JP2006230200A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器の入力直流母線に流れる直流電流ＩＤＣから、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを推定する安価な電流検出を用いて、トルク不足を生じない交流電動機のトルク制御法を提供することにある。
【解決手段】直流電源２１を入力とした電力変換器の入力直流母線電流検出値ＩＤＣから、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電動機電流Ｉｄ，Ｉｑを推定し、推定電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、各々の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*に一致するように電力変換器２の出力電圧を制御する。また、電動機電流情報と回転位相誤差より演算でモータ定数誤差を求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電動機制御装置及びそれを用いたモジュールに関する。

平成１１年度電気学会東京支部茨城支所研究発表会論文「インバータ制御全自動洗濯機の開発」では、電動機電流センサレス，低分解能位置検出器での「オープン・ループ型ベクトル制御」を採用した内容が記述されている。

一方、磁極位置検出器と電動機電流センサを備えた従来の技術として、特開２０００−３２４８８１号記載の制御装置がある。これは、電動機電流検出器として、電動機巻線電流を直接検出し、回転座標系にて、指令電流と検出電流が一致するように電圧指令を作成している。

特開２０００−３２４８８１号公報 平成１１年度電気学会東京支部茨城支所研究発表会論文「インバータ制御全自動洗濯機の開発」

本発明の目的は、電動機定数の変動や、ホール素子などの取り付け誤差の影響を受けることなく、低速度域からトルク不足を生じない交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の一つの特徴は、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電動機電流Ｉｄ，Ｉｑを推定し、推定電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、各々の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*に一致するように電力変換器２の出力電圧を制御することである。

本発明の他の特徴は、直流を入力として交流を出力とする電力変換器の入力直流電流検出値と、交流電動機の位置検出信号から得られた回転位相とを入力として、前記交流電動機における回転座標系のｄ軸及びｑ軸の交流電動機の推定電流値を出力する電流推定部と、前記推定電流値がｄ軸電流指令値に近づくように制御を行うｄ軸電流制御部と、前記推定電流値がｑ軸電流指令値に近づくように制御を行うｑ軸電流制御部とを持つことである。

なお、本発明のその他の特徴は本願特許請求の範囲に記載のとおりである。

本発明によれば、電動機定数の変動や、ホール素子などの取り付け誤差の影響を受けることなく、低速度域からトルク不足を生じない交流電動機の制御装置を提供できる。

以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。

＜第１の実施例＞
図１は、本発明の一実施例である永久磁石同機電動機の制御装置の構成例を示す。

図１は、３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*〜Ｖｗ^*に比例した出力電圧を永久磁石同期電動機１に出力する直流電源２１を入力とした電力変換器２，永久磁石同期電動機１の電気角
６０°毎の位置検出値θｉを検出できる磁極位置検出器３，位置検出値θｉから永久磁石同期電動機１の回転速度ω₁ ^*を演算する速度演算部４，位置検出値θｉと回転速度ω₁ ^*から電動機の回転位相θ^* を演算する位相演算部５，電力変換器２の入力直流母線電流検出値ＩＤＣから回転座標系のｄ軸（磁束軸相当）及びｑ軸（トルク軸相当）の電流推定値
Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する電流推定部６，トルク指令値τ^* からｑ軸電流指令値Ｉｑ^* を演算する変換係数７，電動機定数と電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*及び回転速度ω₁ ^*に基づいて電圧基準値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算する電圧ベクトル演算部８，ｄ軸電流指令値Ｉｄ^* とｄ軸電流推定値Ｉｄｃの偏差に応じてΔＶｄを出力するｄ軸電流制御部９，ｑ軸電流指令値
Ｉｑ^* とｑ軸電流推定値Ｉｑｃの偏差に応じてΔＶｑを出力するｑ軸電流制御部１０，電圧基準値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*と電流制御出力ΔＶｄ，ΔＶｑ及び回転位相θ^* から３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*〜Ｖｗ^*を出力する座標変換部１１で構成される。

なお、直流電源２１は、１次又は２次電池の場合や、直流電源２１１のように、商用電源又は発電機２３で出力された交流電源を整流器２２で整流してコンデンサ又は電池に充放電して作成される場合がある。以下の実施例でも同様に直流電源は同様に作成されるので以下の実施例での説明は省略する。

又、トルク指令値τ^* 及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^* は上位の装置で与えられる。例えば、トルク指令値τ^* は、入力装置の操作に応じて与えられる。なお、以下の実施例でも同様である。

