JP3813637B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
技術分野
この発明は、交流電動機の制御装置に関し、特に交流電動機として用いられるブラシレスＤＳモータに流れる電流を検出する電流検出器のオフセットを推定し電流検出値のオフセット補正を行うものである。
背景技術
従来から電流検出器のオフセットがトルクリップルの原因となり、位置決め精度や低速回転域での回転むらに影響を及ぼすことがわかっており、電流検出器のオフセット調整は様々な方法で行われていた。
図１４は従来の交流電動機の制御装置の構成を示したもので、この図１４を参照しながら説明する。図１４は、例えば、総合電子出版社発行の「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」のＰ８６に掲載されている制御ブロック図である。なお、簡単化のため位置の制御ループは省略した。
図１４において、１はブラシレスＤＣモータ、２はエンコーダ、３はブラシレスＤＣモータ１を駆動するＰＷＭインバータである。４は電流検出器で、ＰＷＭインバータ３の出力電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，ＶｗａによってブラシレスＤＣモータ１に流れる電流ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを検出する。図１４では２相電流ｉｖａ，ｉｗａを検出する構成を示している。
５は速度・位置信号処理器で、エンコーダ２の信号を受けてモータ１の機械角速度（実速度とも言う）ｗｒｍ、電気角速度ｗｒｅ、電気角θｒｅを出力する。６は正弦波発生器で、速度・位置信号処理器５の出力である電気角θｒｅを入力し、ｓｉｎθｒｅと、ｃｏｓθｒｅを後述の座標変換器７，１７へ出力する。７は３相／ｄ−ｑ座標変換器で、電流検出器４で検出した電流ｉｖａ，ｉｗａを入力し、正弦波発生器６の出力により、回転子座標系の励磁分電流ｉｄａとトルク分電流ｉｑａに変換する。
８は減算器で、速度指令ｗｒｍ*と実測度ｗｒｍの速度偏差をとる。９は速度制御器で、減算器８からの速度偏差を入力し、トルク分電流指令ｉｑａ*を出力する。この速度制御器９は例えば比例積分ＰＩで構成される。１０は減算器で、トルク分電流指令ｉｑａ*と３相／ｄ−ｑ座標変換器７より出力されたトルク分電流ｉｑａの差を取る。１１はｑ軸電流制御器で、減算器１０の出力であるｑ軸電流偏差を入力し非干渉化されたｑ軸電圧指令Ｖｑｚ*を出力する。このｑ軸電流制御器１１は例えば比例積分ＰＩで構成される。
１２は減算器で、ｄ軸電流指令ｉｄａ*と３相／ｄ−ｑ座標変換器７より出力された励磁分電流ｉｄａの差を取る。１３はｄ軸電流制御器で、減算器１２の出力であるｄ軸電流偏差を入力し非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｚ*を出力する。１４は非干渉化制御器で、加算器１５，１６と共に非干渉制御を行うためのものである。
ここで、非干渉制御について簡単に説明する。
ブラシレスＤＣモータ１にはｄ，ｑ軸間で干渉しあう速度起電力がある。それらは励磁分電流ｉｄａ，トルク分電流ｉｑａに影響するが、直接制御できるものではない。そこで、その速度起電力を求めておいて干渉を打ち消す制御が非干渉制御である。
具体的には次式に示されるｄ軸電圧指令Ｖｄａ*とｑ軸電圧指令Ｖｑａ*を求めることにより行う。
Ｖｄａ*＝Ｖｄｚ*−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ （１）
Ｖｑａ*＝Ｖｑｚ*＋ｗｒｅ・（φｆａ＋Ｌａ・ｉｄａ） （２）
ここで、φｆａは電機子巻線鎖交磁束数、Ｌａは電機子巻線の自己インダクタンスである。
つまり、非干渉制御では、非干渉化されたｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄｚ*、Ｖｑｚ*に速度起電力の成分である−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ，ｗｒｅ・（φｆａ＋Ｌａ・ｉｄａ）を加算することによって、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*とｑ軸電圧指令Ｖｑａ*を求めている。これにより、例えばｄ軸では、速度起電力の成分である−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａによって、ｑ軸電流（トルク分電流）ｉｑａによる干渉を防ぐことができる。
このようにして求められたｄ軸電圧指令Ｖｄａ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑａ*と正弦波発生器６の出力より、ｄ−ｑ／３相座標変換器１７にて３相交流電圧指令Ｖｕａ*、Ｖｖａ*、Ｖｗａ*が座標変換出力され、インバータ３はＰＷＭを行い電圧をブラシレスＤＣモータ１に供給する。
ところで、上述した電流検出器４にはオフセットが存在する場合がある。このオフセットはモータ１の動作に無関係であって、電流検出器４にかかわるオフセット分であって、モータ１が停止中であっても検出されるノイズ分である。この電流オフセットは、モータ１のトルクに対して電気角に依存して変化する脈動分を発生させ、電気角の各一回転に対して一回のトルクリップルを発生することになる。
従来、この電流検出器４におけるオフセットを補償するために、電源投入時等の非常停止中において、モータ１に電流が全く流れないオープンな状態において、電流検出器４から出力される値を電流検出器４のオフセット量であるとして、電流制御時に検出された電流値からこのオフセットを差し引いて電流フィードバックとしていたものがある。
しかし、この様な方法では電流検出器４の温度変化によるドリフトに対応できないという問題点がある。電流検出器４には、通常、電流／電圧変換器やＡ／Ｄ変換器が含まれる。これらの電子部品は温度に応じてその特性が変化し、ドリフトが生じる。このドリフトにより電流検出器４のオフセットが時間と共に変化してしまう。
この温度ドリフトによるオフセットの変化に対応するため、いくつかの方法が考案されている。
例えば、特開平８−４７２８０号公報に記載されたＡＣサーボモータの制御方法では、電圧指令が零となる毎に実電流を検出してオフセットを求め、更新していくといった方法が提案されている。しかし、この方法では、電源投入後すぐにモータが回転し、約５分間程度回り続けた場合、その間のオフセット補償はできず、トルクリップルを発生する。頻繁に電圧指令が零になるような、すなわち停止状態となるような用途においては、問題も少なくてすむが、用途が限定されてしまう。
また、特開平６−２７６７８１号公報に記載されたモータドライブ装置では、ゼロトルク出力時にオフセット値を推定する方式が提案されている。この方法も、上述した特開平８−４７２８０号公報と同様にモータが停止した状態でしかオフセットの補償ができないため、同様な問題がある。
このように、上述した交流電動機の制御装置では、次のような問題がある。
（１）電流検出器のオフセットによりトルクリップルをもつ。
（２）電流検出器のオフセットは温度ドリフトにより時間と共に変化する。
（３）モータ停止など限られた状態でなければ、再度オフセット補正値を推定することができない。つまり、モータが回転中に温度ドリフトしていくオフセットによるトルクリップルは抑えることができなかった。
この発明の目的は、上記のような問題を解決するためになされたもので、モータが実際に動作している際に、すなわち、回転中や有負荷時でも、電流検出器のオフセットを推定し、電流検出値を補償し、電流検出器によるトルクリップルの生じない交流電動機の制御装置を提供するものである。
発明の開示
上記目的を達成するために、この発明に係る交流電動機の制御装置は、三相交流電動機と、上記三相交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段による検出電流を入力して回転座標系の励磁分電流及びトルク分電流に変換する回転座標変換手段と、上記回転座標変換手段からの励磁分電流及びトルク分電流と、励磁分電流指令及びトルク分電流指令との比較差で与えられる励磁分電流偏差及びトルク分電流偏差に基づいたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令をそれぞれ出力する電流制御手段と、上記三相交流電動機に直結されたエンコーダと、上記エンコーダからの信号に基づいて上記三相交流電動機の機械角速度と電気角速度及び電気角を得る信号処理手段と、上記信号処理手段からの電気角に応じた正弦波を発生する正弦波発生器と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と上記正弦波発生器からの正弦波とを入力して三相交流電圧指令に座標変換して出力する三相座標変換手段と、上記三相座標変換手段からの三相交流電圧指令に基づいて上記三相交流電動機への駆動電圧を供給するインバータと、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの出力に基づいて上記電流検出手段のオフセットを推定するオフセット推定手段と、上記電流検出手段による検出電流から上記オフセット推定手段からのオフセット推定値を減算してオフセット補正された電流値を上記回転座標変換手段に与える減算手段とを備えたものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの電気角速度に基づいてｄ軸電圧指令の電気角速度に対応する成分を取り出すバンドパスフィルタと、当該バンドパスフィルタから出力された信号を整流する絶対値回路と、当該絶対値回路からの信号の低周波成分を取り出すローパスフィルタと、当該ローパスフィルタの信号を用いて電流オフセットの推定を行う相を切り換える切り替え器と、当該切り替え器を介して入力される上記ローパスフィルタからの信号に基づいて電流オフセットを推定する推定手段とを備えたことを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記信号処理手段からの電気角に対応した正弦波を出力する正弦波発生手段と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記正弦波発生手段からの電気角に対応した正弦波との乗算を行う乗算手段と、当該乗算手段の出力から直流成分を取り出すフィルタ手段と、当該フィルタ手段からの信号に基づいて電流オフセットを推定する推定手段とを備えたことを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記回転座標変換手段からのトルク分電流と上記信号処理手段からの電気角速度との積を得る第１の乗算器と、当該第１の乗算器の出力に比例した信号を得るゲイン回路と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記ゲイン回路を介した電気角速度に比例した信号とを加算した非干渉化ｄ軸電圧指令を得る第１の加算器とをさらに備え、上記乗算手段に与えるｄ軸電圧指令として上記非干渉化ｄ軸電圧指令を用いることを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記乗算手段に与えられる上記非干渉化ｄ軸電圧指令の直流成分を取り出すローパスフィルタと、当該ローパスフィルタの出力よりインダクタンスの変化分を推定するインダクタンス変化分推定器と、上記第１の乗算器の出力に上記インダクタンス変化分推定器の出力を乗算する第２の乗算器と、上記第１の加算器の出力に上記第２の乗算器の出力を加算した新たな非干渉化ｄ軸電圧指令を得る第２の加算器とをさらに備え、上記乗算手段に与えるｄ軸電圧指令として上記第２の加算器から得られる新たな非干渉化ｄ軸電圧指令を用いることを特徴とするものである。
また、上記フィルタ手段は、所定のカットオフ周波数を有する一次遅れフィルタで構成されると共に、上記推定手段は、所定の比例ゲインと所定の折点周波数を有するＰＩ制御器で構成され、上記フィルタ手段及び上記推定手段は、上記信号処理手段からの電気角速度に応じて上記カットオフ周波数及び上記折点周波数が変化することを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記信号処理手段からの電気角速度に応じた位相を出力する位相テーブルと、上記信号処理手段からの電気角と上記位相テーブルからの位相とを加算する第３の加算器とをさらに備え、上記正弦波発生手段は、当該第３の加算器からの出力に対応した正弦波を発生することを特徴とするものである。
また、上記乗算手段に与える非干渉化ｄ軸電圧指令は、所定のサンプリング毎に得られるｄ軸電圧指令と電気角速度及びトルク分電流をそれぞれ加算した値の平均値を用いて求めることを特徴とするものである。
さらに、上記電流検出手段は、三相交流の各相電流を検出する構成でなり、かつ、上記減算手段は、三相交流の各相毎にオフセット補正された電流値を得る構成でなり、上記オフセット推定手段は、上記電流検出手段により検出される３相分の検出電流を加算する第４の加算器と、当該第４の加算器の出力により１相分のオフセットを推定する１相分オフセット推定手段と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの出力に基づいて推定する上記オフセット推定手段からのオフセットに上記１相分オフセット推定手段により推定される１相分のオフセットを加算して上記１相分オフセット推定手段により推定される１相分のオフセット以外の他の２相のオフセットを得る加算手段とをさらに備えたことを特徴とするものである。
