JP6259221B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

モータ制御装置の背景技術として、例えば特許文献１には、「駆動対象の特性に応じてモータの駆動トルクを制御するモータ制御装置において、駆動対象の機械的な回転角を推定する回転角推定手段と、回転角に基づいて予め定められた所定の回転角において駆動トルクを低減する衝撃力緩和手段とを備えていることを特徴とする。」と記載されている。

特開２００７−２９５６７４号公報

特許文献１には、音や振動の低減のための、負荷装置の機械的回転角で決まる衝撃を緩和する仕組みが記載されている。しかし、特許文献１のモータ制御装置は、音や振動抑制と、高効率化を両立することについて考慮されていない。

そこで、本発明は、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を低減しつつ、効率よく電動機を駆動するモータ制御装置を提供する。

上記課題を解決するために本発明においては、直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、電力変換回路に接続された電動機により負荷を駆動するためのモータ制御装置であって、電圧指令は、負荷の機械角１周期の期間において正弦波状に変化するとともに、その一部期間において低減値を与えることを特徴とする。

本発明によれば、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することができる。

本発明に適用可能な一般的なモータ制御システムの全体構成例を示す図。 電力変換回路の構成例を示す図。 負荷の一例として、圧縮機構を示す図。 回転子の回転角度位置に対する負荷トルクの変化の例を示す図。 制御軸の回転角度位置と、実際の回転子の回転角度位置の関係を示す図。 ３相軸と制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との関係を示す図。 電圧指令値と三角波信号を比較しドライブ信号を生成する関係を示す図。 制御部の具体回路構成例を示す図。 電圧指令値演算手段の具体的な構成例を示す図。 ＰＬＬ制御器の具体的な構成例を示す図。 速度制御器の具体的な構成例を示す図。 圧縮機駆動時の駆動波形例を一般的な制御装置構成を用いて数値解析した図。 トルク電流指令値作成器の具体的な構成例を示す図。 電圧抑制指令値作成器の具体的な構成例を示す図。 図１４の時のトルクと交流電圧波形を示す図。 電圧抑制指令値作成器の第１の変形例を示す図。 図１６の時のトルクと交流電圧波形を示す図。 電圧抑制指令値作成器の第２の変形例を示す図。 図１８の時のトルクと交流電圧波形を示す図。 実施例２におけるモータ制御装置を用いた冷蔵庫を示す図。 冷蔵庫に適する電圧抑制指令値作成器の構成例を示す図。 図２１の時のトルクと交流電圧波形を示す図。 冷蔵庫に適する電圧抑制指令値作成器の他の構成例を示す図。

以下、図面を用いて実施例を説明する。

以下本発明について説明するが、その前提として一般的なモータ制御システムの構成と、このシステムにより引き起こされる負荷の振動や騒音および消費エネルギーの問題について明らかにしておく。この説明を図１から図１２を用いて行い、具体的な本発明の説明は以降の図を用いる。

図１に本発明に適用可能な一般的なモータ制御システムの全体構成例を示している。この図に示されているように、一般的なモータ制御システムでは、モータ制御装置１が与える３相交流により電動機６を所望の速度、トルクに制御し、電動機６に結合された負荷９を回転駆動する。

この場合に、駆動される側の電動機６および負荷９としては種々のものが適用可能である。本発明は適用対象を限定するものではないが、以下の説明では電動機６は回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例で行うものとする。

図１に示したモータ制御装置１の機能を大別して示すと、これは出力電圧指令値を出力する制御部２と、直流電圧源を用いて交流電圧を出力する電力変換回路５と、電動機６あるいは電力変換回路５に流れる電流を検出する電流検出手段７から構成される。次に負荷９も含めたこれらの主要機能の構成と動作について説明する。

まず電力変換回路５は、図２に示すように、インバータ２１、直流電圧源２０、ゲートドライバ回路２３によって構成されている。インバータ２１は、スイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）によって構成される。これらのスイッチング素子２２は直列に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成している。各相の上下アームの接続点は、３相の電動機６へ配線されている。スイッチング素子２２は、制御部２で生成される３相交流電圧指令値を基に、ゲートドライバ回路２３が出力するパルス状のドライブ信号（２４ａ〜２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングして電圧を出力することで、任意の周波数の３相交流電圧を電動機６に印加することができ、これによって電動機を可変速駆動する。

なお電力変換回路５の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。

また図２において電流検出手段７は、電動機６または電力変換回路５に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流を検出する。全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

電動機６または電力変換回路５に流れる交流電流を検出する別方式として、例えば、電力変換回路５の直流側に付加されたシャント抵抗２５に流れる直流電流から、電力変換回路５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗に流れることを利用している。シャント抵抗に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号（２４ａ〜２４ｆ）が変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。図示はしていないが、電流検出手段７に、シングルシャント電流検出方式を用いてもよい。

本発明では、電動機や負荷などの機械部分において生じる振動や騒音および消費エネルギーの問題を解消するものであり、そのために負荷における具体的な課題を明確にしておく。ここでは、負荷９として、圧縮機構を用いた場合について、説明する。

図３に示すように、機構部（圧縮機構部）５００は、電動機６を動力源としてピストン５０１を駆動している。これにより、圧縮動作を行う。電動機６のシャフト５０２に、クランクシャフト５０３が接続され、電動機６の回転運動を直線運動に変換している。電動機６の回転に応じて、ピストン５０１も動作し、吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。

電動機６とピストン５０１の間の動力伝達は、図３の様に機械的に接続するものが多いが、潤滑油の給油の構成や、圧縮あるいは搬送対象（例えば有害ガス）によっては、磁気的に接続された機構を含むことで、安全性やメンテナンス性を上げられるという効果がある。

