。また、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。このため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化するという課題がある。

また、非特許文献１には、単相系統連系インバータの電流制御及び電力制御の一手法に関して記載がある。この手法によれば、系統電流をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電流ベクトルに変換すると共に、系統電圧をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電圧ベクトルに変換する。そして、瞬時電流ベクトルを瞬時電圧ベクトルの位相を使用してｄ軸及びｑ軸への座標変換を行う。さらに、ｄｑ変換したｄ軸の系統電流及びｑ軸の系統電流のそれぞれを制御することにより、単相瞬時電力を制御する手法が記載されている。

また、非特許文献１の手法では、系統電流を直流値として変換することで、単相瞬時電力の取り扱いを容易化しているが、単相系統連系インバータへの適用に限定したものであり、本発明のような単相ＰＭモータへの適用に関する検討はなされていない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相ＰＭモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御の実現を可能とするモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、単相ＰＭモータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、単相ＰＭモータに交流電圧を印加する単相インバータ、単相ＰＭモータのロータ回転位置に応じた信号である位置検出信号をインバータ制御部へ出力する位置検出部、位置検出信号及びモータ電流に基づいて単相インバータのスイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部、並びに単相ＰＭモータに流れるモータ電流に応じた信号をインバータ制御部に出力するモータ電流検出部を備える。インバータ制御部は、単相ＰＭモータの回転数に応じて有効電力を制御する。

本発明によれば、単相ＰＭモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御を実現できる、という効果を奏する。

実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図 実施の形態１におけるロータ回転位置と位置検出信号の関係を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態１における位置検出信号とモータ回転数推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ回転数推定値とロータ回転位置推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ電流の瞬時ベクトル及びインバータ出力電圧の瞬時ベクトルのｄｑ座標系におけるベクトル関係を示す図 実施の形態１におけるスイッチング素子駆動信号生成部の動作説明に供するタイムチャート 実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図 実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図 実施の形態２におけるロータ回転位置及び位置検出信号とロータ磁石磁束の関係を示す図 図７に示すベクトル図にロータ磁石磁束を追加したベクトル図 図１１に示すベクトル図においてインバータ出力電圧の瞬時ベクトル上にｄ軸を設定した場合のベクトル図 実施の形態２におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態１及び実施の形態２のインバータ制御部に係るハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１及び実施の形態２のインバータ制御部に係るハードウェア構成の他の例を示すブロック図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。実施の形態１におけるモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を具備する負荷を駆動するモータ駆動装置であり、直流電源１、単相インバータ２、インバータ制御部４、モータ電流検出部５、直流電源電圧検出部６及びロータ位置検出部７を備えて構成される。単相ＰＭモータ３を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機及びハンドドライヤーが例示される。

直流電源１は、単相インバータ２に直流電力を供給する。単相インバータ２は、スイッチング素子２１１〜２１４及びスイッチング素子２１１〜２１４のそれぞれに逆並列に接続されるダイオード２２１〜２２４を具備し、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する。インバータ制御部４は、単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４への駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。ロータ位置検出部７は、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置であるロータ回転位置θ_ｍに応じた信号である位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}をインバータ制御部４へ出力する。モータ電流検出部５は、単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉ_ｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力する。直流電源電圧検出部６は、直流電源１の電圧である直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。駆動信号Ｓ１〜Ｓ４は、ロータ回転位置θ_ｍ及びモータ電流Ｉ_ｍに基づいて生成されたパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号である。単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４をＰＷＭ信号である駆動信号Ｓ１〜Ｓ４で駆動することにより、任意の電圧を単相ＰＭモータ３に印加することができる。

なお、直流電源１は交流電源からの交流電圧をダイオードブリッジ等で整流し且つ平滑して直流電圧を生成する直流電源でも問題なく、太陽電池及びバッテリーなどの直流電源を用いても何ら問題ない。また、単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ− Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ及びＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｓｉｓｔｏｒ）を含む、何れのスイッチング素子を用いても何ら問題ない。また、前述のようなスイッチング素子の半導体素材として主流であるＳｉのみならず、ＳｉＣ及びＧａＮなどに代表されるワイドバンドギャップ半導体と称される半導体素材を使用しても問題はない。

