JP4519864B2 - 交流回転機の電気的定数測定方法およびこの測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、誘導機や同期機といった交流回転機の電気的定数を測定する方法およびその測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置に関するものである。

従来より、交流回転機の制御装置を使用し、交流回転機の電気的定数として、例えば、電機子インダクタンスや磁束ベクトルを測定する方法が紹介されている。
例えば、特許文献１では、先ず、Ｖ／ｆ一定の制御処理で、１次角周波数指令ω１に比例して１次電圧指令Ｖ１cを出力する。また、この１次角周波数指令ω１を積分して１次電圧ベクトルの位相指令θv１を求める。そして、この１次電圧の大きさ指令Ｖ１cと、１次電圧ベクトルの位相指令θv１に対応してＰＷＭ信号を出力し、定格周波数近くで、定格磁束（定格周波数と定格電圧の比）で定常運転を行なう。次に、一般的な三相交流／二相直流変換処理により所定の演算を行ない、無効パワー分電流Ｉｄと有効パワー分電流Ｉｑを求めている。そして、このＩｄ、Ｉｑ、１次角周波数指令値ω１および１次電圧指令値Ｖ１cと、予め測定した１次抵抗ｒ１と合成漏れインダクタンスＬｘ（Ｌｘ≒ｌｌ＋ｌ２）とを基に所定の演算により自己インダクタンス、即ち、電機子インダクタンスＬ１を求めている。

また、特許文献２は、永久磁石型同期電動機に電力を供給する電力変換器と前記同期電動機の永久磁石の磁束ベクトルの大きさを用いて電力変換器の出力電圧を制御する制御装置からなる永久磁石型同期電動機の制御装置というものである。そして、この同期電動機に所定の大きさの交流電流を流して同期電動機を所定の回転数にまで回転させる加速モードと同期電動機の一次電流を０または微少な値とする計測モードとを有する磁束計測用電流制御器と、該磁束計測用電流制御器が計測モードの時に、検出または推定された同期電動機の一次電圧ベクトルを時間積分して磁束ベクトルを演算する磁束計測用磁束ベクトル演算器と、該磁束計測用磁束ベクトル演算器の出力より磁束ベクトルの大きさを求める磁束演算器と、該磁束演算器の出力を記憶する磁束記憶器とからなる磁束計測手段を具備し、磁束記憶器に記憶されている磁束ベクトルの大きさを更新する必要がある場合にこの磁束計測手段を動作させていた。

特許第３０１９６５３号公報 特開２００２−１７１７９７号公報

特許文献１のような従来の交流回転機の制御装置にあっては、１次角周波数指令値ω１および１次電圧指令値Ｖ１cに基づき、インバータを駆動して、交流電動機を定常状態で運転し、この時の１次角周波数指令を積分した位相と交流電動機の電流検出値から、電動機電流ベクトルＩ１のインバータ１次電圧ベクトル方向と同一の方向の成分Ｉｑと、インバータ１次電圧ベクトル方向と同一の方向から９０°遅れた方向と同一の方向の成分Ｉｄを演算し、１次角周波数指令値ω１および１次電圧指令値Ｖ１c、または１次電圧検出値Ｖ１と、ＩｑおよびＩｄに基づいて交流電動機の１次自己インダクタンスＬ１、または、相互インダクタンスＭを、電圧と電流と角周波数の加減乗除演算だけを用いて算出していた。このため、電圧検出値や電流検出値に存在するノイズが直接反映され、測定した定数もノイズの影響を受けるという問題があった。また、電機子インダクタンスの測定は、予め測定した１次抵抗ｒ１と合成漏れインダクタンスＬｘ（Ｌｘ≒ｌ１＋ｌ２）を基に所定の演算を行うので、予め測定した１次抵抗ｒ１と合成漏れインダクタンスＬｘの精度が良くないと、電機子インダクタンスの測定精度も低下してしまう問題があった。

また、特許文献２のような交流回転機の制御装置にあっては、検出または推定された同期電動機の一次電圧ベクトルを時間積分して磁束ベクトルを演算する磁束計測用磁束ベクトル演算器を用いていたので、永久磁石の磁束ベクトルの大きさを測定する場合、円軌跡を描く磁束ベクトルの磁束計測用磁束ベクトル演算器の出力に対して、半径の長さから永久磁石の磁束ベクトルの大きさを求めていた。このため、磁束の振幅を直流量として測定できず、磁束ベクトルの半径の長さを求めるには、十分早いサンプリングが可能なマイコンなどの演算装置が必要となるので安価な演算装置では実現できないという問題があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電流制御をしながら簡便にしかも高精度で交流回転機の電気的定数を測定することができる方法およびその測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置を得ることを目的としている。

この発明に係る交流回転機の電気的定数測定方法は、交流回転機の角周波数で回転する回転二軸座標（以下、ｄ−ｑ軸と称す）上の電流指令に基づき前記交流回転機を駆動する交流回転機の制御装置を使用して前記交流回転機の電気的定数を測定する方法であって、
前記交流回転機の制御装置は、
前記交流回転機の電流を検出する電流検出手段、前記電流検出手段からの電流検出値を前記ｄ−ｑ軸上の電流検出値に変換する座標変換手段、前記ｄ−ｑ軸上の電流指令と前記角周波数と前記交流回転機の複数の電気的定数との関係式から前記ｄ−ｑ軸上の第１の電圧指令を演算する第１の電圧指令演算手段、前記ｄ−ｑ軸上の電流指令と前記ｄ−ｑ軸上の電流検出値との差分電流が零に収斂するよう前記差分電流に基づき前記ｄ−ｑ軸上の第２の電圧指令を演算する第２の電圧指令演算手段、前記ｄ−ｑ軸上の第１の電圧指令と前記ｄ−ｑ軸上の第２の電圧指令とを加算して前記ｄ−ｑ軸上の第３の電圧指令を演算する第３の電圧指令演算手段、および前記ｄ−ｑ軸上の第３の電圧指令に基づき前記交流回転機に電圧を印加する電圧印加手段を備え、
更に、前記第１の電圧指令演算手段は、その前記複数の電気的定数の少なくとも１つを外部から入力する定数設定値で設定するようにし、
前記定数設定値を、前記第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令を、もしくは前記第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令を前記回転二軸座標上の電流指令で除算する演算式により演算した結果を、更に積分し該積分した値に比例定数を乗算する処理を行った結果を前記定数設定値として出力する定数測定手段を備えた交流回転機の制御装置を使用し、
前記電流指令および前記角周波数を所定の値または範囲に設定して前記制御装置を起動し、前記第２の電圧指令が所定の範囲内となった時点における前記定数測定手段からの前記定数設定値を、測定対象である前記交流回転機の電気的定数として出力するものである。

また、この発明に係る交流回転機の制御装置は、当該電気的定数測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置である。

この発明に係る、交流回転機の電気的定数測定方法およびその測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置は、以上のように、電流指令および角周波数を所定の値または範囲に設定して制御装置を起動し、第２の電圧指令が所定の範囲内となった時点における定数測定手段からの定数設定値を、測定対象である交流回転機の電気的定数として出力するものであるので、交流回転機の電気的定数を簡便に測定することができ、電圧検出値や電流検出値のノイズが直接反映されることを防ぎ、測定した電気的定数もノイズの影響を受けず正確な測定値が得られる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。交流回転機１は同期機であって、ここでは、表面磁石型の同期機である。交流回転機１には、電圧を印加する、インバータ等の電力変換器が相当する電圧印加手段２と、交流回転機１の電流を検出する電流検出手段３と、交流回転機１の回転位置θを検出する回転位置検出器４とが接続されている。

電圧印加手段２は、交流回転機１に三相電圧のＵ相電圧ｖｕ、Ｖ相電圧ｖｖ、Ｗ相電圧ｖｗを印加し、電流検出手段３は、交流回転機１の三相電流のうち少なくとも二相分の電流を検出する。本実施の形態における電流検出手段３は、交流回転機１と電圧印加手段２とを結ぶ電力線からＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖを検出する。
なお、電流検出手段３は、図１に示すようなＵ相電流およびＶ相電流を直接検出する方法以外に、Ｕ相電流およびＶ相電流に加えＷ相電流も直接検出する方法でも良いし、公知技術である電圧印加手段２のＤＣリンク電流からＵ相電流およびＶ相電流を検出する方法（例えば、Y．Murai et al．，”Three−Phase Current−Waveform−Detection on PWM Inverter from DC Link Current−Steps”，Proceedings of IPEC−Yokohama 1995，pp．271−275，Yokohama，Japan，April 1995）を用いても良い。

微分器５は、回転位置検出器４が出力する回転位置θの変化率を演算し、交流回転機１の回転速度ωｒとして出力する。座標変換手段６は、電流検出手段３から得た電流を角周波数ωｒで回転する回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流に座標変換する。換言すると、座標変換手段６は、電流検出手段３が出力するＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖから得られる三相電流を、角周波数ω（＝ωｒ）で回転する位相でもある回転位置θに同期して回転する回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上に座標変換し、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉｄおよびｉｑを出力する。

第１の電圧指令演算手段７は、後述する（３）、（４）式により、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と角周波数ωｒとに基づいて回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊を出力する。第１の電圧指令演算手段７には、交流回転機１の電気的定数の少なくとも１つ、ここでは、電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０を、定数測定手段８から得る。

第２の電圧指令演算手段９は、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉｄおよびｉｑの差分電流をそれぞれ演算し、この差分電流が零に収斂するように当該差分電流に基づいて回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊を出力する。
定数測定手段８は、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した交流回転機１の電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０を第１の電圧指令演算手段７に出力する。

第３の電圧指令演算手段１０は、第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊と第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊との加算電圧を演算し、この加算電圧に基づいて回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊を出力する。
電圧印加手段２は、第３の電圧指令演算手段１０が出力する第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に基づいて交流回転機１に電圧を印加する。

第２の電圧指令演算手段９は、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊から回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流のｄ軸成分ｉｄを減算して差分電流を演算する減算器１１と、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊から回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流のｑ軸成分ｉｑを減算して差分電流を演算する減算器１２と、減算器１１の出力を比例積分によって増幅する増幅器１３と、減算器１２の出力を比例積分によって増幅する増幅器１４とを備える。

第３の電圧指令演算手段１０は、第１の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ１^＊と第２の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ２^＊とを加算した加算電圧を演算する加算器１５と、第１の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ１^＊と第２の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ２^＊とを加算した加算電圧を演算する加算器１６とを備え、加算器１５と加算器１６との出力をそれぞれ第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊として出力している。

次に、各演算手段の具体的な演算内容について説明する。この実施の形態１での交流回転機１は、表面磁石型同期機であり、回転直交座標（ｄ−ｑ軸）のｄ軸が交流回転機１の回転子磁束と一致している場合、次式が成り立つ。

ｖｄ＝Ｒ×ｉｄ−ωｒ×Ｌ×ｉｑ ・・・（１）
ｖｑ＝Ｒ×ｉｑ＋ωｒ×（Ｌ×ｉｄ＋φｆ） ・・・（２）

但し、
ｖｄ：交流回転機１の電圧のｄ軸成分
ｖｑ：交流回転機１の電圧のｑ軸成分
Ｒ：交流回転機１の電機子抵抗
Ｌ：交流回転機１の電機子インダクタンス
φｆ：交流回転機１の回転子磁束振幅