圧縮機構の工程は、まずシリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から冷媒を吸い込む。その後、弁５０６を閉じて圧縮を行い、吐出口５０７から圧縮した冷媒を吐出する。

一連の工程において、ピストン５０１にかかる圧力が変化する。これは、ピストンを駆動する電動機６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。

図４は、機械角１回転における、回転子の回転角度位置θ_ｄに対する負荷トルクの変化の例を示している。図４では、電動機６として４極電動機の例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。例えば、電動機６が６極の場合は、電気角３周期が機械角１周期に相当する。回転子の位置とピストンとの位置関係は組み付けによって決まるが、図４ではピストンの下死点が機械角の０°として、ピストン位置に対する負荷トルクの変化を示している。圧縮工程が進むにつれ負荷トルクが大きくなり、吐出工程では、急激に負荷トルクが小さくなるのが特徴的である。

図４から、１回転中において負荷トルクが変動している事が分かる。回転する度に負荷トルクが変動するため、電動機６から見ると周期的に負荷トルクが変動していることになる。

この場合に例え同じ圧縮機構部５００を用いたとしても、電動機６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差などによって、負荷トルクの変動は変化する。

弁５０６の開閉タイミングとピストンの位置の関係は、弁５０６の構成によって変わる。例えば、吸い込み口５０５と施リンダ５０４内の圧力差で作動する簡易的な弁を使用した場合には、圧力条件によって弁の開閉タイミングが変わる。すなわち、負荷トルクが一回転中で最大となるピストン位置も変化する。

先に述べたように負荷トルクの変動が大きい場合は、制御部２の構成によっては、電動機（モータ）６に流れる電流に跳ね上りが生じたり、電動機６の回転速度変動が生じたりする恐れがある。この結果、振動や騒音が発生する場合もある。そのため、図４に示した負荷トルク変動を考慮して制御部２を構成する必要がある。

振動や騒音を抑制する手段によっては、その駆動効率が大きく変わる場合がある。言い換えると、制御部２の構成を工夫することにより、振動や騒音と消費エネルギー削減を同時に達成することが可能である。

したがって、本願の目的の一つは、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することである。

以下この目的を達成するために必要なモータ制御装置の構成について説明するが、その前提としては、永久磁石同期モータを用いているためにモータ制御装置１で検出、推定、あるいは仮定する制御軸の回転角度位置と、実際の回転子の回転角度位置は、基本的に同期しているとして説明する。但し実際には、加減速時や負荷変動時等の過渡状態において、制御軸の位置と回転子の位置にズレ（軸誤差）が生じる場合がある。軸誤差が生じた場合、電動機６が実際に発生するトルクが減少したり、電動機６に流れる電流に歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。

モータ制御装置１内における処理では、電動機６の回転子の回転角度位置情報を利用する。この点について、本実施例では、回転子の回転角度位置情報は、電動機６に流れる電流および電動機６への印加電圧を入力し電動機６の推定回転角度位置を出力する位置推定手段を用いた位置センサレス制御によって得るものとする。

モータ制御装置１で検出、推定、あるいは仮定する制御軸の回転角度位置と、実際の回転子の回転角度位置の関係が図５に示されている。図５において、回転子の永久磁石の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸（回転座標系）を定義する。回転子の回転角度位置θｄは、ｄ軸の位相を示す。このｄ−ｑ軸（回転座標系）に対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸とからなるｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）も定義する。

本実施例では、この回転座標系である制御軸上で電圧や電流を制御することを基本として説明しているが、電圧の振幅と位相を調整して電動機を制御することも可能である。これらの座標軸の関係が図５に示されている。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθ_ｃと呼ぶ。

図６には、固定座標系である３相軸と回転座標系である制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との関係が示されている。ここでは例えばＵ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置（推定磁極位置）θｄｃと定義する。ｄｃ軸は図中の円弧状矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定磁極位置θ_ｄｃを得られる。

図１に戻り、電動機６に与える３相交流を決定するモータ制御装置１内の制御部２は、モータ６に接続される負荷９の平均値および周期的に変動する値に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器１０と、電圧抑制指令値作成器１１と、トルク電流指令値作成器１０や電圧抑制指令値作成器１１等の値を基に電力変換回路５の出力電圧値を作成する電圧指令値作成器３と、電圧指令値作成器３で作成した出力電圧指令値を基に電力変換回路５を駆動するドライブ信号を作成するＰＷＭ信号作成器３３から構成される。電圧抑制指令値作成器１１および電圧指令値作成器３の処理においては、電流検出手段７で検出した電動機電流（あるいは電力変換回路５に流れる電流）を利用する。

なおモータ制御装置１内の制御部２において、電圧抑制指令値作成器１１は本発明により追加設置されたものであり、この説明に入る前に周辺回路部分の機能、動作を明らかにしておく。

図１に図示した以上の構成によりモータ制御装置１は、図４で説明した機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で負荷が変動する機構部を駆動する電動機６が所望の動作をするように制御する。

図１のモータ制御装置１を構成する各構成要素の動作、機能についてその概略を説明する。まず制御部２内の電圧指令値作成器３とＰＷＭ信号作成器３３について説明する。

電圧指令値作成器３は、後述するトルク電流指令値作成器１０や電圧抑制指令値作成器１１の出力である電流指令値を入力し、電動機に印加する３相の正弦波状の電圧指令値を出力する。電圧指令値作成器３のより具体的な構成例とその動作については、図８などを用いて後述する。

ＰＷＭ信号作成器３３は、電圧指令値作成器３で得られた３相の正弦波状の電圧指令値と、例えばキャリア信号として三角波の比較により、電力変換回路５に与えるドライブ信号を作成する。図７は、電気角３６０度における、１相分の電圧指令値とドライブ信号Ｇ_ｐ、Ｇ_ｎを生成するための三角波キャリア信号の関係を示している。電圧指令値と三角波キャリア信号を比較し、大小関係により図７に示すように上アームのドライブ信号Ｇ_ｐおよび下アームのドライブ信号Ｇ_ｎを生成する。