【図面の簡単な説明】
図１は、この発明の実施の形態１に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図２は、この発明を説明するために用いられる従来の交流電動機の制御装置のｄ軸電流制御ループを取り出したブロック図、
図３は、図２に示すブロック図をＷ相オフセットとしてＶ相オフセットからｄ軸電圧指令までの伝達特性を示すブロック図、
図４は、図１のＶ相オフセット推定器の具体的構成例を示すブロック図、
図５は、図１の説明に用いるＶ相オフセットとｄ軸電圧指令の１ｆ成分の関係を示す図、
図６は、この発明の実施の形態２に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図７は、この発明の実施の形態２に係る交流電動機の制御装置の別の構成例を示す構成図、
図８は、この発明の実施の形態３に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図９は、この発明の実施の形態４に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図１０は、この発明の実施の形態５に係る交流電動機の制御装置の要部を示す構成図、
図１１は、この発明の実施の形態６に係る交流電動機の制御装置の要部を示す構成図、
図１２は、この発明の実施の形態７に係る交流電動機の制御装置を示すフローチャート、
図１３は、この発明の実施の形態８に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図１４は、従来の交流電動機の制御装置を示す構成図である。
発明を実施するための最良の形態
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る交流電動機の制御装置の構成を示す。
図１において、図１４に示す従来例と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。また、非干渉制御は簡単化のため省略した。
新たな符号として、１００はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*の電気角速度ｗｒｅに対応する成分を取り出すバンドパスフィルタ、１０１はバンドパスフィルタ１００から出力された信号を整流する絶対値回路、１０２は絶対値回路１０１の信号の低周波成分を取り出すローパスフィルタ、１０３はそのローパスフィルタ１０２の信号を用いてＶ相またはＷ相のいずれかの相の電流オフセットを推定するかを切り替える切り替え器であり、この切り替え器１０３は、適当な時間間隔で、Ｖ相オフセットを推定するときは切り替え器１０３のＶ側へ信号を伝達し、Ｗ相オフセットを推定するときは切り替え器１０３のＷ側へ信号を伝達するよう動作する。
１０４は切り替え器１０３がＶ側になっているとき、Ｖ相のオフセットを推定するＶ相オフセット推定器、１０５は切り替え器１０３がＷ側になっているとき、Ｗ相のオフセットを推定するＷ相オフセット推定器、１０６はＶ相オフセット推定器１０４からの推定値を電流検出器４の出力から差し引いた値を３相／ｄ−ｑ座標変換器７に出力する減算器、１０７はＷ相オフセット推定器からの推定値を電流検出器４の出力から差し引いた値を３相／ｄ−ｑ座標変換器７に出力する減算器である。
ここで、図１の詳細の動作の説明をする前に、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に電流検出オフセットの影響がどのように現れるかを説明する。
図２は従来例の図１４より無負荷時のｄ軸電流ループのみを取り出した図である。図２において、１ａはブラシレスＤＣモータ１のｄ軸部分のみを取り出したブロックである。１ａ中、１１０はモータ１のｄ軸の伝達関数ブロックで、ｄ軸電圧Ｖｄａを入力し、ｄ軸電流ｉｄｍを出力する。１１１はモータ１内部のｄ−ｑ／３相座標変換ブロックで、ｄ軸電流ｉｄｍを入力し３相電流ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを出力する。１１２は加算器で、Ｖ相の電流検出オフセットを模擬しており、Ｖ相電流オフセットｉｖｏの値がここで加算される。１１３も同様な加算器で、Ｗ相電流オフセットｉｗｏの値がここで加算される。この電流オフセットｉｖｏ，ｉｗｏの値を加算した電流値を３相／ｄ−ｑ座標変換器７で座標変換することでｄ軸電流ｉｄａが求められる。
この図２においては電圧誤差はなく、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*はモータ１のｄ軸電圧Ｖｄａに一致すると考えている。ここで、電流オフセットｉｖｏ，ｉｗｏがゼロの場合は、モータ１内部のｄ軸電流ｉｄｍと検出され、座標変換され求まったｄ軸電流ｉｄａは一致する。
しかし、オフセットがあると、その成分が座標変換器７により電気角周波数と同じ周波数成分（１ｆ成分）となり、ｄ軸電流ｉｄａに加わることになる。しかし、通常、ｄ軸電流指令ｉｄａ*は、ｉｄａ*＝０で制御されるため、座標変換器７から出力されるｄ軸電流ｉｄａには１ｆ成分は含まれることはなく、ｄ軸電流ｉｄａからは検出できない。ただし、逆に、モータ１内部のｄ軸電流ｉｄｍは１ｆ成分で振動することになる。これは、当然ながらｄ軸電圧指令Ｖｄａ*にも１ｆ成分の振動として現れることになる。
次に、図２に示すブロック図をＷ相オフセットｉｗｏ＝０として、Ｖ相オフセットｉｖｏからｄ軸電圧指令Ｖｄａ*までの伝達特性を示すフロック図を求めると図３となる。この図３において、Ｇ（ｓ）は点線で囲んだ部分の伝達関数ブロックで、ｄ軸電流制御器１３が比例積分制御でＧｉ・（１＋ｗｉ／ｓ）で表されるとすると、伝達関数Ｇ（ｓ）は、
Ｇ（ｓ）＝Ｇｉ・｛Ｌａ・Ｓ2＋（Ｒ＋Ｗｉ・Ｌａ）・Ｓ＋Ｗｉ・Ｒ｝
／｛Ｌａ・Ｓ2＋（Ｒ＋Ｇｉ）・Ｓ＋Ｇｉ・Ｗｉ｝ （３）
となる。ここで、Ｒは電機子巻線抵抗である。
この伝達関数より、十分低速域ではＧ（ｓ）＝Ｒとなる。よって、Ｖ相のみオフセットがある場合、十分低速域では
Ｖｄａ*＝ｉｖｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３） （４）
となる。同様にして、Ｗ相のオフセットがある場合も考えると、
Ｖｄａ*＝ｉｖｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３）
＋ｉｗｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３） （５）
となる。
このようにして、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*にはＶ相電流オフセットｉｖｏ，Ｗ相電流オフセットｉｗｏに比例し、１ｆで振動する成分が現れることがわかった。本実施の形態１は、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*の１ｆ成分のみ取り出し、その振幅によりオフセットを推定するよう構成するもので、その１つの構成例が図１である。
続いて、図１の構成により具体的にどのようにオフセットを推定し、補正するかを述べる。
バンドパスフィルタ１００と絶対値回路１０１及びローパスフィルタ１０２により、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*の１ｆ成分の平均値ｖｄａｖが取り出せる。この平均値ｖｄａｖはＶ相電流オフセットｉｖｏ及びＷ相電流オフセットｉｗｏがゼロの時、最も小さくなる。
そこで、まず、切り替え器１０３をＶ側に接続し、Ｖ相電流オフセットを推定する。Ｖ相オフセット推定器１０４は例えば次のように動作する。
すなわち、Ｖ相オフセット推定器１０４は、入力を微分し、その微分値が正であれば負の方向にオフセット補正値を操作し、逆に微分値が負であれば正の方向にオフセットを操作する。
図４にＶ相オフセット推定器１０４の具体的な内部構成例を示す。
図４において、１０４ａは微分器、１０４ｂは符号反転器、１０４ｃはＰＩ制御器である。上記平均値ｖｄａｖを入力し操作量ｉｖｏｖを出力するが、図５は図１においてＶ相オフセット推定器１０４がない場合のループの伝達関数を示しており、図５に示すように、操作量ｉｖｏｖに従って平均値ｖｄａｖは変化する。従って、図４に示す制御ループを構成することにより、うまく平均値ｖｄａｖが最小となる電流検出器４のオフセット補正値が推定できる。
このようにして、Ｖ相電流オフセットを求めた後にＷ相電流オフセットも同様に求める。これは、順次繰り返すことにより、モータ１を停止させることなく常にオンラインでオフセットが推定できることになり、運転状態で温度ドリフトが生じてもトルクリップルが増大することがない。
実施の形態２．
次に、図６は実施の形態２に係る交流電動機の制御装置のブロック図である。
図６において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。新たな符号として、２００は電気角θｒｅを入力し、ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３＋π／２）で表される電気角θｒｅに対応した正弦波を出力する正弦波発生器で、ここでは、この出力をｖ＿ｓｉｎと称す。２０１は電気角θｒｅを入力し、ｓｉｎ（θｒｅ＋２・π／３＋π／２）で表される電気角θｒｅに対応した正弦波を出力する正弦波発生器で、ここでは、この出力をｗ＿ｓｉｎと称す。２０２は上記正弦波ｖ＿ｓｉｎとｄ軸電圧指令Ｖｄａ*との乗算を行う乗算器で、その出力をｘｖとする。２０３は上記正弦波ｗ＿ｓｉｎとｄ軸電圧指令Ｖｄａ*との乗算を行う乗算器で、その出力をｘｗとする。２０４は上記乗算器２０２の出力ｘｖの直流成分を取り出すローパスフィルタ回路で、その出力をｙｖとする。２０５は上記乗算器２０３の出力ｘｗの直流成分を取り出すローパスフィルタ回路で、その出力をｙｗとする。２０６は上記フィルタ回路２０４の出力ｙｖを用いてＶ相オフセットを推定するＶ相オフセット推定器で、例えば比例積分ＰＩで構成される。２０７は上記フィルタ回路２０５の出力ｙｗを用いてＷ相オフセットを推定するＷ相オフセット推定器で、例えば比例積分ＰＩそ構成される。
次に動作について説明する。
上述した構成において、正弦波発生器２００と２０１の出力ｖ＿ｓｉｎとｗ＿ｓｉｎは次式（６），（７）に示すものとなる。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３＋π／２） （６）
ｗ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋２・π／３＋π／２） （７）
ここで、式（５）で示したｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に式（６）で示した正弦波発生器２００の出力ｖ＿ｓｉｎを乗算器２０２で乗算すると、乗算器２０２の出力ｘｖは次式（８）に示すものとなる。
フィルタ回路２０４にて、乗算器２０２の出力ｘｖの直流成分のみ取り出すと、フィルタ回路２０４の出力ｙｖは次式（９）に示すものとなる。
ｙｖ＝（ｘｖの直流成分）＝√（６／４）・ｉｖｏ・Ｒ （９）
フィルタ回路２０４の出力ｙｖにはＶ相オフセットの影響しか出てこない。なお、直流成分を取り出すフィルタ回路２０４は式（８）の２θｒｅ成分（２ｆ成分）の交流を十分減衰するよう構成する必要がある。
同様にＷ相についても、
となる。フィルタ回路２０５にて、乗算器２０３の出力ｘｗの直流成分のみ取り出すと、フィルタ回路２０５の出力ｙｗは次式（１１）に示すものとなる。
ｙｗ＝（ｘｗの直流成分）＝−√（６／４）・ｉｖｏ・Ｒ （１１）
フィルタ回路２０５の出力ｙｗにはＷ相オフセットの影響しか出てこない、なお、直流成分を取り出すフィルタ回路２０５は式（１０）の２θｒｅ成分（２ｆ成分）の交流を十分減衰するよう構成する必要がある。
式（９）、式（１１）により直接Ｖ相オフセットｉｖｏ，Ｗ相オフセットｉｗｏを求めて電流検出値から減算しても良いが、動作中にオンラインでオフセット推定できるように、比例積分ＰＩで図６のように構成する方がよい。
こうすることにより、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に現れるＶ相、Ｗ相のオフセットの影響が多少異なった位相となってもうまくオフセット推定できる。
上記で述べた構成の他の構成例として、図７に示すように構成しても良い。
図６に示す構成において、正弦波出力ｖ＿ｓｉｎ，ｗ＿ｓｉｎを、式（６）、式（７）で表すものとしたが、次の式（１２）、式（１３）のようにとっても、同様に構成できる。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３） （１２）
ｗ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３） （１３）
こうすると、式（５）で示したｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に式（１２）で示した正弦波発生器２１０の出力ｖ＿ｓｉｎを乗算器２０２で乗算し、フィルタ回路２０４で直流成分を取り出すと、フィルタ回路２０４の出力ｙｖは次式（１４）に示すものとなる。