一方、第１の電圧指令演算手段７では、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と角周波数ωｒとに基づいた（３）、（４）式によって回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊を出力する。

ｖｄ１^＊＝Ｒ０×ｉｄ^＊−ωｒ×Ｌ０×ｉｑ^＊ ・・・（３）
ｖｑ１^＊＝Ｒ０×ｉｑ^＊＋ωｒ×（Ｌ０×ｉｄ^＊＋φｆ０） ・・・（４）

但し、
φｆ０：交流回転機１の回転子磁束振幅設定値
ここでは、交流回転機１の回転子磁束振幅は既知であると仮定して説明する。この仮定が成り立つ場合、φｆ０＝φｆが成り立つ。なお、交流回転機１の回転子磁束振幅が未知である場合については後述する実施の形態５で説明する。

以上の制御系が起動した後、その動作が定常状態、ここでは、各電圧、電流がほぼ一定値、例えば、第２の電圧指令演算手段９の出力である第２の電圧指令演算値ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の絶対値が零に近い所定の範囲内になった時点では以下の動作が確認できる。
即ち、第２の電圧指令演算手段９では、減算器１１の出力を比例積分によって増幅する増幅器１３によって電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊と電流のｄ軸成分ｉｄとが一致するとともに、減算器１２の出力を比例積分によって増幅する増幅器１４によって電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊と電流のｑ軸成分ｉｑとが一致している。また、電圧印加手段２は、第３の電圧指令演算手段１０が出力する第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に基づいて交流回転機１に電圧を印加しているので、交流回転機１の電圧のｄ軸成分ｖｄおよびｑ軸成分ｖｑは、第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に一致する。これらの関係を勘案すると（５）〜（１０）式が成り立つ。

ｖｄ３^＊＝ｖｄ２^＊＋Ｒ０×ｉｄ^＊−ωｒ×Ｌ０×ｉｑ^＊ ・・・（５）
ｖｑ３^＊＝ｖｑ２^＊＋Ｒ０×ｉｑ^＊＋ωｒ×（Ｌ０×ｉｄ^＊＋φｆ０）・・・（６）
ｉｄ＝ｉｄ^＊ ・・・（７）
ｉｑ＝ｉｑ^＊ ・・・（８）
ｖｄ＝ｖｄ３^＊ ・・・（９）
ｖｑ＝ｖｑ３^＊ ・・・（１０）

（１）〜（１０）式の関係を整理すると（１１）、（１２）式を得る。

ｖｄ２^＊＝−（Ｒ０−Ｒ）×ｉｄ^＊＋ωｒ×（Ｌ０−Ｌ）×ｉｑ^＊ ・・・（１１）
ｖｑ２^＊＝−（Ｒ０−Ｒ）×ｉｑ^＊−ωｒ×（Ｌ０−Ｌ）×ｉｄ^＊ ・・・（１２）

この（１１）、（１２）式によれば、抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）およびインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）がない場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊は零であり、抵抗誤差やインダクタンス誤差が発生する場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の少なくとも一方は非零となる。（１１）、（１２）式を整理すると（１３）、（１４）式を得る。

（Ｒ０−Ｒ）＝−（ｖｄ２^＊×ｉｄ^＊＋ｖｑ２^＊×ｉｑ^＊）
÷（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２） ・・・（１３）
（Ｌ０−Ｌ）＝（ｖｄ２^＊×ｉｑ^＊−ｖｑ２^＊×ｉｄ^＊）
÷｛ωｒ×（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）｝ ・・・（１４）

交流回転機１の電気的定数としての電機子抵抗Ｒと電機子インダクタンスＬを求めるため、本実施の形態１では、ｉｄ^＊＝０、ｉｑ^＊＝（正の一定値）で与え、ωｒ＞０である場合について考える。（１３）、（１４）式に、ｉｄ^＊＝０を代入すると、（１５）、（１６）式となる。

（Ｒ０−Ｒ）＝−（ｖｑ２^＊÷ｉｑ^＊） ・・・（１５）
（Ｌ０−Ｌ）＝ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊） ・・・（１６）

ｉｑ^＊を正の一定値で与えている場合について考えているので、（１５）式右辺は「−ｖｑ２^＊」に比例する値となり、（１６）式右辺は「ｖｄ２^＊÷ωｒ」に比例する値となる。

（１５）式から電機子抵抗について次のことが判る。
・（電機子抵抗設定値Ｒ０）＞（電機子抵抗Ｒ） の場合、ｖｑ２^＊＜０
・（電機子抵抗設定値Ｒ０）＜（電機子抵抗Ｒ） の場合、ｖｑ２^＊＞０
従って、ｖｑ２^＊が正の場合、電機子抵抗設定値Ｒ０を大きくすると抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）は零に近づき、ｖｑ２^＊が負の場合、電機子抵抗設定値Ｒ０を小さくすると抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）は零に近づく。

同様に、（１６）式から電機子インダクタンスについて次のことが判る。
・（電機子インダクタンス設定値Ｌ０）＞（電機子インダクタンスＬ）の場合、
ｖｄ２^＊＞０
・（電機子インダクタンス設定値Ｌ０）＜（電機子インダクタンスＬ）の場合、
ｖｄ２^＊＜０
従って、ｖｄ２^＊が正の場合、インダクタンス設定値Ｌ０を小さくするとインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）は零に近づき、ｖｄ２^＊が負の場合、インダクタンス設定値Ｌ０を大きくするとインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）は零に近づく。

以上の関係、特に、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の正負号と抵抗誤差およびインダクタンス誤差の増減との関係を踏まえ、定数測定手段８は、（１７）、（１８）式により第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した交流回転機１の電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０を第１の電圧指令演算手段７に出力する。

Ｒ０＝ｋ_Ｒ∫（ｖｑ２^＊）ｄｔ ・・・（１７）
Ｌ０＝−ｋ_Ｌ∫（ｖｄ２^＊）ｄｔ ・・・（１８）
但し、ｋ_Ｒ、ｋ_Ｌ：比例定数

本実施の形態１における動作波形の一例を図２に示す。図において、１段目は電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、２段目は電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊、３段目は交流回転機１の角周波数ωｒ、４段目は抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）、５段目はインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）を示している。
時刻０〜１秒の期間は、停止した状態で電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊は零である。時刻１秒以降、ｉｑ^＊は正の一定値を保つと同時に、交流回転機１の角周波数ωｒは加速して行く。定数測定手段８は、時刻３秒に到達するまでは動作を停止しており、時刻３秒に到達するとともに、（１７）式により第２の電圧指令ｖｑ２^＊に基づいて電機子抵抗設定値Ｒ０を演算することで、Ｒ０は電機子抵抗Ｒに近づき抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）は零に収束する。
電機子インダクタンスについても、定数測定手段８は、時刻３秒に到達するとともに、（１８）式により第２の電圧指令ｖｄ２^＊に基づいて電機子インダクタンス設定値Ｌ０を演算することで、Ｌ０は電機子インダクタンスＬに近づきインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）は零に収束する。

（１１）、（１２）式から分かるように、角周波数ωｒが零に近い所定値より小さいと、インダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の大小に拘わらず両式の右辺第２項が零に近づき両誤差（Ｒ０−Ｒ）、（Ｌ０−Ｌ）が求められないことになる。
従って、定数測定手段８は、角周波数ωの大きさが所定値よりも大きくなる時刻３秒以降で交流回転機１の電気的定数を演算し、任意の角周波数ωの大きさが所定値よりも小さい時刻３秒以前では電気的定数の演算を停止するようにしている。これにより、角周波数ωが小さく精度よく測定できない場合、定数誤差に起因する制御性能の低下を防ぐことができる。

また、従来の交流回転機の制御装置では、電圧と電流と角周波数との加減乗除だけを用いて算出していたので、電圧や電流や角周波数が含んでいるノイズの影響が電機子抵抗設定値や電機子インダクタンス設定値に現れる問題があったが、本実施の形態１の（１７）、（１８）式による演算は電機子抵抗や電機子インダクタンスの設定値を第２の電圧指令を積分演算で得るようにしたので、電圧検出値や電流検出値のノイズが直接反映することを防ぎ、測定した定数もノイズの影響を受ける問題を解決することができる。

以上のように、本実施の形態１の構成により、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令に回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流が一致するように制御しながら交流回転機１の定数を定数測定手段８が測定することにより、第１の電圧指令演算手段７で用いる電気的定数の設定ができるという効果がある。
また、本実施の形態１では定数測定手段８が、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｄ軸成分の大きさを零とし、ｑ軸成分の大きさを一定に保ったときの第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて交流回転機１の電気的定数を演算するので、電機子抵抗と電機子インダクタンスといった２種類の電気的定数の測定ができるという効果がある。
また、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて演算した交流回転機１の電機子インダクタンス設定値および電機子抵抗設定値を第１の電圧指令演算手段７に出力するので、該交流回転機１の制御装置の制御精度が向上するという効果がある。
更に、電機子抵抗や電機子インダクタンスの設定値を第２の電圧指令に基づいた積分演算から得るようにしたので、電圧検出値や電流検出値のノイズが直接反映することを防ぎ、測定した定数もノイズの影響を受ける問題を解決できるという効果がある。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、定数測定手段８は、（１７）、（１８）式に従い、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて交流回転機１の電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０とを演算していたが、この実施の形態２では、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に加え、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊および角周波数ωｒを用いて電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０とを演算している。
実施の形態１に比較して構成、演算は多少複雑になるが、ｉｑ^＊およびωｒの設定が任意となるので、その分、設定値Ｒ０、Ｌ０を測定するための運転条件の自由度が高まり適用が容易になるという利点がある。

図３は、本発明の実施の形態２による構成を示すブロック図であり、定数測定手段８ａは、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に加え、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊および角周波数ωｒに基づいて電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０とを演算し、第１の電圧指令演算手段７にＲ０およびＬ０を出力する。なお、図３において図１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、重複する部分の個々の説明は省略する。

本実施の形態２では、ｉｄ^＊＝０で与える場合を考える。先の（１５）、（１６）式を（１９）、（２０）式として再掲する。

（Ｒ０−Ｒ）＝−（ｖｑ２^＊÷ｉｑ^＊） ・・・（１９）
（Ｌ０−Ｌ）＝ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊） ・・・（２０）

この（１９）式右辺は−ｖｑ２^＊の大きさに比例し、ｉｑ^＊の大きさに反比例する。実施の形態１では、ｉｑ^＊は正の一定値としたが、本実施の形態２では、正の一定値とは限らない。この場合でも、（１９）式右辺は「−（ｖｑ２^＊÷ｉｑ^＊）」に比例すると言っても良い。
また、（２０）式右辺はｖｄ２^＊の大きさに比例し、ｉｑ^＊の大きさに反比例するとともに、ωｒの大きさに反比例する。換言すると、（２０）式右辺は「ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊）」に比例すると言っても良い。
これらを勘案し、本実施の形態２に示す定数測定手段８ａは、（２１）、（２２）式により第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した交流回転機１の電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０とを第１の電圧指令演算手段７に出力する。

