JP2015204722A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータに接続される負荷が、回転角度に応じた位置依存性、あるいは周期性を有する場合においても装置の高効率化が可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、電力変換回路によって駆動されるモータと、モータに機械的あるいは磁気的に接続されている機構部と、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替える手段と、機構部あるいはモータの負荷を検出あるいは推定する手段を備え、負荷が所定値より軽い期間では１２０度通電方式でモータを駆動し、他の期間では１８０度通電方式でモータを駆動することを特徴とするモータ制御装置。【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

本技術分野の背景技術として、例えば、特開２０１０−８９７７２号公報（特許文献１）がある。この公報には、「回転速度演算手段により演算された回転速度（電動モータの実際の回転速度）に基づく通常制御部の切替に拘わらず、消費電流検出手段により検出された消費電流に基づいて、すなわち電動モータの実際の負荷に基づいて、駆動方式を最適化する。」と記載されている。

特開２０１０−８９７７２号公報

前記特許文献１には、電動モータの回転速度を目標回転速度に精度良く追従させて操舵フィーリングを向上でき、また、電動モータの効率を向上することができる仕組みが記載されている。しかし、特許文献１のパワーステアリング装置は、モータに接続される負荷が、回転角度位置に応じて、あるいは周期的に変動する成分を有する場合の装置の高効率化について考慮されていない。

そこで、本発明は、モータに接続される負荷が、回転角度に応じた位置依存性、あるいは周期性を有する場合においても装置の高効率化が可能なモータ制御装置を提供する。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本発明は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路によって駆動されるモータと、前記モータに機械的あるいは磁気的に接続されている機構部と、を備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とに切り替える手段と、前記機構部あるいは前記モータの負荷を検出あるいは推定する手段と、を備え、前記負荷が所定値より軽い期間では１２０度通電方式でモータを駆動し、他の期間では１８０度通電方式でモータを駆動する仕組みを有する。

本発明によれば、モータに接続される負荷が、回転角度に応じた位置依存性、あるいは周期性を有する場合においても装置の高効率化が可能なモータ制御装置を提供することができる。

上記以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにする。

モータ制御装置の構成図の例である。 座標軸の説明図である。 制御軸と３相軸の関係図の例である。 電力変換回路の構成図の例である。 機構部（圧縮機構部）の構成図の例である。 回転子の位置に対する負荷トルクの変化の例である。 １２０度通電方式のスイッチング方式の例である。 ＰＷＭ信号作成器の例である。 モード判定器の例である。 電流から通電方式切替信号を生成する構成の例である。 電流と通電方式切替信号の関係を示す例である。 速度から通電方式切替信号を生成する構成の例である。 電圧から通電方式切替信号を生成する構成の例である。 ベクトル制御の構成図の例である。 ＰＬＬ制御器の例である。 速度制御器の例である。 電流制御器の例である。 直流電圧から通電方式切替信号を生成する構成の例である。 位置から通電方式切替信号を生成する構成の例である。 冷蔵庫の例である。 １８０度通電方式のスイッチング方式の例である。 １８０度通電方式のスイッチング方式の別の例である。 １２０度通電の比率の時間変化の例である。 通電モードと電気角位相の関係図の例である。 電気角位相と通電モードの関係図の例である。 ３相電圧指令値と出力電圧の関係の例である。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお本発明の説明の順番であるが、その前提として一般的なモータ制御システムの構成と、このモータ制御システムの消費エネルギーの問題について明らかにしておく。その後、本発明の具体的な説明をする。

＜全体構成の説明＞
図１は、本実施例におけるモータ制御装置の構成図の例である。モータ制御装置１は、大きく分け、交流電力を出力する電力変換回路５と、その電力変換回路５によって駆動されるモータ（電動機）６と、モータ６に機械的あるいは磁気的に接続されている機構部５００と、モータ６に流れる電流、またはモータ６の位置あるいは速度を直接的あるいは間接的に検出しモータ６へ印加する電圧指令値を演算する制御部２、等から構成される。

この図に示されているように、モータ制御システムでは、モータ制御装置１が与える交流の電圧または電流により、電動機６を所望の速度やトルクに制御し、電動機６に結合された負荷９を駆動する。

この場合、駆動される側の電動機６としては種々のものが適用可能である。本発明は電動機６の動作原理を限定するものではないが、以下の説明では、電動機６は回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例で行うものとする。