同様にＷ相についても、
となる。式（１４）、式（１５）より
ｉｖｏ＝２・√２／（３・Ｒ）・（２・ｙｖ−ｙｗ） （１６）
ｉｗｏ＝２・√２／（３・Ｒ）・（２・ｙｗ−ｙｖ） （１７）
となる。この式（１６）、式（１７）に対応するのが図７の演算器２１２、衰算器２１３である。この演算器２１２、演算器２１３の出力は、Ｖ相オフセットｉｖｏ、Ｗ相オフセットｉｗｏからわずかに誤差を持つ場合があるので、図７ではｙｖ１，ｙｗ１として、Ｖ相とＷ相オフセット推定器２０６，２０７を設け、オンラインで推定するよう構成する。
このように、図６で示したような正弦波発生器２００，２０１のように位相をとることもできるし、図７で示したような正弦波発生器２１０，２１１のように位相をとることもできる。いずれの場合も、動作中にオフセットが正しく推定でき、温度ドリフトが生じてもトルクリップルが増大することがない。
実施の形態３．
図８は実施の形態３に係る交流電動機の制御装置のブロック図である。
図８に示す実施の形態３は、図６に示す実施の形態２の構成対し次のブロックが追加された構成となっている。まず、２２０はトルク分電流ｉｑａと電気角速度ｗｒｅとの積をとる乗算器、２２１はゲイン回路、２２２はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*とゲイン回路２２１の出力を加算する加算器で、その出力をＶｄｘとする。
次に動作について説明する。
非干渉制御の説明で述べたように、ｄ軸の電流制御ループは式（１）に示す式で非干渉化を行う。非干渉制御された場合、モータ１は、ｄ軸に関して、図２のｄ軸部分のブロック１ａで示したように表される。無負荷時は、トルク分電流ｉｑａ＝０のため、非干渉化していなくても図２のｄ軸部分のブロック１ａのようになる。しかし、負荷が大きくなっていくと、式（１）で示した（−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ）の項が大きくなり、ｄ軸電流指令Ｖｄａ*に大きく影響を及ぼすことになる。そうなると、式（５）で表したＶ相オフセットとＷ相オフセットのｄ軸電流指令Ｖｄａ*に及ぼす影響が成り立たなくなる。そこで、推定に使うｄ軸電流指令Ｖｄａ*は非干渉化されたｄ軸電圧指令を使用する必要がある。
図８は非干渉化されたｄ軸電圧指令を簡単に作り出す方法を示している。
式（１）より、非干渉制御を行う場合は、非干渉化されたｄ軸電圧指令は図１４のｄ軸電流制御器１３の出力Ｖｄｚ*として容易に得られる。しかし、このように非干渉制御を構成しない場合も多くない。その場合、図８で示すように
Ｖｄｘ＝Ｖｄａ*＋ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ （１８）
とすることにより、簡単に求めることができる。この非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘは負荷がある場合でも式（５）で示すような関係、つまり、
Ｖｄｘ＝ｉｖｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３）
＋ｉｗｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３） （１９）
が成り立つ。この非干渉化ｄ軸電圧指令を用いて推定するように図８の構成をとれば、負荷がかかった場合でも良好にオフセットを推定できる。当然ながら、非干渉制御を行い、式（１）に示すｄ軸電圧指令Ｖｄｚ*を用いても同様である。
実施の形態４．
図９は実施の形態４に係る交流電動機の制御装置のブロック図である。
図９に示す実施の形態４は図８に示す実施の形態３対し次のフロックが追加された構成となっている。まず、２３０は非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘの直流成分を取り出すローパスフィルタ回路、２３１はローパスフィルタ回路２３０の出力よりインダクタンスＬａの変化分ΔＬａを推定する推定器、２３２は乗算器２２０で計算されたｗｒｅ・ｉｑａに推定器２３１で求まったΔＬａを乗ずる乗算器、２３３は加算器２２２の出力ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａに乗算器２３２の出力ｗｅ・ΔＬａ・ｉｑａを加算する加算器である。この加算された結果を新たにＶｄｘとして、オフセット推定を行う。
次に動作について説明する。
実施の形態３で示すように非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘを求め、オフセット推定に用いると標準的なモータにて、１００％程度まで良好に動作した。しかし、インダクタンスが磁気飽和により大きく変化するようなモータでは、オフセット推定値がリップルを持ってしまうことがある。これは、式（１８）において、実際のモータ内部のｄ軸電圧は磁気飽和によってインダクタンスＬａが変化しており、非干渉化されたＶｄｘがモータの内部のｄ軸電圧に一致しなくなったためである。ｑ軸電流ｉｑａは負荷がかかると直流成分をもつ。また、オフセットがあると１ｆリップルをもつ。このｑ軸電流ｉｑａの１ｆは非干渉化されていればＶｄｘには現れないが、非干渉化がうまくいかないと、式（１９）で示したオフセットの影響が現れる位相を狂わせる要因となる。この位相が式（１９）と異なると、Ｖ相オフセットがＷ相のオフセット推定値にも影響を及ぼすと言ったことになり、うまく推定できず振動的になってしまう。
これは、インダクタンスの変化しやすいモータ、あるいは磁気飽和するほど大きな負荷をとって駆動するような場合に問題となる。そこで、オフセットを推定すると同時にインダクタンスＬａを推定するようにしたのが図９である。Ｖｄｘは非干渉化がうまくできていれば、ｉｄａ*＝０で制御しているため、Ｖｄｘの平均値はゼロとなる。そこで、ローパスフィルタ２３０よりＶｄｘの直流成分を取り出し、その値でインダクタンスの変化分ΔＬａを推定すべく推定器２３１を設ける。これは例えば比例積分ＰＩで構成する。このインダクタンスの変化分ΔＬａを先に述べた図９で示したように構成すると、結果的に非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘは次のようになる。
Ｖｄｘ＝Ｖｄａ*＋ｗｒｅ・（Ｌａ＋ΔＬａ）・ｉｑａ （２０）
このように推定したインダクタンス変化分ΔＬａにより非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘを求めているため、インダクタンスが大きく変化するようなモータあるいは磁気飽和を起こすような大負荷時でも良好にオフセットの推定ができるようになる。
実施の形態５．
次に、実施の形態５について説明する。
図１０（ａ）は、図６のローパスフィルタ回路２０４とＶ相オフセット推定器２０６の部分を取り出したものである。また、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に対応する実施の形態５の要部を示すブロック図である。２０４ａはローパスフィルタ回路の一構成例で、ここではカットオフ周波数ｗｃの一次遅れフィルタで構成している。２０６ａはＶ相オフセット推定器の一構成例で、比例ゲインＧｉ、折点周波数ｗｉのＰＩ制御器で構成している。一次遅れフィルタ２０４ａとＰＩ制御器２０６ａはモータの電気角速度Ｗｒｅを入力しそれに応じてカットオフ周波数ｗｃ及び折点周波数ｗｉを変化させる。ここでは、Ｖ相推定器側しか示していないが、Ｗ相推定器側も同様に構成する。
次に動作について説明する。
式（８）で示したように、一次遅れフィルタ２０４ａの入力信号ｘｖは２θｒｅの成分をもち、この成分を十分減衰して直流成分を取り出す必要がある。つまり、電気角速度ｗｒｅの時は、２・ｗｒｅの周波数でゲインが十分低くなるフィルタとする必要がある。例えば、モータが電気角相当で１０Ｈｚで回転しているときはその２倍の２０Ｈｚ成分を十分減衰する必要があるが、モータが５Ｈｚで回転している時は１０Ｈｚ成分を十分減衰しなければならない。もし、一次遅れフィルタ２０４ａのカットオフ周波数を変えない場合、最初から低周波域でも２・ｗｒｅの振動が残らないようなカットオフ周波数を設定しなければならない。
また、それに応じてＰＩ制御器２０６ａの折点周波数も低く設定しなければならない。こうすると、結果的にオフセット推定ループの応答は非常に遅くなってしまう。このような場合に、次のようにカットオフ周波数ｗｃど折点周波数ｗｉを決めるようにする。
ｗｃ＝２・ｗｒｅ／１０ （２１）
ｗｉ＝２・ｗｒｅ／５０ （２２）
こうすることにより、モータの回転数により自動的に適正な応答で、オフセットを推定することができるようになる。これは、通常の運転は１０Ｈｚ以上で行う場合が多く、それ以下の周波数はあまり使用しないような場合、「あまり使用しないような場合にあわせ固定値でｗｃ，ｗｉを決めてしまうと非常に応答が遅くなり問題がある。」また、「応答を上げるため、ｗｃ，ｗｉを高く設定すると極低速域でオフセット推定値が振動的になってしまい問題がある。」というような時に非常に効果がある。また、さらに極低速域では推定をしないという方法もある。それは乗算器２０２の出力ｘｖや乗算器２０３の出力ｘｗを推定しない領域では強制的にゼロにすることで簡単に実現できる。このように推定を停止した場合、オフセット推定器２０６に積分要素があると、推定を停止する前のオフセット値を保持する。
実施の形態６．
次に実施の形態６について説明する。
図１１は、図６のブロック図に示す実施の形態２において、ｖ＿ｓｉｎとｗ＿ｓｉｎを出力する正弦波発生器２００，２０１の部分に対する、実施の形態６を示す要部のブロック図を示すものである。ここに記されていないものは図６と同等である。図１１において、新たな符号として、２４０は位相テーブルで、式（３）で示した伝達関数が電気角速度ｗｒｅによってどのような位相αとなるか事前に求めてテーブルとしてもっておく。２４１は加算器で、電気角θｒｅと前述の位相αを加算する。２００ａは正弦波発生器で、この正弦波発生器２００ａで次式（２３）に示すような正弦波ｖ＿ｓｉｎを発生する。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３＋π／２＋α） （２３）
また、２０１ａも正弦波発生器で、この正弦波発生器２０１ａでは次式（２４）に示すような正弦波ｗ＿ｓｉｎを発生する。
ｗ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３＋π／２＋α） （２４）
続いて、動作について説明する。
既に説明したように、無負荷時、Ｖ相オフセットからｄ軸電圧指令Ｖｄａ*までの伝達関数Ｇ（ｓ）は式（３）のように示される。十分低速域ではこの伝達関数はＧ（ｓ）：Ｒとなり位相遅れなく伝達される。しかし、高速域では伝達関数Ｇ（ｓ）によって位相が変化する。この位相ずれの１例として、２００Ｗのモータで計算したところ、モータ回転速度１０００ｒ／ｍｉｎで最大６０ｄｅｇ程度の位相ずれが発生することがわかった。これだけの位相ずれがあると、Ｖ相オフセットとＷ相オフセットへの分離がうまくいかなくなってしまう。そこで、あらかじめ式（３）にて位相ずれ量を計算しておき位相テーブル２４．０にもたせておく。その位相ずれ量により推定に用いるｄ軸電圧指令に乗ずるｖ＿ｓｉｎ，ｗ＿ｓｉｎを操作することにより、モータが高速回転となり上述の位相ずれが生じた場合でもＶ相オフセットとＷ相のオフセットの影響が分離できるようになり、両オフセットが正しく推定できるようになる。
実施の形態７．
図１２は実施の形態７を説明するフローチャートである。
図１２において、３００はＳＴＡＲＴで運転開始を示している。３０１は通常の電流制御及び速度制御の演算ループを示す。３０２はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*、モータ電気角速度ｗｒｅ，ｑ軸電流ｉｑ（：トルク分電流ｉｑａ）の加算を行うと同時に、カウンタＣＮＴをカウントアップする。３０３はカウンタＣＮＴがあらかじめ設定した回数Ｎ回に達したかどうか判断するもので、Ｎ回に達するまで３０１と３０２を繰り返すよう構成されている。３０４はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*、モータ電気角速度ｗｒｅ，ｑ軸電流ｉｑのＮ回分の加算値ΣＶｄａ*、Σｗｒｅ、Σｉｑを使い非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘａを次のように求める。
Ｖｄｘａ＝（ΣＶｄａ*＋Σｗｒｅ・Ｌａ・Σｉｑ）／Ｎ （２５）
また、それら加算値ΣＶｄａ*、Σｗｒｅ、Σｉｑ及びカウンタの値ＣＮＴをクリアする。３０５では上記式（２５）のようにして求めた非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘａを図８に示す実施の形態３の非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘの代わりに用いてオフセット推定するものである。３０６は運転終了かどうかを判断し、運転終了でなければ上述の３０１から３０５を繰り返すよう構成している。運転終了時は３０７にて終了する。
次に、この動作について説明する。