Ｒ０＝ｋ_Ｒ∫（ｖｑ２^＊÷ｉｑ^＊）ｄｔ ・・・（２１）
Ｌ０＝−ｋ_Ｌ∫｛ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊）｝ｄｔ ・・・（２２）
但し、ｋ_Ｒ、ｋ_Ｌ：比例定数

実施の形態１では、ｉｑ^＊は正の一定値で、かつ角周波数ωｒも正であるという制約が伴った。本実施の形態２では、定数測定手段８ａが、（２１）、（２２）式を用いるので、ｉｑ^＊の符号やωｒの符号に拘わらず、正確な電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０の演算を行うことができる。

図４は、本実施の形態２における定数測定手段８ａの内部構成を示す図である。図において、乗算器２０は、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊と角周波数ωｒとの積を演算しリミッタ２１に出力する。リミッタ２１は、乗算器２０の出力が正の場合は正の所定値以上になるようにリミット動作を行うとともに、乗算器２０の出力が負の場合は負の所定値以下になるようにリミット動作を行うことによって、除算器２２が零で除算しないようにする。
除算器２２は、第２の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ２^＊をリミッタ２１の出力で除算し、積分器２３は、除算器２２の出力値を積分して−ｋ_Ｌ倍し、電機子インダクタンス設定値Ｌ０として出力する。乗算器２０、リミッタ２１、除算器２２、積分器２３による一連の演算によって前記（２２）式の演算を行うことができる。

同様に、リミッタ２４は、ｉｑ^＊が正の場合は正の所定値以上になるようにリミット動作を行うとともに、ｉｑ^＊が負の場合は負の所定値以下になるようにリミット動作を行うことによって、除算器２５が零で除算しないようにする。
除算器２５は、第２の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ２^＊をリミッタ２４の出力で除算し、積分器２６は、除算器２５の出力値を積分してｋ_Ｒ倍し、電機子抵抗設定値Ｒ０として出力する。

本実施の形態２における動作波形の一例を図５に示す。図において、１段目は電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、２段目は電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊、３段目は交流回転機１の角周波数ωｒ、４段目は抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）、５段目はインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）を示している。
時刻０〜１秒の期間は、停止した状態で電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊は零である。時刻１秒以降、ｉｑ^＊は正の一定値を保つと同時に、交流回転機１の角周波数ωｒは加速して行く。定数測定手段８は、時刻３秒に到達するまでは動作を停止しており、時刻３秒に到達するとともに、（２１）式により第２の電圧指令ｖｑ２^＊に基づいて電機子抵抗設定値Ｒ０を演算することで、Ｒ０は電機子抵抗Ｒに近づき抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）は零に収束する。

電機子インダクタンスについても、定数測定手段８は、時刻３秒に到達するとともに、（２２）式により第２の電圧指令ｖｄ２^＊に基づいて電機子インダクタンス設定値Ｌ０を演算することで、Ｌ０は電機子インダクタンスＬに近づきインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）は零に収束する。
ここで、図５を先の実施の形態１の図３と比較すると、インダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の収束性が向上している。実施の形態１では、インダクタンス設定値の演算は（１８）式に基づいていたが、ｖｄ２^＊は角周波数ωｒの大きさに比例するので、角周波数ωｒが小さい場合はインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）があってもｖｄ２^＊の値も小さく、インダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の収束性が悪かった。
本実施の形態２では（２２）式に基づいてインダクタンス設定値の演算を行うようにしたので、インダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の収束性が向上した。同様に、ｉｑ^＊の大きさが変化する場合でも本実施の形態２に示した定数測定手段８ａを用いればｉｑ^＊の大きさに拘わらず抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）およびインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の収束性を一定に保つことができ、適切な比例定数ｋ_Ｒ、ｋ_Ｌを与えることによってそれぞれの収束性を向上させることができる。

以上のように、本実施の形態２では、定数測定手段８ａは、第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊および角周波数ωｒに基づいて電機子抵抗設定値Ｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌ０とを演算するようにしたので、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊および角周波数ωｒの符号や大きさに拘わらず、正確な電機子抵抗設定値および電機子インダクタンス設定値を得られるという効果がある。
また、電機子抵抗設定値および電機子インダクタンス設定値は、第２の電圧指令を電流指令で除算するようにしたので、電流指令の大きさに拘わらず抵抗誤差（Ｒ０−Ｒ）の収束性およびインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の収束性が向上するという効果がある。
また、電機子インダクタンス設定値については、第２の電圧指令ｖｄ２^＊を角周波数ωｒで除算した値に基づいて演算するようにしたので、角周波数ωｒに拘わらずインダクタンス誤差（Ｌ０−Ｌ）の収束性が向上するという効果がある。

実施の形態３．
先の実施の形態１、２における交流回転機１は同期機であって、特に、表面磁石型の同期機の場合を扱った。本実施の形態３では、交流回転機１ｂは同期機であって、特に、埋め込み磁石型の同期機の場合について説明する。埋め込み磁石型同期機は、永久磁石を埋め込むため回転子の磁気回路形状が軸対称ではなく、いわゆる突極性を有するものとなる。
図６は、本発明の実施の形態３による構成を示すブロック図であり、交流回転機１ｂは同期機であって、埋め込み磁石型の同期機である。定数測定手段８ｂは、交流回転機１ｂの電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０および交流回転機１ｂの電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値Ｌｑ０を演算し、第１の電圧指令演算手段７ｂにＬｄ０およびＬｑ０を出力する。なお、図６において、図１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当し、重複する部分の個々の説明は省略する。

交流回転機１ｂは、埋め込み磁石型同期機であり、回転直交座標（ｄ−ｑ軸）のｄ軸が交流回転機１の回転子磁束と一致している場合、次式が成り立つ。

ｖｄ＝Ｒ×ｉｄ−ωｒ×Ｌｑ×ｉｑ ・・・（２３）
ｖｑ＝Ｒ×ｉｑ＋ωｒ×（Ｌｄ×ｉｄ＋φｆ） ・・・（２４）

但し、
Ｌｄ：交流回転機１の電機子インダクタンスのｄ軸成分
Ｌｑ：交流回転機１の電機子インダクタンスのｑ軸成分
一方、第１の電圧指令演算手段７ｂでは、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と角周波数ωｒに基づいた（２５）、（２６）式によって回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊を出力する。

ｖｄ１^＊＝Ｒ０×ｉｄ^＊−ωｒ×Ｌｑ０×ｉｑ^＊ ・・・（２５）
ｖｑ１^＊＝Ｒ０×ｉｑ^＊＋ωｒ×（Ｌｄ０×ｉｄ^＊＋φｆ０） ・・・（２６）

ここでは、交流回転機１ｂの回転子磁束振幅および電機子抵抗は既知であるとし、φｆ０＝φｆおよびＲ０＝Ｒが成り立っている場合について説明する。
先の実施の形態１の場合と同様、動作が定常状態で、第２の電圧指令演算手段９の出力である第２の電圧指令演算値ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の絶対値が零に近い所定の範囲内になった時点では以下の動作が確認できる。

即ち、第２の電圧指令演算手段９では、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊と電流のｄ軸成分ｉｄとが一致するとともに、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊と電流のｑ軸成分ｉｑとが一致している。また、電圧印加手段２は、第３の電圧指令演算手段１０が出力する第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に基づいて交流回転機１に電圧を印加しているので、交流回転機１ｂの電圧のｄ軸成分ｖｄおよびｑ軸成分ｖｑは第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に一致する。これらの関係を勘案すると（２７）〜（３２）式が成り立つ。

ｖｄ３^＊＝ｖｄ２^＊＋Ｒ０×ｉｄ^＊−ωｒ×Ｌｑ０×ｉｑ^＊ ・・・（２７）
ｖｑ３^＊＝ｖｑ２^＊＋Ｒ０×ｉｑ^＊＋ωｒ×（Ｌｄ０×ｉｄ^＊＋φｆ０）・・・（２８）
ｉｄ＝ｉｄ^＊ ・・・（２９）
ｉｑ＝ｉｑ^＊ ・・・（３０）
ｖｄ＝ｖｄ３^＊ ・・・（３１）
ｖｑ＝ｖｑ３^＊ ・・・（３２）

以上の関係式を整理すると（３３）、（３４）式を得る。

ｖｄ２^＊＝ ωｒ×（Ｌｑ０−Ｌｑ）×ｉｑ^＊ ・・・（３３）
ｖｑ２^＊＝−ωｒ×（Ｌｄ０−Ｌｄ）×ｉｄ^＊ ・・・（３４）

この（３３）、（３４）式によれば、ｄ軸インダクタンス誤差（Ｌｄ０−Ｌｄ）およびｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）がない場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊は零であり、ｄ軸インダクタンス誤差やｑ軸インダクタンス誤差が発生する場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の少なくとも一方は非零となる。（３３）、（３４）式を整理すると（３５）、（３６）式を得る。

（Ｌｄ０−Ｌｄ）＝−ｖｑ２^＊÷（ωｒ×ｉｄ^＊） ・・・（３５）
（Ｌｑ０−Ｌｑ）＝ ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊） ・・・（３６）

本実施の形態３では、ｉｄ^＊を負の一定値、ｉｑ^＊＝−ｉｄ^＊でそれぞれ与え、ωｒ＞０である場合について考える。
（３５）式から、電機子インダクタンスのｄ軸成分について次のことが判る。

・（Ｌｄ０）＞（Ｌｄ） の場合、ｖｑ２^＊＞０
・（Ｌｄ０）＜（Ｌｄ） の場合、ｖｑ２^＊＜０

従って、ｖｑ２^＊が正の場合、電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０を小さくするとｄ軸インダクタンス誤差（Ｌｄ０−Ｌｄ）は零に近づき、ｖｑ２^＊が負の場合、電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０を大きくするとｄ軸インダクタンス誤差（Ｌｄ０−Ｌｄ）は零に近づく。
同様に、（３６）式から電機子インダクタンスのｑ軸成分について次のことが判る。

・（Ｌｑ０）＞（Ｌｑ） の場合、ｖｄ２^＊＞０
・（Ｌｑ０）＜（Ｌｑ） の場合、ｖｄ２^＊＜０

従って、ｖｄ２^＊が正の場合、Ｌｑ０を小さくするとｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）は零に近づき、ｖｄ２^＊が負の場合、Ｌｑ０を大きくするとｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）は零に近づく。

以上の関係を用いて定数測定手段８ｂは、（３７）、（３８）式に基づいて第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した交流回転機の電機子インダクタンス設定値のｄ軸成分Ｌｄ０およびｑ軸成分Ｌｑ０を第１の電圧指令演算手段７ｂに出力する。

