DE19882569B4

DE19882569B4 - Steuerung für einen Wechselstrommotor

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Publication number: DE19882569B4
Application number: DE19882569T
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki Kaitani; Tetsuaki Nagano; Masanori Ozaki; Fumio Kumazaki; Tsutomu Kazama
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-09-03
Filing date: 1998-09-03
Publication date: 2008-01-03
Anticipated expiration: 2018-09-04
Also published as: DE19882569T1; US6259226B1; KR20010031678A; JP3813637B2; KR100364014B1; WO2000014866A1

Abstract

Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor mit
einem Stromdetektor (4) zum Erfassen eines zu dem Motor fließenden Stromes (iva, iwa);
einem Dreiphasen/d-q-Koordinatenwandler (7), in den der von dem Stromerfassungsmittel erfasste Strom (iva, iwa) eingespeist wird, um diesen in eine Erregerstromkomponente (ida) und in eine Momentenstromkomponente (iqa) in einem umlaufenden Koordinatensystem umzuwandeln;
einer Stromsteuerung (11, 13) zum Ausgeben jeweils einer d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) und einer q-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vqa*), die auf einer Erregerstromkomponentenabweichung (ida* – ida) und einer Momentenstromkomponentenabweichung (iqa* – iqa) basieren, die durch die Differenz zwischen der Erregerstromkomponente (ida) und der Momentenstromkomponente (iqa) von dem Dreiphasen/d-q-Koordinatenwandler (7) und einer Erregerstromkomponenten-Führungsgröße (ida*) und einer Momentenstromkomponenten-Führungsgröße (iqa*) gegeben sind;
einer Codiereinrichtung (2), die direkt mit dem Motor (1) verbunden ist;
einem Drehzahl-/Positions-Signalprozessor (5) zum Berechnen einer mechanischen Winkelgeschwindigkeit (wrm), einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit (wre) und eines elektrischen Winkels (θre) des Motors auf der Grundlage eines Signals von der Codiereinrichtung...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft die Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor und insbesondere die Steuerung der Schätzung eines Offsets (Wertverschiebung) eines Stromdetektors, der einen Strom erfasst, der zu einem als Wechselstrommotor verwendeten bürstenlosen Gleichstrommotor fließt, sowie die Durchführung eines Offsetausgleichs des erfassten Stromwertes.
Allgemeiner Stand der Technik
Es ist bekannt, dass ein Offset (Wertverschiebung) bei einem Stromdetektor die Ursache für eine Momentenwelligkeit ist und die Positioniergenauigkeit sowie die Laufruhe im niedrigen Drehzahlbereich beeinflusst, wobei verschiedene Verfahren zur Anpassung des Stromdetektoroffsets bereits angewendet wurden.
14 zeigt den Aufbau einer herkömmlichen Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor, der mit Bezugnahme auf 14 beschrieben wird. 14 zeigt ein Steuerungsblockschaltbild, das aus "Practice of Logic and Design of AC Servo System", veröffentlicht von Sogo Denshi Publishing Co., Ltd., Seite 86 entnommen werden kann. Der Einfachheit halber ist auf die Darstellung eines Positionsregelkreises verzichtet worden.
Gemäß 14 bezeichnet Bezugszeichen 1 einen bürstenlosen Gleichstrommotor; 2 eine Codiereinrichtung; 3 einen PWM Wechselrichter zum Ansteuern des bürstenlosen Gleichstrommotors 1. Bezugszeichen 4 bezeichnet einen Stromdetektor, der die Ströme iva und iwa erfasst, die aufgrund der Ausgangsspannungen Vua, Vva, Vwa des PWM-Wechselrichters 3 in den bürstenlosen Gleichstrommotor fließen.
Bezugszeichen 5 bezeichnet einen Drehzahl- und Positionssignalprozessor, der eine mechanische Winkelgeschwindigkeit (Ist-Drehzahl) wrm, eine elektrische Winkelgeschwindigkeit wre und einen elektrischen Winkel θre aufgrund des von der Codiereinrichtung 2 empfangenen Signals ausgibt. Bezugszeichen 6 bezeichnet einen Sinusgenerator, in den der elektrische Winkel θre eingespeist wird, der von dem Drehzahl- und Positionssignalprozessor 5 ausgegeben wird und der die Signale sinθre und cosθre zu den im folgenden mit 7 und 17 bezeichneten Koordinatenwandlern ausgibt. Bezugszeichen 7 bezeichnet einen Dreiphasen/d-q Koordinatenwandler, in den die durch den Stromdetektor 4 erfassten Ströme iva und iwa eingespeist werden und der die Ströme in eine Erregerstromkomponente ida und eine Momentenstromkomponente iqa eines umlaufenden Koordinatensystems aufgrund des Ausgangs des Sinusgenerators 6 umwandelt.
Bezugszeichen 8 bezeichnet einen Subtrahierer, der eine Drehzahlabweichung aus einer Drehzahlführungsgröße wrm* und der Ist-Drehzahl wrm berechnet. Bezugszeichen 9 bezeichnet einen Drehzahlregler, in den die von dem Substrahierer 8 bereitgestellte Drehzahlabweichung eingespeist wird und der eine Motorstromkomponenten-Führungsgröße iqa* ausgibt. Der Drehzahlregler 9 besteht beispielsweise aus einem Proportional- und Integralglied PI. Bezugszeichen 10 bezeichnet einen Substrahierer, der die Differenz zwischen der Motorstromkomponenten-Führungsgröße iqa* und der Motorstromkomponente iqa, die von dem Dreiphasen/d-q Koordinatenwandler 7 ausgegeben wird, berechnet. Bezugszeichen 11 bezeichnet einen q-Achsenstromregler, in den eine von dem Subtrahierer 10 ausgegebene q- Achsenstromabweichung eingespeist wird und der eine unbeeinflusste q-Achsenspannungs-Führungsgröße Vqz* ausgibt. Der q-Achsenstromregler 11 besteht beispielsweise aus einem Proportional- und Integralglied PI.
Bezugszeichen 12 bezeichnet einen Subtrahierer, der die Differenz zwischen einer d-Achsenstrom-Führungsgröße ida* und der von dem Dreiphasen/d-q Koordinatenwandler 7 ausgegebenen Erregerstromkomponente berechnet. Bezugszeichen 13 bezeichnet einen d-Achsenstromregler, in den die von dem Subtrahierer 12 ausgegebene d-Achsenstromabweichung eingespeist wird und der eine unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdz* ausgibt. Bezugszeichen 14 bezeichnet einen unbeeinflussten Regler, der eine unbeeinflusste Regelung in Zusammenwirkung mit den Addierern 15 und 16 durchführt.
Im folgenden wird die unbeeinflusste Regelung kurz erläutert. Der bürstenlose Gleichstrommotor weist drehzahlabhängige elektromotorische Kräfte auf, die sich zwischen den d- und q-Achsen miteinander überlagern. Diese beeinflussen die Erregerstromkomponente ida und die Motorstromkomponente iqa, können allerdings nicht direkt geregelt werden. Daher wird eine Regelung, bei der die drehzahlabhängigen elektromotorischen Kräfte berechnet und eine dazwischen stattfindende Überlagerung sodann ausgeglichen wird, als unbeeinflusste Regelung bezeichnet.
Genauer gesagt wird die unbeeinflusste Regelung durch die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* und die q-Achsenspannungs-Führungsgröße Vqa* wie in den unten gezeigten Formeln durchgeführt. vda* = Vdz* – wre·La·iqa (1) Vqa* = Vqz* + wre·(ϕfa + La·ida) (2) wobei ϕfa die Anzahl der Flussverkettungen einer Ankerwicklung ist und La die Selbstinduktion einer Ankerwicklung ist.
Das heißt, dass in einer unbeeinflussten Regelung die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* und die q-Achsenspannungs-Führungsgröße Vqa* durch Addition von –wre·La·iqa und wre·(ϕfa + La·ida) berechnet wird, wobei es sich hier um Komponenten der drehzahlabhängigen elektromotorischen Kraft im Hinblick auf die unbeeinflussten d- und q-Achsenspannungs-Führungsgrößen Vda* und Vqz* handelt. Hierdurch kann eine Überlagerung durch den q-Achsenstrom (Momentenstromkomponente) iqa aufgrund –wre·La·iqa verwendet werden, wobei es sich hier um eine Komponente der drehzahlabhängigen elektromotorischen Kraft, beispielsweise in Richtung der d-Achse handelt.
Aufgrund der auf diese Weise berechneten d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* und q-Achsenspannungs-Führungsgröße Vqa* und aufgrund des Ausgangs des Sinusgenerators 6 werden die Dreiphasenwechselspannungs-Führungsgrößen Vua*, Vva* und Vwa* einer Koordinatenwandlung unterworfen und durch den d-q/Dreiphasen-Koordinatenwandler 17 ausgegeben, woraufhin der Wechselrichter 3 die PWM durchführt und den bürstenlosen Gleichstrommotor 1 mit Spannung versorgt.