次に、負荷９も含めたこれらの主要機能の構成と動作について説明する。

＜電力変換回路の説明＞
図４は、電力変換回路の構成図の例である。電力変換回路５は、インバータ２１、直流電圧源２０、ゲートドライバ回路２３によって構成される。インバータ２１は、スイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）によって構成される。これらのスイッチング素子２２は直列に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成している。各相の上下アームの接続点は、モータ６へ配線されている。スイッチング素子２２は、制御部２で生成されるドライブ信号を基にゲートドライバ回路２３が出力するパルス状のゲート信号（２４ａ〜２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングして電圧を出力することで、任意の周波数の３相交流電圧をモータ６に印加することができ、これによってモータを可変速駆動する。

なお、制御部２で生成されるドライブ信号と、ゲートドライバ回路２３によって生成（増幅）されるゲート信号は、信号の電圧レベル（例えば、５Ｖと１５Ｖ）等が異なるため、両者は異なる信号である。しかし、本発明においてはゲートドライバ回路２３を理想回路として扱ったとしても、本発明の目的や効果には全く影響が無いため、以降に出てくるドライブ信号とゲート信号は、特に断りが無い限り本実施例では同じ意味として扱う。

電力変換回路５の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。これにより、安全性向上や部品点数削減といった効果が得られる。

＜圧縮機構部の説明＞
本発明では、電動機や負荷などの機械部分を含めたシステムとしての消費エネルギーの問題を解消するものであり、そのために負荷に関する具体的な課題を明確にしておく。ここでは、負荷９として、圧縮機構を用いた場合について、説明する。

図５に示すように、機構部（圧縮機構部）５００は、モータ６を動力源としてピストン５０１を駆動している。これにより、圧縮動作を行う。モータ６のシャフト５０２に、クランクシャフト５０３が接続され、モータ６の回転運動を直線運動に変換している。モータ６の回転に応じて、ピストン５０１も動作し、吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。モータ６とピストン５０１の間の動力伝達は、図５の様に機械的に接続するのが多いが，潤滑油の給油の構成や、圧縮あるいは搬送対象（例えば有害ガス）によっては、磁気的に接続された機構を含むことで、安全性やメンテナンス性を上げられるという効果がある。

圧縮機構の工程は、まずシリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から冷媒を吸い込む。その後、弁５０６を閉じて圧縮を行い、吐出口５０７から圧縮した冷媒を吐出する。

一連の工程において、ピストン５０１にかかる圧力が変化する。これは、ピストンを駆動するモータ６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。図６は、機械角１回転における、回転子の回転角度位置θｄに対する負荷トルクの変化の例を示している。図６では、モータ６として４極モータの例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。例えば、モータ６が６極の場合は、電気角３周期が機械角１周期に相当する。回転子の位置とピストンとの位置関係は組み付けによって決まるが、図６ではピストンの下死点が機械角の０°として、ピストン位置に対する負荷トルクの変化を示している。圧縮工程が進むにつれ負荷トルクが大きくなり、吐出工程では、急激に負荷トルクが小さくなるのが特徴的である。図６から、１回転中において負荷トルクが変動している事が分かる。回転する度に負荷トルクが変動するため、モータ６から見ると周期的に負荷トルクが変動していることになる。

たとえ同じ圧縮機構部５００を用いても、モータ６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差などによって、負荷トルクの変動は変化する。弁５０６の開閉タイミングとピストンの位置の関係は、弁５０６の構成によって変わる。例えば、吸い込み口５０５と施リンダ５０４内の圧力差で作動する簡易的な弁を使用した場合には、圧力条件によって弁の開閉タイミングが変わる。すなわち、負荷トルクが一回転中で最大となるピストン位置も変化する。

＜システムの消費エネルギーの問題＞
図６の回転角度位置（機械角）に対する負荷トルクの波形は、電力変換回路が出力する電圧振幅と略等価である。電圧振幅は、そのまま電力変換回路のスイッチング素子のスイッチングデューティ（各相の上下アームのオンオフ比率）に比例となる。つまり、一回転中で、スイッチングデューティが大きく変わる。

電力変換回路のスイッチング素子は、通電時の損失（導通損）だけでなく、スイッチングする度に発生する損失（スイッチング損）がある。導通損は、スイッチング素子の特性の依存性が高い。スイッチング損もスイッチング素子の特性に依存するが、ドライブ信号の生成方法を変更することにより、損失を減らせる可能性がある。

つまり、制御部２の構成によっては、モータ制御システムの消費エネルギーが大きく変わる場合がある。言い換えると、制御部２の構成を工夫することにより、システムの消費エネルギー削減を達成することが可能である。