Ｌｄ０＝−ｋ_Ｌｄ∫（ｖｑ２^＊）ｄｔ ・・・（３７）
Ｌｑ０＝−ｋ_Ｌｑ∫（ｖｄ２^＊）ｄｔ ・・・（３８）
但し、ｋ_Ｌｄ、ｋ_Ｌｑ：比例定数

本実施の形態３における動作波形の一例を図７に示す。図において、１段目は電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、２段目は電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊、３段目は交流回転機１の角周波数ωｒ、４段目はｄ軸インダクタンス誤差（Ｌｄ０−Ｌｄ）、５段目はｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）を示している。
時刻０〜１秒の期間は、停止した状態で電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊は零である。時刻１秒以降、ｉｄ^＊は負の一定値を保つと同時にｉｑ^＊は正の一定値を保ち、交流回転機１ｂの角周波数ωｒは発生したトルクによって加速して行く。定数測定手段８ｂは、時刻３秒に到達するまでは動作を停止しており、時刻３秒に到達すると、第２の電圧指令ｖｑ２^＊に基づいて電機子インダクタンス設定値のｄ軸成分Ｌｄ０を演算することで、Ｌｄ０は電機子インダクタンスのｄ軸成分Ｌｄに近づき抵抗誤差（Ｌｄ０−Ｌ）は零に収束する。
電機子インダクタンスのｑ軸成分についても、定数測定手段８ｂは、時刻３秒に到達すると、第２の電圧指令ｖｄ２^＊に基づいて電機子インダクタンス設定値のｑ軸成分Ｌｑ０を演算することで、Ｌｑ０は電機子インダクタンスのｑ軸成分Ｌｑに近づきｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）は零に収束する。

以上のように、本実施の形態３では、定数測定手段８ｂが、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｄ軸成分を負の一定値を保つとともに電流指令のｑ軸成分を正の一定値に保ち、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて交流回転機１ｂの電気的定数を演算するので、電機子インダクタンスのｄ軸成分およびｑ軸成分といった２種類の電気的定数の測定ができるという効果がある。
また、交流回転機１ｂは突極性を有する同期機であって、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令のｄ軸成分に基づいて演算した交流回転機１ｂのｑ軸インダクタンス値および第２の電圧指令のｑ軸成分に基づいて演算した交流回転機１ｂのｄ軸インダクタンス値を第１の電圧指令演算手段７ｂに出力するので、突極性を有する同期機のｄ軸インダクタンス値およびｑ軸インダクタンス値を定数測定手段８ｂが測定し、第１の電圧指令演算手段７ｂの電気的定数として設定することができるという効果を得る。

実施の形態４．
先の実施の形態３では、定数測定手段８ｂは、（３７）、（３８）式に従い、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて交流回転機１ｂの電機子インダクタンス設定値のｄ軸成分Ｌｄ０およびｑ軸成分Ｌｑ０を演算していたが、第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、ｑ軸成分ｉｑ^＊、および角周波数ωｒに基づいて電機子インダクタンス設定値のｄ軸成分Ｌｄ０およびｑ軸成分Ｌｑ０を演算しても良い。

図８は、本発明の実施の形態４による構成を示すブロック図であり、ここでは、定数測定手段８ｃは、電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０および電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値Ｌｑ０を演算していたが、第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令ｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωｒに基づいて電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０および電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値Ｌｑ０を演算し、第１の電圧指令演算手段７ｂにＬｄ０およびＬｑ０を出力する。なお、図８において、図６と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、重複する部分の個々の説明は省略する。

先の（３５）、（３６）式を（３９）、（４０）式として再掲する。

（Ｌｄ０−Ｌｄ）＝−ｖｑ２^＊÷（ωｒ×ｉｄ^＊） ・・・（３９）
（Ｌｑ０−Ｌｑ）＝ ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊） ・・・（４０）

この（３９）式右辺は、−ｖｑ２^＊の大きさに比例し、ｉｄ^＊の大きさに反比例するとともに、ωｒの大きさに反比例する。また、（４０）式右辺は、ｖｄ２^＊の大きさに比例し、ｉｑ^＊の大きさに反比例するとともに、ωｒの大きさに反比例する。これらを勘案し、本実施の形態４に示す定数測定手段８ｃは、（４１）、（４２）式を利用し、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０および電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値Ｌｑ０を第１の電圧指令演算手段７ｂに出力する。

Ｌｄ０＝−ｋ_Ｌｄ∫｛ｖｑ２^＊÷（ωｒ×ｉｄ^＊）｝ｄｔ ・・・（４１）
Ｌｑ０＝ ｋ_Ｌｑ∫｛ｖｄ２^＊÷（ωｒ×ｉｑ^＊）｝ｄｔ ・・・（４２）
但し、ｋ_Ｌｄ、ｋ_Ｌｑ：比例定数

先の実施の形態３では、ｉｄ^＊を負の一定値、ｉｑ^＊＝−ｉｄ^＊でそれぞれ与え、かつ、角周波数ωｒも正であるという制約が伴った。これに対し、本実施の形態４では、定数測定手段８ｃが（４１）、（４２）式を用いるので、ｉｄ^＊、ｉｑ^＊の符号やωｒの符号に拘わらず、正確な電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０および電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値Ｌｑ０の演算を行うことができる。

図９は、本実施の形態４における定数測定手段８ｃの内部構成を示す図である。図において、乗算器３０は、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊と角周波数ωｒとの積を演算しリミッタ３１に出力する。リミッタ３１は、乗算器３０の出力が正の場合は正の所定値以上になるようにリミット動作を行うとともに、乗算器３０の出力が負の場合は負の所定値以下になるようにリミット動作を行うことによって、除算器３２が零で除算しないようにする。
除算器３２は、第２の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ２^＊をリミッタ３１の出力で除算し、積分器３３は、除算器３２の値を積分してｋ_Ｌｑ倍し、電機子インダクタンス設定値のｑ軸成分Ｌｑ０として出力する。乗算器３０、リミッタ３１、除算器３２、積分器３３による一連の演算によって（４２）式の演算を行うことができる。

同様に、乗算器３４は、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊と角周波数ωｒとの積を演算しリミッタ３５に出力する。リミッタ３５は、乗算器３４の出力が正の場合は正の所定値以上になるようにリミット動作を行うとともに、乗算器３４の出力が負の場合は負の所定値以下になるようにリミット動作を行うことによって、除算器３６が零で除算しないようにする。
除算器３６は、第２の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ２^＊をリミッタ３５の出力で除算し、積分器３７は、除算器３６の値を積分してｋ_Ｌｄ倍し、電機子インダクタンス設定値のｄ軸成分Ｌｄ０として出力する。乗算器３４、リミッタ３５、除算器３６、積分器３７による一連の演算によって（４１）式の演算を行うことができる。

以上のように、本実施の形態４では、定数測定手段８ｃは、第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令のｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωｒに基づいて電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値Ｌｄ０および電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値Ｌｑ０を演算するようにしたので、電流指令ｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωｒの符号や大きさに拘わらず、正確な電機子インダクタンス設定値を得るという効果がある。

また、電機子インダクタンス設定値は、第２の電圧指令を電流指令で除算するようにしたので、電流指令の大きさに拘わらずｄ軸インダクタンス誤差（Ｌｄ０−Ｌｄ）およびｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）の収束性が向上するという効果がある。
また、第２の電圧指令ｖｄ２^＊を角周波数ωｒで除算した値に基づいて演算するようにしたので、角周波数ωｒに拘わらずｄ軸インダクタンス誤差（Ｌｄ０−Ｌｄ）およびｑ軸インダクタンス誤差（Ｌｑ０−Ｌｑ）の収束性が向上するという効果がある。

実施の形態５．
先の実施の形態例では、回転子磁束の振幅および位相は既知である場合について説明した。
即ち、回転子磁束の振幅が既知である場合とは、回転子磁束に関して、φｆ０＝φｆが成り立っている場合を指す。交流回転機単体試験などで回転機の誘起電圧定数を予め得ている場合などが該当する。
また、回転子磁束の位相が既知である場合とは、位置センサの絶対位置と回転子磁束との関係が一意に定まっている場合を指す。具体例としては、エンコーダなどの位置センサを取り付けるときに回転子磁束の位相を考慮して取り付け作業を行ったり、エンコーダ取り付け後に回転機単体試験などで誘起電圧と回転位置の関係を予め得ている場合などが該当する。

回転子磁束の振幅が既知でない場合として、機械に組み込まれた既設回転機のような回転機単体試験などができないような場合がある。また、回転子磁束の位相が既知でない場合としては、エンコーダなどの位置センサの0度と回転子磁束が一致していない場合がある。回転子磁束の振幅や位相が既知でない場合、例えば、先の実施の形態１では、回転子磁束の振幅と位相が既知である必要があるので、本実施の形態５によってこれらを既知にすることで、実施の形態１への展開ができる利点がある。
本実施の形態５では、交流回転機１ｂは同期機であって、特に、回転子磁束の振幅および位相が不明の場合について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態５による構成を示すブロック図であり、定数測定手段８ｄは、交流回転機１ｂの磁束振幅設定値φｆ０および回転直交座標（ｄ−ｑ軸）のｄ軸と交流回転機１ｂの回転子磁束との位相差Δθを演算し、第１の電圧指令演算手段７ｂにφｆを出力するとともに、減算器４０に位相差Δθを出力する。なお、図６と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、重複する部分の個々の説明は省略する。

交流回転機１ｂは、埋め込み磁石型同期機であり、回転直交座標（ｄ−ｑ軸）のｄ軸が交流回転機１ｂの回転子磁束との間に位相差Δθがある場合、次式が成り立つ。

ｖｄ＝Ｒ×ｉｄ−ωｒ×（Ｌｑ×ｉｑ−φｆ×ｓｉｎΔθ） ・・・（４３）
ｖｑ＝Ｒ×ｉｑ＋ωｒ×（Ｌｄ×ｉｄ＋φｆ×ｃｏｓΔθ） ・・・（４４）

一方、第１の電圧指令演算手段７ｂでは、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と角周波数ωｒに基づいた（２５）、（２６）式によって回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊を出力する。（２５）、（２６）式を（４５）、（４６）式として再掲する。

ｖｄ１^＊＝Ｒ０×ｉｄ^＊−ωｒ×Ｌｑ０×ｉｑ^＊ ・・・（４５）
ｖｑ１^＊＝Ｒ０×ｉｑ^＊＋ωｒ×（Ｌｄ０×ｉｄ^＊＋φｆ０） ・・・（４６）

先の実施の形態１の場合と同様、動作が定常状態で、第２の電圧指令演算手段９の出力である第２の電圧指令演算値ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の絶対値が零に近い所定の範囲内になった時点では以下の動作が確認できる。
即ち、第２の電圧指令演算手段９では、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊と電流のｄ軸成分ｉｄとが一致するとともに、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊と電流のｑ軸成分ｉｑとが一致している。また、電圧印加手段２は、第３の電圧指令演算手段１０が出力する第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に基づいて交流回転機１ｂに電圧を印加しているので、交流回転機１ｂの電圧のｄ軸成分ｖｄおよびｑ軸成分ｖｑは、第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に一致する。これらの関係を勘案すると（４７）〜（５２）式が成り立つ。

ｖｄ３^＊＝ｖｄ２^＊＋Ｒ０×ｉｄ^＊−ωｒ×Ｌｑ０×ｉｑ^＊ ・・・（４７）
ｖｑ３^＊＝ｖｑ２^＊＋Ｒ０×ｉｑ^＊＋ωｒ×（Ｌｄ０×ｉｄ^＊＋φｆ０）
・・・（４８）
ｉｄ＝ｉｄ^＊ ・・・（４９）
ｉｑ＝ｉｑ^＊ ・・・（５０）
ｖｄ＝ｖｄ３^＊ ・・・（５１）
ｖｑ＝ｖｑ３^＊ ・・・（５２）