Darüber hinaus kann ein Offset bei dem oben genannten Stromdetektor 4 vorliegen. Für den Betrieb des Motors 1 ist der Offset unerheblich, allerdings wirkt sich der Offset auf den Stromdetektor 4 und einen Rauschanteil aus, der sogar beim Stillstand des Motors 1 erfasst wird. Der Stromoffset erzeugt einen Welligkeitsanteil, der in Abhängigkeit von dem elektrischen Winkel bezüglich des Drehmoments des Motors 1 sich verändern kann und erzeugt darüber hinaus eine Drehmomentwelligkeit für jeden Umlauf des elektrischen Winkels.
Um den Offset in dem Stromdetektor 4 zu kompensieren, wird nach herkömmlicher Weise eine Stromrückkopplung berechnet, indem der Offset von dem aktuellen Wert abgezogen wird, der zum Zeitpunkt der aktuellen Regelung erfasst wird, wobei vorausgesetzt wird, dass der seitens des Stromdetektors 4 ausgegebene Wert den Offset des Stromdetektors 4 darstellt, wenn der Motor sich in einem offenen Zustand befindet, in dem kein Strom während eines Notstillstands in den Motor 1 fließt, wie etwa zum Zeitpunkt, wenn die Leistungsquelle angeschaltet wird.
Ein derartiges Verfahren ist allerdings problematisch, da es nicht die Abweichungen berücksichtigt, die durch eine Temperaturänderung des Stromdetektors 4 hervorgerufen werden. Der Stromdetektor 4 enthält üblicherweise einen Strom/Spannungswandler und einen A/D-Wandler. Diese elektronischen Komponenten ändern ihre Eigenschaften in Abhängigkeit von der Temperatur, wodurch Abweichungen hervorgerufen werden. Der Offset des Stromdetektors 4 ändert sich in Folge der Abweichungen mit fortschreitender Zeit.
Um die Änderungen des Offsets in Folge von Temperaturabweichungen zu berücksichtigen, wurden verschiedene Verfahren vorgeschlagen.
Beispielsweise wird bei dem Verfahren zum Steuern eines Wechselstrommotors gemäß der Offenlegungsschrift der japanischen Patentanmeldung JP 08-47280 A vorgeschlagen, den Offset zu berechnen und zu erneuern, indem ein Ist-Strom jedes Mal erfasst wird, wenn eine Spannungs-Führungsgröße auf Null gesetzt wird. Gemäß diesem Verfahren läuft der Motor allerdings sofort nach Anschalten der Leistungsquelle an, wobei bei Fortsetzung der Rotation für ungefähr 5 Minuten ein Offset während dieses Zeitraums nicht kompensiert werden kann und somit eine Drehmomentwelligkeit erzeugt wird. Die Probleme können reduziert werden, wenn die Spannungs-Führungsgröße öfters auf Null gesetzt wird, d.h. der Motor angehalten wird, allerdings sind die Anwendungen hierfür begrenzt.
Zusätzlich wird in der Offenlegungsschrift der japanischen Patentanmeldung JP 06-276781 A ein Verfahren zum Schätzen des Offsets zum Zeitpunkt eines verschwindenden Drehmoments vorgeschlagen. Dieses Verfahren weist ein ähnliches Problem auf, da der Offset nur für den Zustand kompensiert werden kann, in dem der Motor angehalten ist, wie dies gemäß der obigen Offenlegungsschrift der japanischen Patentanmeldung JP 08-47280 A beschrieben wurde.
JP 09-070189 A zeigt eine Vektorregelung für einen AC-Antrieb mit einem Positionsgeber und Strommessung, wobei die Stromoffsetmessfehler kompensiert werden. Die Kompensation erfolgt, indem anhand der gemessenen Geschwindigkeitsrippel über die Störmomentübertragungsfunktion der Stromoffset bestimmt wird. Die gemessenen Phasenströme werden mit den ermittelten Stromoffsetwerten korrigiert.
Wie erläutert, weisen die oben genannten Steuerungen für einen Wechselstrommotor die folgenden Probleme auf:

(1) In Folge eines Offsets des Stromdetektors wird eine Drehmomentwelligkeit erzeugt.
(2) Der Offset des Stromdetektors ändert sich in Folge von Temperaturabweichungen mit fortschreitender Zeit.
(3) Ein Offsetausgleichswert kann nur in bestimmten Zuständen, wie etwa bei Motorstillstand, geschätzt werden. Dies bedeutet, dass die durch einen Offset hervorgerufene Drehmomentwelligkeit aufgrund von Temperaturabweichungen während der Drehung des Motors nicht verringert werden kann.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die oben genannten Nachteile zu beseitigen und eine Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor bereitzustellen, die insbesondere den auf Temperaturänderungen beruhenden Stromdetektoroffset verringert.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Steuerung mit den in Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen dieser Steuerung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine Baugruppenansicht mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß einem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
2 zeigt ein Blockschaltbild mit einem d-Achsenstrom-Regelkreis einer herkömmlichen Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung;
3 zeigt ein Blockschaltbild mit einer Übertragungsfunktion eines V-Phasenoffsets zu einer d-Achsenspannungs-Führungsgröße unter der Annahme, dass das Blockschaltbild gemäß 2 einen W-Phasenoffset darstellt;
4 zeigt ein Blockschaltbild mit einer speziellen Baugruppe der V-Phasenoffset-Schätzfunktion gemäß 1;
5 zeigt einen Graph zur Darstellung der Beziehung zwischen dem V-Phasenoffset und einer 1f- Komponente der d-Achsenspannungs-Führungsgröße zur Erläuterung der 1;
6 zeigt eine Baugruppenansicht mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
7 zeigt eine Baugruppenansicht mit einem weiteren Beispiel des Aufbaus einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß dem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
8 zeigt eine Baugruppenansicht mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
9 zeigt eine Baugruppenansicht mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem vierten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
10 zeigt eine Baugruppenansicht mit einem Hauptteil einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem fünften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
11 zeigt eine Baugruppenansicht mit einem Hauptteil einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem sechsten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
12 zeigt ein Flussdiagramm mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem siebten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;
13 zeigt eine Baugruppenansicht mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem achten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel; und
14 zeigt eine Baugruppenansicht mit einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor.
Bestmögliche Ausführungsform der Erfindung
Erstes Ausführungsbeispiel
1 zeigt eine Baugruppe einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel.
Gemäß 1 sind die gleichen Teile wie diejenigen nach der herkömmlichen Art gemäß 14 mit den gleichen Bezugszeichen versehen, so dass auf deren Erläuterung verzichtet wird. Zusätzlich ist eine unbeeinflusste Regelung aus Vereinfachungsgründen nicht dargestellt.
Das neue Bezugszeichen 100 bezeichnet ein Bandpassfilter zum Herausfiltern einer Komponente, die der elektrischen Winkelgeschwindigkeit wre der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* entspricht; 101 bezeichnet einen Betragsschaltkreis zum Gleichrichten eines von dem Bandpassfilter 100 ausgegebenen Signals; 102 bezeichnet ein Tiefpassfilter zum Herausfiltern einer niederfrequenten Komponente des Signals seitens des Betragsschaltkreises 101; und 103 bezeichnet einen Schalter zum Umschalten auf entweder eine V-Phase oder eine W-Phase, deren Stromoffset unter Verwendung des Signals des Tiefpassfilters 102 geschätzt wird. Der Schalter 103 wird innerhalb eines geeigneten Zeitintervalls derart betrieben, dass dieser das Signal zu der V-Seite des Schalters 103 überträgt, wenn der V-Phasenoffset geschätzt wird, und das Signal zu der W- Seite des Schalters 103 überträgt, wenn der W-Phasenoffset geschätzt wird.
Bezugszeichen 104 bezeichnet eine V-Phasenoffset-Schätzfunktion zum Schätzen eines Offsets einer V-Phase, wenn der Schalter 103 sich auf der V-Seite befindet; 105 bezeichnet eine W-Phasenoffset-Schätzfunktion zum Schätzen eines Offsets der W-Phase, wenn der Schalter 103 sich auf der W-Seite befindet; 106 bezeichnet einen Substrahierer zum Ausgeben eines Wertes, der durch Subtraktion eines Schätzwertes seitens der V-Phasenoffset-Schätzfunktion 104 von dem Ausgang des Stromdetektors 4 zu dem Dreiphasen/d-q Koordinatenwandler 7 berechnet wird; und 107 bezeichnet einen Substrahierer zum Ausgeben eines Wertes, der durch Subtraktion eines Schätzwertes von der W-Phasenoffset-Schätzfunktion von dem Ausgang des Stromdetektors 4 zu dem Dreiphasen/d-q Koordinatenwandler 7 berechnet wird.