ロータ位置検出部７は、例えば図２に示すようなモータのロータ回転位置θ_ｍに応じた位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}を生成してインバータ制御部４に出力する。図２の場合には、ホールセンサなどの磁気センサを用いてロータ回転位置θ_ｍに応じたパルス状の電圧信号である位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}を出力する場合を想定しており、０≦θ_ｍ＜πでは、Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}＝“Ｈｉｇｈレベル”、π≦θ_ｍ＜２πでは、Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}＝“Ｌｏｗレベル”を例として記載している。ただし、磁気センサに限らず、エンコーダ、レゾルバなどの位置検出センサを用いても何ら問題ない。

図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。インバータ制御部４は、ｄ軸電流Ｉｄを制御する第１の電流制御部４１１、ｑ軸電流Ｉ_ｑを制御する第２の電流制御部４１２、モータ回転数推定値ωｍ^を制御する回転数制御部４２、極座標系からｄ軸及びｑ軸における座標系（以下「ｄｑ軸座標系」と称する）への座標変換を行う第１の座標変換部４３１、ｄｑ軸座標系から極座標系への座標変換を行う第２の座標変換部４３２、位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}に応じてロータ回転位置推定値θ_ｍ^及びモータ回転数推定値ω_ｍ^を検出するモータ位置及び回転数検出部４４、回転数指令値ω*を生成する回転数指令値生成部４５、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*より駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するスイッチング素子駆動信号生成部４６、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*を生成するｑ軸電流指令値生成部４７、及びヒルベルト変換によりモータ電流Ｉ_ｍを複素化するヒルベルト変換部４８を備えて構成され、以下に各部の詳細を説明する。なお、「θ_ｍ^」及び「ω_ｍ^」における「^」の表記、並びに後述する「Ｉ^→」及び「Ｖ^→」における「^→」の表記であるが、本来であれば「θ」又は「ω」の文字の上部に「^」の記号を付し、また、「Ｉ」及び「Ｖ」の文字の上部に「^→」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため、本明細書では、イメージで挿入する数式部分を除き、該当文字又は文字列の後に「^」又は「^→」の文字を付して表記する。

まず、モータ位置及び回転数検出部４４の詳細動作に関して説明する。前述の通り、ロータ位置検出部７は、図２に示すような位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}を生成してモータ位置及び回転数検出部４４に出力している。図４は、実施の形態１における位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}とモータ回転数推定値ω_ｍ^との関係を示す図である。モータ位置及び回転数検出部４４は、位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}の周期Ｔ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}を用いて、以下の（１）式に示す計算式によりモータ回転数推定値ω_ｍ^を検出することができる。なお、実施の形態１ではモータの極対数ＰをＰ＝１として説明するが、無論Ｐ≠１であっても構わない。ただし、Ｐ≠１の場合には、電気角回転数ω_ｅと機械角回転数であるモータ回転数ω_ｍとの間には、ω_ｅ＝Ｐ×ω_ｍとの関係がある。

図５は、実施の形態１におけるモータ回転数推定値ω_ｍ^とロータ回転位置推定値θ_ｍ^との関係を示す図である。図５及び以下の（２）式に示すように、ロータ回転位置推定値θ_ｍ^は、モータ回転数推定値ω_ｍ^を積分することで算出可能である。ただし、図５の例では、制御周期Ｔ_ｃｎｔでの離散制御系を想定した記載であり、制御タイミングｎにおけるロータ回転位置推定値をθ_ｍ^［ｎ］と記載している。

以上より、（１）式及び（２）式を用いることで、位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}からモータ回転数推定値ω_ｍ^及びロータ回転位置推定値θ_ｍ^を算出することができる。なお、位置検出信号Ｓ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}の周期Ｔ_{_ｒｏｔａｔｉｏｎ}よりモータ回転数推定値ω_ｍ^及びロータ回転位置推定値θ_ｍ^を算出する上記の手法はあくまでも一例であり、他の手法を採用しても問題ないことは言うまでもない。

