JP3526846B2 - ステッピングモータの駆動装置 - Google Patents
ステッピングモータの駆動装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
Description
【０００１】［産業上の利用分野］本発明は，位置及び
速度を制御するためのステッピングモータ駆動装置に関
する。
速度を制御するためのステッピングモータ駆動装置に関
する。
【０００２】［従来技術］装置の高機能化に伴い，モー
タは低振動低騒音で広範囲に亘り回転できることが求め
られているが，ステッピングモータは各巻線の通電状態
を外部指令パルスの印加毎に瞬時に切り替えることで歩
進回転するため，電流の切り替え時に発生する振動騒音
の低減及び脱調の防止が課題である。振動騒音の低減及
び脱調防止のために，パルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方
式と記す）のインバータを用いて巻線通電電流を滑らか
に変化させるマイクロステップ駆動が一般的である。
タは低振動低騒音で広範囲に亘り回転できることが求め
られているが，ステッピングモータは各巻線の通電状態
を外部指令パルスの印加毎に瞬時に切り替えることで歩
進回転するため，電流の切り替え時に発生する振動騒音
の低減及び脱調の防止が課題である。振動騒音の低減及
び脱調防止のために，パルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方
式と記す）のインバータを用いて巻線通電電流を滑らか
に変化させるマイクロステップ駆動が一般的である。
【０００３】マイクロステップ駆動は，モータ巻線に正
弦波状の階段電流を，モータ相数に応じた位相差で通電
することで実現できるから，モータ相数に応じた複数の
相電流を制御することになり，駆動回路の構成は相数の
増加とともに複雑になってしまう。問題を簡略化するた
めに，ＡＣサーボモータで一般的な回転座標系を導入し
たインバータ制御装置の応用が考えられる。該インバー
タ制御装置技術は，回転角度を直接管理できるため，高
分解能のマイクロステップ駆動を実現するには好適の技
術である。ステッピングモータに対し回転座標系制御技
術の適用例は少ないが，マイクロステップ機能と脱調回
避のために，例えば特開平６−２２５５９５記載の通
り，各相電流をモータ磁束の方向（以降ｄ軸と記す）
と，これと直交する方向（以降ｑ軸と記す）に取るｄ−
ｑ回転座標系に変換し，モータ電流の制御を回転座標系
で取り扱う制御装置がある。特開平６−２２５５９５記
載方式では，図５に示す構成図の如くステッピングモー
タが永久磁石形同期モータと同一モデルであるという前
提で，ステッピングモータにエンコーダを接続し，電流
制御，速度制御，位置制御の各閉ループ制御系を構成
し，これらをｄ−ｑ回転座標系に変換し位置制御を実現
する具体的手法が記載されている。又，制御構成の簡略
化を目的に，ｄ，ｑ軸成分の非干渉要素の省略と，電流
指令を直接ｄ，ｑ軸上で与えることが明記されている。
この場合，ステッピングモータの駆動装置は，位置検出
信号が位置指令に一致するようにモータ位置を制御する
から，ステッピングモータは，位置指令及び位置検出器
の分解能に応じて微小歩進，即ちマイクロステップ駆動
が可能となる。
弦波状の階段電流を，モータ相数に応じた位相差で通電
することで実現できるから，モータ相数に応じた複数の
相電流を制御することになり，駆動回路の構成は相数の
増加とともに複雑になってしまう。問題を簡略化するた
めに，ＡＣサーボモータで一般的な回転座標系を導入し
たインバータ制御装置の応用が考えられる。該インバー
タ制御装置技術は，回転角度を直接管理できるため，高