なおゲートドライバ回路２３やスイッチング素子自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がスイッチングオフとなるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とする。しかしながら、デッドタイムに関しては本願の目的や効果には全く影響が無いため、本明細書においては理想的なドライブ信号を示している。もちろん、デッドタイムを付加した構成としてもよい。

以下、制御部２の具体回路構成を用いて詳細に説明する。まず、電動機６を駆動する際の基本動作について説明し、その後、圧縮機構など周期的な負荷トルク変動がある場合の課題について説明する。

制御部２は、図８に示すように、３相軸上の交流電流検出値（Ｉ_ｕおよびＩ_ｗ）を制御軸上の電流値（Ｉ_ｄｃおよびＩ_ｑｃ）に座標変換する３φ／ｄｑ変換器８、制御軸上の電流検出値（Ｉ_ｄｃおよびＩ_ｑｃ）および電動機に印加する電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊）を用いて実軸と制御軸との軸誤差Δθ_ｃ（図５に図示）を演算する軸誤差演算器１２と、軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθ^＊（通常はゼロ）に追従させるために電動機６に印加する電圧の周波数（インバータ周波数指令値ω_１）を調整するＰＬＬ制御器１３と、モータ制御装置に接続される負荷９の平均値および周期的に変動する値に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器１０と、電圧抑制指令値作成器１１と、電圧指令値演算手段３４と、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊）を制御軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換器４などから構成される。

なお、図を見やすくするために、一部の信号線は結線していない。同じ記号で示した線（例えば、インバータ周波数指令値ω_１）は結線されているのと等価である。

制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現している。

先に述べたように電動機６は例えば永久磁石モータであり、これを駆動するために、前述の通りｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）で制御する。回転座標軸上で制御するために３相交流軸から座標変換する必要があるが、回転座標上では電圧や電流を直流量として扱えるという利点がある。

そのため３φ／ｄｑ変換器８では、磁極位置θ_ｄｃを用いて、電流検出手段７で検出した３相交流軸のモータ電流検出値をｄｃ−ｑｃ軸に座標変換し、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値（Ｉ_ｄｃおよびＩ_ｑｃ）を得る。

同様にｄｑ／３φ変換器４では、磁極位置θｄｃを用いて、電圧指令値演算手段３４で生成したｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値を３相交流電圧指令値（Ｖｕ^＊， Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）に座標変換する。

このように、回転座標軸で電動機に流れる電流を界磁成分とトルク成分に分離し、電動機の回転速度あるいはトルクを制御するために、電圧の位相と大きさを制御することを一般的にベクトル制御と呼んでいる。

電圧指令値演算手段３４はベクトル制御による電圧指令値を演算する手段である。ベクトル制御の構成にはいくつか方式があり、いずれかの方式を電圧指令値演算手段３４に用いればよい。

電圧指令値演算手段３４としては、例えば特開２００５−３９９１２号公報に記載の構成がある。これを用いた場合の電圧指令値演算手段３４の構成例を図９に示す。

図９の電圧指令値演算手段３４では、上位制御系などから得られるｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊およびＩ_ｑ ^＊）と、回転角速度指令値ω^＊または後述するインバータ周波数指令値ω_１を入力し、（１）式、（２）式の様にベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を得る。

なお（１）式と（２）式で、Ｒは電動機６の１相あたりの巻線抵抗値、Ｌ_ｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋ_ｅは誘起電圧定数であり、いずれも定数として扱われる。

また（１）式と（２）式において、ｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊＊およびＩ_ｑ ^＊＊）は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊およびＩ_ｑ ^＊）とその検出値（Ｉ_ｄｃおよびＩ_ｑｃ）の差分を比例積分演算により求めた新たな電流指令値である。

この部分の機能を図９ではｄ軸電流制御器１４ａ、ｑ軸電流制御器１４ｂで実現している。この図９の回路構成で９１は電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊およびＩ_ｑ ^＊）とその検出値（Ｉ_ｄｃおよびＩ_ｑｃ）の差分を求める減算器、９２は差分に所定のゲインを付加する比例回路、９４は積分器、９０は比例分と積分分を加算して比例積分値を求める加算器である。この出力がｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊＊およびＩ_ｑ ^＊＊）である。

Ｉ_ｄ ^＊＊およびＩ_ｑ ^＊＊には乗算器９２ｇ、９２ｉにおいて電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒが乗算されて、（１）式と（２）式右辺の第１項が求められる。

（１）式と（２）式右辺の第２項でｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄｆ ^＊＊およびＩ_ｑｆ ^＊＊）は、ｑ軸およびｄ軸電流指令値（Ｉ_ｑ ^＊＊およびＩ_ｄ ^＊＊）を図９のフィルタ回路９８でフィルタリングして得た値である。Ｉ_ｄｆ ^＊＊およびＩ_ｑｆ ^＊＊に対しては乗算器９２ｈ，９２ｊにおいてｑ軸のインダクタンスＬ_ｑ，ｄ軸のインダクタンスＬｄがそれぞれ乗算されるとともに、インバータ周波数指令値ω_１も合わせて乗算して（１）式と（２）式右辺の第２項を求める。さらに乗算器９２ｋでは、インバータ周波数指令値ω_１にｄ軸のインダクタンスＬｄを乗算して（２）式右辺の第３項を求める。

減算器９１ｆでは、乗算器９２ｇの出力から、乗算器９２ｈの出力を差し引くことで、（１）式のｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を得る。加算器９０ｄでは、乗算器９２ｉの出力と、乗算器９２ｊの出力と、乗算器９２ｋの出力の和を求めることで、（２）式のｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を得る。