（４３）〜（５２）式の関係を整理すると（５３）、（５４）式を得る。

ｖｄ２^＊＝−（Ｒ０−Ｒ）×ｉｄ^＊＋ωｒ×（Ｌｑ０−Ｌｑ）×ｉｑ^＊
−ωｒ×φｆ×ｓｉｎΔθ ・・・（５３）
ｖｑ２^＊＝−ωｒ×（Ｌｄ０−Ｌｄ）×ｉｄ^＊−（Ｒ０−Ｒ）×ｉｑ^＊
−ωｒ×（φｆ０＋φｆ×ｃｏｓΔθ） ・・・（５４）

ここでは、電流指令をｉｄ^＊＝ｉｑ^＊＝０で与える。なお、後段の図１１による動作の説明で触れるが、具体的には、交流回転機１ｂを何らかの方法で回転させた後に、ｉｄ^＊＝ｉｑ^＊＝０と設定し、回転子磁束の振幅と位相を測定することになる。
この場合、（５３）、（５４）式は（５５）、（５６）式となる。

ｖｄ２^＊＝−φｆ×ｓｉｎΔθ ・・・（５５）
ｖｑ２^＊＝−φｆ０＋φｆ×ｃｏｓΔθ ・・・（５６）

この（５５）、（５６）式によれば、位相差Δθおよび磁束誤差（φｆ０−φｆ）がない場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊は零であり、位相差Δθまたは磁束誤差（φｆ０−φｆ）が発生する場合、ｖｄ２^＊またはｖｑ２^＊の少なくとも一方は非零となる。
ｓｉｎΔθ≒Δθ、ｃｏｓΔθ≒１とし、（５５）、（５６）式を整理すると（５７）、（５８）式を得る。

Δθ＝−ｖｄ２^＊÷φｆ ・・・（５７）
（φｆ０−φｆ）＝−ｖｑ２^＊ ・・・（５８）

（５７）式から位相差Δθについて次のことが判る。

・（回転直交座標のｄ軸位相）＞（回転子磁束の位相） の場合、ｖｄ２^＊＜０
・（回転直交座標のｄ軸位相）＜（回転子磁束の位相） の場合、ｖｄ２^＊＞０

従って、ｖｄ２^＊が正の場合、回転直交座標のｄ軸位相を大きくすると位相差Δθは零に近づき、ｖｄ２^＊が負の場合、回転直交座標のｄ軸位相を小さくすると位相差Δθは零に近づく。
同様に、上記（５８）式から回転子磁束の振幅について次のことが判る。

・（φｆ０）＞（φｆ） の場合、ｖｑ２^＊＜０
・（φｆ０）＜（φｆ） の場合、ｖｑ２^＊＞０

従って、ｖｑ２^＊が正の場合、φｆ０を大きくすると磁束振幅誤差（φｆ０−φｆ）は零に近づき、ｖｄ２^＊が負の場合、φｆ０を小さくすると磁束振幅誤差（φｆ０−φｆ）は零に近づく。

以上の関係を用いて定数測定手段８ｄは、（５９）、（６０）式により第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した位相差Δθを回転位置検出器４が出力する回転位置θに加算し、また、磁束振幅設定値φｆ０を第１の電圧指令演算手段７ｂに出力する。

Δθ＝ｋ_θ∫（ｖｄ２^＊）ｄｔ ・・・（５９）
φｆ０＝−ｋ_φ∫（ｖｑ２^＊）ｄｔ ・・・（６０）
但し、ｋ_θ、ｋ_φ：比例定数

以上のように、本実施の形態５では、定数測定手段８ｄが、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｄ軸成分およびｑ軸成分を一定値に保ち、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて交流回転機１ｂの電気的定数を演算するので、位相差Δθおよび磁束振幅設定値φｆ０といった２種類の電気的定数の測定ができるという効果がある。

本実施の形態５における動作波形の一例を図１１に示す。図において、１段目は電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、２段目は電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊、３段目は交流回転機１ｂの角周波数ωｒ、４段目は位相差Δθ、５段目は磁束振幅誤差（φｆ０−φｆ）を示している。
時刻０〜１秒の期間は、停止した状態で電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊は零である。時刻１秒以降、ｉｄ^＊は零を保つと同時にｉｑ^＊は正の一定値を保ち、交流回転機１ｂの角周波数ωｒは発生したトルクによって加速して行く。定数測定手段８ｄは、時刻６秒に到達するまでは動作を停止しておく。時刻６秒に到達すると、ｉｄ^＊およびｉｑ^＊は零を保ち、定数測定手段８ｄは、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて位相差Δθおよび磁束振幅設定値φｆ０を演算することで、位相差Δθおよび磁束振幅誤差（φｆ０−φｆ）は零に収束する。
ｉｄ^＊＝ｉｑ^＊＝０の条件を満足させておけば、ＲやＬに起因する電圧降下が発生しないので、ＲやＬが未知であってもφｆ０やΔθを得ることが可能となる。

以上のように、本実施の形態５では、定数測定手段８ｄが、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令を零に保ち、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて交流回転機１ｂの電気的定数を演算するので、位相差Δθおよび磁束振幅設定値φｆ０といった２種類の電気的定数の測定ができるという効果がある。

実施の形態６．
先の各実施の形態における交流回転機は、同期機を扱った。本実施の形態６においては、交流回転機１ｅが誘導機である場合について説明する。
図１２は、本発明の実施の形態６による構成を示すブロック図であり、交流回転機１ｅは誘導機である。なお、図１２において、先の実施の形態例と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、重複する部分の個々の説明は省略する。

第１の電圧指令演算手段７ｅは、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と角周波数ωとに基づいて回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊を出力するとともに、すべり角周波数ωｓを出力する。
定数測定手段８ｅは、交流回転機１ｅの電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０および交流回転機１ｅの回転子抵抗設定値Ｒｒ０を演算し、第１の電圧指令演算手段７ｅにＬｓ０およびＲｒ０を出力する。
速度検出器５０は、交流回転機１ｅの回転角周波数ωｒを検出し、加算器５１は回転角周波数ωｒとすべり角周波数ωｓとを加算して、角周波数ωを出力する。積分器５２は、加算器５１から得た角周波数ωを積分して位相θを出力する。

交流回転機１ｅは誘導機であり、回転直交座標（ｄ−ｑ軸）が任意の角周波数ωで回転している場合、次式が成り立つ。

ｖｄ＝Ｒｓ×ｉｄ−ω×σ×Ｌｓ×ｉｑ−ω×Ｍ÷Ｌｒ×φｑｒ ・・・（６１）
ｖｑ＝Ｒｓ×ｉｑ＋ω×σ×Ｌｓ×ｉｄ＋ω×Ｍ÷Ｌｒ×φｄｒ ・・・（６２）
φｄｒ＝Ｍ×Ｒｒ×（Ｒｒ×ｉｄ＋ωｓ×Ｌｒ×ｉｑ）
÷（Ｒｒ^２＋ωｓ^２×Ｌｒ^２） ・・・（６３）
φｑｒ＝Ｍ×Ｒｒ×（Ｒｒ×ｉｑ−ωｓ×Ｌｒ×ｉｄ）
÷（Ｒｒ^２＋ωｓ^２×Ｌｒ^２） ・・・（６４）

但し、
Ｒｓ：交流回転機１ｅの電機子抵抗
Ｒｒ：交流回転機１ｅの回転子抵抗
Ｌｓ：交流回転機１ｅの電機子インダクタンス
Ｍ：交流回転機１ｅの相互インダクタンス
Ｌｒ：交流回転機１ｅの回転子インダクタンス
σ：交流回転機１ｅの漏れ係数
φｄｒ：交流回転機１ｅの回転子磁束のｄ軸成分
φｑｒ：交流回転機１ｅの回転子磁束のｑ軸成分
ωｓ：交流回転機１ｅのすべり角周波数

一方、第１の電圧指令演算手段７ｅでは、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令ｉｄ^＊およびｉｑ^＊と角周波数ωとに基づき（６５）、（６６）式によって回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖｄ１^＊およびｖｑ１^＊を出力するとともに、（６７）式によってすべり角周波数ωｓを出力する。

ｖｄ１^＊＝Ｒｓ０×ｉｄ^＊−ω×σ０×Ｌｓ０×ｉｑ^＊ ・・・（６５）
ｖｑ１^＊＝Ｒｓ０×ｉｑ^＊＋ω×Ｌｓ０×ｉｄ^＊ ・・・（６６）
ωｓ＝Ｒｒ０×ｉｑ^＊÷（Ｌｒ０×ｉｄ^＊） ・・・（６７）

但し、
Ｒｓ０：交流回転機１ｅの電機子抵抗設定値
Ｒｒ０：交流回転機１ｅの回転子抵抗設定値
Ｌｓ０：交流回転機１ｅの電機子インダクタンス設定値
Ｌｒ０：交流回転機１ｅの回転子インダクタンス設定値
σ０：交流回転機１ｅの漏れ係数設定値

ここでは、交流回転機１ｅの漏れ係数は既知であるとともに電機子インダクタンスと回転子インダクタンスが等しく、即ち、σ０＝σおよびＬｓ０＝Ｌｒ０、Ｌｓ＝Ｌｒが成り立っている場合について説明する。
先の実施の形態１の場合と同様、動作が定常状態で、第２の電圧指令演算手段９の出力である第２の電圧指令演算値ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊の絶対値が零に近い所定の範囲内になった時点では以下の動作が確認できる。

即ち、第２の電圧指令演算手段９では、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊と電流のｄ軸成分ｉｄとが一致するとともに、電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊と電流のｑ軸成分ｉｑとが一致している。また、電圧印加手段２は、第３の電圧指令演算手段１０が出力する第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に基づいて交流回転機１ｅに電圧を印加しているので、交流回転機１ｅの電圧のｄ軸成分ｖｄおよびｑ軸成分ｖｑは、第３の電圧指令ｖｄ３^＊およびｖｑ３^＊に一致する。これらの関係を勘案すると（６８）〜（７３）式が成り立つ。

ｖｄ３^＊＝ｖｄ２^＊＋Ｒｓ０×ｉｄ^＊−ω×σ×Ｌｓ０×ｉｑ^＊ ・・・（６８）
ｖｑ３^＊＝ｖｑ２^＊＋Ｒｓ０×ｉｑ^＊＋ω×Ｌｓ０×ｉｄ^＊ ・・・（６９）
ｉｄ＝ｉｄ^＊ ・・・（７０）
ｉｑ＝ｉｑ^＊ ・・・（７１）
ｖｄ＝ｖｄ３^＊ ・・・（７２）
ｖｑ＝ｖｑ３^＊ ・・・（７３）

ここで、電機子抵抗および回転子抵抗についてＲｓ０＝Ｒｓ、Ｒｒ０＝Ｒｒが成り立つ場合、（６５）〜（７３）式に代入してｖｄ２^＊，ｖｑ２^＊に関する近似解を求めると（７４）、（７５）式を得る。

ｖｄ２^＊≒−ω×ｉｄ^＊２÷（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）
×（Ｌｓ０−Ｌｓ）×ｉｑ^＊ ・・・（７４）
ｖｑ２^＊≒−ω×ｉｄ^＊２÷（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）
×（Ｌｓ０−Ｌｓ）×ｉｄ^＊ ・・・（７５）