分解能のマイクロステップ駆動を実現するには好適の技
術である。ステッピングモータに対し回転座標系制御技
術の適用例は少ないが，マイクロステップ機能と脱調回
避のために，例えば特開平６−２２５５９５記載の通
り，各相電流をモータ磁束の方向（以降ｄ軸と記す）
と，これと直交する方向（以降ｑ軸と記す）に取るｄ−
ｑ回転座標系に変換し，モータ電流の制御を回転座標系
で取り扱う制御装置がある。特開平６−２２５５９５記
載方式では，図５に示す構成図の如くステッピングモー
タが永久磁石形同期モータと同一モデルであるという前
提で，ステッピングモータにエンコーダを接続し，電流
制御，速度制御，位置制御の各閉ループ制御系を構成
し，これらをｄ−ｑ回転座標系に変換し位置制御を実現
する具体的手法が記載されている。又，制御構成の簡略
化を目的に，ｄ，ｑ軸成分の非干渉要素の省略と，電流
指令を直接ｄ，ｑ軸上で与えることが明記されている。
この場合，ステッピングモータの駆動装置は，位置検出
信号が位置指令に一致するようにモータ位置を制御する
から，ステッピングモータは，位置指令及び位置検出器
の分解能に応じて微小歩進，即ちマイクロステップ駆動
が可能となる。
【０００４】しかし，特開平６−２２５５９５記載のス
テッピングモータ制御装置は，モータの回転角度を制御
するために位置検出器を用い，該位置検出器の検出信号
を用いてモータ電流をｄ−ｑ座標系に変換するように構
成されており，ステッピングモータ駆動装置は位置検出
器を用いた閉ループ位置制御となる。又，発生トルクを
制御する目的で磁束と直交する電流，即ちｑ軸電流を速
度偏差に応じて制御する構成になっており，位置制御を
実現するために位置制御器及び速度制御器を設ける必要
があった。よって，特開平６−２２５５９５記載のステ
ッピングモータ制御装置では，位置検出器，位置制御器
及び速度制御器が必要であり，構成が複雑で高価な制御
装置となっていた。
テッピングモータ制御装置は，モータの回転角度を制御
するために位置検出器を用い，該位置検出器の検出信号
を用いてモータ電流をｄ−ｑ座標系に変換するように構
成されており，ステッピングモータ駆動装置は位置検出
器を用いた閉ループ位置制御となる。又，発生トルクを
制御する目的で磁束と直交する電流，即ちｑ軸電流を速
度偏差に応じて制御する構成になっており，位置制御を
実現するために位置制御器及び速度制御器を設ける必要
があった。よって，特開平６−２２５５９５記載のステ
ッピングモータ制御装置では，位置検出器，位置制御器
及び速度制御器が必要であり，構成が複雑で高価な制御
装置となっていた。
【０００５】［発明が解決しようとする課題］従来のス
テッピングモータのマイクロステップ駆動装置に於い
て，高精度のマイクロステップ機能を実現するために回
転座標系の座標変換を適用する駆動装置では，位置検出
器，位置制御器及び速度制御器が必要であり，構成が複
雑で高価な制御装置となっていた。又，従来のｄ−ｑ回
転座標系に於けるモータ制御方式は，ｄ軸方向電流を励
磁成分，ｑ軸方向電流をトルク電流として，モータを回
転させるべくトルクを発生させるために，ｑ軸電流指令
を変化させ，所定位置に達した時点でｑ軸電流を最小値
にするように指令を変化させていた。本発明は，構成が
簡単で安価な高精度マイクロステップ駆動の機能を有す
る多相ステッピングモータドライバを実現することを目
的としている。
テッピングモータのマイクロステップ駆動装置に於い
て，高精度のマイクロステップ機能を実現するために回
転座標系の座標変換を適用する駆動装置では，位置検出
器，位置制御器及び速度制御器が必要であり，構成が複
雑で高価な制御装置となっていた。又，従来のｄ−ｑ回
転座標系に於けるモータ制御方式は，ｄ軸方向電流を励
磁成分，ｑ軸方向電流をトルク電流として，モータを回