次に、単相交流での表記からｄｑ軸への座標変換を行う第１の座標変換部４３１及びヒルベルト変換によりモータ電流Ｉ_ｍを複素化するヒルベルト変換部４８に関して、図６を用いて説明する。図６は、モータ電流の瞬時ベクトルＩ^→及びインバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ^→のｄｑ座標系におけるベクトル関係を示す図である。

上記非特許文献１にも記載の通り、モータ電流Ｉ_ｍを複素数ベクトルで表現した場合、その表現式は解析関数とみなせるため、当該ベクトルの実部及び虚部は互いにヒルベルト変換の関係で結ばれる。非特許文献１では単相系統での電流を対象としているが、本願発明のように、モータ電流Ｉ_ｍを対象としている。モータ電流Ｉ_ｍにヒルベルト変換の関係を満たす虚部Ｉ_{ｉｍａｇｉｎａｌ}を合成することで、モータ電流Ｉ_ｍの瞬時ベクトルＩ^→を、以下の（３）式により検出することができる。

上式において、Ｉ_realとＩ_{ｉｍａｇｉｎａｌ}との間には、Ｉ_{ｉｍａｇｉｎａｌ}＝Ｈ［Ｉ_real］の関係がある。また、Ｈ［ ］は、ヒルベルト変換処理を表しており、以下の（４）式で表される特性を有する。

第１の座標変換部４３１は、上記（４）式に従って単相交流からｄｑ座標系への座標変換を行い、以下の（５）式で表されるｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑを算出する。

上式において、θ_Ｖはインバータ出力電圧の位相（以下「インバータ出力電圧位相」と称する）であり、第２の座標変換部４３２によって算出された値を利用する。また、上式において、φは力率角を表している。

図６の例によれば、第１の座標変換部４３１は、モータ電流Ｉ_ｍの瞬時ベクトルＩ^→をインバータ出力電圧位相θ_Ｖ上で座標変換を行っている。

次に、上記（５）式について、図６に示される関係性から、式展開を行う。まず、図６より、Ｉ_real及びＩ_{ｉｍａｇｉｎａｌ}は、以下の（６）式で表すことができる。

上式において、Ｉ_{ｍ_ｒｍｓ}は、モータ電流Ｉ_ｍの実効値（以下、適宜「モータ電流実効値」と称する）を表している。

上記（５）式に上記（６）式を代入して、式展開すれば、以下の（７）式が得られる。

上記（７）式の両式には、インバータ出力電圧位相θ_Ｖは含まれておらず、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑが直流量として変換されたことが分かる。

次に、インバータ出力電圧の瞬時値ｖ_ｍ（ｔ）及びモータ電流Ｉ_ｍの瞬時値ｉ_ｍ（ｔ）を以下の（８）式のように定義したときの、単相交流電力Ｐ_ｍの瞬時値（以下「単相交流電力瞬時値」と称する）Ｐ_ｍ（ｔ）に対するｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑの関係性について説明する。

上記（８）式における第１式は、インバータ出力電圧の瞬時値（以下「インバータ出力単相電圧瞬時値」と称する）ｖ_ｍ（ｔ）を表す式であり、第２式はモータ電流Ｉ_ｍの瞬時値（以下「モータ電流瞬時値」と称する）ｉ_ｍ（ｔ）を表す式である。また、Ｖ_{ｍ_ｒｍｓ}は、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖ_ｍ（ｔ）の実効値である。なお、図６では、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖ_ｍ（ｔ）に対してモータ電流瞬時値ｉ_ｍ（ｔ）が進み位相となる容量性負荷であると仮定しているが、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖ_ｍ（ｔ）に対してモータ電流瞬時値ｉ_ｍ（ｔ）が遅れ位相である誘導性負荷であってもよい。モータ電流瞬時値ｉ_ｍ（ｔ）が遅れ位相である場合には、力率角φが負の値をとることとなる。