図９の回路構成例では、電圧指令値演算手段３４の中に、電流制御器１４ａおよび１４ｂが電圧演算に直列に入っている点、電動機の電気時定数相当の遮断周波数を有する一次遅れフィルタ（低域通過フィルタ）９８ａおよび９８ｂがある点が特長である。これらによって電動機の逆モデルを成立させているため、制御部２の演算周期に制約がある場合においても理想的なベクトル制御を実現できる効果がある。

ここで本実施例の電動機６は、非突極型の永久磁石モータとして説明している。すなわち、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同じである。つまり、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮していない。したがって、電動機６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例する。そのため、本実施例においては、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊はゼロを設定している。

なお、突極型（ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差がある場合。）の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクがある。そのため、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を設定することで、同じトルクを小さいｑ軸電流で発生できる。つまり、消費エネルギー削減の効果がある。

前述の通り、本実施例では、回転子の回転角度位置情報は、電動機に流れる電流および電動機への印加電圧を入力し電動機の推定回転角度位置を出力する位置推定手段４０を用いた位置センサレス制御によって得るものとしている。

ただし、電動機の回転角度位置は直接的に推定するのではなく、実軸と制御軸のズレである誤差角（軸誤差Δθ_ｃ）を推定し、それをゼロに制御することにより、間接的に推定する。

図８の制御部２の構成において軸誤差演算器１２は、制御軸上の電流検出値（Ｉ_ｄｃおよびＩ_ｑｃ）および電動機に印加する電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊）を用いて、（３）式により実軸と制御軸との軸誤差Δθ_ｃを演算する。

図８のＰＬＬ制御器１３は、軸誤差Δθ_ｃが軸誤差指令値Δθ^＊（通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値ω_１を調整している。ＰＬＬ制御器１３の構成例を図１０に示す。軸誤差指令値Δθ^＊と軸誤差Δθ_ｃの差を減算器９１ａで求め、この誤差に比例ゲインを乗じて比例分を求める比例演算部９２ａの演算結果と、この誤差に積分ゲインを乗じてから積分制御する積分演算部９３ａの演算結果とを加算器９０ａで加算し、インバータ周波数指令値ω_１を出力する。

ＰＬＬ制御器１３の後段に設けた積分器９４によりインバータ周波数指令値ω_１を積分する。速度を積分すると位置になるため、同様に、インバータ周波数指令値ω_１を積分することで、推定磁極位置θ_ｄｃを得られる。

図８の制御部２の構成において、ｑ軸電流指令値は、上位制御系などから得てもよいと前述したが、ここでは、速度制御器を用いてｑ軸電流指令値を得る構成について説明する。

速度制御器１５の構成例を図１１に示す。ここでは周波数指令値ω^＊とインバータ周波数指令値ω_１の差を減算器９１ｇで求め、この差分に比例ゲインを乗じて比例制御する比例演算部９２ｇの演算結果と、積分ゲインを乗じて積分制御する積分演算部９４ｅの演算結果とを加算器９０ｅで加算し、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を出力する。

通常、上位制御系等から与えられる周波数指令値ω^＊は、インバータ周波数指令値ω_１に比べると変化の周期は非常に長く、電動機の一回転中においては一定値と見ても良い。

そのため、速度制御器によって、電動機はほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω_１を積分することで得られる磁極位置θ_ｄｃは、ほぼ一様に増加する。

以上、一般的なモータ制御装置の構成について説明したが、係る構成で負荷制御したときの具体的な駆動波形を図１２に示す。これは駆動波形として、圧縮機駆動時の波形の例を上記の制御装置構成を用いて数値解析したものである。

図１２では、横軸に時間をとり縦軸にトルク（ｐ．ｕ）としてモータトルクと負荷トルクを示し、周波数（Ｈｚ）として周波数指令値とインバータ周波数指令値を示し、電流としてＵ相モータ電流を図示している。ここで横軸の時間目盛は、図４で示した機械角１周期が０．０５秒の例を示している。

この比較事例によれば、トルク（ｐ．ｕ）は、機械角１周期内での不一致を生じている。モータトルクがこの周期内でほぼ正弦波状に変動して繰り返すのに対し、負荷トルクは前半周期での漸増後、鋼板周期での急増、急減を繰り返しており、周期内でのトルク不一致が際立っている。周波数は、周波数指令値が一定であっても、インバータ周波数指令値は正弦波状の変動を繰り返す。また電流は脈動している。

図１２の結果から、１回転中における負荷トルクが変動することによって、モータ発生トルク、電動機の実周波数（電動機の回転数）、電動機に流れる電流等が脈動することが分かる。これは、図１０のＰＬＬ制御器１３、図９の電流制御器１４、図１１の速度制御器１５等のフィードバック制御器に設定可能な応答周波数に制約があるためである。

例えば、図１０のＰＬＬ制御器１３は、電動機の電気定数（例えば、電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒやｑ軸のインダクタンスＬ_ｑなど）によって設定可能な応答周波数が決まり、その値はインバータ周波数が低いほど、低い応答周波数を設定する必要がある。言い換えると、電動機６が低速で回転するほど、ＰＬＬ制御器１３の応答周波数を低く設定する必要がある。

一方、図９の電流制御器１４は、制御部２の演算時間の制約によって、設定可能な応答周波数が決まる。つまり、電動機が高速で回転するほど電流制御器１４の応答周波数を低く設定する必要がある。