したがって、本発明の目的の一つは、モータに接続される負荷が、回転角度位置に応じて、あるいは周期的に変動する成分を有する場合においてもシステムの高効率化が可能なモータ制御装置を提供することである。

本実施例では、圧縮機構部５００のピストン５０１は、直線的に動くレシプロ式を例に説明しているが、圧縮機構の別な方式として、ピストンが回転することで圧縮するロータリー式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。圧縮機だけでなく、ポンプ等の産業機器を駆動するモータ制御システムの負荷も回転角度位置に応じた周期的に変動する成分を有する。これらの負荷トルク変動特性はそれぞれ異なるが、後述する手段を備えるモータ制御装置は圧縮機構が異なる場合にも同様に適用でき、いずれにおいても本発明の目的を達成可能である。

本発明の目的を達成するため、モータに接続される負荷が、回転角度に応じた位置依存性、あるいは周期性を有する場合においても装置の高効率化が可能なモータ制御装置を提供する。本発明では、電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替える手段と、機構部あるいはモータの負荷を検出あるいは推定する手段とを備えることにより、目的を達成する。

＜通電方式（１２０度通電方式）の説明＞
次に、本発明で重要となる電力変換回路５をスイッチング動作させるためのドライブ信号の生成方法について、通電方式と共に説明する。

ＰＷＭ信号作成器３３は、通電方式切替指令に応じて、１２０度通電方式あるいは１８０度通電方式を選択すると共に、入力された電圧指令値に応じたドライブ信号を生成する。なお、通電方式切替指令と電圧指令値の作成については、後述する。

１２０度通電方式は、電力変換回路５の３相の上下アームの内、２相に対してスイッチング動作をさせる。すなわち、電圧を印加しない非通電相（開放相）を設ける。ある１相に注目すると、電気角で１８０度毎の位相の内、１２０度の期間スイッチングをするため、１２０度通電方式と呼ぶ。モータに印加される電圧の波形から、方形波駆動とも呼ぶ。１２０度通電方式で駆動されたモータには台形波状の電流が流れる。

１２０度通電方式にもスイッチングさせる方法はいくつか方式がある。例えば、図７に示した方式の内、いずれかを用いればよい。図７は電気角１周期における上下アームのドライブ信号を概念的に示している。図中のＧｐは上アームのドライブ信号、Ｇｎは下アームのドライブ信号を意味している。

モータに印加する電圧を大きくするため、通電する位相を１５０度程度まで増加させる方法もある。この方式も本発明では１２０度通電と呼ぶ。

＜通電方式（１８０度通電方式）の説明＞
１８０度通電方式は、基本的に電力変換回路５の３相の上下アームを全てスイッチング動作させる。図２１に標準的な三角波比較方式によるドライブ信号の生成方法を示す。図２１は、電気角３６０度における電圧指令値と、ドライブ信号を生成するための三角波キャリア信号を示している。両者を比較し、大小関係により図中のように上アームのドライブ信号Ｇｐおよび下アームのドライブ信号Ｇｎを生成する。

１８０度通電方式は、電気角一周期にわたり上下アーム共スイッチングを行うため、１８０度通電と呼ぶ。この方式は、モータに正弦波上の電圧が印加されることから、正弦波駆動とも呼ぶ。１８０度通電方式で駆動されたモータには正弦波状の電流が流れる。

ゲートドライバ回路２３やスイッチング素子自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がスイッチングオフとなるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とする。しかしながら、デッドタイムに関しては本発明の目的や効果には全く影響が無いため、本実施例においては理想的なドライブ信号を示している。もちろん、デッドタイムを付加した構成としても問題は無い。

電力変換回路５の直流電圧源２０を最大限に利用するため、電気角６０度の区間、片方のアームのスイッチング素子をオン状態で維持するドライブ信号生成方法もある。図２２は、この方式による電圧指令値とドライブ信号の関係の例である。この方法では、一定区間ドライブ信号の変化が無いため、一見すると、１２０度通電のドライブ信号に似ているが、実質的にモータに印加される電圧は正弦波状に近いため、この方式も１８０度通電と呼ぶ。

電力変換回路５の直流電圧源２０を最大限に利用する別方式として、正弦波状の３相電圧指令値に３次高調波加算し、その３次調波加算後の電圧指令を基にドライブ信号を生成する方法もある。なお本方式の電圧指令値とドライブ信号の関係は図示していない。この方法は、基本的に３相全てがスイッチング動作を行う。本発明ではこの方式も１８０度通電と呼ぶ。