単相交流電力瞬時値Ｐ_ｍ（ｔ）は、以下の（９）式で表される。

上記（９）式を加法定理により式展開すると、以下の（１０）式で表される。

上記（１０）式は瞬時電力を表す式であり、特に第１項は瞬時電力の有効電力成分（以下「有効電力瞬時値」と称する）を表し、第２項は瞬時電力の無効電力成分（以下「無効電力瞬時値」と称する）を表している。ここで、（７）式を（１０）式へ代入すると、以下の（１１）式が得られる。

上記（１１）式を上記（１０）式と比較すれば明らかなように、ｄ軸電流Ｉｄは有効電力を表す式に含まれ、ｑ軸電流Ｉｑは無効瞬時電力を表す式に含まれる。したがって、ｄ軸電流Ｉｄにより有効電力を制御可能であり、ｑ軸電流Ｉｑにより無効瞬時電力を制御可能であると言える。

ここで、単相電力における有効電力及び無効電力の制御における一般方式であるＰＱ変換では、ＰＱ変換後の値に脈動が生じることが知られている。これに対し、本発明の手法によれば、上記（７）式に示したように、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量として変換されるため、制御性の向上を図ることができる。なお、制御性の向上についての詳細は後述する。

ここまで、第１の座標変換部４３１及びヒルベルト変換部４８の説明に際し、図６のような定義を行った上で式展開を行ったが、このような定義はあくまで説明の便宜上、行ったものであり、必ずしも記載の定義である必要はない。

次に、ｄｑ座標系から極座標系、すなわち単相交流の座標系への座標変換を行う第２の座標変換部４３２に関して説明する。第２の座標変換部４３２では、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ＊を使用し、以下の（１２）式に基づいて、交流電圧であるインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ＊に変換する。

なお、上記（１２）式は、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ＊への座標変換式の一例であり、前述した第１の座標変換部４３１における定義などにより、（１２）式の内容は変化する。

なお、第１の座標変換部４３１にて使用するインバータ出力電圧位相θ_Ｖは、上記（１２）式におけるｃｏｓ内の位相角に相当する。すなわち、インバータ出力電圧位相θ_Ｖは、以下の（１３）式で表すことができる。

次に、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２に関して説明する。第１の電流制御部４１１は、前述したｄ軸電流Ｉ_ｄがｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第２の電流制御部４１２は、前述したｑ軸電流Ｉ_ｑがｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器である。第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２の何れも、例えば以下の（１４）式に示すような伝達関数Ｇ_ＰＩＤ（ｓ）を具備するＰＩＤ制御系などを採用することができる。（１４）式において、Ｋ_ｐは比例ゲイン、Ｋ_Ｉは積分ゲイン、Ｋ_ｄは微分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表している。なお、ＰＩＤ制御である点、フィードバック制御である点などは本明細書における説明例として挙げた制御方式の一例であることは言うまでもない。

次に、回転数制御部４２に関して説明する。回転数制御部４２は、モータ回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第１の電流制御部４１１又は第２の電流制御部４１２と同様なＰＩＤ制御などを採用することができる。なお、ＰＩＤ制御である点、またフィードバック制御である点などは、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２と同様に制御方式の一例であることは言うまでもない。

次にスイッチング素子駆動信号生成部４６に関して説明する。図７は、スイッチング素子駆動信号生成部４６の動作説明に供するタイムチャートである。図の上段部において、細線はキャリア波形を示し、太線はインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*の波形を示している。なお、図７の例では、キャリア周期Ｔ_ｃに対し、制御周期Ｔ_ｃｎｔをキャリア周期Ｔ_ｃの１／２に設定している。また、図７の下段部では、スイッチング素子２１１〜２１４を駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の波形を示している。