この（７４）、（７５）式によれば、電機子インダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）がない場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊は零であり、電機子インダクタンス誤差が発生する場合、ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊は非零となる。

一方、電機子抵抗および電機子インダクタンスについてＲｓ０＝Ｒｓ、Ｌｓ０＝Ｌｓが成り立つ場合、（６５）〜（７３）式に代入してｖｄ２^＊，ｖｑ２^＊に関する近似解を求めると（７６）、（７７）式を得る。

ｖｄ２^＊≒ ω×Ｌｒ０×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊÷｛（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）×Ｒｒ０｝
×（Ｒｒ０−Ｒｒ）×ｉｄ^＊ ・・・・・・・・（７６）
ｖｑ２^＊≒−ω×Ｌｒ０×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊÷｛（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）×Ｒｒ０｝
×（Ｒｒ０−Ｒｒ）×ｉｑ^＊ ・・・・・・・・（７７）

上記（７４）〜（７７）式を勘案すると、電機子抵抗が既知であり、回転子抵抗および電機子インダクタンスが未知の場合、ｖｄ２^＊，ｖｑ２^＊に関して（７８）、（７９）の近似式が成り立つ。

ｖｄ２^＊≒−ω×ｉｄ^＊２÷（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）×（Ｌｓ０−Ｌｓ）×ｉｑ^＊
＋ω×Ｌｒ０×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊÷｛（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）×Ｒｒ０｝
×（Ｒｒ０−Ｒｒ）×ｉｄ^＊ ・・・（７８）
ｖｑ２^＊≒−ω×ｉｄ^＊２÷（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）×（Ｌｓ０−Ｌｓ）×ｉｄ^＊
−ω×Ｌｒ０×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊÷｛（ｉｄ^＊２＋ｉｑ^＊２）×Ｒｒ０｝
×（Ｒｒ０−Ｒｒ）×ｉｑ^＊ ・・・（７９）

Ｌｓ０＝Ｌｒ０として（７８）、（７９）式を整理すると（８０）、（８１）式を得る。

Ｌｓ０−Ｌｓ≒−（ｖｄ２^＊×ｉｑ^＊＋ｖｑ２^＊×ｉｄ^＊）÷（ω×ｉｄ^＊２）
・・・（８０）
Ｒｒ０−Ｒｒ≒（ｖｄ２^＊×ｉｄ^＊−ｖｑ２^＊×ｉｑ^＊）×Ｒｒ０
÷（ω×Ｌｓ０×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊） ・・・（８１）

そして、本実施の形態６では、ｉｄ^＊とｉｑ^＊とを正の一定値Ｉ１^＊で与え、ω＞０である場合について考える。このとき、（８０）、（８１）式は（８２）、（８３）式となる。

Ｌｓ０−Ｌｓ≒−（ｖｄ２^＊＋ｖｑ２^＊）×Ｌｓ０÷（ω×Ｌｓ０×Ｉ１^＊）
・・・（８２）
Ｒｒ０−Ｒｒ≒（ｖｄ２^＊−ｖｑ２^＊）×Ｒｒ０÷（ω×Ｌｓ０×Ｉ１^＊）
・・・（８３）

（８２）式から電機子インダクタンスについて次のことが判る。

・（Ｌｓ０）＞（Ｌｓ） の場合、（ｖｄ２^＊＋ｖｑ２^＊）＜０
・（Ｌｓ０）＜（Ｌｓ） の場合、（ｖｄ２^＊＋ｖｑ２^＊）＞０

従って、（ｖｄ２^＊＋ｖｑ２^＊）が正の場合、電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０を大きくすると電機子インダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）は零に近づき、（ｖｄ２^＊＋ｖｑ２^＊）が負の場合、電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０を小さくすると電機子インダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）は零に近づく。

同様に、上記（８３）式から回転子抵抗について次のことが判る。

・（Ｒｒ０）＞（Ｒｒ） の場合、（ｖｄ２^＊−ｖｑ２^＊）＞０
・（Ｒｒ０）＜（Ｒｒ） の場合、（ｖｄ２^＊−ｖｑ２^＊）＜０

従って、（ｖｄ２^＊−ｖｑ２^＊）が正の場合、Ｒｒ０を小さくすると回転子抵抗誤差（Ｒｒ０−Ｒｒ）は零に近づき、（ｖｄ２^＊−ｖｑ２^＊）が負の場合、Ｒｒ０を大きくすると回転子抵抗誤差（Ｒｒ０−Ｒｒ）は零に近づく。

以上の関係を用いて定数測定手段８ｅは、（８４）、（８５）式により第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて演算した交流回転機１ｅの電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０および回転子抵抗設定値Ｒｒ０を第１の電圧指令演算手段７ｅに出力する。

Ｌｓ０＝ ｋ_Ｌｓ∫（ｖｄ２^＊＋ｖｑ２^＊）ｄｔ ・・・（８４）
Ｒｒ０＝−ｋ_Ｒｒ∫（ｖｄ２^＊−ｖｑ２^＊）ｄｔ ・・・（８５）
但し、ｋ_Ｌｓ、ｋ_Ｒｒ：比例定数

本実施の形態６における動作波形の一例を図１３に示す。図において、１段目は電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、２段目は電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊、３段目は交流回転機１ｅの回転角周波数ωｒ、４段目は回転子抵抗誤差（Ｒｒ０−Ｒｒ）、５段目は電機子インダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）を示している。
時刻０〜１秒の期間は、停止した状態でｉｄ^＊はＩ１^＊、ｉｑ^＊は零である。時刻１秒以降、ｉｄ^＊とｉｑ^＊の大きさはＩ１^＊を保ち、交流回転機１ｅの回転角周波数ωｒは発生したトルクによって加速して行く。
定数測定手段８ｅは、時刻３秒に到達するまでは動作を停止しており、時刻３秒に到達すると、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０を演算することで、Ｌｓ０は電機子インダクタンスＬｓに近づきインダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）は零に収束する。
回転子抵抗についても、定数測定手段８ｅは、時刻３秒に到達すると、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて回転子抵抗設定値Ｒｒ０を演算することで、Ｒｒ０は回転子抵抗Ｒｒに近づき回転子抵抗誤差（Ｒｒ０−Ｒｒ）は零に収束する。

また、（８４）、（８５）式は回転子抵抗や電機子インダクタンスの設定値を第２の電圧指令を積分して得るようにしたので、電圧検出値や電流検出値のノイズが直接反映することを防ぎ、測定した定数もノイズの影響を受ける問題を解決することができる。
なお、本実施の形態６に示した定数測定手段８ｅは、電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０の演算を行ったが、誘導機である交流回転機１ｅにはＬｓ≒Ｌｒ≒Ｍの関係があるので、定数測定手段８ｅはＬｓ０の代わりに回転子インダクタンス若しくは相互インダクタンスの設定値を演算しても良い。

以上のように、本実施の形態６では、交流回転機１ｅは誘導機であって、第２の電圧指令演算手段９は、定数測定手段８ｅが出力する電気的定数を用いて交流回転機１ｅのすべり角周波数ωｓを演算するとともに、このすべり角周波数ωｓと交流回転機１ｅの回転角周波数ωｒとの和を任意の角周波数ωとして出力する加算器５１を備えたので、交流回転機１ｅがすべりが発生する誘導機であっても、該交流回転機１ｅの電気的定数を得ることができるという効果がある。
また、交流回転機１ｅは誘導機であって、定数測定手段８ｅは、相互インダクタンス値、電機子インダクタンス値、回転子抵抗値を第２の電圧指令に基づいて演算し第１の電圧指令演算手段７ｅに出力するので、誘導機の、電機子インダクタンス値と回転子抵抗値を定数測定手段８ｅが測定し、第１の電圧指令演算手段７ｅで用いる電気的定数として設定することができる。

また、定数測定手段８ｅは、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令のｄ軸成分とｑ軸成分との和に基づいて、電機子インダクタンス値を演算し、その演算結果を第１の電圧指令演算手段７ｅに出力するので、誘導機である交流回転機１ｅの電機子インダクタンス値をより正確に測定し、第１の電圧指令演算手段７ｅで用いる電気的定数の設定を行えるという効果がある。
また、定数測定手段８ｅは、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令のｄ軸成分とｑ軸成分との差に基づいて回転子抵抗値を演算し、その演算結果を第１の電圧指令演算手段７ｅに出力するので、誘導機である交流回転機１ｅの回転子抵抗を正確に測定し、第１の電圧指令演算手段７ｅで用いる電気的定数の設定を行えるという効果がある。

以上のように、本実施の形態６では、定数測定手段８ｅが、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｄ軸成分とｑ軸成分とを所定値Ｉ１^＊に保ち、第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて交流回転機１ｅの電気的定数を演算するので、誘導機の電機子インダクタンスおよび回転子抵抗といった２種類の電気的定数の測定ができるという効果がある。即ち、定数測定手段８ｅは、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流指令のｄ軸成分の大きさとｑ軸成分の大きさが等しいときの第２の電圧指令演算手段９が出力する第２の電圧指令に基づいて交流回転機１ｅの電気的定数を演算するので、電機子インダクタンスと回転子抵抗といった交流回転機の電気的定数を測定し、第１の電圧指令演算手段７ｅで用いる電気的定数の設定を行えるという効果がある。

実施の形態７．
先の実施の形態６では、定数測定手段８ｅは（８４）、（８５）式に従い、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて交流回転機１ｅの電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０と回転子抵抗設定値Ｒｒ０とを演算していたが、第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令ｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωに基づいて電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０と回転子抵抗設定値Ｒｒ０とを演算しても良い。

図１４は、本発明の実施の形態７による構成を示すブロック図であり、定数測定手段８ｆは、電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０と回転子抵抗設定値Ｒｒ０とを第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令ｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωに基づいて演算し、第１の電圧指令演算手段７ｅにＬｓ０およびＲｒ０を出力する。なお、図１４において、図１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、重複する部分の個々の説明は省略する。

（８０）、（８１）式を（８６）、（８７）式として再掲する。

Ｌｓ０−Ｌｓ≒−（ｖｄ２^＊×ｉｑ^＊＋ｖｑ２^＊×ｉｄ^＊）÷（ω×ｉｄ^＊２）
・・・（８６）
Ｒｒ０−Ｒｒ≒（ｖｄ２^＊×ｉｄ^＊−ｖｑ２^＊×ｉｑ^＊）×Ｒｒ０
÷（ω×Ｌｓ０×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊） ・・・（８７）

この（８６）式右辺は、−（ｖｄ２^＊×ｉｑ^＊＋ｖｑ２^＊×ｉｄ^＊）の大きさに比例し、ｉｄ^＊２の大きさに反比例するとともに、ωの大きさに反比例する。
また、（８７）式右辺は、（ｖｄ２^＊×ｉｑ^＊−ｖｑ２^＊×ｉｄ^＊）の大きさに比例し、（ｉｄ^＊×ｉｑ^＊）の大きさに反比例するとともに、ωの大きさに反比例する。
これらを勘案し、本実施の形態７に示す定数測定手段８ｆは、（８８）、（８９）式に基づいて交流回転機１ｅの電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０と回転子抵抗設定値Ｒｒ０とを第１の電圧指令演算手段７ｅに出力する。