構成要素の１〜５，７，１１については、従来の技術で先に説明した速度制御型で発表されている低分解能位置検出器でのオープン・ループ型ベクトル制御と同等の構成である。

最初に、トルク制御装置にオープン・ループ型ベクトル制御を適用した場合における基本動作について述べる。

トルク指令値τ^* からのｑ軸電流指令値Ｉｑ^*並びにｄ軸電流指令Ｉｄ^*に従い電動機電流Ｉｑ，Ｉｄを制御するために、電圧ベクトル演算部８において予め（数１）で示すように、ｄ軸及びｑ軸の電圧基準値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算し、変換器出力電圧を制御している。

ここに、
Ｒ₁ ^*：抵抗の設定値、Ｌｄ^*，Ｌｑ^*：ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスの設定値
Ｋｅ^*：誘起電圧定数の設定値、ω₁ ^*：回転速度

また、磁極位置検出器３では、電気角６０度毎の磁極位置を把握することができる。この時の位置検出値θｉを本実施例では、

ここに、ｉ＝０，１，２，３，４，５としている。

速度演算部４においては、この位置検出値θｉから、最短で６０度区間における平均速度の回転速度ω₁ ^*を算出することができる。

ここにΔθ：θｉ−θ（ｉ−１）、Δｔ：６０度区間の位置検出信号を検出するまでの時間
しかしながら、実際には磁極位置検出器の取り付け誤差などにより、１２０度区間以上での平均速度を利用しているのが実状である。

位相演算部５においては、位置検出値θｉと回転速度ω₁ ^*を用いて、回転位相θ^*を数（４）のように演算して、電動機１の基準位相を制御する。

以上が、オープン・ループ型ベクトル制御方式での電圧制御と位相制御の基本構成である。

トルク制御運転時において高トルクが要求されると、トルクに見合った大きな電流を流す必要がある。連続した時間で高トルクが要求される場合には、電動機電流による発熱により、時間と共に電動機内部の巻線抵抗値Ｒが増加する。すると、電圧ベクトル演算部８で演算する抵抗設定値Ｒ^* と実抵抗値Ｒが一致しなくなるため、電動機１に必要な電圧を供給することができなくなり、その結果、トルク発生に必要な電流が流れず、トルク不足に陥ることが懸念される。

そこで本実施例では、電力変換器の入力直流母線に流れる直流電流ＩＤＣから、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを推定して、これらの信号が各々の指令値に一致するように、ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０により電流偏差に応じた信号ΔＶｄ，ΔＶｑを求め、電圧ベクトル演算部８の出力と加算部で和をとることにより、変換器の出力電圧を修正するようにしている。この結果、電圧ベクトル演算部８で設定するＲ^* と実抵抗値Ｒが一致していなくとも、電動機電流を電流指令値に一致させるように出力電圧が制御され、安価な構成でトルク不足なしの高精度なトルク制御を実現することができる。

本実施例では、８の電圧ベクトル演算部において、電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*を用いて電圧基準値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算しているが、直流電流ＩＤＣから推定したＩｄｃ，Ｉｑｃを用いても同様の効果が得られる。

＜第２の実施例＞
図２は、本発明の他の実施例を例示する。本実施例は、出力電圧ベクトル演算を行わずに、ｄ軸及びｑ軸の電流制御のみで変換器の出力電圧を制御する永久磁石同機電動機のトルク制御装置である。図２において、符号１〜７，９〜１１，２１は図１のものと同一物である。先の実施例で示した図１との相違点は、電圧ベクトル演算部８を省略した点にある。電圧ベクトル演算部８を省略しても、Ｉｄｃ，Ｉｑｃが各々の指令値に一致するように電流制御部９，１０により変換器の出力電圧が制御されるので、安価な構成でトルク不足なしの高精度なトルク制御を実現することができる。

＜第３の実施例＞
図３は、本発明の他の実施例を例示する。本実施例は、電流指令値Ｉｄ^**及びＩｑ^**を、ｄ軸及びｑ軸の電流指令演算部１２，１３の出力より得る方式の永久磁石同機電動機のトルク制御装置である。図３において、符号１〜７，１１，２１は図１のものと同一物である。８′は電動機定数と信号Ｉｄ^**，Ｉｑ^**及び回転速度ω₁ ^*に基づいて電圧基準値
Ｖｄ^***，Ｖｑ^***を演算する電圧ベクトル演算部、１２はＩｄ^* とＩｄｃの偏差に応じてＩｄ^**を出力するｄ軸電流指令演算部、１３はＩｑ^* とＩｑｃの偏差に応じてＩｑ^**を出力するｑ軸電流指令演算である。この信号Ｉｄ^**，Ｉｑ^**を用いて、数（５）に示す電圧基準値Ｖｄ^***，Ｖｑ^***を演算し、変換器出力電圧を制御する。