例えばＳ／Ｗにて電流サンプリングを行い電流ループと速度ループがサンプリング時間２００ｕｓで動作しており、オフセットの推定は演算時間の問題で同じ２００ｕｓで動作できない場合がある。このような場合に、例えばサンプリング時間の１６倍の時間でオフセット推定を行うことができる。ただし、この場合２００ｕｓの１６倍の３．２ｍｓの演算周期となるため、うまく推定できないことがある。そこで、上記式（２５）に示すように電流ループのサンプリング時間毎にｄ軸電圧指令Ｖｄａ*、モータ電気角速度ｗｒｅ，ｑ軸電流ｉｑのＮ回分の加算値ΣＶｄａ*、Σｗｒｅ、Σｉｑを求めておき、その値を使うことにより良好にオフセットの推定を行うことができるようになる。
すなわち、電流制御系のサンプリング時間のｎ倍（ｎは正の整数）のサンプリング周期で電流検出器のオフセット演算を行う場合、電流制御系のサンプリング周期毎に出力されるｄ軸電圧指令にｎ回分の平均値を用いてオフセット推定を行うことにより、より良好にオフセットの推定を行うことができる。また、このように構成することにより、電流検出分解能がある程度低い場合でも良好に推定できる。
実施の形態８．
図１３は実施の形態８を示す図である。
図１３において、図８に示す実施の形態３と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。新たな符号として、３１０は電流検出器で、三相の電流検出値ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを検出する。３１１は加算器で、上記三相の電流検出値ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを加算する。３１２はゲイン回路で、加算器３１１の出力を１／３にする。つまり、ゲイン回路３１２の出力は三相の電流検出値ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａの平均となる。３１３はローパスフィルタで、ゲイン回路３１２の出力の高周波リップルを除去する。このローパスフィルタ３１３の出力をオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔと称す。３１４はＶ相オフセット推定器２０６の出力と上記オフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔの値を加算する加算器、３１５はＷ相オフセット推定器２０７の出力と上記オフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔの値を加算する加算器である。３１６はＵ相の電流検出値ｉｕａから上記オフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔを減算する減算器である。また、３１７、３１８はそれぞれ正弦波ｖ＿ｓｉｎ，ｗ＿ｓｉｎを発生する正弦波発生器で、例えば次式に示す正弦波を発生する。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｃｏｓ（θｒｅ＋５π／３＋π／２） （２６）
ｗ＿ｓｉｎ＝ｃｏｓ（θｒｅ＋π／３＋π／２） （２７）
次に動作原理について説明する。
３相電流検出の場合、２相電流検出と同様に考えると、３相それぞれの電流検出オフセット値をｉｕｏ，ｉｖｏ，ｉｗｏとすると、非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘは次式（２８）のようになる。
Ｖｄｘ＝ｉｕｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋π）
＋ｉｖｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋π／３）
＋ｉｗｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋５π／３） （２８）
ここで、次のように定義する。
ｉｕｏ＝ｉｏｆｆｓｅｔ （２９）
ｉｖｏ＝ｉｏｆｆｓｅｔ＋Δｉｖｏ （３０）
ｉｗｏ＝ｉｏｆｆｓｅｔ＋Δｉｗｏ （３１）
そうすると、上記（２８）は次のように変形できる。
Ｖｄｘ＝Δｉｖｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋π／３）
＋Δｉｗｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋５π／３） （３２）
つまり、全ての相に共通するオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔは影響せず、そのオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔからの偏差分Δｉｖｏ、Δｉｗｏのみ影響する。これは、トルクリップルに関しても同様なことが言える。そこで、その偏差分を２相電流検出の場合と同様な方法で検出し、共通するオフセットは３相電流の合計がゼロになることを利用して推定するよう構成するのが、この実施の形態８の趣旨である。
次に詳細動作説明をする。
加算器３１１、ゲイン回路３１２、ローパスフィルタ３１３を通して得られたオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔは次のように表すことができる。
ｉｏｆｆｓｅｔ＝{（ｉｕａ＋ｉｖａ＋ｉｗａ）／３}の直流成分 （３３）
これは、３相に共通するオフセットであり、直流トルクリップルを生じさせる原因にはならないが、直流偏磁としてモータ１の動作を乱す原因となる。そこで、検出した電流値からこのオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔを減算するよう構成する。例えばＵ相では減算器３１６により減算する。また、Ｖ相では加算器３１４で別途推定されたＶ相オフセットのオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔからの偏差と加算され、減算器１０６で結果的に減算される。Ｗ相に関してもＶ相と同様に構成される。
続いて、Ｖ相、Ｗ相のオフセットのｉｏｆｆｓｅｔからの偏差分Δｉｖｏ、Δｉｗｏの推定について述べる。
式（３２）で示した非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘと式（２６）で示した正弦波ｖ＿ｓｉｎを乗算器２０２で乗算し、ローパスフィルタ２０４でその直流成分を取り出すように構成しているため、ローパスフィルタ２０４の出力ｙｖは次のようになる。
ｙｖ＝√（２／４）・Ｒ・Δｉｖｏ （３４）
同様にＷ相に関しては次のようになる。
ｙｗ＝√（２／４）・Ｒ・Δｉｗｏ （３５）
よって、Ｖ相のオフセット偏差Δｉｖｏがｙｖに、Ｗ相のオフセット偏差Δｉｗｏがｙｗに分離できるので、２相電流検出の場合と同様に推定できる。このようにして、３相電流検出の場合も、電流検出器３１０のオフセットがあっても、うまく推定し、補償することができるので、トルクリップルのない滑らかな運転が実現できる。
以上述べたこの発明による効果を列挙すると次のようになる。
この発明によれば、ｄ軸分電圧指令に現れる電流検出オフセットの影響を取り出して、電流検出器のオフセットを補償するため、電流検出器が温度ドリフトを起こした場合でも、モータを停止することなく良好にオフセット補償ができ、モータはトルクリップルのない、なめらかな回転をすることができる。
また、２相電流検出の場合、検出された各相の電流検出器のオフセットを同時に、かつ良好に推定、補償するため、電流検出器が温度ドリフトを起こした場合でも、モータを停止することなく良好にオフセット補償ができ、モータはトルクリップルのない、なめらかな回転をすることができる。
また、トルクがかかった場合でも電流検出器のオフセットを良好に推定、補償できる。
また、モータのインダクタンス設定値が誤差をもつ場合、または磁気飽和などで変化した場合でも電流検出器のオフセットを良好に推定、補償できる。
また、速度に応じて適切なゲインで推定できるため、推定できる速度範囲を拡大できると共に、推定ループは適切な応答で、電流検出器のオフセットを良好に推定、補償できる。
また、高速回転領域においても電流検出器のオフセットが良好に推定、補償できるようになるので、推定可能な速度の上限はなくなる。
また、演算時間不足、電流検出分解能不足になる場合でも、電流検出器のオフセットが良好に推定、補償できる。
さらに、３相電流検出の場合でも、電流検出器のオフセットが良好に推定、補償できる。
産業上の利用の可能性
この発明は、以上説明したように、三相ブラシレスＤＣモータの電流を検出し、回転子座標系に変換し、トルク分電流（ｑ軸）と励磁分電流（ｄ軸）を別々に制御する構成の交流電動機の制御装置において、励磁分電流制御器の出力であるｄ軸電圧指令のインバータ出力周波数成分により電流検出器のオフセットを推定し、電流検出器のオフセット補正を行うようにすることにより、電流検出器がオフセット誤差をもつ場合、また、温度ドリフトによりオフセットが変化した場合においても、回転を停止することなく、動作中にそのオフセットを推定、補償して、電動機がトルクリップルのない、なめらかな回転をすることができる交流電動機の制御装置を提供することができる。
この発明は、交流電動機の制御装置に関し、特に交流電動機として用いられるブラシレスＤＳモータに流れる電流を検出する電流検出器のオフセットを推定し電流検出値のオフセット補正を行うものである。
背景技術
従来から電流検出器のオフセットがトルクリップルの原因となり、位置決め精度や低速回転域での回転むらに影響を及ぼすことがわかっており、電流検出器のオフセット調整は様々な方法で行われていた。
図１４は従来の交流電動機の制御装置の構成を示したもので、この図１４を参照しながら説明する。図１４は、例えば、総合電子出版社発行の「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」のＰ８６に掲載されている制御ブロック図である。なお、簡単化のため位置の制御ループは省略した。
図１４において、１はブラシレスＤＣモータ、２はエンコーダ、３はブラシレスＤＣモータ１を駆動するＰＷＭインバータである。４は電流検出器で、ＰＷＭインバータ３の出力電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，ＶｗａによってブラシレスＤＣモータ１に流れる電流ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを検出する。図１４では２相電流ｉｖａ，ｉｗａを検出する構成を示している。
５は速度・位置信号処理器で、エンコーダ２の信号を受けてモータ１の機械角速度（実速度とも言う）ｗｒｍ、電気角速度ｗｒｅ、電気角θｒｅを出力する。６は正弦波発生器で、速度・位置信号処理器５の出力である電気角θｒｅを入力し、ｓｉｎθｒｅと、ｃｏｓθｒｅを後述の座標変換器７，１７へ出力する。７は３相／ｄ−ｑ座標変換器で、電流検出器４で検出した電流ｉｖａ，ｉｗａを入力し、正弦波発生器６の出力により、回転子座標系の励磁分電流ｉｄａとトルク分電流ｉｑａに変換する。
８は減算器で、速度指令ｗｒｍ*と実測度ｗｒｍの速度偏差をとる。９は速度制御器で、減算器８からの速度偏差を入力し、トルク分電流指令ｉｑａ*を出力する。この速度制御器９は例えば比例積分ＰＩで構成される。１０は減算器で、トルク分電流指令ｉｑａ*と３相／ｄ−ｑ座標変換器７より出力されたトルク分電流ｉｑａの差を取る。１１はｑ軸電流制御器で、減算器１０の出力であるｑ軸電流偏差を入力し非干渉化されたｑ軸電圧指令Ｖｑｚ*を出力する。このｑ軸電流制御器１１は例えば比例積分ＰＩで構成される。
１２は減算器で、ｄ軸電流指令ｉｄａ*と３相／ｄ−ｑ座標変換器７より出力された励磁分電流ｉｄａの差を取る。１３はｄ軸電流制御器で、減算器１２の出力であるｄ軸電流偏差を入力し非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｚ*を出力する。１４は非干渉化制御器で、加算器１５，１６と共に非干渉制御を行うためのものである。
ここで、非干渉制御について簡単に説明する。
ブラシレスＤＣモータ１にはｄ，ｑ軸間で干渉しあう速度起電力がある。それらは励磁分電流ｉｄａ，トルク分電流ｉｑａに影響するが、直接制御できるものではない。そこで、その速度起電力を求めておいて干渉を打ち消す制御が非干渉制御である。
具体的には次式に示されるｄ軸電圧指令Ｖｄａ*とｑ軸電圧指令Ｖｑａ*を求めることにより行う。
Ｖｄａ*＝Ｖｄｚ*−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ （１）
Ｖｑａ*＝Ｖｑｚ*＋ｗｒｅ・（φｆａ＋Ｌａ・ｉｄａ） （２）
ここで、φｆａは電機子巻線鎖交磁束数、Ｌａは電機子巻線の自己インダクタンスである。
つまり、非干渉制御では、非干渉化されたｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄｚ*、Ｖｑｚ*に速度起電力の成分である−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ，ｗｒｅ・（φｆａ＋Ｌａ・ｉｄａ）を加算することによって、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*とｑ軸電圧指令Ｖｑａ*を求めている。これにより、例えばｄ軸では、速度起電力の成分である−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａによって、ｑ軸電流（トルク分電流）ｉｑａによる干渉を防ぐことができる。