転させるべくトルクを発生させるために，ｑ軸電流指令
を変化させ，所定位置に達した時点でｑ軸電流を最小値
にするように指令を変化させていた。本発明は，構成が
簡単で安価な高精度マイクロステップ駆動の機能を有す
る多相ステッピングモータドライバを実現することを目
的としている。
【０００６】［問題を解決するための手段］上記課題を
解決するために本発明では，モータの通電電流を検出す
る電流検出器と，モータのロータ回転角度を検出する角
度検出器と，巻線の通電電流を制御する電流制御部を具
備した外部指令パルスの印加毎にモータが歩進回転する
永久磁石形ステッピングモータ駆動装置において，角度
検出器の出力値を用いて該電流検出器で検出したモータ
電流を固定座標系から回転座標系に変換する第１の座標
変換器と，角度検出器の出力値を用いて該電流制御部出
力を回転座標系から固定座標系に変換する第２の座標変
換器と，該外部指令パルスを計数し角度指令に換算する
角度演算器と，該角度指令と該角度検出器の出力値の差
分を用いて座標変換を行う第３の座標変換器を設け，電
流指令を該第３の座標変換器で変換したのち該電流制御
部の指令信号として用いるように構成する。
解決するために本発明では，モータの通電電流を検出す
る電流検出器と，モータのロータ回転角度を検出する角
度検出器と，巻線の通電電流を制御する電流制御部を具
備した外部指令パルスの印加毎にモータが歩進回転する
永久磁石形ステッピングモータ駆動装置において，角度
検出器の出力値を用いて該電流検出器で検出したモータ
電流を固定座標系から回転座標系に変換する第１の座標
変換器と，角度検出器の出力値を用いて該電流制御部出
力を回転座標系から固定座標系に変換する第２の座標変
換器と，該外部指令パルスを計数し角度指令に換算する
角度演算器と，該角度指令と該角度検出器の出力値の差
分を用いて座標変換を行う第３の座標変換器を設け，電
流指令を該第３の座標変換器で変換したのち該電流制御
部の指令信号として用いるように構成する。
【０００７】上記を適用した場合の動作内容以下に詳述
する。図２は，２相α−β固定座標系とｄ−ｑ回転座標
系の関係を示すベクトル図である。図２に於いて，マイ
クロステップ駆動を行うために第１のモータ巻線Ａ相及
び第２のモータ巻線Ｂ相に，それぞれ正弦波状で電気角
９０°の位相差を持つ電流ｉα，ｉβを通電するものと
したとき，各相にｉα1，ｉβ1を通電することでα軸か
らλ＝λ１の角度だけ回転した合成電流ベクトルを得る
ことができる。これに対して，ロータの磁束方向がα軸
に対してθ１だけ傾いた位置にある場合，ｄ軸及びｑ軸
はα軸及びβ軸に対してそれぞれθ１だけ回転した方向
となり，ｄ−ｑ座標系の成分は，合成電流ｉ１をｄ軸及
びｑ軸に投影したものとなる。周知の通り，モータトル
クは，磁束と電流の外積で発生するから，磁束と直交す
る電流ｉｑが値を持つときにモータは回転力を持つこと
になる。従って，図２に示すように，合成電流ｉ１とｄ
軸が一致しない場合，電流のｑ軸成分が現れ，モータは
トルクを発生する。
する。図２は，２相α−β固定座標系とｄ−ｑ回転座標
系の関係を示すベクトル図である。図２に於いて，マイ
クロステップ駆動を行うために第１のモータ巻線Ａ相及
び第２のモータ巻線Ｂ相に，それぞれ正弦波状で電気角
９０°の位相差を持つ電流ｉα，ｉβを通電するものと
したとき，各相にｉα1，ｉβ1を通電することでα軸か
らλ＝λ１の角度だけ回転した合成電流ベクトルを得る
ことができる。これに対して，ロータの磁束方向がα軸
に対してθ１だけ傾いた位置にある場合，ｄ軸及びｑ軸
はα軸及びβ軸に対してそれぞれθ１だけ回転した方向
となり，ｄ−ｑ座標系の成分は，合成電流ｉ１をｄ軸及
びｑ軸に投影したものとなる。周知の通り，モータトル