ドライブ信号だけで通電方式を区別するのが難しい場合には、ドライブ信号を低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）に通すことで、１８０度通電方式と１２０度通電方式を区別することが容易にできる。

＜通電方式切替方法の説明＞
次に、１８０度通電方式と１２０度通電方式を切り替える手段について説明する。ドライブ信号の作成は、１８０度通電方式と１２０度通電方式のそれぞれのために、独立に電圧指令演算手段やＰＷＭ信号作成手段を備えても良いが、本発明では両通電方式のスムーズな切替の実現や構成要素の簡素化を目的に、共通の電圧指令演算手段とＰＷＭ信号作成手段を備える。

ＰＷＭ信号作成器３３の構成例を図８に示す。ＰＷＭ信号作成器３３は、通電方式切替指令信号と電圧指令値と位相指令値を入力し、ドライブ信号を出力する。電圧指令演算手段に関しては後述するが、ＰＷＭ信号作成器３３にｄｑ軸の電圧指令値を入力する。

ｄｑ／３φ変換器４は、回転角度位置（位相）に応じて、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）を３相電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に座標変換行う。本発明では、ｄｑ／３φ変換器４で使用する際の回転角度位置（位相）を１８０度通電方式と１２０度通電方式で変更することにより、通電方式の切り替えを実現する。

モード判定器５８の構成例を図９に示す。モード判定器５８は、通電方式切替信号に従い、１８０度通電方式選択時は入力された回転角度位置（位相）をそのまま出力するとともに、通電モード０を出力する。一方、１２０度通電方式選択時は、位相通電モード変換器により、図２５に示した様に電気角が３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度の６つのタイミングで位相（通電モード）が変わるとともに、通電モード位相変換器５４により、図２４に示した様に通電モードに応じて位相を出力する。すなわち、１２０度通電方式においては、ｄｑ／３φ変換器４で使用する位相は６種に固定される。

このように、ｄｑ／３φ変換器４で使用する際の回転角度位置（位相）を１８０度通電方式と１２０度通電方式によって変更した場合の３相電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の例を図２６に示す。

１８０度通電方式選択時は、モード判定器５８に入力された回転角度位置（位相）をそのまま出力するため、図２６に一点鎖線で示したような正弦波状の電圧指令値となる。一方、１２０度通電方式選択時は、６０度毎の６種の位相に固定され、その結果、実線および点線の様な方形波上の電圧指令値となる。これらをＰＷＭタイマ４６に入力する。

ＰＷＭタイマ４６は、各相の電圧指令値とドライブ信号を生成するための三角波キャリア信号とを比較し、大小関係により上下アームのドライブ信号を生成する。

１２０度通電方式選択時、すなわち通電モードが０以外の時は、その通電モードに応じて、図２６に点線で示した様に、非通電相（中間相）の上下アームのドライブ信号をＯＦＦまたは非アクティブとして出力する。

これにより、共通の電圧指令演算手段とＰＷＭ信号作成手段を備えた構成でも、通電方式切替信号によって１８０度通電方式と１２０度通電方式を自由に選択でき、スムーズな切替が実現するとともに、構成要素の簡素化も達成できる。

＜電圧指令値の作成についての説明＞
次に、電圧指令値の作成について説明する。モータ６に印加する電圧を決定するためには、電圧の大きさ、電圧の波形、モータ６の回転子位置に対する電圧の位相、の３点を考慮する必要がある。以下、決定法について、制御部の構成例と共に説明する。まずはその前提として、座標系から説明をしていく。

＜モータ、座標軸の定義の説明＞
前述の通り、本実施例ではモータ６として回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例である。そのため、制御軸の位置と回転子の位置は、基本的に同期しているとして説明する。なお、実際は加減速時や負荷変動時の過渡状態において、制御軸の位置と回転子の位置にズレ（軸誤差）が生じる場合がある。軸誤差が生じた場合、モータが実際に発生するトルクが減少したり、電流歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。

回転子の回転角度位置情報は、モータに流れる電流およびモータ印加電圧からモータの推定位置を出力する位置センサレス制御によって得るものとしている。その際、回転子の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸（回転座標系）を定義する。回転子の回転角度位置θｄは、ｄ軸の位相を示す。これに対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸とからなるｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）も定義する。本実施例では、この回転座標系である制御軸上で電圧や電流を制御することを基本としているが、単に電圧の振幅と位相を調整してモータを制御することも可能である。これらの座標軸の関係を図２に示す。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθｃと呼ぶ。