このようにして求められたｄ軸電圧指令Ｖｄａ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑａ*と正弦波発生器６の出力より、ｄ−ｑ／３相座標変換器１７にて３相交流電圧指令Ｖｕａ*、Ｖｖａ*、Ｖｗａ*が座標変換出力され、インバータ３はＰＷＭを行い電圧をブラシレスＤＣモータ１に供給する。
ところで、上述した電流検出器４にはオフセットが存在する場合がある。このオフセットはモータ１の動作に無関係であって、電流検出器４にかかわるオフセット分であって、モータ１が停止中であっても検出されるノイズ分である。この電流オフセットは、モータ１のトルクに対して電気角に依存して変化する脈動分を発生させ、電気角の各一回転に対して一回のトルクリップルを発生することになる。
従来、この電流検出器４におけるオフセットを補償するために、電源投入時等の非常停止中において、モータ１に電流が全く流れないオープンな状態において、電流検出器４から出力される値を電流検出器４のオフセット量であるとして、電流制御時に検出された電流値からこのオフセットを差し引いて電流フィードバックとしていたものがある。
しかし、この様な方法では電流検出器４の温度変化によるドリフトに対応できないという問題点がある。電流検出器４には、通常、電流／電圧変換器やＡ／Ｄ変換器が含まれる。これらの電子部品は温度に応じてその特性が変化し、ドリフトが生じる。このドリフトにより電流検出器４のオフセットが時間と共に変化してしまう。
この温度ドリフトによるオフセットの変化に対応するため、いくつかの方法が考案されている。
例えば、特開平８−４７２８０号公報に記載されたＡＣサーボモータの制御方法では、電圧指令が零となる毎に実電流を検出してオフセットを求め、更新していくといった方法が提案されている。しかし、この方法では、電源投入後すぐにモータが回転し、約５分間程度回り続けた場合、その間のオフセット補償はできず、トルクリップルを発生する。頻繁に電圧指令が零になるような、すなわち停止状態となるような用途においては、問題も少なくてすむが、用途が限定されてしまう。
また、特開平６−２７６７８１号公報に記載されたモータドライブ装置では、ゼロトルク出力時にオフセット値を推定する方式が提案されている。この方法も、上述した特開平８−４７２８０号公報と同様にモータが停止した状態でしかオフセットの補償ができないため、同様な問題がある。
このように、上述した交流電動機の制御装置では、次のような問題がある。
（１）電流検出器のオフセットによりトルクリップルをもつ。
（２）電流検出器のオフセットは温度ドリフトにより時間と共に変化する。
（３）モータ停止など限られた状態でなければ、再度オフセット補正値を推定することができない。つまり、モータが回転中に温度ドリフトしていくオフセットによるトルクリップルは抑えることができなかった。
この発明の目的は、上記のような問題を解決するためになされたもので、モータが実際に動作している際に、すなわち、回転中や有負荷時でも、電流検出器のオフセットを推定し、電流検出値を補償し、電流検出器によるトルクリップルの生じない交流電動機の制御装置を提供するものである。
発明の開示
上記目的を達成するために、この発明に係る交流電動機の制御装置は、三相交流電動機と、上記三相交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段による検出電流を入力して回転座標系の励磁分電流及びトルク分電流に変換する回転座標変換手段と、上記回転座標変換手段からの励磁分電流及びトルク分電流と、励磁分電流指令及びトルク分電流指令との比較差で与えられる励磁分電流偏差及びトルク分電流偏差に基づいたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令をそれぞれ出力する電流制御手段と、上記三相交流電動機に直結されたエンコーダと、上記エンコーダからの信号に基づいて上記三相交流電動機の機械角速度と電気角速度及び電気角を得る信号処理手段と、上記信号処理手段からの電気角に応じた正弦波を発生する正弦波発生器と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と上記正弦波発生器からの正弦波とを入力して三相交流電圧指令に座標変換して出力する三相座標変換手段と、上記三相座標変換手段からの三相交流電圧指令に基づいて上記三相交流電動機への駆動電圧を供給するインバータと、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの出力に基づいて上記電流検出手段のオフセットを推定するオフセット推定手段と、上記電流検出手段による検出電流から上記オフセット推定手段からのオフセット推定値を減算してオフセット補正された電流値を上記回転座標変換手段に与える減算手段とを備えたものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの電気角速度に基づいてｄ軸電圧指令の電気角速度に対応する成分を取り出すバンドパスフィルタと、当該バンドパスフィルタから出力された信号を整流する絶対値回路と、当該絶対値回路からの信号の低周波成分を取り出すローパスフィルタと、当該ローパスフィルタの信号を用いて電流オフセットの推定を行う相を切り換える切り替え器と、当該切り替え器を介して入力される上記ローパスフィルタからの信号に基づいて電流オフセットを推定する推定手段とを備えたことを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記信号処理手段からの電気角に対応した正弦波を出力する正弦波発生手段と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記正弦波発生手段からの電気角に対応した正弦波との乗算を行う乗算手段と、当該乗算手段の出力から直流成分を取り出すフィルタ手段と、当該フィルタ手段からの信号に基づいて電流オフセットを推定する推定手段とを備えたことを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記回転座標変換手段からのトルク分電流と上記信号処理手段からの電気角速度との積を得る第１の乗算器と、当該第１の乗算器の出力に比例した信号を得るゲイン回路と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記ゲイン回路を介した電気角速度に比例した信号とを加算した非干渉化ｄ軸電圧指令を得る第１の加算器とをさらに備え、上記乗算手段に与えるｄ軸電圧指令として上記非干渉化ｄ軸電圧指令を用いることを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記乗算手段に与えられる上記非干渉化ｄ軸電圧指令の直流成分を取り出すローパスフィルタと、当該ローパスフィルタの出力よりインダクタンスの変化分を推定するインダクタンス変化分推定器と、上記第１の乗算器の出力に上記インダクタンス変化分推定器の出力を乗算する第２の乗算器と、上記第１の加算器の出力に上記第２の乗算器の出力を加算した新たな非干渉化ｄ軸電圧指令を得る第２の加算器とをさらに備え、上記乗算手段に与えるｄ軸電圧指令として上記第２の加算器から得られる新たな非干渉化ｄ軸電圧指令を用いることを特徴とするものである。
また、上記フィルタ手段は、所定のカットオフ周波数を有する一次遅れフィルタで構成されると共に、上記推定手段は、所定の比例ゲインと所定の折点周波数を有するＰＩ制御器で構成され、上記フィルタ手段及び上記推定手段は、上記信号処理手段からの電気角速度に応じて上記カットオフ周波数及び上記折点周波数が変化することを特徴とするものである。
また、上記オフセット推定手段は、上記信号処理手段からの電気角速度に応じた位相を出力する位相テーブルと、上記信号処理手段からの電気角と上記位相テーブルからの位相とを加算する第３の加算器とをさらに備え、上記正弦波発生手段は、当該第３の加算器からの出力に対応した正弦波を発生することを特徴とするものである。
また、上記乗算手段に与える非干渉化ｄ軸電圧指令は、所定のサンプリング毎に得られるｄ軸電圧指令と電気角速度及びトルク分電流をそれぞれ加算した値の平均値を用いて求めることを特徴とするものである。
さらに、上記電流検出手段は、三相交流の各相電流を検出する構成でなり、かつ、上記減算手段は、三相交流の各相毎にオフセット補正された電流値を得る構成でなり、上記オフセット推定手段は、上記電流検出手段により検出される３相分の検出電流を加算する第４の加算器と、当該第４の加算器の出力により１相分のオフセットを推定する１相分オフセット推定手段と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの出力に基づいて推定する上記オフセット推定手段からのオフセットに上記１相分オフセット推定手段により推定される１相分のオフセットを加算して上記１相分オフセット推定手段により推定される１相分のオフセット以外の他の２相のオフセットを得る加算手段とをさらに備えたことを特徴とするものである。
【図面の簡単な説明】
図１は、この発明の実施の形態１に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図２は、この発明を説明するために用いられる従来の交流電動機の制御装置のｄ軸電流制御ループを取り出したブロック図、
図３は、図２に示すブロック図をＷ相オフセットとしてＶ相オフセットからｄ軸電圧指令までの伝達特性を示すブロック図、
図４は、図１のＶ相オフセット推定器の具体的構成例を示すブロック図、
図５は、図１の説明に用いるＶ相オフセットとｄ軸電圧指令の１ｆ成分の関係を示す図、
図６は、この発明の実施の形態２に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図７は、この発明の実施の形態２に係る交流電動機の制御装置の別の構成例を示す構成図、
図８は、この発明の実施の形態３に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図９は、この発明の実施の形態４に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図１０は、この発明の実施の形態５に係る交流電動機の制御装置の要部を示す構成図、
図１１は、この発明の実施の形態６に係る交流電動機の制御装置の要部を示す構成図、
図１２は、この発明の実施の形態７に係る交流電動機の制御装置を示すフローチャート、
図１３は、この発明の実施の形態８に係る交流電動機の制御装置を示す構成図、
図１４は、従来の交流電動機の制御装置を示す構成図である。
発明を実施するための最良の形態
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る交流電動機の制御装置の構成を示す。
図１において、図１４に示す従来例と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。また、非干渉制御は簡単化のため省略した。
新たな符号として、１００はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*の電気角速度ｗｒｅに対応する成分を取り出すバンドパスフィルタ、１０１はバンドパスフィルタ１００から出力された信号を整流する絶対値回路、１０２は絶対値回路１０１の信号の低周波成分を取り出すローパスフィルタ、１０３はそのローパスフィルタ１０２の信号を用いてＶ相またはＷ相のいずれかの相の電流オフセットを推定するかを切り替える切り替え器であり、この切り替え器１０３は、適当な時間間隔で、Ｖ相オフセットを推定するときは切り替え器１０３のＶ側へ信号を伝達し、Ｗ相オフセットを推定するときは切り替え器１０３のＷ側へ信号を伝達するよう動作する。
１０４は切り替え器１０３がＶ側になっているとき、Ｖ相のオフセットを推定するＶ相オフセット推定器、１０５は切り替え器１０３がＷ側になっているとき、Ｗ相のオフセットを推定するＷ相オフセット推定器、１０６はＶ相オフセット推定器１０４からの推定値を電流検出器４の出力から差し引いた値を３相／ｄ−ｑ座標変換器７に出力する減算器、１０７はＷ相オフセット推定器からの推定値を電流検出器４の出力から差し引いた値を３相／ｄ−ｑ座標変換器７に出力する減算器である。
ここで、図１の詳細の動作の説明をする前に、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に電流検出オフセットの影響がどのように現れるかを説明する。
図２は従来例の図１４より無負荷時のｄ軸電流ループのみを取り出した図である。図２において、１ａはブラシレスＤＣモータ１のｄ軸部分のみを取り出したブロックである。１ａ中、１１０はモータ１のｄ軸の伝達関数ブロックで、ｄ軸電圧Ｖｄａを入力し、ｄ軸電流ｉｄｍを出力する。１１１はモータ１内部のｄ−ｑ／３相座標変換ブロックで、ｄ軸電流ｉｄｍを入力し３相電流ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを出力する。１１２は加算器で、Ｖ相の電流検出オフセットを模擬しており、Ｖ相電流オフセットｉｖｏの値がここで加算される。１１３も同様な加算器で、Ｗ相電流オフセットｉｗｏの値がここで加算される。この電流オフセットｉｖｏ，ｉｗｏの値を加算した電流値を３相／ｄ−ｑ座標変換器７で座標変換することでｄ軸電流ｉｄａが求められる。