Bevor im einzelnen die Betriebsweise gemäß 1 erläutert wird, wird beschrieben, wie ein erfasster Stromoffset sich auf die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* auswirkt.
2 ist eine Ansicht, bei der ein d-Achsenstrom-Regelkreis nach herkömmlicher Art gemäß 14 bei nicht vorhandener Last gezeigt ist. Gemäß 2 bezeichnet Bezugszeichen 1a einen Block, bei dem nur der d-Achsenteil eines bürstenlosen Gleichstrommotors 1 betrachtet wird. Im Block 1a bezeichnet Bezugszeichen 110 eine Übertragungsfunktion der d-Achse des Motors 1, in die eine d-Achsenspannung Vda eingespeist wird und die einen d-Achsenstrom idm ausgibt. Bezugszeichen 111 bezeichnet einen d-q/Dreiphasen-Koordinatenwandler innerhalb des Motors 1, der mit einem d-Achsenstrom idm gespeist wird und der die dreiphasigen Ströme iua, iva und iwa ausgibt. Bezugszeichen 112 bezeichnet einen Addierer, der einen erfassten Stromoffset einer V-Phase simuliert, zu dem der Wert eines V-Phasenstromoffsets ivo addiert wird. Bezugszeichen 113 bezeichnet ebenso einen Addierer, zu dem der Wert eines W-Phasenstromoffsets iwo addiert wird. Ein d-Achsenstrom ida wird berechnet, indem eine Koordinatenwandlung hinsichtlich des Stromwerts durchgeführt wird, der durch Berechnung der Addition der Werte der Stromoffsets ivo und iwo seitens des Dreiphasen/d-q Koordinatenwandlers 7 berechnet wird.
Gemäß 2 entsteht kein Spannungsfehler, vorausgesetzt dass die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* mit der d-Achsenspannung Vda des Motors 1 übereinstimmt. Wenn die Stromoffsets ivo und iwo Null sind, werden diese als der d-Achsenstrom idm innerhalb des Motors 1 erfasst und einer Koordinatenumwandlung unterworfen, so dass der berechnete d-Achsenstrom ida mit dem d-Achsenstrom idm übereinstimmt.
Wenn allerdings ein Offset auftritt, nimmt diese Komponente dieselbe Frequenzkomponente (1f-Komponente) wie die elektrische Winkelfrequenz seitens des Koordinatenwandlers 7 an und wird dann auf den d-Achsenstrom ida aufaddiert. Die 1f-Komponente ist allerdings in dem durch den Koordinatenwandler 7 ausgegebenen d-Achsenstrom ida nicht enthalten und kann in dem d-Achsenstrom ida nicht erfasst werden, da die d-Achsenstrom-Führungsgröße ida* üblicherweise mit ida* = 0 geregelt wird. Auf der anderen Seite oszilliert der d-Achsenstrom idm innerhalb des Motors 1 mit der 1f-Komponente. Natürlich erscheint dies auch als Oszillation der 1f-Komponente in der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda*.
Unter der Annahme, dass das Blockschaltbild gemäß 2 einen W-Phasenoffset iwa = 0 aufweist, zeigt das Blockschaltbild gemäß 3 eine Übertragungsfunktion von dem V-Phasenoffset ivo zu der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda*. Gemäß 3 ist mit G(s) eine Übertragungsfunktion des mit der gepunkteten Linie umschlossenen Teils bezeichnet, wobei die Übertragungsfunktion G(s) folgendermaßen gegeben ist, wenn der d-Achsenstrom-Regler 13 durch einen Proportional- und Integralregler Gi·(1 + wi/s) dargestellt wird. G(s) = Gi·{La·S2 + (R + Wi·La)·S + Wi + R}/{La·S2 + (R + Gi)·S + Gi·Wi} (3)wobei R der Ankerwicklungswiderstand ist.
Gemäß der Übertragungsfunktion entspricht G(s) = R einem niedrigen Drehzahlbereich. Wenn also ein Offset nur in der V-Phase existiert, ist für den niedrigen Drehzahlbereich die folgende Formel gültig: Vda* = ivo·R·√2·sin (θre + 2π/3) (4).
Wenn in gleicher Weise der Fall berücksichtigt wird, bei dem nur der Offset der W-Phase auftritt, ist die folgende Formel gültig: Vda* = ivo·R·√2·sin (θre + 2π/3) + iwo·R·√2·sin (θre + π/3) (5).
Hiermit wurde also gezeigt, dass eine zu dem V-Phasenstrom-Offset ivo und dem W-Phasenstrom-Offset iwo proportionale Komponente mit einer Oszillation um 1f in der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* auftritt. Das erste Ausführungsbeispiel ist also derart aufzubauen, dass nur die 1f-Komponente der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* herausgefiltert wird und ein Offset aufgrund der Amplitude der 1f-Komponente geschätzt wird, wie es im Beispiel gemäß 1 gezeigt ist.
Im folgenden wird nun beschrieben, wie ein Offset im einzelnen mit einer Baugruppe gemäß 1 geschätzt und ausgeglichen wird.
Der Mittelwert vdav der 1f-Komponente der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* kann durch das Bandpassfilter 100, den Betragsschaltkreis 101 und das Tiefpassfilter 102 entnommen werden. Der Mittelwert vdav ist am kleinsten, wenn der V-Phasenstrom-Offset ivo und der W-Phasenstrom-Offset iwo Null sind.
Deshalb wird der Schalter 103 zunächst zu der V-Seite verbunden und der V-Phasenstrom-Offset geschätzt. Die V-Phasenoffset-Schätzfunktion 104 funktioniert beispielsweise wie folgt:
Die V-Phasenoffset-Schätzfunktion 104 differenziert den Eingang und beaufschlagt einen Offsetausgleichswert in negativer Richtung, wenn der differenzierte Wert positiv ist, und beaufschlagt auf der anderen Seite einen Offsetausgleichswert in positiver Richtung, wenn der differenzierte Wert negativ ist.
4 zeigt ein Beispiel einer speziellen internen Baugruppe der V-Phasenoffset-Schätzfunktion 104.
Gemäß 4 bezeichnet Bezugszeichen 104a einen Differentiator; Bezugszeichen 104b einen Inverter und 104c einen PI-Regler. Der Durchschnittswert vdav wird eingegeben und eine Betriebsgröße ivov wird ausgegeben. 5 zeigt eine Übertragungsfunktion eines Regelkreises, wenn die V-Phasenoffset-Schätzfunktion 104 gemäß 1 nicht existiert und wie in 5 gezeigt, der Mittelwert vdav sich in Abhängigkeit von der Betriebsgröße ivov ändert. Aufgrund dessen ergibt sich der Regelkreis gemäß 4, so dass ein Offsetausgleichswert des Stromdetektors 4, mit dem der Mittelwert vdav am kleinsten wird, geschätzt werden kann.
Auf diese Weise wird der W-Phasenstrom-Offset in der gleichen Weise ausgeglichen, nachdem der V-Phasenstrom- Offset berechnet ist. Hierdurch ist es möglich, einen Offset immer in Echtzeit ohne Anhalten des Motors 1 zu schätzen, indem die Schätzung nacheinander wiederholt wird, so dass eine Drehmomentwelligkeit sich nicht vergrößert, sogar wenn Temperaturänderungen im Betriebszustand auftreten.
Zweites Ausführungsbeispiel
6 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Gemäß 6 sind dieselben Teile wie diejenigen in dem ersten Ausführungsbeispiel gemäß 1 mit den gleichen Bezugszeichen versehen, so dass auf deren Erläuterung verzichtet wird. Das neue Bezugszeichen 200 bezeichnet einen Sinusgenerator, in den der elektrische Winkel θre eingespeist wird und der eine Sinuswelle entsprechend dem elektrischen Winkel θre gemäß sin (θre + π/3 + π/2) ausgibt, wobei dieser Ausgang hier mit v_sin bezeichnet wird. Bezugszeichen 201 bezeichnet einen Sinusgenerator, in den der elektrische Winkel θre eingespeist wird und der eine Sinuswelle entsprechend dem elektrischen Winkel θre gemäß der Formel sin (θre + 2·π/3 + π/2) ausgibt, wobei der Ausgang hier mit w_sin bezeichnet ist. Bezugszeichen 202 bezeichnet einen Multiplizierer zur Durchführung einer Multiplikation der Sinuswelle v_sin mit der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda*, wobei dessen Ausgang mit xv bezeichnet wird. Bezugszeichen 203 bezeichnet einen Multiplizierer zum Durchführen einer Multiplikation der Sinuswelle w_sin mit der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda*, wobei dessen Ausgang mit xw bezeichnet wird. Bezugszeichen 204 bezeichnet ein Tiefpassfilter zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente des Ausgangs xv des Multiplizierers 202, wobei dessen Ausgang mit yv bezeichnet wird. Bezugszeichen 205 bezeichnet ein Tiefpassfilter zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente des Ausgangs xw des Multiplizierers 203, wobei dessen Ausgang mit yw bezeichnet wird. Bezugszeichen 206 bezeichnet eine V-Phasenoffset-Schätzfunktion zum Schätzen eines V-Phasenoffsets unter Verwendung des Ausgangs yv des Filterschaltkreises 204 und enthält beispielsweise ein Proportional- und Integralglied PI. Bezugszeichen 207 bezeichnet eine W-Phasenoffset-Schätzfunktion zum Schätzen eines W-Phasenoffsets unter Verwendung des Ausgangs yw des Filterschaltkreises 205 und enthält beispielsweise ein Proportional- und Integralglied PI.