制御周期Ｔ_ｃｎｔによる離散制御系を想定した場合、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*［ｎ］は、離散的に値が変更される。例えば、制御タイミングｎに着目した場合、制御タイミングｎにおけるインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*［ｎ］とキャリアの大小関係により駆動信号Ｓ１〜Ｓ４のハイレベル及びローレベルを決定する。このとき、Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ３は同一の信号であり、またＳ２，Ｓ３はＳ１，Ｓ４に対して反転した波形である。ここで、スイッチング素子には立ち上がり時間及び立ち下がり時間などの、スイッチング素子固有の遅れ時間が存在するため、一般的にデッドタイムと称される短絡防止時間を設ける場合が多い。

図７ではデッドタイムは０として記載しているが、デッドタイム≠０であっても問題はない。なお、図７における駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の生成方式はあくまでも一例であり、ＰＷＭ信号を生成する手法であれば、何れの手法を用いても問題ない。

次に、回転数指令値生成部４５に関して説明する。図８は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図８において、電気掃除機８は、バッテリーなどの直流電源１、上述した単相ＰＭモータ３により駆動される電動送風機８１を備え、さらに集塵室８２、センサ８３、吸込口体８４、延長管８５及び操作部８６を備えて構成される。

電気掃除機８は、直流電源１を電源として単相ＰＭモータ３を駆動し、吸込口体８４から吸込みを行い、延長管８５を介して集塵室８２へごみを吸引する。使用の際は操作部８６を持ち、電気掃除機８を操作する。

操作部８６には、電気掃除機８の吸込み量を調節するための操作スイッチ８６ａが設けられている。電気掃除機８の使用者は、操作スイッチ８６ａを操作して、電気掃除機８の運転状態を強運転又は弱運転などに設定する。操作部８６は、設定された運転状態に応じた回転数設定値ω**を回転数指令値生成部４５（図３参照）に付与する。回転数設定値ω**は回転数指令値生成部４５に入力され、回転数指令値生成部４５からは回転数指令値ω*が出力される。なお、操作部８６により回転数設定値ω**を設定する手法は本実施の形態における一例であり、他の手法を用いてもよい。例えば、センサ８３に応じて回転数設定値ω**を自動設定する手法などを用いてもよく、何れの方式であってもよい。

図９は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図９において、ハンドドライヤー９０は、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７及び吸気口９８を備える。ケーシング９１内には、実施の形態１のモータ駆動装置によって駆動される図示しない電動送風機が設けられている。ハンドドライヤー９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部９３からドレン容器９４へと水を溜めこむ構造となっている。センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサのいずれかであり、センサ９７に応じて回転数設定値ω**を自動設定するようにインバータ制御部４の制御系を構成すればよい。

次に、ｑ軸電流指令値生成部４７に関して説明する。ｑ軸電流指令値生成部４７からはｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*が出力される。ｑ軸電流Ｉ_ｑは、前述の通り無効電力を制御する操作量になる。無効電力は実際の仕事量に寄与しない電力である。ただし、無効電力が増加するとモータ電流Ｉ_ｍが増加するので効率が悪化する。このため、通常は、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*＝０となるように設定する。ただし、弱め界磁などの制御手法を併用する場合には、回転数の増加に応じて無効電力をゼロ以外に制御することもあり得る。このような場合には、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*をテーブルデータとしてｑ軸電流指令値生成部４７に保持させるようにしてもよい。

以上の構成により、回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するようにｄ軸電流Ｉ_ｄにより有効電力を制御することができる。具体的に説明すると、回転数指令値ω*が増加した際には有効電力が増加するようにｄ軸電流Ｉ_ｄを制御し、回転数指令値ω*が減少した際には有効電力が減少するようにｄ軸電流Ｉ_ｄを制御する。また、同時に無効電力をｑ軸電流Ｉ_ｑにより制御することも可能であり、モータ駆動時の力率を制御することも可能である。これにより、例えば無効電力がゼロとなるように制御することで、モータ電流Ｉ_ｍを有効電力にのみ関係する分だけに抑制することができる。その結果、モータ電流を最小に制御し、巻線抵抗などにおける損失を含むモータの銅損、スイッチング素子におけるオン抵抗又はオン電圧による損失を含むインバータの導通損失、並びに、スイッチング素子がオンオフするときの損失であるスイッチング損失を抑制することができるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の高効率化を実現できる。