クは，磁束と電流の外積で発生するから，磁束と直交す
る電流ｉｑが値を持つときにモータは回転力を持つこと
になる。従って，図２に示すように，合成電流ｉ１とｄ
軸が一致しない場合，電流のｑ軸成分が現れ，モータは
トルクを発生する。
【０００８】図３は本発明の動作を説明するためのベク
トル図である。図３のｄ−ｑ軸は図２に於けるｄ−ｑ軸
と同一のもので，ある時刻（ｎ−１）の角度がα軸に対
してθ１だけ回転した位置にある場合，次のパルス指令
が加わったときの時刻ｎに於いて角度指令が指令パルス
数分だけ増加するため，角度指令と角度検出値の差であ
る角度偏差も増加する。つまり，角度偏差をδとする
と，瞬時にｄ−ｑ軸に対してδだけ回転した位置に電流
指令が与えられたことになる。ｄ-ｑ座標系に対してδ
だけ回転した位置にｄｐ-ｑｐ軸を仮定すると，ｄ軸側
電流指令はｄｐ軸上に，ｑ軸側電流指令はｑｐ軸上に示
すことができる。ここで，電流指令は電流指令のｄｐ軸
及びｑｐ軸上に示すことができ，ｄ軸方向成分を電流の
振幅値ｉｄｐｎ＊，ｑ軸成分をゼロとした場合，ｄ軸成
分及びｑ軸成分は，（１）式の通りとなり，ｑ軸成分が
増加し回転方向にトルクが生じる。 よって，パルス指令が入力される毎にｄｐ軸とｄ軸に角
度差が発生し，ｄｐ軸電流指令のｑ軸電流成分が発生
し，トルクが増大するためモータが回転し，電流指令と
検出電流が一致するように制御することで，負荷に均衡
する偏角を持って停止することになるから，モータはパ
ルス指令印加毎に歩進回転が実現できる。本方式では，
モータ電流指令のｄｐ軸側を振幅相当値，ｑｐ軸側をゼ
ロと設定し，ロータ角度と指令角度の差により発生する
ｑ軸成分で回転トルクが発生するため，ロータ角度又は
発生トルクに応じてｑ軸電流を制御する操作が不要であ
る。例えば，電流指令をα−β軸上で正弦波状に与え，
これをｄ−ｑ座標変換するという変換操作を省略するこ
とができる。
トル図である。図３のｄ−ｑ軸は図２に於けるｄ−ｑ軸
と同一のもので，ある時刻（ｎ−１）の角度がα軸に対
してθ１だけ回転した位置にある場合，次のパルス指令
が加わったときの時刻ｎに於いて角度指令が指令パルス
数分だけ増加するため，角度指令と角度検出値の差であ
る角度偏差も増加する。つまり，角度偏差をδとする
と，瞬時にｄ−ｑ軸に対してδだけ回転した位置に電流
指令が与えられたことになる。ｄ-ｑ座標系に対してδ
だけ回転した位置にｄｐ-ｑｐ軸を仮定すると，ｄ軸側
電流指令はｄｐ軸上に，ｑ軸側電流指令はｑｐ軸上に示
すことができる。ここで，電流指令は電流指令のｄｐ軸
及びｑｐ軸上に示すことができ，ｄ軸方向成分を電流の
振幅値ｉｄｐｎ＊，ｑ軸成分をゼロとした場合，ｄ軸成
分及びｑ軸成分は，（１）式の通りとなり，ｑ軸成分が
増加し回転方向にトルクが生じる。 よって，パルス指令が入力される毎にｄｐ軸とｄ軸に角
度差が発生し，ｄｐ軸電流指令のｑ軸電流成分が発生
し，トルクが増大するためモータが回転し，電流指令と
検出電流が一致するように制御することで，負荷に均衡
する偏角を持って停止することになるから，モータはパ
ルス指令印加毎に歩進回転が実現できる。本方式では，
モータ電流指令のｄｐ軸側を振幅相当値，ｑｐ軸側をゼ
ロと設定し，ロータ角度と指令角度の差により発生する
ｑ軸成分で回転トルクが発生するため，ロータ角度又は
発生トルクに応じてｑ軸電流を制御する操作が不要であ
る。例えば，電流指令をα−β軸上で正弦波状に与え，
これをｄ−ｑ座標変換するという変換操作を省略するこ
とができる。
【０００９】ここで固定座標系の信号を回転座標系に変
換するために（２）式を用い，回転座標系の信号を固定
座標系に変換するために（３）式を用いる。 尚，（２）（３）式に於ける角度θはｄ軸とα軸との角