このような方式でも、Ｉｄ^*とＩｄｃ，Ｉｑ^*とＩｑｃが各々一致することを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。

＜第４の実施例＞
上記の第１〜第３の実施例までは、磁極位置検出器３で検出した位置検出値θｉを基準に、回転速度ω₁ ^*を用いて回転位相θ^* の補間演算を行う方法であったが、中高速域では、ホール素子の取り付け誤差に起因する位置検出信号のバラツキなどで速度平均化処理を施す必要があり、この演算遅れが原因となり「高応答化」への課題となっていた。そこで、トルク制御装置を位置センサレス制御にすることより、位置検出信号のバラツキの影響を排除し、高応答化を実現することができる。

図４はこの実施例の構成例を示す。図４において、構成要素の符号１，２，３，６，７〜１１，２１は図１のものと同一物である。その他の構成は、電圧指令値Ｖｄ^**，Ｖｑ^**と電流推定値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいて、回転位相指令θ^**と実回転子位相θの差である第１の位相誤差Δθ^* を推定する軸誤差演算部１４、磁極位置検出器３の出力である位置検出値θｉ（ｉ＝０，１，２，３，４，５）と回転位相指令θ^**との差である第２の位相誤差Δθ^**を求める減算器１５は第１の位相誤差Δθ^* と第２の位相誤差Δθ^**から第３の位相誤差Δθ^***を求める組合せ部１６、第３の位相誤差Δθ^***を用いて変換器の周波数指令ω₁ ^**を演算する周波数演算部、１８は信号ω₁ ^**を積分して回転位相指令θ^**を得る位相指令演算部１８で構成される。

軸誤差演算部１４では、数（６）に従い、実回転子位相θと回転位相指令θ^**の差分信号である第１の位相誤差Δθ^*(＝θ^**−θ）を演算する。

この式は、特開２００１−２５１８８９号に示された位置センサレス運転法にある位置誤差演算方法である。

組合せ部１６では、前述の第１の位相誤差Δθ^* と第２の位相誤差Δθ^**を用いて、次に示す３つの方法の１つを用いて、第３の位相誤差Δθ^*** を演算する。

第１の方法は、第１の位相誤差Δθ^* と第２の位相誤差Δθ^**の加算値もしくは平均値。

第２の方法は、第１の位相誤差Δθ^* と第２の位相誤差Δθ^**の絶対値の大きいほうを選択する。第３の方法は、位置検出器の取り付けばらつきが大きい場合に用いる方法として、第２の方法とは逆に、絶対値の小さい位相誤差を選択する。

次に、図５を用いて周波数演算部１７について説明する。組合せ部１６の出力である第３の位相誤差Δθ^***を「ゼロ」と比較する。その偏差信号に比例ゲインＫＰ_PLLを乗じる比例演算部１７Ａの出力信号と、偏差信号に積分ゲインＫＩ_PLL を乗じて積分処理を行う積分演算部１７Ｂの出力信号とを加算して、変換器の周波数指令ω₁ ^**を演算する。

位相指令演算部１８では、周波数指令ω₁ ^** を数（７）で示すように積分して、位相指令θ^**を演算し、座標変換部１１を介して、θ^**に従って電力変換器２の出力の位相を制御する。

このように「位置検出信号」と「電圧と電流から推定した位相誤差」の２種の情報を利用することにより、位置検出信号のバラツキによる速度の平均化処理などを施す必要がなくなり、「高応答」なトルク制御系を実現することが可能となる。

本第４の実施例では、直流電流ＩＤＣから推定したＩｄｃ，Ｉｑｃを用いて「軸誤差演算部１４」，「ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０」の制御演算を行っているが、電動機電流検出手段において、電動機の交流電流検出値と回転位相指令から演算したｄ軸及びｑ軸の電流値を用いても同様の効果が得られる。