Die Betriebsweise wird nunmehr erläutert.
Gemäß der oben erwähnten Baugruppe ergeben sich die Ausgänge v_sin und w_sin der Sinusgeneratoren 200 und 201 durch die folgenden Formeln (6) und (7): v_sin = sin (θre + π/3 + π/2) (6) w_sin = sin (θre + 2·π/3 + π/2) (7).
Wenn hierbei die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* gemäß Formel (5) mit dem Ausgang v_sin des Sinusgenerators 200 gemäß Formel (6) durch den Multiplizierer 202 multipliziert wird, ergibt sich der Ausgang xv des Multiplizierers 202 gemäß der folgenden Formel (8): xv = Vda*·v_sin = {ivo·R·√2 – sin (θre + 2π/3) + iwo·R·√2·sin (θre + π/3)}·sin (θre + π/3 + π/2) = √(6/4)·ivo·R – √(2/2)·ivo·R·cos (2θre + 3π/2) – √(2/2)·iwo·R·cos (2θre + 7π/6) (8).
Wenn in dem Filterschaltkreis 204 nur die Gleichspannungskomponente des Ausgangs xv des Multiplizierers 202 herausgefiltert wird, ergibt sich der Ausgang yv des Filterschaltkreises 204 gemäß der folgenden Formel (9): yv = (a DC component of xy) = √(6/4)·ivo·R (9).
Nur die Beeinflussung des V-Phasenoffsets erscheint in dem Ausgang yv des Filterschaltkreises 204. Darüber hinaus muss der Filterschaltkreis zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente entsprechend aufgebaut sein, um einen Wechselspannungsanteil der 2θre-Komponente (die 2f-Komponente) gemäß der Formel (8) abzuschwächen.
In gleicher Weise gilt hinsichtlich der W-Phase die folgende Formel: xw = Vda*·w_sin = {ivo·R·√2 – sin (θre + 2π/3) + iwo·R·√2·sin (θre + π/3)}·sin (θre + 2π/3 + π/2) = √(2/2)·ivo·R·cos(2θre + 11π/6) – √(6/4)·iwo·R – √(2/2)·iwo·R·cos (2θre + 3π/2) (10).
Wenn in dem Filterschaltkreis 205 nur eine Gleichspannungskomponente des Ausgangs xw des Multiplizierers 203 herausgefiltert wird, ergibt sich der Ausgang yw des Filterschaltkreises 205 gemäß der folgenden Formel (11): Yw = (a DC component of xw) = –√(6/4)·ivo·R (11).
Nur die Beeinflussung des W-Phasenoffsets erscheint in dem Ausgang yw des Filterschaltkreises 205. Darüber hinaus muss der Filterschaltkreis 205 zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente entsprechend aufgebaut sein, um eine Wechselspannungskomponente der 2θre-Komponente (die 2f-Komponente) gemäß Formel (10) abzuschwächen.
Der V-Phasenoffset ivo und der W-Phasenoffset iwo können direkt über die Formel (9) und die Formel (11) berechnet werden, indem diese von dem erfassten Stromwert abgezogen werden, allerdings ist es besser, den Aufbau des Proportional-Integralgliedes PI gemäß 6 derart zu berücksichtigen, dass dieses den Offset in Echtzeit während des Betriebes schätzen kann.
Hierdurch kann die Schätzung des Offsets sogar in geeigneter Weise durchgeführt werden, wenn die jeweiligen Offsets der V-Phase und der W-Phase in der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* sich in ihrer Phase etwas unterscheiden.
Als Beispiel eines etwas anderen Aufbaus als der oben genannte ist in 7 eine Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor gezeigt.
In dem Aufbau gemäß 6 sind die Sinuswellenausgänge v_sin und w_sin durch die Formel (6) und die Formel (7) gegeben, allerdings kann eine ähnliche Struktur auch durch die folgenden Formeln (12) und (13) erhalten werden. v_sin = sin (θre + 2π/3) (12) w_sin = sin (θre + π/3) (13).
Wenn hierbei die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* gemäß Formel (5) mit dem Ausgang v_sin des Sinusgenerators gemäß Formel (12) durch den Multiplizierer 202 multipliziert wird und eine Gleichspannungskomponente in dem Filterschaltkreis 204 herausgefiltert wird, ergibt sich der Ausgang yv des Filterschaltkreises 204 gemäß der folgenden Formel (14): yv = (Vda*·DC component of v_sin) = √(2/2)·ivo·R + √(2/4)·iwo·R (14).
Das gleiche gilt im folgenden hinsichtlich der W-Phase. yw = (Vda*·DC component of w_sin) = √(2/4)·ivo·R + √(2/2)·iwo·R (15).
Aus Formel (14) und Formel (15) kann das folgende abgeleitet werden: ivo = 2·√2(3·R)·(2·yv – yw) (16) iwo = 2·√2/(3·R)·(2·yw – yv) (17).
Der Operator 212 entspricht Formel (16) und der Operator 213 entspricht Formel (17). Da die Ausgänge des Operators 212 und des Operatos 213 leicht unterschiedliche Fehler hinsichtlich des V-Phasenoffsets ivo und des W-Phasenoffsets iwo aufweisen können, werden diese als yv1 und yw1 gemäß 7 gekennzeichnet und sind derart aufgebaut, dass diese die V-Phasenoffset-Schätzfunktion 206 und die W-Phasenoffset-Schätzfunktion 207 zum echtzeitfähigen Schätzen dieser Fehler enthalten.
Wie oben beschrieben, kann eine Phase in den Sinusgeneratoren 200 und 201 gemäß 6 vorgegeben werden, oder eine Phase in den Sinusgeneratoren 210 und 211 kann gemäß 7 vorgegeben werden. In jedem Fall kann der Offset während des Betriebes in korrekter Weise geschätzt werden, wobei die Drehmomentwelligkeit sich niemals erhöht, selbst wenn diese durch Temperaturänderungen verursacht wird.
Drittes Ausführungsbeispiel
8 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel.
Das dritte Ausführungsbeispiel gemäß 8 weist einen Aufbau auf, bei dem der im folgenden beschriebene Block zu dem Aufbau des zweiten Ausführungsbeispiels gemäß 6 hinzugefügt wurde. Bezugszeichen 220 bezeichnet einen Multiplizierer zum Berechnen des Produkts einer Momentenstromkomponente iqa und der elektrischen Winkelgeschwindigkeit wre; 221 bezeichnet einen Verstärkungsschaltkreis; und 222 bezeichnet einen Addierer zum Addieren der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* und des Ausgangs des Verstärkungsschaltkreises 221, wobei der hierdurch erhaltene Ausgang mit Vdx bezeichnet wird.
Die Betriebsweise wird nunmehr beschrieben.
Wie bei der Erläuterung hinsichtlich der unbeeinflussten Regelung beschrieben wurde, basiert der unbeeinflusste Stromregelkreis der d-Achse auf der Formel (1). Wenn der Motor 1 einer unbeeinflussten Regelung unterworfen wird, wird dies durch den in 2 dargestellten Block 1a des d-Achsenteils im Hinblick auf die d-Achse durchgeführt. Wenn keine Last anliegt, beträgt die Momentenstromkomponente iqa = 0, so dass sich die Darstellung in Block 1a des d-Achsenteils gemäß 2 ergibt, selbst wenn der Motor 1 nicht unbeeinflusst ist. Wenn allerdings die Last sich erhöht, wird der Ausdruck (–wre·La·iqa) gemäß Formel (1) groß und beeinflusst im wesentlichen die d-Achsenstrom-Führungsgröße Vda*. In diesem Fall wirkt sich der Einfluss des V-Phasenoffsets und des W-Phasenoffsets auf die d-Achsenstrom-Führungsgröße Vda* nicht aus. Deshalb ist es für die d-Achsenstrom-Führungsgröße Vda*, die für eine Schätzung verwendet wird, notwendig, die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße zu verwenden.