度，ｖｄ及びｖｑは回転座標系の電流制御器の出力，ｖ
α及びｖβは回転座標系の電流制御器の出力を固定座標
系に変換した値である。
換するために（２）式を用い，回転座標系の信号を固定
座標系に変換するために（３）式を用いる。 尚，（２）（３）式に於ける角度θはｄ軸とα軸との角
度，ｖｄ及びｖｑは回転座標系の電流制御器の出力，ｖ
α及びｖβは回転座標系の電流制御器の出力を固定座標
系に変換した値である。
【００１０】以上，２相ステッピングモータを例に説明
したが，３相ステッピングモータの場合，回転座標系か
ら固定座標系への変換時に（４）式を用いて予め三相電
流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相固定座標電流ｉα，ｉβに変
換した後に２相ステッピングモータと同様の制御を行
い，回転座標系から２相固定座標系に変換した後更
（５）式を用いることで同様の効果を得ることができ
る。但し（４）（５）式はα軸とＵ軸を同相とした場合
の変換式であり，軸方向の定義を変えることで異なる変
換式が定義される。 又，更に多相ステッピングモータのマイクロステップ駆
動に対しても相数に応じた座標変換を行うことで，同様
に実現可能である。
したが，３相ステッピングモータの場合，回転座標系か
ら固定座標系への変換時に（４）式を用いて予め三相電
流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相固定座標電流ｉα，ｉβに変
換した後に２相ステッピングモータと同様の制御を行
い，回転座標系から２相固定座標系に変換した後更
（５）式を用いることで同様の効果を得ることができ
る。但し（４）（５）式はα軸とＵ軸を同相とした場合
の変換式であり，軸方向の定義を変えることで異なる変
換式が定義される。 又，更に多相ステッピングモータのマイクロステップ駆
動に対しても相数に応じた座標変換を行うことで，同様
に実現可能である。
【００１１】
【作用】本方式では，モータ電流指令のｄｐ軸側を振幅
相当値，ｑｐ軸側をゼロと設定し，ロータ角度と指令角
度の差により発生するｑ軸成分で回転トルクが発生する
ため，ロータ角度又は発生トルクに応じてｑ軸電流を制
御する操作が不要であり，構成が簡単で安価な高精度マ
イクロステップ駆動の機能を有するステッピングモータ
ドライバを実現するこができる。例えば，電流指令をα
−β軸上で正弦波状に与え，これをｄ−ｑ座標系に変換
するという変換操作を省略することができ，従来のマイ
クロステップ駆動ドライバよりも構成が簡略化できるこ
とになる。尚，本発明は，その他の多相ステッピングモ
ータにも同様に適用可能であることは明らかである。
相当値，ｑｐ軸側をゼロと設定し，ロータ角度と指令角
度の差により発生するｑ軸成分で回転トルクが発生する
ため，ロータ角度又は発生トルクに応じてｑ軸電流を制
御する操作が不要であり，構成が簡単で安価な高精度マ
イクロステップ駆動の機能を有するステッピングモータ
ドライバを実現するこができる。例えば，電流指令をα
−β軸上で正弦波状に与え，これをｄ−ｑ座標系に変換
するという変換操作を省略することができ，従来のマイ
クロステップ駆動ドライバよりも構成が簡略化できるこ
とになる。尚，本発明は，その他の多相ステッピングモ
ータにも同様に適用可能であることは明らかである。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例である。図１に
於いて，ステッピングモータ８０に対してＰＷＭインバ
ータ７０でモータに所定の電圧を印加し，モータを回転
させる。電流検出器３１，３２はモータ相電流ｉαｆ，
ｉβｆを検出し，該モータ相電流ｉαｆ，ｉβｆを第１
の座標変換器６１で回転座標系電流ｉｄｆ，ｉｑｆに変