＜第５の実施例＞
第４の実施例では、第２の位相誤差Δθ^**を磁極位置検出器３の出力で実際の位置情報である位置検出値θｉ（ｉ＝０，１，２，３，４，５）と回転位相指令θ^**から求めた。第４の実施例では６つの位相でしか検出できなく、また磁極位置検出器３の取り付け誤差の影響を受けやすいため、この対策として、第５の実施例では、図１から図３に示した回転位相θ^*を用いて、これと回転位相指令θ^**から求める方式としている。

以下、図６を用いて第５の実施例の一例を説明する。これまで説明した実施例と同じ符号で示した構成要素は同一物である。

速度演算部４において、位置検出値θｉから数（３）にしたがって回転速度ω₁ ^*を算出し、位相演算部５において位置検出値θｉと回転速度ω₁ ^*を用いて、回転位相θ^* を数
（４）にしたがって演算する。減算器１５を用いて、位相指令θ^**と上記の位相θ^* との差を求めて第２の位相誤差とする。１６は、第４の実施例で示した組合せ部であるが、図６においては、先に示した第１の方法として加算部を示した。

次に第５の実施例のもたらす作用効果について説明する。図６の制御構成において、電圧ベクトル演算部８及び軸誤差演算部１４に設定する定数と、実際の電動機定数に誤差が存在する場合について考える。

最初に、組合せ部１６である加算部に第２の位相誤差Δθ^**を加算しない場合を考える。軸誤差演算部１４において算出された第１の位相誤差Δθ^* で周波数指令ω₁ ^** が演算され、電圧ベクトル演算部８では、数（８）式で示されるように、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令Ｖｄ^**，Ｖｑ^**が演算される。

ここで、電動機定数の設定誤差により、「制御の基準軸」の信号である位相指令θ^**と「電動機の磁束軸」の信号である回転位相θ^* の偏差である位相誤差Δθが発生すると、制御軸（ｄ_c−ｑ_c）から実軸（ｄ−ｑ）への座標変換行列は数（９）となる。

Δθが発生する場合、制御側で作成したｄ軸及びｑ軸の電動機印加電圧Ｖｄ，Ｖｑは、数（８）と数（９）を用いて電動機定数設定値を用いて表すと、数（１０）となる。

一方、同じく、ｄ軸及びｑ軸の電動機印加電圧Ｖｄ，Ｖｑを電動機定数を用いて表すと、数（１１）で示すことができる。

ここで、数（１０）右辺＝数（１１）右辺の関係と、Ｉｄ^*を「ゼロ」、Ｉｑ^*を「所定値」に設定して電流制御を行うと、ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０の出力値ΔＶｄ，ΔＶｑは各々、数（１２），（１３）で示すことができる。

また、軸誤差演算部１４において、数(６)で算出される第１の位相誤差Δθ^*に、数
（８）を代入すると、数（１４）が得られる。

ここでも、電流制御部の作用により、Ｉｑ^*＝Ｉｑｃ，Ｉｄ^*＝Ｉｄｃ＝０となるので、Δθ^*は数（１５）で示すことができる。

数（１２），（１３）で示される電流制御部の出力ΔＶｄ，ΔＶｑを数(１５)に代入すると、第１の位相誤差△θ^*は数（１６）となる。

ここで、加算部に第２の位相誤差Δθ^**を加算しない場合は、周波数演算部１７において、数（１６）で示す第１の位相誤差Δθ^* と「ゼロ」を比較して、その偏差信号でＰＩ（比例＋積分）演算を行う結果、一定速度ではΔθ^* は「ゼロ」となる。つまり、一定速度では、数（１６）の分子成分は数（１７）の関係になる。

この数（１７）から、一定速度で発生する位相誤差Δθを求めると、数(１８)が得られる。

数（１８）より、位相誤差△θの大きさは、ｑ軸インダクタンスＬｑの設定誤差(Ｌｑ^*−Ｌｑ) に関係して発生していることがわかる。

次に、この位相誤差Δθが存在する場合の電動機トルク式を導出する。

ｄ−ｑ軸上での電動機トルク式を数（１９）に示す。

ここに、Ｐ_m：電動機極対数

制御軸（ｄ_c−ｑ_c）から実軸（ｄ−ｑ）への座標変換行列を考えて、Ｉｄ^* を「ゼロ」に設定して電流制御を行うと、数（２０）が得られる。

数(２０）より、位相誤差Δθが±π／２［rad］に近づくと、ｑ軸電流推定値Ｉｑｃが指令値通りに発生していても「cosΔ・Ｉｑｃ・Ｋｅ」 成分が減少して、τ_m が「ゼロ」方向に減少していくことがわかる。