この図２においては電圧誤差はなく、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*はモータ１のｄ軸電圧Ｖｄａに一致すると考えている。ここで、電流オフセットｉｖｏ，ｉｗｏがゼロの場合は、モータ１内部のｄ軸電流ｉｄｍと検出され、座標変換され求まったｄ軸電流ｉｄａは一致する。
しかし、オフセットがあると、その成分が座標変換器７により電気角周波数と同じ周波数成分（１ｆ成分）となり、ｄ軸電流ｉｄａに加わることになる。しかし、通常、ｄ軸電流指令ｉｄａ*は、ｉｄａ*＝０で制御されるため、座標変換器７から出力されるｄ軸電流ｉｄａには１ｆ成分は含まれることはなく、ｄ軸電流ｉｄａからは検出できない。ただし、逆に、モータ１内部のｄ軸電流ｉｄｍは１ｆ成分で振動することになる。これは、当然ながらｄ軸電圧指令Ｖｄａ*にも１ｆ成分の振動として現れることになる。
次に、図２に示すブロック図をＷ相オフセットｉｗｏ＝０として、Ｖ相オフセットｉｖｏからｄ軸電圧指令Ｖｄａ*までの伝達特性を示すフロック図を求めると図３となる。この図３において、Ｇ（ｓ）は点線で囲んだ部分の伝達関数ブロックで、ｄ軸電流制御器１３が比例積分制御でＧｉ・（１＋ｗｉ／ｓ）で表されるとすると、伝達関数Ｇ（ｓ）は、
Ｇ（ｓ）＝Ｇｉ・｛Ｌａ・Ｓ2＋（Ｒ＋Ｗｉ・Ｌａ）・Ｓ＋Ｗｉ・Ｒ｝
／｛Ｌａ・Ｓ2＋（Ｒ＋Ｇｉ）・Ｓ＋Ｇｉ・Ｗｉ｝ （３）
となる。ここで、Ｒは電機子巻線抵抗である。
この伝達関数より、十分低速域ではＧ（ｓ）＝Ｒとなる。よって、Ｖ相のみオフセットがある場合、十分低速域では
Ｖｄａ*＝ｉｖｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３） （４）
となる。同様にして、Ｗ相のオフセットがある場合も考えると、
Ｖｄａ*＝ｉｖｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３）
＋ｉｗｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３） （５）
となる。
このようにして、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*にはＶ相電流オフセットｉｖｏ，Ｗ相電流オフセットｉｗｏに比例し、１ｆで振動する成分が現れることがわかった。本実施の形態１は、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*の１ｆ成分のみ取り出し、その振幅によりオフセットを推定するよう構成するもので、その１つの構成例が図１である。
続いて、図１の構成により具体的にどのようにオフセットを推定し、補正するかを述べる。
バンドパスフィルタ１００と絶対値回路１０１及びローパスフィルタ１０２により、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*の１ｆ成分の平均値ｖｄａｖが取り出せる。この平均値ｖｄａｖはＶ相電流オフセットｉｖｏ及びＷ相電流オフセットｉｗｏがゼロの時、最も小さくなる。
そこで、まず、切り替え器１０３をＶ側に接続し、Ｖ相電流オフセットを推定する。Ｖ相オフセット推定器１０４は例えば次のように動作する。
すなわち、Ｖ相オフセット推定器１０４は、入力を微分し、その微分値が正であれば負の方向にオフセット補正値を操作し、逆に微分値が負であれば正の方向にオフセットを操作する。
図４にＶ相オフセット推定器１０４の具体的な内部構成例を示す。
図４において、１０４ａは微分器、１０４ｂは符号反転器、１０４ｃはＰＩ制御器である。上記平均値ｖｄａｖを入力し操作量ｉｖｏｖを出力するが、図５は図１においてＶ相オフセット推定器１０４がない場合のループの伝達関数を示しており、図５に示すように、操作量ｉｖｏｖに従って平均値ｖｄａｖは変化する。従って、図４に示す制御ループを構成することにより、うまく平均値ｖｄａｖが最小となる電流検出器４のオフセット補正値が推定できる。
このようにして、Ｖ相電流オフセットを求めた後にＷ相電流オフセットも同様に求める。これは、順次繰り返すことにより、モータ１を停止させることなく常にオンラインでオフセットが推定できることになり、運転状態で温度ドリフトが生じてもトルクリップルが増大することがない。
実施の形態２．
次に、図６は実施の形態２に係る交流電動機の制御装置のブロック図である。
図６において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。新たな符号として、２００は電気角θｒｅを入力し、ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３＋π／２）で表される電気角θｒｅに対応した正弦波を出力する正弦波発生器で、ここでは、この出力をｖ＿ｓｉｎと称す。２０１は電気角θｒｅを入力し、ｓｉｎ（θｒｅ＋２・π／３＋π／２）で表される電気角θｒｅに対応した正弦波を出力する正弦波発生器で、ここでは、この出力をｗ＿ｓｉｎと称す。２０２は上記正弦波ｖ＿ｓｉｎとｄ軸電圧指令Ｖｄａ*との乗算を行う乗算器で、その出力をｘｖとする。２０３は上記正弦波ｗ＿ｓｉｎとｄ軸電圧指令Ｖｄａ*との乗算を行う乗算器で、その出力をｘｗとする。２０４は上記乗算器２０２の出力ｘｖの直流成分を取り出すローパスフィルタ回路で、その出力をｙｖとする。２０５は上記乗算器２０３の出力ｘｗの直流成分を取り出すローパスフィルタ回路で、その出力をｙｗとする。２０６は上記フィルタ回路２０４の出力ｙｖを用いてＶ相オフセットを推定するＶ相オフセット推定器で、例えば比例積分ＰＩで構成される。２０７は上記フィルタ回路２０５の出力ｙｗを用いてＷ相オフセットを推定するＷ相オフセット推定器で、例えば比例積分ＰＩそ構成される。
次に動作について説明する。
上述した構成において、正弦波発生器２００と２０１の出力ｖ＿ｓｉｎとｗ＿ｓｉｎは次式（６），（７）に示すものとなる。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３＋π／２） （６）
ｗ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋２・π／３＋π／２） （７）
ここで、式（５）で示したｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に式（６）で示した正弦波発生器２００の出力ｖ＿ｓｉｎを乗算器２０２で乗算すると、乗算器２０２の出力ｘｖは次式（８）に示すものとなる。
ｙｖ＝（ｘｖの直流成分）＝√（６／４）・ｉｖｏ・Ｒ （９）
フィルタ回路２０４の出力ｙｖにはＶ相オフセットの影響しか出てこない。なお、直流成分を取り出すフィルタ回路２０４は式（８）の２θｒｅ成分（２ｆ成分）の交流を十分減衰するよう構成する必要がある。
同様にＷ相についても、
ｙｗ＝（ｘｗの直流成分）＝−√（６／４）・ｉｖｏ・Ｒ （１１）
フィルタ回路２０５の出力ｙｗにはＷ相オフセットの影響しか出てこない、なお、直流成分を取り出すフィルタ回路２０５は式（１０）の２θｒｅ成分（２ｆ成分）の交流を十分減衰するよう構成する必要がある。
式（９）、式（１１）により直接Ｖ相オフセットｉｖｏ，Ｗ相オフセットｉｗｏを求めて電流検出値から減算しても良いが、動作中にオンラインでオフセット推定できるように、比例積分ＰＩで図６のように構成する方がよい。
こうすることにより、ｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に現れるＶ相、Ｗ相のオフセットの影響が多少異なった位相となってもうまくオフセット推定できる。
上記で述べた構成の他の構成例として、図７に示すように構成しても良い。
図６に示す構成において、正弦波出力ｖ＿ｓｉｎ，ｗ＿ｓｉｎを、式（６）、式（７）で表すものとしたが、次の式（１２）、式（１３）のようにとっても、同様に構成できる。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３） （１２）
ｗ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３） （１３）
こうすると、式（５）で示したｄ軸電圧指令Ｖｄａ*に式（１２）で示した正弦波発生器２１０の出力ｖ＿ｓｉｎを乗算器２０２で乗算し、フィルタ回路２０４で直流成分を取り出すと、フィルタ回路２０４の出力ｙｖは次式（１４）に示すものとなる。
ｉｖｏ＝２・√２／（３・Ｒ）・（２・ｙｖ−ｙｗ） （１６）
ｉｗｏ＝２・√２／（３・Ｒ）・（２・ｙｗ−ｙｖ） （１７）
となる。この式（１６）、式（１７）に対応するのが図７の演算器２１２、衰算器２１３である。この演算器２１２、演算器２１３の出力は、Ｖ相オフセットｉｖｏ、Ｗ相オフセットｉｗｏからわずかに誤差を持つ場合があるので、図７ではｙｖ１，ｙｗ１として、Ｖ相とＷ相オフセット推定器２０６，２０７を設け、オンラインで推定するよう構成する。
このように、図６で示したような正弦波発生器２００，２０１のように位相をとることもできるし、図７で示したような正弦波発生器２１０，２１１のように位相をとることもできる。いずれの場合も、動作中にオフセットが正しく推定でき、温度ドリフトが生じてもトルクリップルが増大することがない。
実施の形態３．
図８は実施の形態３に係る交流電動機の制御装置のブロック図である。
図８に示す実施の形態３は、図６に示す実施の形態２の構成対し次のブロックが追加された構成となっている。まず、２２０はトルク分電流ｉｑａと電気角速度ｗｒｅとの積をとる乗算器、２２１はゲイン回路、２２２はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*とゲイン回路２２１の出力を加算する加算器で、その出力をＶｄｘとする。
次に動作について説明する。
非干渉制御の説明で述べたように、ｄ軸の電流制御ループは式（１）に示す式で非干渉化を行う。非干渉制御された場合、モータ１は、ｄ軸に関して、図２のｄ軸部分のブロック１ａで示したように表される。無負荷時は、トルク分電流ｉｑａ＝０のため、非干渉化していなくても図２のｄ軸部分のブロック１ａのようになる。しかし、負荷が大きくなっていくと、式（１）で示した（−ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ）の項が大きくなり、ｄ軸電流指令Ｖｄａ*に大きく影響を及ぼすことになる。そうなると、式（５）で表したＶ相オフセットとＷ相オフセットのｄ軸電流指令Ｖｄａ*に及ぼす影響が成り立たなくなる。そこで、推定に使うｄ軸電流指令Ｖｄａ*は非干渉化されたｄ軸電圧指令を使用する必要がある。
図８は非干渉化されたｄ軸電圧指令を簡単に作り出す方法を示している。
式（１）より、非干渉制御を行う場合は、非干渉化されたｄ軸電圧指令は図１４のｄ軸電流制御器１３の出力Ｖｄｚ*として容易に得られる。しかし、このように非干渉制御を構成しない場合も多くない。その場合、図８で示すように
Ｖｄｘ＝Ｖｄａ*＋ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａ （１８）
とすることにより、簡単に求めることができる。この非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘは負荷がある場合でも式（５）で示すような関係、つまり、
Ｖｄｘ＝ｉｖｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３）
＋ｉｗｏ・Ｒ・√２・ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３） （１９）
が成り立つ。この非干渉化ｄ軸電圧指令を用いて推定するように図８の構成をとれば、負荷がかかった場合でも良好にオフセットを推定できる。当然ながら、非干渉制御を行い、式（１）に示すｄ軸電圧指令Ｖｄｚ*を用いても同様である。
実施の形態４．
図９は実施の形態４に係る交流電動機の制御装置のブロック図である。
図９に示す実施の形態４は図８に示す実施の形態３対し次のフロックが追加された構成となっている。まず、２３０は非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘの直流成分を取り出すローパスフィルタ回路、２３１はローパスフィルタ回路２３０の出力よりインダクタンスＬａの変化分ΔＬａを推定する推定器、２３２は乗算器２２０で計算されたｗｒｅ・ｉｑａに推定器２３１で求まったΔＬａを乗ずる乗算器、２３３は加算器２２２の出力ｗｒｅ・Ｌａ・ｉｑａに乗算器２３２の出力ｗｅ・ΔＬａ・ｉｑａを加算する加算器である。この加算された結果を新たにＶｄｘとして、オフセット推定を行う。
次に動作について説明する。
実施の形態３で示すように非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘを求め、オフセット推定に用いると標準的なモータにて、１００％程度まで良好に動作した。しかし、インダクタンスが磁気飽和により大きく変化するようなモータでは、オフセット推定値がリップルを持ってしまうことがある。これは、式（１８）において、実際のモータ内部のｄ軸電圧は磁気飽和によってインダクタンスＬａが変化しており、非干渉化されたＶｄｘがモータの内部のｄ軸電圧に一致しなくなったためである。ｑ軸電流ｉｑａは負荷がかかると直流成分をもつ。また、オフセットがあると１ｆリップルをもつ。このｑ軸電流ｉｑａの１ｆは非干渉化されていればＶｄｘには現れないが、非干渉化がうまくいかないと、式（１９）で示したオフセットの影響が現れる位相を狂わせる要因となる。この位相が式（１９）と異なると、Ｖ相オフセットがＷ相のオフセット推定値にも影響を及ぼすと言ったことになり、うまく推定できず振動的になってしまう。