固定座標系である３相軸と制御軸との関係を図３に示す。Ｕ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置（推定磁極位置）θｄｃと定義する。ｄｃ軸は図中の円弧状の矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定磁極位置θｄｃを得られる。

＜制御部の説明＞
制御部２は、モータ６に流れる交流電流または電力変換回路の直流側に流れる電流を入力し、回転子の推定回転角度位置および推定回転速度を出力する位置速度推定手段４１と、通電方式を切替える通電方式切替指令信号を出力する通電方式切替手段３２と、通電方式切替指令信号と電圧指令値を入力しドライブ信号を出力するＰＷＭ信号作成器３３と、電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段３４等から構成される。

制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現している。

＜電流検出手段の説明＞
位置速度推定手段４１でモータ６に流れる電流を使用する場合、電流検出手段７を用いて、モータ６または電力変換回路５に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流を検出する。電流検出手段の構成例を図４に示す。例えば、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等で構成できる。この構成を採用した場合、電力変換回路５のスイッチング状態を気にせず、任意のタイミングで電流検出できるという利点がある。

なお、全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

モータ６または電力変換回路５に流れる交流電流を検出する別方式として、例えば、電力変換回路５の直流側に付加されたシャント抵抗２５に流れる直流電流から、電力変換回路５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗２５に流れることを利用している。シャント抵抗２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号が変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。図示はしていないが、電流検出手段１２に、シングルシャント電流検出方式を用いても問題ない。

＜電圧指令作成方法の例の説明＞
モータ６を１８０度通電で駆動するためには、前述の通りｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）で制御するのが好適である。回転座標上で制御するために３相交流軸から座標変換する必要があるが、回転座標上では電圧や電流を直流量として扱えるという利点がある。

そのため、推定磁極位置θｄｃを用いて、電流検出手段７で検出した３相交流軸のモータ電流検出値１２２をｄｃ−ｑｃ軸に座標変換し、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）を得る。同様に、推定磁極位置θｄｃを用いて、後述する電圧指令値作成器３で生成したｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値を３相交流電圧指令値に座標変換する。

次に、位置速度推定手段４１の動作について説明する。図１５は、位置速度推定手段４１の構成の例である。位置速度推定手段４１は、主に軸誤差演算器１０と、ＰＬＬ制御器１３と、積分器１５、等から構成されている。

本実施例の位置速度推定手段４１は、軸誤差Δθｃの演算値を基にしている。軸誤差演算器１０は、制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）と、後述する電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）を入力して、次式により実軸と制御軸との軸誤差Δθｃを出力する。

ＰＬＬ制御器１３は、軸誤差Δθｃが軸誤差指令値Δθ＊（通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値ω１を出力する。軸誤差指令値Δθ＊と軸誤差Δθｃの差を減算器１７ａで求め、これに乗算器１８ａで比例ゲインＫｐ＿ｐｌｌを乗じ比例制御した演算結果と、乗算器１８ｂで積分ゲインＫｉ＿ｐｌｌを乗じそれを積分器１５ｂで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ａで加算し、インバータ周波数指令値ω１を出力する。

定常状態においては、軸誤差Δθｃはゼロとなる点、永久磁石同期モータでは制御軸の位置と回転子の位置は基本的に同期している点から、インバータ周波数指令値ω１がモータの速度に相当する。つまり、速度推定値とも呼べる。

回転子の回転角度位置θｄ（電気角位相）は速度を積分することで得られる。そのため、積分器１５ａの出力が回転角度位置θｄとなる。

次に電圧指令値演算手段３４の動作について説明する。図１４は、電圧指令値演算手段３４の構成の例である。電圧指令値演算手段３４は、例えば、速度制御器１４と、電流制御器１２と、通電方式切替スイッチ５９と、電圧指令値作成器３と、ｄｑ／３φ変換器４、等から構成されている。

電圧指令値作成器３は、後述する速度制御器１４や電流制御器１２から得られるｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊およびＩｑ＊）と、回転角速度指令値ω＊または後述するインバータ周波数指令値ω１とを電圧指令値作成器３に入力し、次式の様にベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を得る。

ここで、Ｒはモータ６の巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。

上述のようにモータを駆動する制御は一般的にベクトル制御と呼ばれ、モータに流れる電流を界磁成分とトルク成分に分離して演算し、モータ電流位相が所定の位相になるように、電圧の位相と大きさを制御する。ベクトル制御の構成にはいくつか方式があり、例えば、特開２００５−３９９１２号公報に記載の構成がある。これを用いて例えば図１４のような構成とする。