ここまで、モ−タ電流Ｉ_ｍにヒルベルト変換を適用し、ヒルベルト変換したモ−タ電流Ｉ_ｍの解析関数をｄｑ軸座標系に座標変換して有効電力を制御する手法を説明した。次に、本実施の形態に係る手法による効果について、従来の一手法であるＰＱ変換を用いた制御と比較して説明する。

まず、単相交流におけるＰＱ変換を表す式は、以下の（１５−１）及び（１５−２）式で定義される。

上記（１５−１）及び（１５−２）式において、Ｉ_ＰはＰ軸電流、Ｉ_ＱはＱ軸電流を表している。また、（１５−１）及び（１５−２）式では、ロータ回転位置推定値θ_ｍ^を使用して座標変換を行っているが、あくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

前述の通り、単相交流電力瞬時値Ｐ_ｍ（ｔ）は（９）式で表されるため、（９）式に（１５−１）及び（１５−２）式を代入すると、以下の（１６）式が得られる。

上記（１６）式によれば、Ｐ軸電流Ｉ_Ｐによって有効電力が制御可能であり、Ｑ軸電流Ｉ_Ｑによって無効電力が制御可能であると言うことはできる。しかしながら、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑを表す（７）式と、Ｐ軸電流Ｉ_Ｐ及びＱ軸電流Ｉ_Ｑを表す（１５−１）及び（１５−２）式とを比較すると各数式が表す意味が大きく異なる。

より詳細に説明すると、（１５−１）及び（１５−２）式に示されるＰ軸電流Ｉ_Ｐ及びＱ軸電流Ｉ_Ｑでは、三角関数内に交流成分であるインバータ出力電圧位相θ_Ｖが含まれている。これにより、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２のような電流制御を行うにあたって、Ｐ軸電流Ｉ_Ｐ及びＱ軸電流Ｉ_Ｑには交流成分が含まれるため、周波数特性を考慮した設計を行う必要がある。特に、電気掃除機のような高速回転するモータが制御対象の場合、Ｐ軸電流Ｉ_Ｐ及びＱ軸電流Ｉ_Ｑの周波数範囲が広いため、広帯域での特性を考慮した制御設計が必要となり、制御設計が困難となる。

これに対し、（７）式に示されるｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑでは、三角関数の引数が交流成分を含まない力率角φであり、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑは直流量となる。このため、本実施の形態に係る制御手法では、ＰＱ変換による制御の課題である周波数特性については考慮する必要がなく、また制御対象であるモータの回転数範囲にも依存しない制御が可能となる。

なお、実施の形態１では、ヒルベルト変換によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成し、当該瞬時ベクトルをインバータ出力電圧位相上でｄｑ座標軸上の電流成分に変換する手法について説明したが、ヒルベルト変換に準ずる手法もしくは異なる手法によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成してもよい。肝要な点は、座標変換後のモータ電流に含まれる交流成分が直流成分に比べて小さければよく、座標変換後のモータ電流は直流量として見なすことができる。

座標変換後のモータ電流を直流量として扱うことができれば、電流制御器の設計に際して周波数特性を考慮する必要がなく、制御構築を容易に実現できる。

また、前述の通り、モータ回転数に応じた必要な有効電力を制御することができるため、高効率な制御を実現できる。特に、図８に示す電気掃除機のような高速回転する負荷装置を内蔵バッテリーにより駆動する場合には、バッテリーでの駆動時間を長時間化することができる。更には、高効率駆動である利点を活かして、バッテリーの容量を削減することもできるため、負荷装置の小型化を図ることができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、単相ＰＭモータ向けの回転数制御及び電力制御に関する説明を行った。実施の形態２では、図１に示すモータ制御装置の構成は同一とし、インバータ制御部４における追加動作に関する説明を行う。なお、インバータ制御部４における追加動作の説明を行う前に、図６に示したベクトル図に対して再度の説明を行う。