8 zeigt ein Verfahren zum Erzeugen der unbeeinflussten d-Achsenspannungs-Führungsgröße.
Wenn eine unbeeinflusste Regelung durchgeführt wird, kann die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße einfach aus dem Ausgang Vdz* des d-Achsenstrom-Reglers 13 gemäß 14 nach Formel (1) berechnet werden. Es gibt nicht besonders viele Fälle, in denen eine unbeeinflusste Regelung nicht dergestalt aufgebaut ist. In einem derartigen Fall kann allerdings eine Berechnung gemäß 8 leicht gemäß der folgenden Formel durchgeführt werden: Vdx = Vda* + wre·La·iqa (18).
Die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx kann die Beziehung gemäß Formel (5) auch unter Last aufrechterhalten, d.h. Vdx = ivo·R·√2·sin (θre + 2π/3) + iwo·R·√2·sin (θre + π/3) (19)
Wenn ein Aufbau gemäß 8 zum Schätzen eines Offsets unter Verwendung einer unbeeinflussten d-Achsenspannungs-Führungsgröße vorliegt, kann ein Offset auch unter Last zufriedenstellend geschätzt werden. Selbstverständlich gilt das Gleiche, wenn eine unbeeinflusste Regelung durchgeführt wird und die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdz* gemäß Formel (1) verwendet wird.
Viertes Ausführungsbeispiel
9 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Das vierte Ausführungsbeispiel gemäß 9 weist einen Aufbau auf, bei dem der im folgenden beschriebene Block zu dem dritten Ausführungsbeispiel gemäß 8 hinzugefügt wurde. Bezugszeichen 230 bezeichnet einen Tiefpassfilterschaltkreis zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente der unbeeinflussten d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx; 231 bezeichnet eine Schätzfunktion zum Schätzen eines veränderlichen Anteils ΔLa der Induktivität La aufgrund des Ausgangs des Tiefpassfilterschaltkreises 230; 232 bezeichnet einen Multiplizierer zum Multiplizieren von wre·La·iqa aufgrund der Berechnung des Multiplizierers 220 mit ΔLa aufgrund der Berechnung der Schätzfunktion 231; und 233 bezeichnet einen Addierer zum Addieren des Ausgangs wre·ΔLa·iqa des Multiplizierers 232 mit dem Ausgang wre·La·iqa des Addierers 222. Eine Schätzung des Offsets wird mit dem aufaddierten Ergebnis als ein neuer Vdx durchgeführt.
Im folgenden wird die Betriebsweise erläutert.
Wenn die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel berechnet wird und dann für eine Schätzung des Offsets verwendet wird, wird hierdurch eine zufriedenstellende Betriebsweise mit nahezu 100% in Bezug auf einen Standardmotor erreicht. Allerdings ändert sich in einem Motor die Induktivität aufgrund der magnetischen Sättigung in erheblicher Weise, so dass auch der Offsetschätzwert eine Welligkeit aufweisen kann. Dies ist dadurch begründet, dass die d-Achsenspannung innerhalb des tatsächlichen Motors eine Induktivität La aufweist, die sich aufgrund der magnetischen Sättigung ändert und dass die unbeeinflusste Vdx nicht mit der d-Achsenspannung innerhalb des Motors übereinstimmt. Der q-Achsenstrom iqa hat unter Last eine Gleichspannungskomponente. Im Fall eines Offsetes weist dieser eine 1f-Welligkeit auf. Wenn 1f des q-Achsenstroms iqa in einer unbeeinflussten Vdx nicht auftritt, allerdings nicht ausreichend unbeeinflusst ist, tritt eine Störung der Phase auf, bei der der Offset gemäß Formel (19) beeinflusst wird. Wenn die Phase sich von Formel (19) unterscheidet, beeinflusst der V-Phasenoffset den Offsetschätzwert der W-Phase, so dass die Schätzung nicht zufriedenstellend ausgeführt wird, sondern oszillatorische Anteile aufweist.
Bei einem Motor mit einer tendenziell sich verändernden Induktivität oder bei einem Motor mit einer über der magnetischen Sättigung liegenden Last ist dies ein Problem. 9 zeigt, dass ein Offset geschätzt wird und dass zur gleichen Zeit die Induktivität La geschätzt wird. Vdx nimmt den Mittelwert Null an, da dieser Wert mit ida* = 0 geregelt wird, soweit die unbeeinflusste Regelung durchgreift. Sodann wird eine Gleichspannungskomponente von Vdx seitens des Tiefpassfilters 230 herausgefiltert, und die Schätzfunktion 231 wird bereitgestellt, um den veränderlichen Anteil ΔLa der Induktivität unter Verwendung desselbigen Wertes zu schätzen. Dies beinhaltet beispielsweise ein Proportional- und Integralglied PI. Wenn der veränderliche Anteil ΔLa der Induktivität gemäß 9 aufgebaut ist, gilt für die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx folgendes: Vdx = Vda* + wre·(La + ΔLa)·iqa (20).
Da die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx mit dem geschätzten variablen Induktivitätsanteil ΔLa geschätzt wird, kann ein Offset in ausreichender Weise geschätzt werden, selbst wenn die Induktivität des Motors sich in erheblicher Weise ändert oder wenn der Motor unter großer Last steht, was eine magnetische Sättigung bewirkt.
Fünftes Ausführungsbeispiel
Ein fünftes Ausführungsbeispiel wird nunmehr erläutert.
10(a) zeigt Anteile des Tiefpassfilterschaltkreises 204 und der V-Phasenoffset-Schätzfunktion 206, die der 6 entnommen sind. 10(b) zeigt ein Blockschaltbild mit einem Hauptteil des fünften Ausführungsbeispiels gemäß 10(a). Bezugszeichen 204a bezeichnet das Beispiel eines Aufbaus eines Tiefpassfilterschaltkreises, der ein Phasenverschiebungsfilter mit einer Grenzfrequenz wc enthält. Bezugszeichen 206a bezeichnet das Beispiel für einen Aufbau der V-Phasenoffset-Schätzfunktion, die den PI-Regler mit der Proportionalverstärkung Gi und der Eckfrequenz wi enthält. Das Phasenverschiebungsfilter erster Ordnung 204a und der PI-Regler 206a werden mit der elektrischen Winkelgeschwindigkeit Wre des Motors gespeist und ändern die Grenzfrequenz wc und die Eckfrequenz wi in entsprechender Weise. Lediglich der Anteil der V-Phasenschätzfunktion ist hier gezeigt, allerdings kann der Anteil der W-Phasenschätzfunktion in gleicher Weise aufgebaut sein.
Im folgenden wird nunmehr die Betriebsweise erläutert.
Wie in Formel (8) gezeigt, hat das Eingangssignal xv des Phasenverschiebungsfilters erster Ordnung 204a die Komponente 2θre, wobei es notwendig ist diese Komponente in ausreichender Weise abzuschwächen, um eine Gleichspannungskomponente herauszufiltern. Dies bedeutet, dass im Zeitmaßstab der elektrischen Winkelgeschwindigkeit wre ein Filter mit ausreichend niedriger Verstärkung mit der Frequenz 2·wre verwendet werden sollte. Wenn der Motor beispielsweise mit 10 Hz entsprechend dem elektrischen Winkel umläuft, muss die doppelte bzw. eine 20 Hz-Komponente in ausreichender Weise abgeschwächt werden. Wenn auf der anderen Seite der Motor mit 5 Hz umläuft, muss die 10 Hz-Komponente in entsprechender Weise abgeschwächt werden. Wenn die Grenzfrequenz des Phasenverschiebungsfilters erster Ordnung 204a sich nicht ändert, muss eine Grenzfrequenz von Beginn an gesetzt werden, bei der 2·wre auch ohne Oszillation im niedrigen Drehzahlbereich verbleibt.
Darüber hinaus muss die Eckfrequenz des PI-Reglers 206a entsprechend niedrig gesetzt werden. Hieraus folgt ein extrem spätes Ansprechen der Regelschleife der Offsetschätzfunktion. In diesem Fall sind die Grenzfrequenz wc und die Eckfrequenz wi wie folgt zu bestimmen: wc = 2·wre/10 (21) wi = 2·wre/50 (22).