換する。このとき，座標変換のために用いる回転角度
は，角度演算器２２の出力θｆを用いて行う。一方，ｄ
ｐ軸電流指令入力端子１２とｑｐ軸電流指令入力端子１
３にそれぞれｉｄｐ＊及びｉｑｐ＊を印加する。ここ
で，ｉｄｐ＊はモータ電流振幅値に相当する値とし，ｉ
ｑｐ＊はゼロとする。比較器５１，５２は電流指令と帰
還電流の差分である電流誤差を演算するものであり，該
電流誤差を電流補償器４１，４２で増幅した後，第２の
座標変換器６２で固定座標系に変換しＰＷＭインバータ
７０の入力としている。ここで第２の座標変換器６２の
変換角度情報は，第１の座標変換器で用いたものと同一
の角度指令θｆを用いる。
於いて，ステッピングモータ８０に対してＰＷＭインバ
ータ７０でモータに所定の電圧を印加し，モータを回転
させる。電流検出器３１，３２はモータ相電流ｉαｆ，
ｉβｆを検出し，該モータ相電流ｉαｆ，ｉβｆを第１
の座標変換器６１で回転座標系電流ｉｄｆ，ｉｑｆに変
換する。このとき，座標変換のために用いる回転角度
は，角度演算器２２の出力θｆを用いて行う。一方，ｄ
ｐ軸電流指令入力端子１２とｑｐ軸電流指令入力端子１
３にそれぞれｉｄｐ＊及びｉｑｐ＊を印加する。ここ
で，ｉｄｐ＊はモータ電流振幅値に相当する値とし，ｉ
ｑｐ＊はゼロとする。比較器５１，５２は電流指令と帰
還電流の差分である電流誤差を演算するものであり，該
電流誤差を電流補償器４１，４２で増幅した後，第２の
座標変換器６２で固定座標系に変換しＰＷＭインバータ
７０の入力としている。ここで第２の座標変換器６２の
変換角度情報は，第１の座標変換器で用いたものと同一
の角度指令θｆを用いる。
【００１３】図４は該角度演算器２１の機能を示す図
で，角度演算器２１は例えばアップダウンカウンタで構
成され，図１では省略しているが，α−β座標軸とｄｐ
−ｑｐ座標軸の位置関係を初期化する操作を行った後，
ＣＷ又はＣＣＷ方向のパルス列指令Ｐ＊が入力される毎
に増減することで角度指令θ＊を得るものである。
で，角度演算器２１は例えばアップダウンカウンタで構
成され，図１では省略しているが，α−β座標軸とｄｐ
−ｑｐ座標軸の位置関係を初期化する操作を行った後，
ＣＷ又はＣＣＷ方向のパルス列指令Ｐ＊が入力される毎
に増減することで角度指令θ＊を得るものである。
【００１４】図６は本発明の第２の実施例である。図６
と図１の共通部は同一番号を付しているが，図６では，
対象モータが３相ステッピングモータになり，３相−２
相固定座標変換器６３，及び２相−３相固定座標変換器
６４，電流センサ３３が追加されている他は，同一の構
成である。座標変換器６１と６３及び６２と６４はそれ
ぞれ合成して1つの座標変換器とすることもできる。ま
た，３相電流を検出する場合，対称性を利用して２つの
電流センサ検出出力で第３相電流を演算することで第３
相目の電流センサを省略することも可能である。尚，第
１及び第２の実施例に示す機能は，構成部品を少なくす
るためにマイクロプロセッサを用いて実現することも可
能である。
と図１の共通部は同一番号を付しているが，図６では，
対象モータが３相ステッピングモータになり，３相−２
相固定座標変換器６３，及び２相−３相固定座標変換器
６４，電流センサ３３が追加されている他は，同一の構
成である。座標変換器６１と６３及び６２と６４はそれ
ぞれ合成して1つの座標変換器とすることもできる。ま
た，３相電流を検出する場合，対称性を利用して２つの
電流センサ検出出力で第３相電流を演算することで第３
相目の電流センサを省略することも可能である。尚，第
１及び第２の実施例に示す機能は，構成部品を少なくす
るためにマイクロプロセッサを用いて実現することも可
能である。
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施例である。