速度制御器１５は、通常ＰＬＬ制御器１３や電流制御器１４よりも外側の制御ループとなる。そのため他の制御器よりも設定可能な応答周波数を低く設定する必要がある。

このように、図８に示したベクトル制御の構成だけでは、広い運転範囲において周期的な負荷変動を抑制することは難しい場合がある。

以上の点を踏まえ、負荷変動対応動作に関する本発明の駆動方法を以下詳細に説明する。ここまでの図１の説明では省略したが、本発明での目的を実現する手段の１つである、トルク電流指令値作成器１０と電圧抑制指令値作成器１１について説明する。

図１３は、トルク電流指令値作成器１０の具体的な構成例を示す図である。図１３のトルク電流指令値作成器１０は、前述した速度制御器１５と、電流検出手段７で検出した電流情報を基に、周期的に変動する負荷トルク成分に対するｑ軸電流指令値を出力する周期トルク推定手段３０と、速度制御器１５の出力から周期トルク推定手段３０の出力を減算する減算器９１ｇで構成されている。

図１３に示した周期トルク推定手段３０では、３φ／ｄｑ変換器８（図８）によって得たｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを、単相座標変換器３２を用いて機械角周波数ω_ｍで回転する座標系に座標変換をする。

例えば、電動機６の回転子の磁極の数が４極の場合、電気角２周期が機械角１周期に相当する。そのため、別途周期トルク推定手段３０に入力した周波数指令値ω^＊（電気角）を電動機６の極対数（＝極数／２）で除算すれば、機械角周波数ω_ｍを得られる。

なお、本実施例では、機械角周波数を求めるために、周波数指令値ω^＊を用いているが、インバータ周波数指令値ω_１でも構わない。

座標変換は、（４）式を用いて行う。

これにより、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの内、機械角周波数ωｍのｃｏｓ成分（Ｉｑｃ＿ｃｏｓ）とｓｉｎ成分（Ｉｑｃ＿ｓｉｎ）が抽出される。単相座標変換器３２からは、（４）式の演算結果である機械角周波数ωｍのｃｏｓ成分（Ｉｑｃ＿ｃｏｓ）とｓｉｎ成分（Ｉｑｃ＿ｓｉｎ）、並びに（４）式の演算家庭での中間信号であるｃｏｓθｒとｓｉｎθｒが導出されている。

なお、負荷トルクの変動の高次成分を除去したい場合や、電流検出値のノイズを除去したい場合には、定域通過フィルタ（ＬＰＦ）３５を追加する。この後、再度、（５）式を用いて座標変換を行う。座標変換器３３は、（５）式の２つの成分を合成した値を出力している。

（５）式の演算結果同士を加算した座標変換器３３により、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃの内、機械角周波数ω_ｍの成分（Ｉ_ｑｍ）が抽出される。すなわち、単相座標変換器の出力の変化を見ることで、機械角周波数ω_ｍで変動する周期的な負荷トルクの変化を推定できる。推定した負荷トルクの変化に、場合に応じてゲイン（Ｋｔｒｑ）乗算し、周期変動トルク成分に対するｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｓｉｎ ^＊を得る。

以上のことから本発明の基本構想は以下に示すとおりである。前述の通り、本発明の目的は周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することである。当然のことながら前述の制御構成においても効率よく電動機を駆動できるが、その上でさらなる高効率化を実現するためには、新たな視点が必要である。

すなわち、電動機の機械的な回転位置や負荷変動に応じて制御するだけでなく、回転位置に同期せずに制御する期間を設ける。

前述の周期トルク推定手段３０では、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを機械角周波数ω_ｍで回転する座標系に座標変換をする。つまり、負荷変動の周期性をうまく利用し、機械角周波数ω_ｍ成分のみを正弦波として取り扱っている。

例えば、負荷トルクの変動が図４のような特性を持つ場合、これを正弦波状の操作量（例えば、周期変動トルク成分に対するｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｓｉｎ ^＊）で制御しても速度変動は残ってしまう。言い換えると、１回転中に加速と減速をする期間がある。

速度制御器１５により、平均速度は上位制御系等から与えられる指令値と一致する。しかし、瞬時速度としては下記の式のように速度変動Δωが生じる。

ここで、τ_ｍは電動機の発生トルク、τ_Ｌは瞬時負荷トルク、Ｊは電動機の慣性モーメントである。

現実のモータ制御装置は制御構成に制約（例えば、制御器の応答周波数）があるため、速度変動をゼロにすることはできない。しかし、速度変動する際の回転位置や負荷状態によっては、同じ速度変動幅でも１回転中の消費エネルギーは異なる。これを踏まえると、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することができることがわかる。

以上の知見を踏まえて本発明では、図１の電圧抑制指令値作成器１１を以下のように構成し機能せしめる。

図１４に電圧抑制指令値作成器１１の構成図の例を示す。電圧抑制指令値作成器１１は、機械角位相算出器３６と、トルク電流減算指令演算器３５から構成する。

機械角位相算出器３６は、例えば、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを入力し、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを機械角周波数ω_ｍで回転する座標系に座標変換をして、正弦波状の電流値の特異点（最大、最小、ゼロクロス）と、電気角から推定した機械角位相の関係から、機械角位相θ_ｍを出力する。

トルク電流減算指令演算器３５は、機械角位相θ_ｍを入力し、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を出力する。

図１４に示したトルク電流減算指令演算器３５は、所定の機械角位相θ_ｍにおいて、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を出力する。図１４では、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を正に図示しているが、実際には、図１、図８に示すように、減算器９１ｂでｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊からトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を減算している。ｑ軸電流指令値は電圧指令値演算手段３４で使用するため、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊の分だけ電動機６に印加される電圧が抑制されることになる。これを負荷変動と電動機に印加される電圧との関係として示したのが図１５である。