これは、インダクタンスの変化しやすいモータ、あるいは磁気飽和するほど大きな負荷をとって駆動するような場合に問題となる。そこで、オフセットを推定すると同時にインダクタンスＬａを推定するようにしたのが図９である。Ｖｄｘは非干渉化がうまくできていれば、ｉｄａ*＝０で制御しているため、Ｖｄｘの平均値はゼロとなる。そこで、ローパスフィルタ２３０よりＶｄｘの直流成分を取り出し、その値でインダクタンスの変化分ΔＬａを推定すべく推定器２３１を設ける。これは例えば比例積分ＰＩで構成する。このインダクタンスの変化分ΔＬａを先に述べた図９で示したように構成すると、結果的に非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘは次のようになる。
Ｖｄｘ＝Ｖｄａ*＋ｗｒｅ・（Ｌａ＋ΔＬａ）・ｉｑａ （２０）
このように推定したインダクタンス変化分ΔＬａにより非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘを求めているため、インダクタンスが大きく変化するようなモータあるいは磁気飽和を起こすような大負荷時でも良好にオフセットの推定ができるようになる。
実施の形態５．
次に、実施の形態５について説明する。
図１０（ａ）は、図６のローパスフィルタ回路２０４とＶ相オフセット推定器２０６の部分を取り出したものである。また、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に対応する実施の形態５の要部を示すブロック図である。２０４ａはローパスフィルタ回路の一構成例で、ここではカットオフ周波数ｗｃの一次遅れフィルタで構成している。２０６ａはＶ相オフセット推定器の一構成例で、比例ゲインＧｉ、折点周波数ｗｉのＰＩ制御器で構成している。一次遅れフィルタ２０４ａとＰＩ制御器２０６ａはモータの電気角速度Ｗｒｅを入力しそれに応じてカットオフ周波数ｗｃ及び折点周波数ｗｉを変化させる。ここでは、Ｖ相推定器側しか示していないが、Ｗ相推定器側も同様に構成する。
次に動作について説明する。
式（８）で示したように、一次遅れフィルタ２０４ａの入力信号ｘｖは２θｒｅの成分をもち、この成分を十分減衰して直流成分を取り出す必要がある。つまり、電気角速度ｗｒｅの時は、２・ｗｒｅの周波数でゲインが十分低くなるフィルタとする必要がある。例えば、モータが電気角相当で１０Ｈｚで回転しているときはその２倍の２０Ｈｚ成分を十分減衰する必要があるが、モータが５Ｈｚで回転している時は１０Ｈｚ成分を十分減衰しなければならない。もし、一次遅れフィルタ２０４ａのカットオフ周波数を変えない場合、最初から低周波域でも２・ｗｒｅの振動が残らないようなカットオフ周波数を設定しなければならない。
また、それに応じてＰＩ制御器２０６ａの折点周波数も低く設定しなければならない。こうすると、結果的にオフセット推定ループの応答は非常に遅くなってしまう。このような場合に、次のようにカットオフ周波数ｗｃど折点周波数ｗｉを決めるようにする。
ｗｃ＝２・ｗｒｅ／１０ （２１）
ｗｉ＝２・ｗｒｅ／５０ （２２）
こうすることにより、モータの回転数により自動的に適正な応答で、オフセットを推定することができるようになる。これは、通常の運転は１０Ｈｚ以上で行う場合が多く、それ以下の周波数はあまり使用しないような場合、「あまり使用しないような場合にあわせ固定値でｗｃ，ｗｉを決めてしまうと非常に応答が遅くなり問題がある。」また、「応答を上げるため、ｗｃ，ｗｉを高く設定すると極低速域でオフセット推定値が振動的になってしまい問題がある。」というような時に非常に効果がある。また、さらに極低速域では推定をしないという方法もある。それは乗算器２０２の出力ｘｖや乗算器２０３の出力ｘｗを推定しない領域では強制的にゼロにすることで簡単に実現できる。このように推定を停止した場合、オフセット推定器２０６に積分要素があると、推定を停止する前のオフセット値を保持する。
実施の形態６．
次に実施の形態６について説明する。
図１１は、図６のブロック図に示す実施の形態２において、ｖ＿ｓｉｎとｗ＿ｓｉｎを出力する正弦波発生器２００，２０１の部分に対する、実施の形態６を示す要部のブロック図を示すものである。ここに記されていないものは図６と同等である。図１１において、新たな符号として、２４０は位相テーブルで、式（３）で示した伝達関数が電気角速度ｗｒｅによってどのような位相αとなるか事前に求めてテーブルとしてもっておく。２４１は加算器で、電気角θｒｅと前述の位相αを加算する。２００ａは正弦波発生器で、この正弦波発生器２００ａで次式（２３）に示すような正弦波ｖ＿ｓｉｎを発生する。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋π／３＋π／２＋α） （２３）
また、２０１ａも正弦波発生器で、この正弦波発生器２０１ａでは次式（２４）に示すような正弦波ｗ＿ｓｉｎを発生する。
ｗ＿ｓｉｎ＝ｓｉｎ（θｒｅ＋２π／３＋π／２＋α） （２４）
続いて、動作について説明する。
既に説明したように、無負荷時、Ｖ相オフセットからｄ軸電圧指令Ｖｄａ*までの伝達関数Ｇ（ｓ）は式（３）のように示される。十分低速域ではこの伝達関数はＧ（ｓ）：Ｒとなり位相遅れなく伝達される。しかし、高速域では伝達関数Ｇ（ｓ）によって位相が変化する。この位相ずれの１例として、２００Ｗのモータで計算したところ、モータ回転速度１０００ｒ／ｍｉｎで最大６０ｄｅｇ程度の位相ずれが発生することがわかった。これだけの位相ずれがあると、Ｖ相オフセットとＷ相オフセットへの分離がうまくいかなくなってしまう。そこで、あらかじめ式（３）にて位相ずれ量を計算しておき位相テーブル２４．０にもたせておく。その位相ずれ量により推定に用いるｄ軸電圧指令に乗ずるｖ＿ｓｉｎ，ｗ＿ｓｉｎを操作することにより、モータが高速回転となり上述の位相ずれが生じた場合でもＶ相オフセットとＷ相のオフセットの影響が分離できるようになり、両オフセットが正しく推定できるようになる。
実施の形態７．
図１２は実施の形態７を説明するフローチャートである。
図１２において、３００はＳＴＡＲＴで運転開始を示している。３０１は通常の電流制御及び速度制御の演算ループを示す。３０２はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*、モータ電気角速度ｗｒｅ，ｑ軸電流ｉｑ（：トルク分電流ｉｑａ）の加算を行うと同時に、カウンタＣＮＴをカウントアップする。３０３はカウンタＣＮＴがあらかじめ設定した回数Ｎ回に達したかどうか判断するもので、Ｎ回に達するまで３０１と３０２を繰り返すよう構成されている。３０４はｄ軸電圧指令Ｖｄａ*、モータ電気角速度ｗｒｅ，ｑ軸電流ｉｑのＮ回分の加算値ΣＶｄａ*、Σｗｒｅ、Σｉｑを使い非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘａを次のように求める。
Ｖｄｘａ＝（ΣＶｄａ*＋Σｗｒｅ・Ｌａ・Σｉｑ）／Ｎ （２５）
また、それら加算値ΣＶｄａ*、Σｗｒｅ、Σｉｑ及びカウンタの値ＣＮＴをクリアする。３０５では上記式（２５）のようにして求めた非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘａを図８に示す実施の形態３の非干渉化ｄ軸電圧指令Ｖｄｘの代わりに用いてオフセット推定するものである。３０６は運転終了かどうかを判断し、運転終了でなければ上述の３０１から３０５を繰り返すよう構成している。運転終了時は３０７にて終了する。
次に、この動作について説明する。
例えばＳ／Ｗにて電流サンプリングを行い電流ループと速度ループがサンプリング時間２００ｕｓで動作しており、オフセットの推定は演算時間の問題で同じ２００ｕｓで動作できない場合がある。このような場合に、例えばサンプリング時間の１６倍の時間でオフセット推定を行うことができる。ただし、この場合２００ｕｓの１６倍の３．２ｍｓの演算周期となるため、うまく推定できないことがある。そこで、上記式（２５）に示すように電流ループのサンプリング時間毎にｄ軸電圧指令Ｖｄａ*、モータ電気角速度ｗｒｅ，ｑ軸電流ｉｑのＮ回分の加算値ΣＶｄａ*、Σｗｒｅ、Σｉｑを求めておき、その値を使うことにより良好にオフセットの推定を行うことができるようになる。
すなわち、電流制御系のサンプリング時間のｎ倍（ｎは正の整数）のサンプリング周期で電流検出器のオフセット演算を行う場合、電流制御系のサンプリング周期毎に出力されるｄ軸電圧指令にｎ回分の平均値を用いてオフセット推定を行うことにより、より良好にオフセットの推定を行うことができる。また、このように構成することにより、電流検出分解能がある程度低い場合でも良好に推定できる。
実施の形態８．
図１３は実施の形態８を示す図である。
図１３において、図８に示す実施の形態３と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。新たな符号として、３１０は電流検出器で、三相の電流検出値ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを検出する。３１１は加算器で、上記三相の電流検出値ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａを加算する。３１２はゲイン回路で、加算器３１１の出力を１／３にする。つまり、ゲイン回路３１２の出力は三相の電流検出値ｉｕａ，ｉｖａ，ｉｗａの平均となる。３１３はローパスフィルタで、ゲイン回路３１２の出力の高周波リップルを除去する。このローパスフィルタ３１３の出力をオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔと称す。３１４はＶ相オフセット推定器２０６の出力と上記オフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔの値を加算する加算器、３１５はＷ相オフセット推定器２０７の出力と上記オフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔの値を加算する加算器である。３１６はＵ相の電流検出値ｉｕａから上記オフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔを減算する減算器である。また、３１７、３１８はそれぞれ正弦波ｖ＿ｓｉｎ，ｗ＿ｓｉｎを発生する正弦波発生器で、例えば次式に示す正弦波を発生する。
ｖ＿ｓｉｎ＝ｃｏｓ（θｒｅ＋５π／３＋π／２） （２６）
ｗ＿ｓｉｎ＝ｃｏｓ（θｒｅ＋π／３＋π／２） （２７）
次に動作原理について説明する。
３相電流検出の場合、２相電流検出と同様に考えると、３相それぞれの電流検出オフセット値をｉｕｏ，ｉｖｏ，ｉｗｏとすると、非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘは次式（２８）のようになる。
Ｖｄｘ＝ｉｕｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋π）
＋ｉｖｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋π／３）
＋ｉｗｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋５π／３） （２８）
ここで、次のように定義する。
ｉｕｏ＝ｉｏｆｆｓｅｔ （２９）
ｉｖｏ＝ｉｏｆｆｓｅｔ＋Δｉｖｏ （３０）
ｉｗｏ＝ｉｏｆｆｓｅｔ＋Δｉｗｏ （３１）
そうすると、上記（２８）は次のように変形できる。
Ｖｄｘ＝Δｉｖｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋π／３）
＋Δｉｗｏ・Ｒ・√（２／３）・ｃｏｓ（θｒｅ＋５π／３） （３２）
つまり、全ての相に共通するオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔは影響せず、そのオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔからの偏差分Δｉｖｏ、Δｉｗｏのみ影響する。これは、トルクリップルに関しても同様なことが言える。そこで、その偏差分を２相電流検出の場合と同様な方法で検出し、共通するオフセットは３相電流の合計がゼロになることを利用して推定するよう構成するのが、この実施の形態８の趣旨である。
次に詳細動作説明をする。
加算器３１１、ゲイン回路３１２、ローパスフィルタ３１３を通して得られたオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔは次のように表すことができる。
ｉｏｆｆｓｅｔ＝{（ｉｕａ＋ｉｖａ＋ｉｗａ）／３}の直流成分 （３３）
これは、３相に共通するオフセットであり、直流トルクリップルを生じさせる原因にはならないが、直流偏磁としてモータ１の動作を乱す原因となる。そこで、検出した電流値からこのオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔを減算するよう構成する。例えばＵ相では減算器３１６により減算する。また、Ｖ相では加算器３１４で別途推定されたＶ相オフセットのオフセット電流ｉｏｆｆｓｅｔからの偏差と加算され、減算器１０６で結果的に減算される。Ｗ相に関してもＶ相と同様に構成される。