Hierdurch kann ein Offset mit einer sich automatisch angleichenden Antwortfunktion in Abhängigkeit von der Anzahl der Motorumdrehungen geschätzt werden. Wenn der Normalbetrieb auf 10 Hz, aber nicht mit darunter liegenden Frequenzen durchgeführt wird, gestaltet sich diese Vorgehensweise sehr effizient, wenn "das Problem vorliegt, dass die Antwortfunktion extrem verzögert ist, wenn wc und wi als feste Werte für den Fall einer niedrigen Drehzahl festgelegt sind" und "wenn wc und wi auf eine hohe Ordnung festgelegt sind, um die Antwortfunktion zu beschleunigen, wobei dann das Problem vorliegt, dass der Offsetschätzwert in einem sehr niedrigen Drehzahlbereich oszilliert". Darüber hinaus gibt es auch ein Verfahren, um die Schätzfunktion in einem extrem niedrigen Drehzahlbereich nicht durchzuführen. Dies kann einfach dadurch realisiert werden, indem der Wert in einem Bereich notwendigerweise auf Null gesetzt wird, bei dem der Ausgang xy des Multiplizierers 202 und der Ausgang xw des Multiplizierers 203 nicht geschätzt werden. Wenn die Schätzfunktion auf diese Weise angehalten wird, wird der Offsetwert vor der Schätzung zurückgehalten, wenn die Offsetschätzfunktion 206 ein Integrationselement aufweist.
Sechstes Ausführungsbeispiel
Ein sechstes Ausführungsbeispiel wird nunmehr erläutert.
11 zeigt ein Blockschaltbild eines Hauptteils gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel im Hinblick auf die Teile der Sinusgeneratoren 200 und 201, die v_sin und w_sin gemäß dem in 6 gezeigten Blockschaltbild des zweiten Ausführungsbeispiels ausgeben. Die hier nicht gezeigten Teile stimmen mit denjenigen in 6 überein. In 11 bezeichnet das neue Bezugszeichen 240 eine Phasentabelle, die im voraus bestimmt, welche Art von Phase α der Übertragungsfunktion gemäß Formel (3) durch die elektrische Winkelgeschwindigkeit wre angenommen werden wird und die diese in einer Tabelle speichert. Bezugszeichen 241 bezeichnet einen Addierer, der den elektrischen Winkel θre und die oben beschriebene Phase α addiert. Bezugszeichen 200a bezeichnet einen Sinusgenerator, wobei der Sinusgenerator 200a zur Erzeugung einer Sinuswelle v_sin verwendet wird, wie dies in der folgenden Formel (23) gezeigt ist: v_sin = sin (θre + π/3 + π/2 + α) (23).
Weiterhin bezeichnet Bezugszeichen 20 einen Sinusgenerator, wobei der Sinusgenerator 201a dazu verwendet wird, um die Sinuswelle w_sin zu erzeugen, wie dies in der folgenden Formel (24) gezeigt ist: w_sin = sin (θre + 2π/3 + π/2 + α) (24).
Die Betriebsweise wird nun erläutert.
Wie bereits erläutert, ist zu einem lastfreien Zeitpunkt die Übertragungsfunktion G(s) von dem V-Phasenoffset zu der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* durch Formel (3) gegeben. Die Übertragungsfunktion beträgt G(s):R in einem verhältnismäßig niedrigem Drehzahlbereich, was sich in der Übertragungsfunktion ohne Phasenverschiebung äußert. Im hohen Drehzahlbereich ändert sich allerdings die Phase gemäß der Übertragungsfunktion G(s). Hinsichtlich der Phasenverschiebung wurde beispielsweise herausgefunden, dass die Phasenverschiebung mit maximal 60° bei einer Umdrehungszahl des Motors von 1000 U/min erzeugt wird, wenn die Berechnung aufgrund eines 200 W Motors erfolgt. Mit einem derartigen Grad der Phasenverschiebung kann die Trennung des V-Phasenoffsets zu dem W-Phasenoffset nicht erfolgreich durchgeführt werden. Ein Phasenverschiebungswert wird daher im voraus mit der Formel (3) berechnet und wird in der Phasentabelle 240 gespeichert. Durch Verarbeitung der Größen v_sin und w_sin, die mit der d-Achsenspannungs-Führungsgröße zur Schätzung der Phasenverschiebung zu multiplizieren sind, können die Auswirkungen auf den V-Phasenoffset und der W-Phasenoffset sogar getrennt werden, wenn der Motor auf einer hohen Drehzahl rotiert und die oben erwähnte Phasenverschiebung bewirkt, so dass beide Offsets fehlerfrei geschätzt werden können.
Siebtes Ausführungsbeispiel
12 zeigt ein Flussdiagramm zur Beschreibung des siebten Ausführungsbeispiels.
Mit Bezugnahme auf 12 zeigt BEGINN 300 den Betriebsbeginn an. Im Schritt 301 sind Rechenschleifen für eine herkömmliche Stromregelung und Drehzahlregelung gezeigt. In Schritt 302 sind die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda*, die elektrische Winkelgeschwindigkeit wre des Motors und der q-Achsenstrom iq (:Momentenstromkomponente iqa) aufaddiert, wobei zur gleichen Zeit ein Zähler CNT aufwärts gezählt wird. In Schritt 303 wird bestimmt, ob der Zähler CNT die Zeitdurchläufe N erreicht hat, die im voraus gesetzt wurden, wobei die Schritte 301 und 302 wiederholt werden, bis der Zähler CNT die Zeitdurchläufe N erreicht. Im Schritt 304 wird die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdxa unter Verwendung der d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda* berechnet, und darüber hinaus die elektrische Winkelgeschwindigkeit des Motor wre, die aufaddierten Werte ΣVda*, Σwre und Σiq, also N mal der q-Achsenstrom iq: Vdxa = (ΣVda* + Σwre·La·Σiq)/N (25).
Sodann werden diese aufaddierten Werte ΣVda*, Σwre und Σiq sowie der Wert CNT des Zählers gelöscht. Im Schritt 305 wird ein Offset geschätzt, indem die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdxa gemäß der oben angegebenen Formel (25) anstelle der unbeeinflussten d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx des dritten Ausführungsbeispiels gemäß 8 berechnet wird. Im Schritt 306 wird bestimmt, ob der Betrieb beendet ist, wobei bei nicht beendetem Betrieb die oben genannten Schritte 301 bis 305 wiederholt werden. Nach Beendigung des Betriebes endet der Prozess im Schritt 307.
Die Betriebsweise wird nun erläutert.
Beispielsweise sei der Fall angenommen, bei dem die Abtastung des Stromes mit S/W durchgeführt wird, die Stromschleife sowie die Drehzahlschleife mit einer Abtastrate vom 200 μs betrieben werden und die Schätzung des Offsets in Folge der Betriebszeit nicht in der gleichen Zeit von 200 μs durchgeführt werden kann. In diesem Fall sei beispielsweise angenommen, dass die Schätzung des Offsets für einen Zeitraum durchgeführt werden kann, der 16-fach solang wie die Abtastzeit ist. Da allerdings in diesem Fall ein Betriebszyklus 3,2 ms, also 16 mal länger als 200 μs beträgt, kann die Schätzung nicht erfolgsversprechend durchgeführt werden. Wie daher in der obigen Formel (25) gezeigt, werden die d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vda*, die elektrische Winkelgeschwindigkeit des Motors wre und die aufaddierten Werte ΣVda*, Σwre und Σiq für n-mal der q-Achsenstrom iq für jede Abtastzeit der geltenden Schleife berechnet, so dass ein Offset unter Verwendung dieser Werte in zufriedenstellender Weise geschätzt werden kann.
Wenn also die Offsetoperation eines Stromdetektors innerhalb der Abtastrate n-mal so lang wie die Abtastzeit des Stromsteuerungssystems durchgeführt wird (n ist eine positive Integrationskonstante), so kann der Offset in zufriedenstellender Weise geschätzt werden, indem die Schätzung des Offsets unter Verwendung des Mittelwerts der n-fachen d-Achsenspannungs-Führungsgröße, die bei jeder Abtastperiode des Stromsteuerungssystems ausgegeben wird, durchgeführt wird. Zusätzlich kann mit einem derartigen Aufbau der Offset sogar in zufriedenstellender Weise geschätzt werden, wenn die Auflösung der Stromerfassung bis zu einem gewissen Grade niedrig ist.
Achtes Ausführungsbeispiel
13 zeigt die Ansicht eines achten Ausführungsbeispiels.