Ｌｓ０＝ ｋ_Ｌｓ∫｛（ｖｄ２^＊×ｉｑ^＊＋ｖｑ２^＊×ｉｄ^＊）
÷（ω×ｉｄ^＊２）｝ｄｔ ・・・（８８）
Ｒｒ０＝−ｋ_Ｒｒ∫｛（ｖｄ２^＊×ｉｄ^＊−ｖｑ２^＊×ｉｑ^＊）
÷（ω×ｉｄ^＊×ｉｑ^＊）｝ｄｔ ・・・（８９）
但し、ｋ_Ｌｓ、ｋ_Ｒｒ：比例定数

先の実施の形態６では、ｉｄ^＊とｉｑ^＊は正の一定値で、かつ角周波数ωも正であるという制約が伴った。本実施の形態７では、定数測定手段８ｆが（８８）、（８９）式を用いるので、ｉｑ^＊の符号や大きさ、およびωの符号や大きさに拘わらず、正確な電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０と回転子抵抗設定値Ｒｒ０との演算を行うことができる。

図１５は、本実施の形態７における定数測定手段８ｆの内部構成を示す図である。図において、乗算器６０は、第２の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ２^＊と電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊との積を演算し、乗算器６１は、第２の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ２^＊と電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊との積を演算する。加算器６２は、乗算器６０の出力と乗算器６１の出力とを加算する。乗算器６３は、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊の二乗と角周波数ωとの積を演算しリミッタ６４に出力する。リミッタ６４は、乗算器６３の出力が正の場合は正の所定値以上になるようにリミット動作を行うとともに、乗算器６３の出力が負の場合は負の所定値以下になるようにリミット動作を行うことによって、除算器６５が零で除算しないようにする。除算器６５は、加算器６２の出力をリミッタ６４の出力で除算し、積分器６６は、除算器６５の値を積分してｋ_Ｌｓ倍し、電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０として出力する。乗算器６０、乗算器６１、加算器６２、乗算器６３、リミッタ６４、除算器６５、積分器６６による一連の演算によって（８８）式の演算を行うことができる。

同様に、乗算器６７は、第２の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ２^＊と電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊との積を演算し、乗算器６８は、第２の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ２^＊と電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊との積を演算する。減算器６９は、乗算器６７の出力から乗算器６８の出力を減算する。乗算器７０は、電流指令ｉｄ^＊とｉｑ^＊と角周波数ωとの積を演算しリミッタ７１に出力する。リミッタ７１は、乗算器７０の出力が正の場合は正の所定値以上になるようにリミット動作を行うとともに、乗算器７０の出力が負の場合は負の所定値以下になるようにリミット動作を行うことによって、除算器７２が零で除算しないようにする。除算器７２は、減算器６９の出力をリミッタ７１の出力で除算し、積分器７３は、除算器７２の値を積分して−ｋ_Ｒｒ倍し、回転子抵抗設定値Ｒｒ０として出力する。乗算器６７、乗算器６８、減算器６９、乗算器７０、リミッタ７１、除算器７２、積分器７３による一連の演算によって（８９）式の演算を行うことができる。

以上のように、本実施の形態７では、定数測定手段８ｆは、第２の電圧指令ｖｄ２^＊、ｖｑ２^＊、電流指令のｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωに基づいて回転子抵抗設定値Ｒｒ０と電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０とを演算するようにしたので、電流指令ｉｄ^＊、ｉｑ^＊および角周波数ωの符号や大きさに拘わらず、正確な回転子抵抗設定値および電機子インダクタンス設定値を得る効果がある。

実施の形態８．
先の実施の形態７では、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を所定値で与えていたが、角周波数ωが基準角周波数ω_ＢＡＳＥ（電圧飽和が発生しない最大角周波数）であるときに電圧印加手段２が出力可能な最大電圧振幅になるようにｉｄ^＊を調整しても良い。
交流回転機１ｅの電圧振幅を大きくすることができれば、同じ出力に対して電流振幅を小さくすることができ、銅損などの損失低減による高効率制御が可能になる。しかし、電圧印加手段２が出力できないような電圧振幅に制御しようとすると電圧飽和が発生し、所望の制御特性が得られない。そこで、電圧印加手段２の出力する角周波数が基準角周波数ω_ＢＡＳＥであるときに出力可能な最大電圧振幅になるようにｉｄ^＊の調整をすることで、角周波数ωが基準角周波数ω_ＢＡＳＥ以下では電圧飽和が発生しない範囲で電圧振幅が大きくなるようにする。

以上の観点から、この実施の形態８は、電気的定数の概念を広く捉え、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を電気的定数として扱い、このｉｄ^＊を求める磁束調整手段８０を新たに設けたものである。
図１６は、本発明の実施の形態８による構成を示すブロック図であり、磁束調整手段８０は、電圧印加手段２に入力される第３の電圧指令ｖｄ３^＊，ｖｑ３^＊および角周波数ωに基づいて電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を出力する。公知の通り、交流回転機１ｅの磁束振幅は、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊に比例するので、ｉｄ^＊を調整することは交流回転機１ｅの磁束を調整することでもある。なお、図１６において図１４と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものであり、重複部分の個々の説明は省略する。

磁束調整手段８０の動作説明をする前に、交流回転機１ｅの電圧振幅、即ち、電圧印加手段２に入力される第３の電圧指令の振幅と、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊との関係について説明する。
図１７は、角周波数５０÷２π［ｒａｄ／ｓ］および６０÷２π［ｒａｄ／ｓ］における電流指令ｉｄ^＊と電圧指令の振幅との関係を示す図であり、電圧指令の振幅は（９０）式で定義する。

電圧指令の振幅＝√（ｖｄ３^＊２＋ｖｑ３^＊２） ・・・（９０）

図１７を見て判るように、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を１００％よりも大きくすると電圧指令の振幅は大きくなると同時に、ｉｄ^＊を２０％よりも小さくしても電圧指令の振幅は大きくなるのでｉｄ^＊と電圧指令の振幅とは比例関係ではない。しかしながら、ｉｄ^＊が１００％近傍である範囲に限定すると、図１７の近似直線のように、ｉｄ^＊と電圧指令の振幅とが比例する関係であると見なしても良い。
図１８は、角周波数ωと電圧指令の振幅との関係を示す図であり、ｉｄ^＊が５０〜２００％の範囲であれば、角周波数ωと電圧指令の振幅との関係は概ね比例関係であると言っても良い。特に、基準角周波数ω_ＢＡＳＥを６０×２π［ｒａｄ／ｓ］に設定する場合、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊が５０〜２００％、かつ、角周波数ωが基準角周波数ω_ＢＡＳＥ近傍では、角周波数ωと電圧指令の振幅とは比例関係にあり、また、ｉｄ^＊と電圧指令の振幅とも比例関係にあると言っても良い。換言すると、次の関係が成り立つ。

電圧指令の振幅 ∝ ω×ｉｄ^＊
但し、電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊は、１００％近傍、かつ、角周波数ωは、ω_ＢＡＳＥ近傍とする。

以上の関係を勘案して、磁束調整手段８０は、電圧印加手段２に入力される第３の電圧指令ｖｄ３^＊、ｖｑ３^＊および角周波数ωに基づいて、角周波数ωが基準角周波数ω_ＢＡＳＥであるときに電圧印加手段２が出力可能な最大電圧振幅になるようにｉｄ^＊を調整する。

図１９は、本実施の形態における磁束調整手段８０の内部構成を示す図である。図において、絶対値演算器９０は、角周波数ωの絶対値を演算し、ゲイン演算器９１は、絶対値演算器９０の出力を１／ω_ＢＡＳＥ倍する。乗算器９２は、第３の電圧指令のｄ軸成分ｖｄ３^＊の二乗を演算し、乗算器９３は、第３の電圧指令のｑ軸成分ｖｑ３^＊の二乗を演算する。
加算器９４は、乗算器９２の出力と乗算器９３の出力との加算演算を行い、平方演算器９５は、加算器９４の平方を演算し、ゲイン演算器９６は、平方演算器９５の出力を１／Ｖ_ＢＡＳＥ倍する。ここで、Ｖ_ＢＡＳＥは電圧印加手段２が出力可能な最大電圧振幅である。
減算器９７は、ゲイン演算器９１の出力からゲイン演算器９６の出力を減算し、増幅器９８は、減算器９７の出力を積分若しくは比例積分によって増幅する。この比例積分によって「絶対値演算器９０の出力の１／ω_ＢＡＳＥ倍」と「平方演算器９５の出力の１／Ｖ_ＢＡＳＥ倍」とを一致させることが可能であり、その結果、角周波数ωがω_ＢＡＳＥであるときに電圧指令の振幅がＶ_ＢＡＳＥになるような電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を出力できる。リミッタ９９は、増幅器９８の出力がｉｄ^＊の５０〜２００％になるように上限と下限をリミットする。
定数測定手段として機能する磁束調整手段８０を図１９の構成にすることにより、角周波数ωがω_ＢＡＳＥであるときに電圧指令の振幅がＶ_ＢＡＳＥになるような電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を出力することができる。

本実施の形態８における動作波形の一例を図２０に示す。図において、１段目は電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊、２段目は電流指令のｑ軸成分ｉｑ^＊、３段目は交流回転機１ｅの回転角周波数ωｒ、４段目は回転子抵抗誤差（Ｒｒ０−Ｒｒ）、５段目は電機子インダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）を示している。
時刻０〜１秒の期間は、停止した状態でｉｄ^＊はＩ１^＊、ｉｑ^＊は零である。時刻１秒以降、ｉｄ^＊とｉｑ^＊の大きさはＩ１^＊を保ち、交流回転機１ｅの回転角周波数ωｒは発生したトルクによって加速して行く。定数測定手段８ｆは、時刻３秒に到達するまでは動作を停止しており、時刻３秒に到達すると、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて電機子インダクタンス設定値Ｌｓ０を演算することで、Ｌｓ０は電機子インダクタンスＬｓに近づき電機子インダクタンス誤差（Ｌｓ０−Ｌｓ）は零に収束する。

回転子抵抗についても、定数測定手段８ｆは、時刻３秒に到達すると、第２の電圧指令ｖｄ２^＊およびｖｑ２^＊に基づいて回転子抵抗設定値Ｒｒ０を演算することで、Ｒｒ０は回転子抵抗Ｒｒに近づき回転子抵抗誤差（Ｒｒ０−Ｒｒ）は零に収束する。
磁束調整手段８０は、時刻８秒に到達するまでは動作を停止している。Ｉ１^＊に保たれている電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊は１００％近傍であり、かつ、時刻８秒に到達した時点で角周波数ωはω_ＢＡＳＥ近傍となるので、時刻８秒から磁束調整手段８０は動作を開始し、角周波数ωがω_ＢＡＳＥであるときに電圧印加手段２が出力可能な最大電圧振幅Ｖ_ＢＡＳＥになるようなｉｄ^＊の調整ができる。