【図２】固定座標系と回転座標系の関係説明図である。
【図３】本発明原理説明のためのｄｐ−ｑｐ座標系とｄ
−ｑ座標系の関係を示す説明図である。
−ｑ座標系の関係を示す説明図である。
【図４】本発明の角度演算器２１の機能説明図
【図５】特開平６−２２５５９５記載の従来例である。
【図６】本発明の第２の実施例である。
１１ パルス指令入力端子
１２ ｄｐ軸電流指令入力端子
１３ ｑｐ軸電流指令入力端子
２１ 角度演算器
３１，３２，３３ 電流検出器
４１ 第１の電流制御器（ｄ軸）
４２ 第２の電流制御器（ｑ軸）
５１，５２ 加算器
６１ 第１の座標変換器（αβ／ｄｑ座標変換
器） ６２ 第２の座標変換器（ｄｑ／αβ座標変換
器） ６３ 第３の座標変換器（ｕｖｗ／αβ座標変換
器） ６４ 第４の座標変換器（αβ／ｕｖｗ座標変換
器） ７０ ＰＷＭインバータ ８０ ステッピングモータ ９０ エンコーダ ９１ 角度演算器 １０１〜１０５ 加算器 １１０ 位置制御器 １２０ 速度制御器 １３０ 座標変換器（ｄｑ／３相座標変換器） １４１，１４２ 電流制御器 １５０ ＰＷＭインバータ １６０ 速度，位置信号処理器 １７０ 三角関数発生器
器） ６２ 第２の座標変換器（ｄｑ／αβ座標変換
器） ６３ 第３の座標変換器（ｕｖｗ／αβ座標変換
器） ６４ 第４の座標変換器（αβ／ｕｖｗ座標変換
器） ７０ ＰＷＭインバータ ８０ ステッピングモータ ９０ エンコーダ ９１ 角度演算器 １０１〜１０５ 加算器 １１０ 位置制御器 １２０ 速度制御器 １３０ 座標変換器（ｄｑ／３相座標変換器） １４１，１４２ 電流制御器 １５０ ＰＷＭインバータ １６０ 速度，位置信号処理器 １７０ 三角関数発生器
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 8/00 - 8/42
Claims (3)
- 【請求項１】モータの通電電流を検出する電流検出器
と，モータのロータ回転角度を検出する角度検出器と，
巻線の通電電流を制御する電流制御部を具備した外部指
令パルスの印加毎にモータが歩進回転する永久磁石形ス
テッピングモータ駆動装置において，角度検出器の出力
値を用いて該電流検出器で検出したモータ電流を固定座
標系から回転座標系に変換する第１の座標変換器と，角
度検出器の出力値を用いて該電流制御部出力を回転座標
系から固定座標系に変換する第２の座標変換器と，該外
部指令パルスを計数し角度指令に換算する角度演算器
と，該角度指令と該角度検出器の出力値の差分を用いて
座標変換を行う第３の座標変換器を設け，電流指令を該
第３の座標変換器で変換したのち該電流制御部の指令信
号として用いるように構成したステッピングモータ駆動
装置。 - 【請求項２】２相ステッピングモータを対象とし，第1
及び第2の座標変換が２相固定座標系と２相回転座標系
の変換を目的とし，該2相回転座標系座標をモータ磁束
の方向と，これと直交する方向に取り，該第３の座標変
換器に加える一方の電流指令を該磁束方向でモータ通電
電流振幅値に相当する値，他方の電流指令は該磁束方向
と直交方向で値をゼロとすることを特徴とする１項記載
のステッピングモータ駆動装置。 - 【請求項３】３相ステッピングモータを対象とし，座標
変換の３相固定座標系と２相回転座標系を用い，該2相
回転座標系座標をモータ磁束の方向と，これと直交する
方向に取り，該第３の座標変換器に加える一方の電流指
令を該磁束方向にとりこれをモータ通電電流振幅値に相
当する値，他方の電流指令該直交方向にとりこれをゼロ
とすることを特徴とする１項記載のステッピングモータ
駆動装置。
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