図１５では横軸に機械角１周期をとり、縦軸に負荷トルクと電圧指令を記載している。図１５の下図の縦軸は出力電圧指令値、すなわち、電動機に印加される電圧として図示している。出力電圧指令値とは、ｑ軸の電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊、または、二乗和平方根により得られるｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊）を合成した電圧の振幅を意味する。

図７に波形を示しているように、ＰＷＭ信号作成器３３は、出力電圧指令値を基に電力変換回路５を駆動するドライブ信号を作成する。そのため、図１５の下図の縦軸はＰＷＭ信号のデューティー比と等価である。

図１５から分かるように、電動機１回転中の出力電圧指令値は、電動機の１回転の平均トルクの発生に相当する電圧である平均的な値に加え、機械的位置に同期して出力電圧指令値が変化する期間Ｔ１と、低下する期間Ｔ２とを有することが分かる。

別な表現をすると、図１５の出力電圧指令値は、バイアス値に相当する一定値成分と、この周期で交番する正弦波状成分と、これらに拘わらない減算成分とで構成されている。これらの成分で構成された出力電圧指令値は、バイアス値に相当する一定値成分とこの周期で交番する正弦波状成分とで定まる期間Ｔ１と、一定値（減算値）を示す期間Ｔ２とで構成されている。

低減値を出力する期間Ｔ２は、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊により、出力電圧指令値が抑制されている。つまり、制御構成の制約によって無駄な電圧が電動機に印加されている期間である。

このように、期間Ｔ２を設けることにより、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することができる。このよう電圧指令が変更作成された結果として、交流電圧、電流、速度もまた変化する。この変化の様子は、電圧指令とほぼ同じ波形形状での変化となっている。つまり、電動機に与えられる交流電力は、負荷の機械角１周期の期間において、その実効値が低減値を示す期間を含むことになる。

なお低減値を出力する期間Ｔ２を定めるについては、それぞれの事情に応じて以下の各種の変形、代案例を採用することが可能である。

まず第１の変形例として電流制御器１４の応答が高い場合には、図１６のようにトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を算出するのが良い。図１６の構成では、立ち上がり時点は急峻に変化し、立下り時点は緩やかに変化させている。トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊をゼロにする際、すなわち、ＰＷＭ信号のデューティー比が低減値を出力する期間から、機械的位置に同期して出力電圧指令値が変化する期間に移行する際に、ＰＷＭ信号のデューティー比が遅れフィルタ的に変化させる。

言い換えると、ＰＷＭ信号のデューティー比の変化率を比較すると、ＰＷＭ信号のデューティー比がオンオフ比が低減値を出力する期間から、機械的位置に同期して出力電圧指令値が変化する期間に移行する際の方が、反対に移行する際よりもＰＷＭ信号のデューティー比の変化率が小さくする。

電流制御器１４の応答が高い場合には、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊をゼロにする際、すなわち、電圧出力抑制期間が終了し、出力電圧指令値が大きい方向に戻る際に、電流が大きく跳ね上がり、電圧抑制による消費電力量の効果を若干低減してしまう場合がある。

しかし、電圧出力抑制期間終了時のＰＷＭ振動のデューティー比の変化率を小さくすることにより、電圧抑制により消費電力量低減の効果を最大限に得られる効果がある。

この時、電動機に印加される電圧の変化の例を図１７に示す。

第２の変形例として電動機の電気時定数が大きい場合には、図１８のようにトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を算出するのが良い。すなわち、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を増加する際も減少する際も遅れフィルタ的に変化させる。

電動機の電気時定数が大きい場合は、立ち上がり、立下り共に緩やかに変化させる。電流指令値を変化させてから、電動機にその指令値相当の電流が流れるまでに時間がかかる。電流指令値と実際の電流値との差を補正するように電流制御器１４が動作するため、両者のかい離が大きい場合は、電流制御器１４の補正量が過大になり、その結果、電流が大きく跳ね上がり、電圧抑制による消費電力量の効果を若干低減してしまう場合がある。

この場合は、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を遅れフィルタ的に変化させることにより、電圧抑制により消費電力量低減の効果を最大限に得られる効果がある。

この時、電動機に印加される電圧の変化の例を図１９に示す。

なおトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊の値は、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を抑制する効果と、効率よく電動機を駆動する効果のバランスを取って決めればよいが、例えば、次のように決定する。

電圧を抑制する期間の負荷トルクが小さい場合は、電動機の誘起電圧相当の電圧が電動機に印加されるようにする。最も簡易的な例として、電動機が非突極であり、ｄ軸電流指令値がｑ軸電流指令値よりも十分小さく無視できるとすると、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を式１の２式目の第１項（Ｒ×Ｉ_ｑ ^＊＊）と等しくすれば、結果的に、式１の２式目は第３項ののみとなり、誘起電圧相当の電圧が電動機に印加されることになる。

第３の変形例として電動機の平均トルクが大きい場合は、電動機の誘起電圧相当の電圧が電動機に印加されるようにトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊の値を設定してしまうと、電動機の発生トルクが一時的に過小となり、それによって瞬時的な減速が生じ、騒音や振動が増えてしまう場合がある。

このような場合は、１回転の平均トルクを発生するｑ軸電流指令値相当の電圧が電動機に印加されるようにすればよい。すなわち、１回転の平均トルクを発生するｑ軸電流指令値Ｉ_{ｑ＿ａｖｅ}と電圧指令値演算手段３４内のｑ軸電流指令値（Ｉ_ｑ ^＊＊）の差に相当する値をトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊とすれば良い。

電圧を抑制する期間の負荷トルクが短期間の間でも負となる場合は、ｑ軸電圧指令値をゼロあるいは負となるように、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を設定しても良い。

負荷トルクの特性が分かっている場合には、その分のトルクが出力されるｑ軸電流指令値を予め設定し、トルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊とすれば良い。

図３では、本発明を適用可能な負荷の一例として圧縮機の例を示した。係る圧縮機の場合に、電動機６に駆動される圧縮機の一工程での吸込み圧力Ｐｓと吐出圧力Ｐｄは、圧縮機が繋がるシステム（例えば、冷凍サイクル）の状態によって変化するが、一工程における負荷トルク変動は発生する。そのため、負荷トルク変動を推定し、その情報をトルク電流減算指令演算器３５に入力してトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を調整することで、様々な負荷特性のモータ制御装置へ適用可能である。

圧縮機だけでなく、周期的に変動する負荷トルク特性を有するモータ制御装置にも適用可能で、同様の効果があることは言うまでもない。

本実施例では、図３の圧縮機構部５００のピストン５０１は、直線的に動くレシプロ式を例に説明しているが、圧縮機構の別な方式として、ピストンが回転することで圧縮するロータリー式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。

それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。これらの負荷トルク変動特性はそれぞれ異なるが、前述の手段を備えるモータ制御装置は圧縮機構が異なる場合にも同様に適用でき、いずれにおいても本発明の目的を達成可能である。

以上の説明では、電動機６のシャフトは、クランクシャフト５０３を介して圧縮機構部５００のピストン５０１に接続されている例を用いた。そのため、圧縮機としての一連の工程は機械角１周期となり、その結果、負荷トルクの変動も機械角１周期であった。例えば、電動機６のシャフトとクランクシャフト５０３の間に、ギアを追加した場合、負荷トルクの変動は、機械角１周期の整数倍で変動する。この場合も、負荷トルクの変動周期があらかじめ分かっていれば、本実施例に記載の内容を適用可能で、同様の効果を得られる。

図２０は、実施例２におけるモータ制御装置を用いた冷蔵庫を示す構成図の例である。

なお、既に説明した実施例１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

本発明が適用される冷蔵庫３０１は、図２０に示すように、熱交換機３０２、送風機３０３、圧縮機３０４、圧縮機駆動用モータ３０５、などにより構成されている。また、冷蔵庫制御装置３０６は、各種センサ情報により、送風機や庫内灯などを制御する庫内制御装置３０７とモータ制御装置１から構成される。

冷蔵庫においては、真空断熱材等の技術革新により、冷蔵庫内の熱が外気に漏れる熱漏洩量が非常に少ない。そのため、圧縮機を駆動するモータ制御装置の消費電力量を削減するためには、圧縮機をより低速で駆動することも有効である。そこで、振動抑制制御をより効果的に制御する場合においても、周期的な負荷変動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することが必要になる。

係る適用対象に本発明を採用する場合には、電圧抑制指令値作成器１１を以下のように構成するのがよい。ここではトルク電流減算指令演算器３５の別方式として、図２１のような構成を採用する。すなわち、電動機が１回転する期間において、電圧抑制期間を複数設ける。電圧抑制は、それぞれ独立に抑制期間と抑制電圧値を決定して構わない。この時、電動機に印加される電圧の変化の例を図２２に示す。

このように、電圧抑制指令値を複数与えることで、周期的な負荷変動を抑制しつつ、効率よく電動機を駆動することができるモータ制御装置を提供することができる。

トルク電流減算指令演算器３５の別方式として、図２３のような構成がある。この方式は、電動機が１回転以上する度に、ＰＷＭ信号のデューティー比が機械的位置に同期して出力電圧指令値が変化する期間と、低減値を出力する期間とを有する。

この方式では、図２３に示すように、電圧抑制指令値を与えた後、１回転以上は電圧抑制指令値がゼロ（つまり、電圧抑制しない）となる。図２３に示した図では、ｎは２以上の整数となる。

この方式は、より速度変動を抑えつつ、効率よく電動機を駆動することができる効果がある。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本願の目的を達成可能である。

上記の実施例では、フィードバック制御を前提として記載した。そのため、周期的な負荷変動を検出して制御する方式について記載したが、例えば、図４に示した負荷トルクの変化を予めデータとして制御部２に保存し、その情報を基にトルク電流減算指令Ｉ_ｑｓｕｂ ^＊を演算しても、本願の目的を達成可能である。

１：モータ制御装置
２：制御部
３：電圧指令値作成器
５：電力変換回路
６：電動機（モータ）
７：電流検出手段
１０：トルク電流指令値作成器
１１：電圧抑制指令値作成器
１２：軸誤差演算器
１３：ＰＬＬ制御器
１４：速度制御器
１５：電流制御器
２０：直流電圧源
３０：周期トルク推定手段
３２：単相座標変換器
３３：ＰＷＭ信号作成器
３４：電圧指令値演算手段
３５：トルク電流減算指令演算器
３０１：冷蔵庫
５００：圧縮機構部
５０３：クランクシャフト

Claims (6)