以上のように、本実施の形態８では、磁束調整手段８０が所定速度近傍で電圧指令の振幅の定数倍が角周波数ωの定数倍に一致するように電流指令のｄ軸成分ｉｄ^＊を調整することで、交流回転機１ｅの磁束を調整するようにしたので、電圧印加手段２が基準角周波数ω_ＢＡＳＥであるときに出力可能な最大電圧振幅になるようなｉｄ^＊を得、角周波数ωが基準角周波数ω_ＢＡＳＥ以下では電圧飽和が発生しない範囲で電圧振幅が大きくなるようにできるので、交流回転機１ｅを安定かつ効率良く制御することができるという効果がある。

また、この発明の各変形例において、定数測定手段は、定数設定値を、第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令、電流指令および角周波数に基づき演算するので、定数設定値を演算する条件が緩和され、定数設定値を求める演算の収束性が向上する。

また、交流回転機は同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｑ軸成分に基づき、定数設定値としての電機子抵抗設定値を演算するので、交流回転機である同期機の電機子抵抗が、簡便に精度よく求められる。

交流回転機は同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分に基づき、定数設定値としての電機子インダクタンス設定値を演算するので、交流回転機である同期機の電機子インダクタンスが、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｑ軸成分と電流指令のｑ軸成分とに基づき、定数設定値としての電機子抵抗設定値を演算するので、交流回転機である同期機の電機子抵抗が、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分と電流指令のｑ軸成分と角周波数とに基づき、定数設定値としての電機子インダクタンス設定値を演算するので、交流回転機である同期機の電機子インダクタンスが、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は突極性を有する同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｑ軸成分に基づき、定数設定値としての電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値を演算するので、交流回転機である突極性を有する同期機の電機子インダクタンスのｄ軸成分が、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は突極性を有する同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分に基づき、定数設定値としての電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値を演算するので、交流回転機である突極性を有する同期機の電機子インダクタンスのｑ軸成分が、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は突極性を有する同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｑ軸成分と電流指令のｄ軸成分と角周波数とに基づき、定数設定値としての電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値を演算するので、交流回転機である突極性を有する同期機の電機子インダクタンスのｄ軸成分が、簡便迅速に精度よく求められる。

また、交流回転機は突極性を有する同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分と電流指令のｑ軸成分と角周波数とに基づき、定数設定値としての電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値を演算するので、交流回転機である突極性を有する同期機の電機子インダクタンスのｑ軸成分が、簡便迅速に精度よく求められる。

また、交流回転機は同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分に基づき、ｄ−ｑ軸のｄ軸と交流回転機の回転子磁束との位相差を演算し、更に、位相差と交流回転機の回転位置検出値とに基づき、定数設定値としての交流回転機の角周波数設定値を演算するので、交流回転機である同期機の角周波数が、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は同期機であって、定数測定手段は、第２の電圧指令のｑ軸成分に基づき、定数設定値としての交流回転機の磁束振幅設定値を演算するので、交流回転機である同期機の磁束振幅が、簡便に精度よく求められる。

また、交流回転機は誘導機であって、第１の電圧指令演算手段は、ｄ−ｑ軸上の電流指令と電気的定数とに基づき、交流回転機のすべり角周波数を演算し、すべり角周波数と交流回転機の角周波数検出値とから交流回転機の角周波数を演算する加算器を備えたので、交流回転機である誘導機の角周波数が、簡便に精度よく求められる。

また、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分とｑ軸成分との和に基づき、定数設定値としての電機子インダクタンス設定値、回転子インダクタンス設定値または相互インダクタンス設定値のいずれかを演算するので、交流回転機である誘導機の電機子インダクタンス、回転子インダクタンスまたは相互インダクタンスが、簡便に精度よく求められる。

また、定数測定手段は、第２の電圧指令のｄ軸成分とｑ軸成分との差に基づき、定数設定値としての回転子抵抗設定値を演算するので、交流回転機である誘導機の回転子抵抗が、簡便に精度よく求められる。

また、定数測定手段は、定数設定値を、第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令、電流指令および角周波数に基づき演算するので、定数設定値を演算する条件が緩和され、定数設定値を求める演算の収束性が向上する。

また、定数測定手段は、角周波数が所定値以上の範囲にある場合のみ定数設定値を演算し、角周波数が所定値未満の範囲では定数設定値の演算を停止するようにしたので、定数誤差に起因する制御性能の低下を防ぐことが出来る。

また、電圧飽和が発生しない最大角周波数をω_ＢＡＳＥ、電圧印加手段が出力可能な最大電圧振幅をＶ_ＢＡＳＥとしたとき、第３の電圧指令と角周波数とに基づき、
（前記交流回転機の角周波数）／前記ω_ＢＡＳＥ＝（第３の電圧指令の振幅）／Ｖ_ＢＡＳＥが成立するよう、電流指令のｄ軸成分を演算する磁束調整手段を備えたので、電圧飽和が発生しない範囲で電圧振幅が大きくなるようにできるので、交流回転機を安定かつ効率良く制御することができる。

本発明の実施の形態１による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態２による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図３の定数測定手段８ａの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態２における動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態３による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態４による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図８の定数測定手段８ｃの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態５による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態６による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態６における動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態７による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図１４の定数測定手段８ｆの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態８による交流回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態８における電流指令ｉｄ^＊と電圧指令の振幅との関係を示す図である。 本発明の実施の形態８における角周波数ωと電圧指令の振幅との関係を示す図である。 図１６の磁束調整手段８０の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態８における動作波形の一例を示す図である。

符号の説明

１，１ｂ，１ｃ，１ｅ 交流回転機、２ 電圧印加手段、３ 電流検出手段、
４ 回転位置検出器、６ 座標変換手段、
７，７ｂ，７ｃ，７ｅ 第１の電圧指令演算手段、
８，８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ，８ｆ 定数測定手段、
９ 第２の電圧指令演算手段、１０ 第３の電圧指令演算手段、８０ 磁束調整手段。

Claims (19)

1. 交流回転機の角周波数で回転する回転二軸座標（以下、ｄ−ｑ軸と称す）上の電流指令に基づき前記交流回転機を駆動する交流回転機の制御装置を使用して前記交流回転機の電気的定数を測定する方法であって、
   前記交流回転機の制御装置は、
   前記交流回転機の電流を検出する電流検出手段、前記電流検出手段からの電流検出値を前記ｄ−ｑ軸上の電流検出値に変換する座標変換手段、前記ｄ−ｑ軸上の電流指令と前記角周波数と前記交流回転機の複数の電気的定数との関係式から前記ｄ−ｑ軸上の第１の電圧指令を演算する第１の電圧指令演算手段、前記ｄ−ｑ軸上の電流指令と前記ｄ−ｑ軸上の電流検出値との差分電流が零に収斂するよう前記差分電流に基づき前記ｄ−ｑ軸上の第２の電圧指令を演算する第２の電圧指令演算手段、前記ｄ−ｑ軸上の第１の電圧指令と前記ｄ−ｑ軸上の第２の電圧指令とを加算して前記ｄ−ｑ軸上の第３の電圧指令を演算する第３の電圧指令演算手段、および前記ｄ−ｑ軸上の第３の電圧指令に基づき前記交流回転機に電圧を印加する電圧印加手段を備え、
   更に、前記第１の電圧指令演算手段は、その前記複数の電気的定数の少なくとも１つを外部から入力する定数設定値で設定するようにし、
   前記定数設定値を、前記第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令を、もしくは前記第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令を前記回転二軸座標上の電流指令で除算する演算式により演算した結果を、更に積分し該積分した値に比例定数を乗算する処理を行った結果を前記定数設定値として出力する定数測定手段を備えた交流回転機の制御装置を使用し、
   前記電流指令および前記角周波数を所定の値または範囲に設定して前記制御装置を起動し、前記第２の電圧指令が所定の範囲内となった時点における前記定数測定手段からの前記定数設定値を、測定対象である前記交流回転機の電気的定数として出力する交流回転機の電気的定数測定方法。
2. 前記定数測定手段は、前記定数設定値を、前記第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令、前記電流指令および前記角周波数に基づき演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
3. 前記交流回転機は同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｑ軸成分に基づき、前記定数設定値としての電機子抵抗設定値を演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
4. 前記交流回転機は同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分に基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンス設定値を演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
5. 前記交流回転機は同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｑ軸成分と前記電流指令のｑ軸成分とに基づき、前記定数設定値としての電機子抵抗設定値を演算することを特徴とする請求項２記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
6. 前記交流回転機は同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分と前記電流指令のｑ軸成分と前記角周波数とに基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンス設定値を演算することを特徴とする請求項２記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
7. 前記交流回転機は突極性を有する同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｑ軸成分に基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値を演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
8. 前記交流回転機は突極性を有する同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分に基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値を演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
9. 前記交流回転機は突極性を有する同期機であって、
   前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｑ軸成分と前記電流指令のｄ軸成分と前記角周波数とに基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンスのｄ軸成分設定値を演算することを特徴とする請求項２記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
10. 前記交流回転機は突極性を有する同期機であって、
    前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分と前記電流指令のｑ軸成分と前記角周波数とに基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンスのｑ軸成分設定値を演算することを特徴とする請求項２記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
11. 前記交流回転機は同期機であって、
    前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分に基づき、前記ｄ−ｑ軸のｄ軸と前記交流回転機の回転子磁束との位相差を演算し、更に、前記位相差と前記交流回転機の回転位置検出値とに基づき、前記定数設定値としての前記交流回転機の角周波数設定値を演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
12. 前記交流回転機は同期機であって、
    前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｑ軸成分に基づき、前記定数設定値としての前記交流回転機の磁束振幅設定値を演算することを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
13. 前記交流回転機は誘導機であって、
    前記第１の電圧指令演算手段は、前記ｄ−ｑ軸上の電流指令と前記電気的定数とに基づき、前記交流回転機のすべり角周波数を演算し、
    前記すべり角周波数と前記交流回転機の角周波数検出値とから前記交流回転機の角周波数を演算する加算器を備えたことを特徴とする請求項１記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
14. 前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分とｑ軸成分との和に基づき、前記定数設定値としての電機子インダクタンス設定値、回転子インダクタンス設定値または相互インダクタンス設定値のいずれかを演算することを特徴とする請求項１３記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
15. 前記定数測定手段は、前記第２の電圧指令のｄ軸成分とｑ軸成分との差に基づき、前記定数設定値としての回転子抵抗設定値を演算することを特徴とする請求項１３記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
16. 前記定数測定手段は、前記定数設定値を、前記第２の電圧指令演算手段からの第２の電圧指令、前記電流指令および前記角周波数に基づき演算することを特徴とする請求項１３記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
17. 前記定数測定手段は、前記角周波数が所定値以上の範囲にある場合のみ前記定数設定値を演算し、前記角周波数が前記所定値未満の範囲では前記定数設定値の演算を停止するようにしたことを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
18. 電圧飽和が発生しない最大角周波数をω_ＢＡＳＥ、前記電圧印加手段が出力可能な最大電圧振幅をＶ_ＢＡＳＥとしたとき、
    前記第３の電圧指令と前記角周波数とに基づき、
    （前記交流回転機の角周波数）／前記ω_ＢＡＳＥ＝（第３の電圧指令の振幅）／Ｖ_ＢＡＳＥ
    が成立するよう、前記電流指令のｄ軸成分を演算する磁束調整手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし１７のいずれかに記載の交流回転機の電気的定数測定方法。
19. 請求項１ないし１８のいずれかに記載の交流回転機の電気的定数測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置。

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