本実施例のモータ６は、非突極型の永久磁石モータとしている。すなわち、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同じである。つまり、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮していない。したがって、モータ６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例する。そのため、本実施例においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊はゼロを設定している。なお、突極型モータ（ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値が異なるモータ）の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクが発生する。そのため、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を設定することで、同じトルクをより小さいｑ軸電流で発生できる。この場合、効率向上の効果が得られる。

＜速度制御器の説明＞
ｑ軸電流指令値は、上位制御系などから得てもよいが、速度指令値への追従性を良くするため、図１４は速度制御器を用いてｑ軸電流指令値を得る構成として示した。

速度制御器１４の構成例を図１６に示す。周波数指令値ω＊とインバータ周波数指令値ω１の差を減算器１７ｂで求め、これに乗算器１８ｃで比例ゲインＫｐ＿ａｓｒを乗じて比例制御した演算結果と、乗算器１８ｄで積分ゲインＫｉ＿ａｓｒを乗じ積分器１５ｃで積分し積分制御した演算結果とを加算器１６ｂで加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。

＜電流制御器の説明＞
図１７は電流制御器の構成の例である。ｄ軸およびｑ軸電流指令値への追従性を上げるため、電流制御を行う。ｄ軸およびｑ軸電流値（Ｉｄ＊およびＩｑ＊）とｄ軸およびｑ軸電流検出値との差をそれぞれ減算器（１７ｃおよび１７ｄ）で求め、これらに乗算器（１８ｅおよび１８ｆ）で比例ゲイン（Ｋｐ＿ｄａｃｒおよびＫｐ＿ｑｄａｃｒ）を乗じて比例制御した演算結果と、乗算器（１８ｇおよび１８ｈ）で積分ゲイン（Ｋｉ＿ｄａｃｒおよびＫｉ＿ｑａｃｒ）を乗じ積分器（１５ｄおよび１５e）で積分し積分制御した演算結果とを加算器（１６ｃおよび１６ｄ）で加算し、第２のｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊＊およびＩｑ＊＊）を出力する。

通常、上位制御系等から与えられる周波数指令値ω＊は、インバータ周波数指令値ω１に比べると変化の周期は非常に長いため、モータが１回転する間においては一定値と見ても良い。そのため、速度制御器によって、モータはほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω１を積分することで得られる推定磁極位置θｄｃは、ほぼ一様に増加する。

以上が、電圧指令値演算手段３４の基本動作である。

＜一回転中での通電方式切替の説明＞
次に、通電方式切替信号の作成方法について説明する。

前述の通り，本発明の目的の一つは、モータに接続される負荷が、回転角度位置に応じて、あるいは周期的に変動する成分を有する場合においてもシステムの高効率化が可能なモータ制御装置を提供することである。特に，電力変換回路のスイッチング損に注目し，負荷特性に応じて通電方式を切替える。

負荷を検出し，所定値と比較して、通電方式切替信号を作成しても良いが、負荷を検出するのが難しい場合が多いため、間接的に負荷を検出あるいは推定する方式について説明する。

第１の方式例は、負荷をモータの発生トルクとみなす方式である。モータの発生トルクはモータの電流振幅あるいはｑ軸電流に比例する。そこで、図１０のようにモータの電流振幅あるいはｑ軸電流に応じて、通電方式切替信号を変化させる。図１０の例では、通電方式切替信号が０のときに１８０度通電方式を選択し、１の時に１２０度通電方式を選択するとして示している。つまり、入力した電流が所定値より小さい場合に、１２０度通電方式で駆動する。例えば、負荷が図６に示したような位置依存性を有しており、その際の図１１上部に示すようなｑ軸電流が流れる場合、通電方式切替手段３２によって、通電方式切替信号は図１１下部に示すように変化する。このように動作することによって、負荷が軽い期間においては１２０度通電方式で駆動し、スイッチング損失を低減できることにより、システムの高効率化が可能になる。

第２の方式例は、速度変動から通電方式を選択する方式である。制御部に速度制御器を組込んでいる場合、速度が一定になるように電圧指令値およびインバータ周波数指令値ω１を調整している。つまり、これらの周期的な変化から負荷を推定することが可能である。そこで、図１２のように、速度検出値または速度推定値（インバータ周波数指令値ω１）を入力し、一回転または所定時間の平均速度を基準とし、通電方式切替信号を変化させる。図１２の例では、平均速度よりも高い期間に１２０度通電方式を選択し、その他の期間は１８０度通電方式を選択する例を示している。