続いて、Ｖ相、Ｗ相のオフセットのｉｏｆｆｓｅｔからの偏差分Δｉｖｏ、Δｉｗｏの推定について述べる。
式（３２）で示した非干渉化されたｄ軸電圧指令Ｖｄｘと式（２６）で示した正弦波ｖ＿ｓｉｎを乗算器２０２で乗算し、ローパスフィルタ２０４でその直流成分を取り出すように構成しているため、ローパスフィルタ２０４の出力ｙｖは次のようになる。
ｙｖ＝√（２／４）・Ｒ・Δｉｖｏ （３４）
同様にＷ相に関しては次のようになる。
ｙｗ＝√（２／４）・Ｒ・Δｉｗｏ （３５）
よって、Ｖ相のオフセット偏差Δｉｖｏがｙｖに、Ｗ相のオフセット偏差Δｉｗｏがｙｗに分離できるので、２相電流検出の場合と同様に推定できる。このようにして、３相電流検出の場合も、電流検出器３１０のオフセットがあっても、うまく推定し、補償することができるので、トルクリップルのない滑らかな運転が実現できる。
以上述べたこの発明による効果を列挙すると次のようになる。
この発明によれば、ｄ軸分電圧指令に現れる電流検出オフセットの影響を取り出して、電流検出器のオフセットを補償するため、電流検出器が温度ドリフトを起こした場合でも、モータを停止することなく良好にオフセット補償ができ、モータはトルクリップルのない、なめらかな回転をすることができる。
また、２相電流検出の場合、検出された各相の電流検出器のオフセットを同時に、かつ良好に推定、補償するため、電流検出器が温度ドリフトを起こした場合でも、モータを停止することなく良好にオフセット補償ができ、モータはトルクリップルのない、なめらかな回転をすることができる。
また、トルクがかかった場合でも電流検出器のオフセットを良好に推定、補償できる。
また、モータのインダクタンス設定値が誤差をもつ場合、または磁気飽和などで変化した場合でも電流検出器のオフセットを良好に推定、補償できる。
また、速度に応じて適切なゲインで推定できるため、推定できる速度範囲を拡大できると共に、推定ループは適切な応答で、電流検出器のオフセットを良好に推定、補償できる。
また、高速回転領域においても電流検出器のオフセットが良好に推定、補償できるようになるので、推定可能な速度の上限はなくなる。
また、演算時間不足、電流検出分解能不足になる場合でも、電流検出器のオフセットが良好に推定、補償できる。
さらに、３相電流検出の場合でも、電流検出器のオフセットが良好に推定、補償できる。
産業上の利用の可能性
この発明は、以上説明したように、三相ブラシレスＤＣモータの電流を検出し、回転子座標系に変換し、トルク分電流（ｑ軸）と励磁分電流（ｄ軸）を別々に制御する構成の交流電動機の制御装置において、励磁分電流制御器の出力であるｄ軸電圧指令のインバータ出力周波数成分により電流検出器のオフセットを推定し、電流検出器のオフセット補正を行うようにすることにより、電流検出器がオフセット誤差をもつ場合、また、温度ドリフトによりオフセットが変化した場合においても、回転を停止することなく、動作中にそのオフセットを推定、補償して、電動機がトルクリップルのない、なめらかな回転をすることができる交流電動機の制御装置を提供することができる。
Claims (9)
- 三相交流電動機と、
上記三相交流電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
上記電流検出手段による検出電流を入力して回転座標系の励磁分電流及びトルク分電流に変換する回転座標変換手段と、
上記回転座標変換手段からの励磁分電流及びトルク分電流と、励磁分電流指令及びトルク分電流指令との比較差で与えられる励磁分電流偏差及びトルク分電流偏差に基づいたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令をそれぞれ出力する電流制御手段と、
上記三相交流電動機に直結されたエンコーダと、
上記エンコーダからの信号に基づいて上記三相交流電動機の機械角速度と電気角速度及び電気角を得る信号処理手段と、
上記信号処理手段からの電気角に応じた正弦波を発生する正弦波発生器と、
上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と上記正弦波発生器からの正弦波とを入力して三相交流電圧指令に座標変換して出力する三相座標変換手段と、
上記三相座標変換手段からの三相交流電圧指令に基づいて上記三相交流電動機への駆動電圧を供給するインバータと、
上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの出力に基づいて上記電流検出手段のオフセットを推定するオフセット推定手段と、
上記電流検出手段による検出電流から上記オフセット推定手段からのオフセット推定値を減算してオフセット補正された電流値を上記回転座標変換手段に与える減算手段と
を備えた交流電動機の制御装置。 - 請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、上記オフセット推定手段は、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの電気角速度に基づいてｄ軸電圧指令の電気角速度に対応する成分を取り出すバンドパスフィルタと、当該バンドパスフィルタから出力された信号を整流する絶対値回路と、当該絶対値回路からの信号の低周波成分を取り出すローパスフィルタと、当該ローパスフィルタの信号を用いて電流オフセットの推定を行う相を切り換える切り替え器と、当該切り替え器を介して入力される上記ローパスフィルタからの信号に基づいて電流オフセットを推定する推定手段とを備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、上記オフセット推定手段は、上記信号処理手段からの電気角に対応した正弦波を出力する正弦波発生手段と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記正弦波発生手段からの電気角に対応した正弦波との乗算を行う乗算手段と、当該乗算手段の出力から直流成分を取り出すフィルタ手段と、当該フィルタ手段からの信号に基づいて電流オフセットを推定する推定手段とを備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項３に記載の交流電動機の制御装置において、上記オフセット推定手段は、上記回転座標変換手段からのトルク分電流と上記信号処理手段からの電気角速度との積を得る第１の乗算器と、当該第１の乗算器の出力に比例した信号を得るゲイン回路と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記ゲイン回路を介した電気角速度に比例した信号とを加算した非干渉化ｄ軸電圧指令を得る第１の加算器とをさらに備え、上記乗算手段に与えるｄ軸電圧指令として上記非干渉化ｄ軸電圧指令を用いることを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項４に記載の交流電動機の制御装置において、上記オフセット推定手段は、上記乗算手段に与えられる上記非干渉化ｄ軸電圧指令の直流成分を取り出すローパスフィルタと、当該ローパスフィルタの出力よりインダクタンスの変化分を推定するインダクタンス変化分推定器と、上記第１の乗算器の出力に上記インダクタンス変化分推定器の出力を乗算する第２の乗算器と、上記第１の加算器の出力に上記第２の乗算器の出力を加算した新たな非干渉化ｄ軸電圧指令を得る第２の加算器とをさらに備え、上記乗算手段に与えるｄ軸電圧指令として上記第２の加算器から得られる新たな非干渉化ｄ軸電圧指令を用いることを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項３に記載の交流電動機の制御装置において、上記フィルタ手段は、所定のカットオフ周波数を有する一次遅れフィルタで構成されると共に、上記推定手段は、所定の比例ゲインと所定の折点周波数を有するＰＩ制御器で構成され、上記フィルタ手段及び上記推定手段は、上記信号処理手段からの電気角速度に応じて上記カットオフ周波数及び上記折点周波数が変化することを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項３に記載の交流電動機の制御装置において、上記オフセット推定手段は、上記信号処理手段からの電気角速度に応じた位相を出力する位相テーブルと、上記信号処理手段からの電気角と上記位相テーブルからの位相とを加算する第３の加算器とをさらに備え、上記正弦波発生手段は、当該第３の加算器からの出力に対応した正弦波を発生することを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項４に記載の交流電動機の制御装置において、上記乗算手段に与える非干渉化ｄ軸電圧指令は、所定のサンプリング毎に得られるｄ軸電圧指令と電気角速度及びトルク分電流をそれぞれ加算した値の平均値を用いて求めることを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、上記電流検出手段は、三相交流の各相電流を検出する構成でなり、かつ、上記減算手段は、三相交流の各相毎にオフセット補正された電流値を得る構成でなり、上記オフセット推定手段は、上記電流検出手段により検出される３相分の検出電流を加算する第４の加算器と、当該第４の加算器の出力により１相分のオフセットを推定する１相分オフセット推定手段と、上記電流制御手段からのｄ軸電圧指令と上記信号処理手段からの出力に基づいて推定する上記オフセット推定手段からのオフセットに上記１相分オフセット推定手段により推定される１相分のオフセットを加算して上記１相分オフセット推定手段により推定される１相分のオフセット以外の他の２相のオフセットを得る加算手段とをさらに備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP1998/003957 WO2000014866A1 (fr) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | Unite de commande pour moteur a courant alternatif |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3813637B2 true JP3813637B2 (ja) | 2006-08-23 |
Family
ID=14208917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54683799A Expired - Fee Related JP3813637B2 (ja) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6259226B1 (ja) |
| JP (1) | JP3813637B2 (ja) |
| KR (1) | KR100364014B1 (ja) |
| DE (1) | DE19882569B4 (ja) |
| WO (1) | WO2000014866A1 (ja) |
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-
1998
- 1998-09-03 WO PCT/JP1998/003957 patent/WO2000014866A1/ja active IP Right Grant
- 1998-09-03 DE DE19882569T patent/DE19882569B4/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-09-03 JP JP54683799A patent/JP3813637B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-09-03 KR KR1020007004739A patent/KR100364014B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-09-03 US US09/486,606 patent/US6259226B1/en not_active Expired - Lifetime
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| US9973128B2 (en) | 2013-09-30 | 2018-05-15 | Meidensha Corporation | Control device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6259226B1 (en) | 2001-07-10 |
| KR20010031678A (ko) | 2001-04-16 |
| WO2000014866A1 (fr) | 2000-03-16 |
| DE19882569B4 (de) | 2008-01-03 |
| KR100364014B1 (ko) | 2002-12-11 |
| DE19882569T1 (de) | 2001-01-04 |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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