単相ＰＭモータのロータ磁石の磁束量（以下「ロータ磁石磁束」と称する）をΦ_{ｒｏｔｏｒ}とする。ここで、実施の形態２では、ロータ回転位置θ_ｍとロータ磁石磁束Φ_{ｒｏｔｏｒ}との関係性を図１０のように定義したとする。図１０の関係を、ロータ磁石磁束Φ_{ｒｏｔｏｒ}をロータ回転位置推定値θ_ｍ^の関数として表すと、以下の（１７）式で表すことができる。

なお、上記（１７）式では、θ_ｍ＝θ_ｍ^と仮定している。また、Φ_{ｒｏｔｏｒ_ｍａｘ}は、ロータ磁石磁束Φ_{ｒｏｔｏｒ}の最大値である。

（１７）式で表されるロータ磁石磁束Φ_{ｒｏｔｏｒ}を図６のベクトル図に追加すると、図１０が得られる。図１０は、実施の形態１と同様に、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑを（５）式で定義した場合のベクトル図である。

ここで、（５）式で定義されたｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ^→上にｄ軸を設定した場合の定義となる。次に、図１１のようにロータ磁石磁束Φ_{ｒｏｔｏｒ}上にｄ軸を設定した場合について検討する。この場合、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑは（１８）式で再定義される。

図１１より、ロータ磁石磁束Φ_{ｒｏｔｏｒ}に対して、ｄ軸電流Ｉ_ｄは平行であり、ｑ軸電流Ｉ_ｑは直交する。したがって、ｄ軸電流Ｉ_ｄは励磁成分電流と見なし、ｑ軸電流Ｉ_ｑはトルク成分電流と見なすことができる。これにより、ｑ軸電流Ｉ_ｑを操作することにより、トルク制御が可能となる。

ここで、実施の形態１にて定義したインバータ出力電圧の瞬時値ｖ_ｍ（ｔ）及びモータ電流の瞬時値ｉ_ｍ（ｔ）を表す（８）式を以下に再掲する。

図１１において、インバータ出力電圧位相θ_Ｖは、以下の（２０）式で表される。

上記（２０）式において、θ_ＶＶは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ^→のｄ軸に対する進み角（以下「インバータ出力電圧進角」と称する）であり、以下の（２１）式で表される。

（６）式及び（２１）式を（１９）式に代入すると、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑと、Ｉ_real及びＩ_{ｉｍａｇｉｎａｌ}との間の関係性を表す、以下の（２２）式が得られる。

（２２）式より、定常状態では、インバータ出力電圧進角θ_ＶＶ及び力率角φは一定と見なすことができるため、図１２のベクトル図においても、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑは直流量として見なすことができる。このため、実施の形態１と同様の制御構成を実現可能である。

図１３は、実施の形態２におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。図１３において、図３に示す実施の形態１の構成と同一又は同等の部位については、同一符号を付している。実施の形態１と差異点について説明すると以下の通りである。

まず、第１の座標変換部４３１については、上述の通り、座標変換するｄｑ軸の定義が異なっている。このため、実施の形態２の第１の座標変換部４３１では、ロータ回転位置推定値をθ_ｍ^を入力とし、（１８）式により座標変換を行う。すなわち、図１２の例によれば、第１の座標変換部４３１は、モータ電流Ｉ_ｍの瞬時ベクトルＩ^→をロータ回転位置θ_ｍ上で座標変換を行っている。

また、第２の電流制御部４１２はｑ軸電流Ｉ_ｑを制御するが、前述の通り、実施の形態１と異なり、トルク電流成分と見なすことができるため、第２の電流制御部４１２は、回転数制御のマイナーループとしてｑ軸の電流制御部として設定する。