Gemäß 13 sind dieselben Teile wie diejenigen in dem dritten Ausführungsbeispiel gemäß 8 mit den gleichen Bezugszeichen versehen, wobei auf deren Erläuterung verzichtet wird. Das neue Bezugszeichen 310 bezeichnet einen Stromdetektor, der die dreiphasigen Stromerfassungswerte iua, iva und iwa erfasst. Bezugszeichen 311 bezeichnet einen Addierer, der die obigen Dreiphasen-Stromerfassungswerte iua, iva und iwa aufaddiert. Bezugszeichen 312 bezeichnet einen Verstärkungsschaltkreis, der den Ausgang des Addierers 311 auf 1/3 abschwächt. Dies bedeutet, dass der Ausgang des Verstärkungsschaltkreises 312 den Durchschnitt der Dreiphasen-Stromerfassungswerte iua, iva und iwa bildet. Bezugszeichen 313 bezeichnet einen Tiefpassfilter, der die Hochfrequenzwelligkeit des Ausgangs des Verstärkungsschaltkreises 312 unterdrückt. Der Ausgang des Tiefpassfilters 313 wird als Offsetstrom ioffset bezeichnet. Bezugszeichen 314 bezeichnet einen Addierer, der den Ausgang der V-Phasenoffset-Schätzfunktion 206 und den Wert des obigen Offsetstroms ioffset aufaddiert, und Bezugszeichen 315 bezeichnet einen Addierer, der den Ausgang der W-Phasenoffset-Schätzfunktion 207 und Wert des obigen Offsetstroms ioffset aufaddiert. Bezugszeichen 316 bezeichnet einen Subtrahierer, der den oben genannten Offsetstrom ioffset von dem q-Phasenstromerfassungswert iua abzieht. Darüber hinaus bezeichnen die Bezugszeichen 317 und 318 Sinusgeneratoren, die die Sinuswellen v_sin und w_sin bezeichnen und beispielsweise die Sinuswellen gemäß den folgenden Formeln erzeugen: v_sin = cos (θre + 5π/3 + π/2) (26) w_sin = cos (θre + π/3 + π/2) (27).
Im folgenden wird nun die prinzipielle Betriebsweise erläutert.
Für den Fall einer dreiphasigen Stromerfassung kann in der gleichen Weise wie bei der zweiphasen-Stromerfassung die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx gemäß der folgenden Formel (28) berechnet werden, wenn die Stromerfassungs-Offsetwerte für die drei Phasen jeweils mit iuo, ivo und iwo bezeichnet sind: Vdx = iuo·R·√(2/3)·cos (θre + π) + ivo·R·√(2/3)·cos (θre + π/3) + iwo·R·√(2/3)·cos (θre + 5π/3) (28)wobei jeder Offsetwert wie folgt definiert ist: iuo = ioffset (29) ivo = ioffset + Δivo (30) iwo = ioffset + Δiwo (31).
Sodann kann die obige Formel (28) wie folgt umgestellt werden: Vdx = Δivo·R·√(2/3)·cos (θre + π/3) + Δiwo·R·√(2/3)·cos (θre + 5π/3) (32).
Dies bedeutet, dass der Offsetstrom ioffset, der für alle Phasen gleich ist, nicht eingeht, sondern dass nur die Abweichungsanteile Δivo und Δiwo des Offsetstroms ioffset eingehen. Dies ist für die Momentenwelligkeit gültig. Daher besteht eine Aufgabe gemäß dem achten Ausführungsbeispiel darin, die Abweichungsanteile in der gleichen Weise wie bei der Zweiphasen-Stromerfassung zu erfassen und einen Aufbau derart zu gestalten, dass der gemeinsame Offset unter Ausnutzung der Tatsache geschätzt wird, dass die Summe der drei Phasen Null ist.
Im folgenden wird die Betriebsweise im einzelnen erläutert.
Der Offsetstrom ioffset, der sich über den Addierer 311, den Verstärkungsschaltkreis 312 und das Tiefpassfilter 313 gebildet wird, kann wie folgt dargestellt werden: ioffset = DC component of {(iua + iva + iwa)/3} (33).
Hierbei handelt es sich um einen Offset, die auf der Grundlage der drei Phasen basiert und die nicht die direkte Ursache für eine Momentenwelligkeit ist, sondern die Ursache für eine Betriebsstörung des Motors 1 aufgrund einer gleichgerichteten magnetischen Ablenkung ist. Daher ist es vorgesehen, den Offsetstrom ioffset von dem erfassten Stromwert abzuziehen. Beispielsweise erfolgt eine Subtraktion durch den Subtrahierer 316 für die u-Phase. Weiterhin erfolgt eine Addition der Abweichung von dem Offsetstrom ioffset der V-Phasenoffset, die getrennt durch den Addierer 314 in der V-Phase geschätzt wird und wird nachfolgend subtrahiert durch den Subtrahierer 106. In der gleichen Weise ist dieser Aufbau vorgesehen für die W-Phase und die V-Phase.
Im folgenden wird die Schätzung der Abweichungsanteile Δivo und Δiwo von dem ioffset von dem V-Phasenoffset und dem W-Phasenoffset diskutiert.
Der Aufbau ist derart vorgesehen, dass die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße Vdx gemäß Formel (32) und die Sinuswelle v_sin gemäß Formel (26) durch den Multiplizierer 202 multipliziert werden und der Gleichanteil durch den Tiefpassfilter 204 herausgefiltert wird, so dass der Ausgang yv des Tiefpassfilters 204 sich wie folgt berechnet: yv = √(2/4)·R·Δivo (34).
In der gleichen Weise gilt für den Ausgang yw hinsichtlich der W-Phase folgendes: yw = √(2/4)·R·Δiwo (35).
Da deshalb die Offsetabweichung Δivo der V-Phase zu yv abgetrennt werden kann und die Offsetabweichung Δiwo der W-Phase zu yw abgeteilt werden kann, kann der Offset in der gleichen Weise wie bei der Zweiphasen-Stromerfassung geschätzt werden. Auf diese Weise kann für den Fall einer Dreiphasen-Stromerfassung eine zufriedenstellende Schätzung sowie ein Ausgleich erreicht werden, wenn sogar ein Offset des Stromdetektors 310 vorliegt, wodurch eine ruhige Betriebsweise ohne Drehmomentwelligkeit realisiert werden kann.
Die Wirkungen der vorliegenden Erfindung werden im folgenden zusammengefasst:
Da der Einfluss des Stromerfassungsoffsets in der d-Achsenspannungs-Führungsgröße herausgefiltert werden kann und der Offset des Stromdetektors hiermit kompensiert werden kann, kann die Offsetkompensation in zufriedenstellender Weise ohne Anhalten des Motors durchgeführt werden, selbst wenn Temperaturänderungen durch den Stromdetektor verursacht werden, so dass der Motor erfindungsgemäß in ruhiger Weise ohne Drehmomentwelligkeit umläuft.
Da der erfasste Offset des Stromdetektors für jede Phase gleichzeitig und in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden kann, kann für den Fall der Zweiphasen-Stromerfassung die Offsetkompensation in zufriedenstellender Weise ohne Anhalten des Motors durchgeführt werden, selbst wenn Temperaturänderungen durch den Stromdetektor verursacht werden, so dass der Motor einen ruhigen Lauf ohne Drehmomentwelligkeit aufweist.
Selbst für den Fall, dass ein Drehmoment beaufschlagt wird, kann der Offset des Stromdetektors in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden.
Selbst für den Fall, dass der gesetzte Induktivitätswert des Motors fehlerhaft ist oder Änderungen in Folge der magnetischen Sättigung unterworfen ist, kann ein Offset des Stromdetektors in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden.
Da eine Schätzung mit ausreichender Verstärkung in Abhängigkeit von der Drehzahl durchgeführt werden kann, kann der zu schätzende Drehzahlbereich erweitert werden, wobei ein Regelkreis der Schätzfunktion eine angemessene Antwortfunktion aufweist, so dass ein Offset des Stromdetektors in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden kann.
Da ein Offset des Stromdetektors sogar für einen hohen Drehzahlbereich in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden kann, kann eine obere Begrenzung der zu schätzenden Drehzahl eliminiert werden.
Sogar für den Fall nicht ausreichender Betriebszeit oder für den Fall nicht ausreichender Stromerfassungsauflösung kann ein Offset des Stromdetektors in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden.
Sogar für den Fall einer Dreiphasenerfassung kann ein Offset des Stromdetektors in zufriedenstellender Weise geschätzt und kompensiert werden.