速度制御器の応答周波数が無限大で、負荷変動に完全に一致したモータトルクを発生できる場合、速度変動はゼロになるが、現実は器設定可能な速度制御の応答周波数に制約があり、速度変動が生じる。そのため、速度変動から通電方式を選択する方式は有効であり、このように動作することによって、負荷が軽い期間においては１２０度通電方式で駆動し、スイッチング損を低減でき、システムの高効率化が可能になる。

第３の方式例は、電圧指令値の変動から通電方式を選択する方式である。電圧指令値は、各制御器による制御の結果を反映している。従って、電圧指令値の周期的な変化から負荷を推定することが可能である。そこで、図１３のように、電圧指令値を入力し、一回転または所定時間の平均電圧を基準とし、通電方式切替信号を変化させる。図１３の例では、平均電圧よりも高い期間に１２０度通電方式を選択し、その他の期間は１８０度通電方式を選択する例を示している。

なお、上述の制御部の説明では、速度制御について説明したが、トルク制御として構成した場合においても電圧指令値の周期的な変化に負荷変動の情報が含まれる。従って、この方式は様々な制御構成においても適用できる利点がある。また、電圧指令値の代わりに、インバータを駆動するドライブ信号を入力し、ドライブ信号のデューティ比の変動から通電方式を選択しても同様の効果が得られる。

第４の方式例は、インバータ２１に供給する直流電圧源２０の電圧変動から通電方式を選択する方式である。電力変換回路は、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換してモータを駆動している。一般的に、直流電圧源は整流回路と平滑コンデンサで構成している。そのため、モータで消費される電力に応じて、直流電圧源の電圧値は変動する。つまり、直流電圧源の電圧値の周期的な変化から負荷を推定することが可能である。そこで、図１８のように、直流電圧源の電圧値（検出値または推定値）を入力し、一回転または所定時間の平均電圧を基準とし、通電方式切替信号を変化させる。図１８の例では、平均電圧よりも高い期間に１２０度通電方式を選択し、その他の期間は１８０度通電方式を選択する例を示している。このように動作することによって、負荷が軽い期間においては１２０度通電方式で駆動し、スイッチング損失を低減できることにより、システムの高効率化が可能になる。

本実施例には記載していないが、直流電圧源の電圧を一定に制御する昇降圧コンバータを構成する場合もある。この場合は、コンバータの直流電圧指令値の周期的な変化から負荷を推定することが可能である。

第５の方式例は、モータの回転角度位置に応じて通電方式を選択する方式である。予め負荷の位置特性が分かっている場合に有効な方式である。図１９の例では、負荷の位置依存性が図６のように、機械角１回転中に負荷トルクが変化する場合、負荷が軽くなる所定の期間で１２０度通電方式を選択し、その他の期間は１８０度通電方式を選択する例を示している。このように動作することによって、負荷が軽い期間においては１２０度通電方式で駆動し、スイッチング損失を低減できることにより、システムの高効率化が可能になる。

モータが４極以上の場合には、機械角１回転に複数の電気角周期が含まれる。その場合は、例えば、特願２０１３−１６３９２４に記載の方法にて機械角を推定すればよい。

本実施例では、機構部として圧縮機構部を用いた場合のモータ制御装置の例を説明する。
図２０は、実施例２におけるモータ制御装置を用いた冷蔵庫を示す構成の例である。

なお、既に説明した実施例１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

冷蔵庫３０１は、図２０に示すように、熱交換機３０２、送風機３０３、圧縮機３０４、圧縮機駆動用モータ３０５、などにより構成されている。また、冷蔵庫制御装置３０６は、各種センサ情報により、送風機や庫内灯などを制御する庫内制御装置３０７とモータ制御装置１から構成される。

冷蔵庫においては、真空断熱材等の技術革新により、冷蔵庫内の熱が外気に漏れる熱漏洩量が非常に少ない。そのため、圧縮機を駆動するモータ制御装置１の消費電力量を削減するためには、定常時の消費電力量を削減すると共に、過渡時（起動時）の消費電力（消費電力量）も重要になってくる。

冷凍機および空調機で使われる圧縮機の内部は、高温・高圧となるため、圧縮機駆動用モータの回転角度位置を検出する位置センサ等を設置するのが難しい。圧縮機駆動用モータ駆動する場合、回転子の回転角度位置情報は、モータに流れる電流およびモータ印加電圧からモータの推定位置を出力する位置センサレス制御によって得る。