以上が、実施の形態１と実施の形態２との差異点である。なお、第１の電流制御部４１１、回転数制御部４２、モータ位置及び回転数検出部４４及び回転数指令値生成部４５については、実施の形態１と同様のため、詳細な説明は省略する。

以上の構成により、実施の形態１と同様に単相ＰＭモータの回転数制御を実現することができ、実施の形態１と同様な効果を得ることができる。

最後に、実施の形態１，２における各種の制御部をソフトウェアで実現する際のハードウェア構成について、図１４を参照して説明する。なお、ここでいう各種の制御部とは、インバータ制御部４における、第１の電流制御部４１１、第２の電流制御部４１２、回転数制御部４２、第１の座標変換部４３１、第２の座標変換部４３２、モータ位置及び回転数検出部４４、回転数指令値生成部４５、スイッチング素子駆動信号生成部４６、ｑ軸電流指令値生成部４７及びヒルベルト変換部４８などが該当する。

上述した各種の制御手段の機能をソフトウェアで実現する場合には、図１４に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ２０２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリなどが該当する。

具体的に、メモリ２０２には、各種の制御手段の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された各種の演算処理を実行する。

なお、図１４に示すＣＰＵ２００及びメモリ２０２は、図１５のように処理回路２０３に置き換えてもよい。処理回路２０３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 直流電源、２ 単相インバータ、３ 単相ＰＭモータ、３ａ ロータ、４ インバータ制御部、５ モータ電流検出部、６ 直流電源電圧検出部、７ ロータ位置検出部、８ 電気掃除機、４２ 回転数制御部、４４ モータ位置及び回転数検出部、４５ 回転数指令値生成部、４６ スイッチング素子駆動信号生成部、４７ ｑ軸電流指令値生成部、４８ ヒルベルト変換部、８１ 電動送風機、８２ 集塵室、８３ センサ、８４ 吸込口体、８５ 延長管、８６ 操作部、８６ａ 操作スイッチ、９０ ハンドドライヤー、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部、１００ モータ駆動装置、２００ ＣＰＵ、２０２ メモリ、２０３ 処理回路、２０４ インタフェース、２１１〜２１４ スイッチング素子、２２１〜２２４ ダイオード、４１１ 第１の電流制御部、４１２ 第２の電流制御部、４３１ 第１の座標変換部、４３２ 第２の座標変換部。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、単相ＰＭモータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、単相ＰＭモータに交流電圧を印加する単相インバータ、単相ＰＭモータのロータ回転位置に応じた信号である位置検出信号をインバータ制御部へ出力する位置検出部、単相ＰＭモータに流れるモータ電流に応じたモータ電流検出信号を出力するモータ電流検出部、並びに位置検出信号及びモータ電流検出信号を入力としスイッチング素子の駆動信号を出力するインバータ制御部を備える。インバータ制御部は、単相ＰＭモータの回転数に応じて有効電力を制御する。

Claims (8)

1. 単相永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
   前記単相永久磁石同期モータのロータの回転位置に応じた信号である位置検出信号を出力する位置検出部と、
   前記位置検出信号及び前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に基づいて複数の前記スイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部と、
   前記モータ電流に応じた信号を前記インバータ制御部に出力する電流検出部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータの回転数に応じて有効電力を制御する
   モータ駆動装置。
2. 前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータに流れる電流をヒルベルト変換によって瞬時電流ベクトルを生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記インバータ制御部は、前記瞬時電流ベクトルを前記単相インバータの出力電圧位相上で座標変換する座標変換部を備える請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記インバータ制御部は、前記瞬時電流ベクトルを前記単相永久磁石同期モータのロータ回転位置上で座標変換する座標変換部を備える請求項２に記載のモータ駆動装置。
5. 前記インバータ制御部は、座標変換後のモータ電流を制御する電流制御部を備える請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータの回転数を指令値通りに制御する回転数制御部を備え、前記回転数制御部の出力を前記電流制御部における電流指令値とする請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した電気掃除機。
8. 請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したハンドドライヤー。

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