Claims

Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem Stromdetektor (4) zum Erfassen eines zu dem Motor fließenden Stromes (iva, iwa); einem Dreiphasen/d-q-Koordinatenwandler (7), in den der von dem Stromerfassungsmittel erfasste Strom (iva, iwa) eingespeist wird, um diesen in eine Erregerstromkomponente (ida) und in eine Momentenstromkomponente (iqa) in einem umlaufenden Koordinatensystem umzuwandeln; einer Stromsteuerung (11, 13) zum Ausgeben jeweils einer d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) und einer q-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vqa*), die auf einer Erregerstromkomponentenabweichung (ida* – ida) und einer Momentenstromkomponentenabweichung (iqa* – iqa) basieren, die durch die Differenz zwischen der Erregerstromkomponente (ida) und der Momentenstromkomponente (iqa) von dem Dreiphasen/d-q-Koordinatenwandler (7) und einer Erregerstromkomponenten-Führungsgröße (ida*) und einer Momentenstromkomponenten-Führungsgröße (iqa*) gegeben sind; einer Codiereinrichtung (2), die direkt mit dem Motor (1) verbunden ist; einem Drehzahl-/Positions-Signalprozessor (5) zum Berechnen einer mechanischen Winkelgeschwindigkeit (wrm), einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit (wre) und eines elektrischen Winkels (θre) des Motors auf der Grundlage eines Signals von der Codiereinrichtung (2); einem Sinusgenerator (6) zum Erzeugen eines Sinussignals (sin(θre), cos(θre)) entsprechend dem von dem Drehzahl-/Positions-Signalprozessor (5) gelieferten elektrischen Winkel (θre); einem d-q/Dreiphasen-Koordinatenwandler (17), in den die d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) und die q-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vqa*) von der Stromsteuerung (11, 13) und das Sinussignal (sin(θre), cos(θre)) von dem Sinusgenerator (6) eingespeist wird, um eine Koordinatenumwandlung in eine ausgebbare Dreiphasenwechselspannungs-Führungsgröße (Vua*, Vva*, Vwa*) durchzuführen; einem Wechselrichter (3) zum Versorgen des Motors (1) mit einer Ansteuerspannung (Vwa, Vva, Vua), die auf der Dreiphasenwechselspannungs-Führungsgröße (Vua*, Vva*, Vwa*) von dem d-q/Dreiphasen-Koordinatenwandler (17) basiert; einer Offset-Schätzeinrichtung (104, 105) zum Schätzen eines Offsets des Stromes (iva, iwa) von dem Stromdetektor (4) basierend auf der d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) von der Stromsteuerung (13) und einem Ausgangsignal des Drehzahl-/Positions-Signalprozessors (5); und einem Subtrahierer (106, 107) zum Subtrahieren eines von dem Offset-Schätzeinrichtung gelieferten Offset-Schätzwertes (ivov, iwov) von dem durch den Stromdetektor erfassten Strom (iva, iwa) und Ausgeben eines Offset-Ausgleichsstromwertes (iva-ivov, iwa-iwov) an den Dreiphasen/d-q-Koordinatenwandler (7).
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Offset-Schätzeinrichtung umfasst – einen Bandpassfilter (100) zum Herausfiltern einer Komponente, die der elektrischen Winkelgeschwindigkeit der d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) entspricht, auf der Grundlage der d-Achsenspannungs-Führungsgröße von der Stromsteuerung (13) und der von dem Drehzahl-/Positions-Signalprozessor gelieferten elektrischen Winkelgeschwindigkeit (wre); – einen Betragsschaltkreis (101) zum Gleichrichten eines von dem Bandpassfilter ausgegebenen Signals; – ein Tiefpassfilter (102) zum Herausfiltern einer niederfrequenten Komponente des Signals von dem Betragsschaltkreis; – einen Schalter (103) zum Umschalten einer Phase, auf deren Grundlage eine Schätzung des Stromoffsets unter Verwendung des Signals des Tiefpassfilters durchgeführt wird; und – eine Schätzeinrichtung (104, 105) zum Schätzen eines Stromoffsets (ivov, iwiv) auf der Grundlage des Signals von dem Tiefpassfilter, das über den Schalter eingespeist wird.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Offset-Schätzeinrichtung umfasst – eine Sinussignalerzeugungseinrichtung (200, 201) zum Ausgeben eines Sinussignals (v_sin, w_sin) entsprechend dem durch den Drehzahl-/Positions-Signalprozessor gelieferten elektrischen Winkel (θre); – einen Multiplizierer (202, 203) zur Durchführung einer Multiplikation der d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) von der Stromsteuerung (13) und dem von der Sinussignalerzeugungseinrichtung gelieferten Sinussignal (v_sin, w_sin); – einen Filter (204, 205) zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente (yv, yw) aus dem Ausgangssignal des Multipliziers (202, 203); und – eine Schätzeinrichtung (206, 207) zum Schätzen einer Stromoffsets (ivov, iwov) auf der Grundlage des Signals von dem Filter.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Offset-Schätzeinrichtung weiterhin umfasst einen ersten Multiplizierer (220) zum Berechnen des Produktes der Momentenstromkomponente (iqa) von dem Dreiphasen/d-q-Koordinatenwandler und der durch den Drehzahl-/Positions-Signalprozessor gelieferten elektrischen Winkelgeschwindigkeit (wre); einen Verstärkungsschaltkreis (221) zum Bereitstellen eines zu dem Ausgang des ersten Multiplizierers proportionalen Signals; und einen ersten Addierer (222) zum Bereitstellen einer unbeeinflussten d-Achsenspannungs-Führungsgröße, die durch Addition der d-Achsenspannungs-Führungsgröße von der Stromsteuerung und einer zu der elektrischen Winkelgeschwindigkeit proportionalen Spannung von dem Verstärkungsschaltkreis berechnet wird, wobei die unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße (Vda*) als die an das Multipliziermittel weitergegebene d-Achsenspannungs-Führungsgröße verwendet wird.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Offset-Schätzeinrichtung weiterhin umfasst einen Tiefpassfilter (230) zum Herausfiltern einer Gleichspannungskomponente der an das Multipliziermittel weitergegebenen d-Achsenspannungs-Führungsgröße; eine Induktions-Variationsanteil-Schätzfunktion (231) zum Schätzen eines Variationsanteils (ΔLa) einer Induktivität von dem Ausgangssignal des Tiefpassfilters; ein zweiter Multiplizierer (232) zum Multiplizieren des Ausgangssignals des ersten Multiplizierers (220) mit dem Ausgangssignal der Induktions-Variationsanteil-Schätzfunktion; und einen zweiten Addierer (233) zum Bereitstellen einer neuen unbeeinflussten d-Achsenspannungs-Führungsgröße, die durch Addition des Ausgangs des ersten Addierers (222) und des Ausgangs des zweiten Multiplizierers (232) berechnet wird, wobei die neue unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße von dem zweiten Addierer als die zu dem Multipliziermittel ausgegebene d-Achsenspannungs-Führungsgröße verwendet wird.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter weiterhin einen Phasenverschiebungsfilter erster Ordnung mit einer vorgegebenen Grenzfrequenz umfasst und die Schätzeinrichtung einen PI-Regler (206, 207) mit einer vorgegebenen Proportionalverstärkung und einer vorgegebenen Eckfrequenz umfasst, wobei die Grenzfrequenz und die Eckfrequenz gemäß der durch den Drehzahl-/Positions-Signalprozessor gelieferten elektrischen Winkelgeschwindigkeit variieren.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Offset-Schätzeinrichtung weiterhin umfasst eine Phasentabelle (240) zum Ausgeben einer Phase entsprechend der durch den Drehzahl-/Positions-Signalprozessor gelieferten elektrischen Winkelgeschwindigkeit; und einen dritten Addierer (241) zum Addieren des von dem Drehzahl-/Positions-Signalprozessor gelieferten Winkel (θre) und des Phasenwertes von der Phasentabelle, wobei der Sinusgenerator ein Sinussignal entsprechend dem Ausgangssignal das dritten Addierers erzeugt.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die an den Multiplizierer ausgegebene, unbeeinflusste d-Achsenspannungs-Führungsgröße unter Verwendung von einem Mittelwert von Werten berechnet wird, die durch Addition der d-Achsenspannungs-Führungsgrößen, die zu jedem Zeitpunkt bereitgestellt werden, an dem eine vorgegebene Abtastung durchgeführt wird, und durch Addition der elektrischen Winkelgeschwindigkeit und der Momentenstromkomponente jeweils berechnet werden.
Steuerung für einen dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotor nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromdetektor (310) eine Anordnung zur Erfassung eines jeden Phasenstroms der drei Wechselstromphasen umfasst, und der Subtrahierer (106, 107, 316) eine Anordnung zum Berechnen einer Stromoffsets, die für jede Phase der drei Wechselstromphasen ausgeglichen wurde, umfasst und die Offset-Schätzeinrichtung weiterhin umfasst: einen vierten Addierer (311) zum Addieren eines erfassten Stroms des durch den Stromdetektor erfassten Phasenanteils; eine Ein-Phasenanteil-Offset-Schätzeinrichtung (312, 313) zum Schätzen eines Offsets eines Phasenanteils von dem Ausgangssignal des vierten Addierers; und einen Addierer (314, 315) zum Addieren des Offsets eines durch die Ein-Phasenanteil-Offset-Schätzeinrichtung geschätzten Phasenanteils zu dem Offset der Offset-Schätzeinrichtung, die auf der Grundlage der d-Achsenspannungs-Führungsgröße von der Stromsteuerung und des Ausgangssignal des Drehzahl-/Positions-Signalprozessors geschätzt ist, und zum Bereitstellen eines Offsets von zwei Phasen, die sich von dem Offset des einen Phasenanteils unterscheiden, der von der Ein-Phasenanteil-Offset-Schätzeinrichtung geschätzt wurde.