消費電力量低減が可能なモータ制御装置およびそれを用いた冷凍機および空調機を提供することが本発明の目的の一つである。

本実施例におけるモータ制御装置の構成の例は、実施例１と同じく図１である。

冷蔵庫には一般的に直線的に動くレシプロ式の圧縮機が採用されている。レシプロ式の一連の工程（吸込み、圧縮、吐出）においては、図６に示した様にモータの負荷トルクが大きく変動する。そこで、吸込み工程と圧縮工程とで通電方式を切り替えることにより、負荷が軽い期間（吸込み工程）においては１２０度通電方式で駆動し、圧縮工程では１８０度通電方式で駆動することにより、スイッチング損失を低減でき、システムの高効率化が可能になる。

前述の通り、たとえ同じ圧縮機５００を用いても、モータ６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差などによって、負荷トルクの変動は変化する。また冷凍サイクルの安定具合によっても負荷トルクの変動は変化する。モータの発生トルクの変化に比べ、圧縮機を含む冷凍サイクルに起因する負荷トルクの変化は、時間的にゆっくりである。そこで，図２３に示すように、１回転中に１２０度通電方式で駆動する期間（比率）を経過時間に応じて変化させることにより、システムの積算電力量を減らすことができ、システムの高効率化が可能になる。

また、図２３の横軸をモータの回転数、前記圧縮機の吸込みまたは吐出圧力、前記圧縮機の吸込みまたは吐出部の温度のいずれかに変更することによって、すなわちこれらの値に応じて１回転中に１２０度通電方式で駆動する期間（比率）を変化させることによっても、システムの積算電力量を減らすことができ、システムの高効率化が可能になる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本発明の目的を達成可能である。

また、回転モータを例に説明したが、当然、リニアモータを適用しても本発明の目的を達成可能である。

上記の実施例では、位置センサレス制御を前提として記載した。そのため、位置推定方式について記載したが、例えば、電気角６０度毎の位置を得られるホールセンサを用いた１２０度通電式から１８０度通電方式に切り替えても、本発明の目的を達成可能である。

１ モータ制御装置
２ 制御部
３ 電圧指令値作成器
５ 電力変換回路
６ モータ（電動機）
３２ 通電方式切替手段
４１ 位置速度推定手段
３０１ 冷蔵庫
５００ 圧縮機構部
５０３ クランクシャフト

Claims (9)

1. 直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路によって駆動されるモータと、前記モータに機械的あるいは磁気的に接続されている機構部と、を備え、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とに切り替えるモータ制御装置において、
   前記機構部あるいは前記モータの負荷を検出あるいは推定する手段を備え、前記負荷が所定値より軽い期間では１２０度通電方式で前記モータを駆動し、他の期間では１８０度通電方式で前記モータを駆動することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの相電流の振幅または一回転中のモータ相電流変動またはｑ軸電流を検出あるいは推定し、前記モータの相電流の振幅、前記モータ相電流変動またはｑ軸電流のいずれかが所定値より小さい期間では１２０度通電方式で前記モータを駆動し、他の期間では１８０度通電方式で前記モータを駆動することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの回転速度を検出あるいは推定し、前記回転速度が一回転の平均速度または所定時間の平均速度よりも高い期間では１２０度通電とし、他の期間では１８０度通電とすることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータに印加する電圧あるいは前記電力変換回路を駆動する信号のデューティ比が一回転または所定時間の平均値よりも高い期間では１２０度通電とし、他の期間では１８０度通電とすることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   電力変換回路の直流電圧変動を検出あるいは推定し、モータ相電流が小さいまたは直流電圧が高い期間では１２０度通電とし、他の期間では１８０度通電とすることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータの回転角度位置を検出あるいは推定し、所定の前記回転角度位置の期間では１２０度通電とし、他の期間では１８０度通電とすることを特徴とするモータ制御装置。
7. 直流電力を交流電力に変換する電力変換回路を有し、前記電力変換回路の通電方式を１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切り替える電動機制御装置を備え、
   吸込み工程と圧縮工程とで前記通電方式を切り替えることを特徴とする圧縮機。
8. 請求項７に記載の圧縮機において、
   前記電力変換回路によって駆動されるモータを備え、前記モータの回転数、前記圧縮機の吸込みまたは吐出圧力、前記圧縮機の吸込みまたは吐出部の温度の少なくともいずれかに応じて、１回転中の２つの通電方式の割合を変更することを特徴とする圧縮機。
9. 請求項７または８に記載の圧縮機において、
   前記モータを起動してから所定時間経過した後に、１回転中の２つの通電方式の割合を変更することを特徴とする圧縮機。