1. 直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、前記電力変換回路に接続された電動機により負荷を駆動するためのモータ制御装置であって、
   前記制御器は、前記電動機により駆動される前記負荷の周期的変動に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器と、該トルク電流指令値作成器からのトルク電流指令値から、電圧抑制指令値作成器からのトルク電流減算指令値を減算した入力を用いて前記電力変換回路の出力電圧値である電圧指令を作成する電圧指令値作成器と、該電圧指令値作成器で作成した電圧指令を基に前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を作成するＰＷＭ信号作成器から構成され、
   前記トルク電流指令値作成器は、周波数指令値とインバータ周波数指令値の差からｑ軸電流指令値を出力する速度制御器と、周期的に変動する負荷トルク成分に対するｑ軸電流指令値を出力する周期トルク推定手段と、前記速度制御器の出力から前記周期トルク推定手段の出力を減算して前記トルク電流指令値とする減算器とから構成され、
   前記電圧抑制指令値作成器は、機械角位相を出力する機械角位相算出器と、所定の機械角位相において、トルク電流減算指令を出力するトルク電流減算指令演算器から構成され、
   前記電力変換回路に接続される負荷の機械的位置に同期して前記ドライブ信号のオンオフ比が変化する第１の期間と、負荷トルクがピークとなる以前の一部期間においてオンオフ比が低下する第２の期間とを有するとともに、
   前記第２の期間において、前記電力変換回路は、前記電動機の誘起電圧に相当する電圧となる前記ドライブ信号のオンオフ比を出力することを特徴とするモータ制御装置。
2. 直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路に接続され機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で負荷が変動する機構部を駆動する電動機と、前記電力変換回路または前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、を備えるモータ制御装置であって、
   前記制御器は、前記電動機により駆動される前記負荷の周期的変動に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器と、該トルク電流指令値作成器からのトルク電流指令値から、電圧抑制指令値作成器からのトルク電流減算指令値を減算した入力を用いて前記電力変換回路の出力電圧値である電圧指令を作成する電圧指令値作成器と、該電圧指令値作成器で作成した電圧指令を基に前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を作成するＰＷＭ信号作成器から構成され、
   前記トルク電流指令値作成器は、周波数指令値とインバータ周波数指令値の差からｑ軸電流指令値を出力する速度制御器と、周期的に変動する負荷トルク成分に対するｑ軸電流指令値を出力する周期トルク推定手段と、前記速度制御器の出力から前記周期トルク推定手段の出力を減算して前記トルク電流指令値とする減算器とから構成され、
   前記電圧抑制指令値作成器は、機械角位相を出力する機械角位相算出器と、所定の機械角位相において、トルク電流減算指令を出力するトルク電流減算指令演算器から構成され、
   前記電力変換回路に接続される負荷の機械的位置に同期して前記ドライブ信号のオンオフ比が変化する第１の期間と、負荷トルクがピークとなる以前の一部期間においてオンオフ比が低下する第２の期間とを有するとともに、
   前記第２の期間において、前記電力変換回路は、前記電動機の誘起電圧に相当する電圧となる前記ドライブ信号のオンオフ比を出力することを特徴とするモータ制御装置。
3. 直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、前記電力変換回路に接続された電動機により負荷を駆動するためのモータ制御装置であって、
   前記制御器は、前記電動機により駆動される前記負荷の周期的変動に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器と、該トルク電流指令値作成器からのトルク電流指令値から、電圧抑制指令値作成器からのトルク電流減算指令値を減算した入力を用いて前記電力変換回路の出力電圧値である電圧指令を作成する電圧指令値作成器と、該電圧指令値作成器で作成した電圧指令を基に前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を作成するＰＷＭ信号作成器から構成され、
   前記トルク電流指令値作成器は、周波数指令値とインバータ周波数指令値の差からｑ軸電流指令値を出力する速度制御器と、周期的に変動する負荷トルク成分に対するｑ軸電流指令値を出力する周期トルク推定手段と、前記速度制御器の出力から前記周期トルク推定手段の出力を減算して前記トルク電流指令値とする減算器とから構成され、
   前記電圧抑制指令値作成器は、機械角位相を出力する機械角位相算出器と、所定の機械角位相において、トルク電流減算指令を出力するトルク電流減算指令演算器から構成され、
   前記電力変換回路に接続される負荷の機械的位置に同期して前記ドライブ信号のオンオフ比が変化する第１の期間と、負荷トルクがピークとなる以前の一部期間においてオンオフ比が低下する第２の期間とを有するとともに、
   前記第１の期間から前記第２の期間に移行する際のオンオフ比の変化よりも、前記第２の期間から前記第１の期間に移行する際のオンオフ比の変化の方が、変化率が小さいことを特徴とするモータ制御装置。
4. 直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、該電力変換回路を駆動するドライブ信号を出力する制御器と、前記電力変換回路に接続され機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で負荷が変動する機構部を駆動する電動機と、前記電力変換回路または前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、を備えるモータ制御装置であって、
   前記制御器は、前記電動機により駆動される前記負荷の周期的変動に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器と、該トルク電流指令値作成器からのトルク電流指令値から、電圧抑制指令値作成器からのトルク電流減算指令値を減算した入力を用いて前記電力変換回路の出力電圧値である電圧指令を作成する電圧指令値作成器と、該電圧指令値作成器で作成した電圧指令を基に前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を作成するＰＷＭ信号作成器から構成され、
   前記トルク電流指令値作成器は、周波数指令値とインバータ周波数指令値の差からｑ軸電流指令値を出力する速度制御器と、周期的に変動する負荷トルク成分に対するｑ軸電流指令値を出力する周期トルク推定手段と、前記速度制御器の出力から前記周期トルク推定手段の出力を減算して前記トルク電流指令値とする減算器とから構成され、
   前記電圧抑制指令値作成器は、機械角位相を出力する機械角位相算出器と、所定の機械角位相において、トルク電流減算指令を出力するトルク電流減算指令演算器から構成され、
   前記電力変換回路に接続される負荷の機械的位置に同期して前記ドライブ信号のオンオフ比が変化する第１の期間と、負荷トルクがピークとなる以前の一部期間においてオンオフ比が低下する第２の期間とを有するとともに、
   前記第１の期間から前記第２の期間に移行する際のオンオフ比の変化よりも、前記第２の期間から前記第１の期間に移行する際のオンオフ比の変化の方が、変化率が小さいことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
   前記電動機は４極以上の極数を備え、前記電力変換回路に接続される電動機の周期的な変動を検出または推定する負荷変動検出手段を備えることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
   前記負荷は、圧縮、膨張行程を含む圧縮機構を備えた冷蔵設備であることを特徴とするモータ制御装置。

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