つまり、Ｌｑ^*の設定誤差→位相誤差Δθ発生→電動機トルクτ_m減少の関係がある。

そこで、図６に示した本実施例の通りに、組合せ部である加算部に、第２の位相誤差
Δθ^**を加算する場合では、第１の位相誤差Δθ^* を修正する教唆信号として用いる。

ここでは、「制御の基準軸」の信号である回転位相θ^**と「電動機の磁束軸」の信号である位相指令θ^* の偏差である第２の位相誤差Δθ^**（位相誤差Δθ相当）を、数(２１)で示すように減算部１５で求める。

さらに加算部において、第２の位相誤差Δθ^**を第１の位相誤差△θ^* に加算して数
（２２）で示すように、第３の位相誤差Δθ^***を演算する。

この第３の位相誤差Δθ^***で、変換器の周波数指令ω₁ ^**を演算し、更に、信号ω₁ ^** から回転位相指令θ^**を求めることにより、ベクトル制御の基準軸は正しく修正され（電動機の磁束軸に一致する）、数（１９）で示すような、ｑ軸電流値Ｉｑに比例した高精度なトルク制御を実現することができる。

＜第６の実施例＞
第５の実施例では、第２の位相誤差Δθ^**を「ベクトル制御の基準軸を修正する教唆信号」として採用したが、本実施例では、第２の位相誤差Δθ^**を用いて、電圧ベクトル演算部８″，軸誤差演算部１４′，ｑ軸電流制御部１０′の設定定数に用いるｑ軸インダクタンスの設定誤差△Ｌｑ＾を算出し、これを用いてｑ軸インダクタンスの自動設定を行う。

図７はこの実施例の構成を例示する。図７において、構成要素の符号１〜７，９，１１，１５〜１８，２１は図６のものと同一物である。そして、ｑ軸インダクタンス演算部
１９は第３の位相誤差Δθ^**からｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾(＝Ｌｑ^*−Ｌｑ）を推定する。電圧ベクトル演算部８″は電動機定数と電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*、周波数指令ω₁ ^** 及びｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて電圧基準値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を演算する。また、ｑ軸電流制御部１０′はｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて電流制御ゲインを修正する。さらに、軸誤差演算部１４′は電圧指令値Ｖｄ^**，Ｖｑ^**と電流推定値Ｉｄｃ，Ｉｑｃ及びｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて、第１の位相誤差Δθ^*を求める。

次に本発明のもたらす作用効果について説明する。

前述しているが、周波数演算部１７では、一定速度において、前記数（１７）が成立し、式を変形すると、数（２３）が得られる。

これより、ΔＬｑ（＝Ｌｑ^*−Ｌｑ）を求めると、

つまり、ΔＬｑの推定値ΔＬｑ＾は、数（２５）に示す演算でＬｄの変わりにＬｄ^* を用いて、求めることができる。尚、Ｌｄは電流飽和の影響が少なくＬｄ＝Ｌｄ^* とおいても実害はない。

ここに＊は設定値あるいは指令値を表す。

ここで、図８を用いて、数（２５）の演算内容であるｑ軸インダクタンス演算部１９の一例を説明する。第２の位相誤差Δθ^**は、tan(Δθ^**) を演算する関数器発生部１９Ａと、cos(Δθ^**) を演算する関数発生部１９Ｂに入力され、１９Ａと１９Ｂの出力信号は除算器１９Ｃに入力される。１９Ｃでは除算演算が行われ、その出力値に電動機の誘導起電圧定数Ｋｅ^* が乗じられる。その乗算値は、ｑ軸電流推定値Ｉｑｃと共に、除算器19Ｄに入力される。ここでは、数（２６）にあるＩｑ^*の変わりにＩｑｃを用いている。

また、関数発生部１９Ａの出力信号tan(Δθ^**) は乗算器１９Ｅに入力され、１９Ａの出力信号が２乗されて、ｄ軸インダクタンス設定値Ｌｄ^* とｑ軸インダクタンス設定値
Ｌｑ^* の差分値（Ｌｄ^*−Ｌｑ^*）が乗じられる。この乗算値は、除算部１９Ｄの出力信号と供に減算部１９Ｆに入力され、その出力値がｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾となる。

ここで、Ｌｄ≒Ｌｑ^*（突極性が小）の電動機であれば、数（２５）を、数（２６）のように簡略化することもできる。

次に、以上のようにして演算して求めたｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾の制御系への反映方法について示す。

電圧ベクトル演算部８″では、信号△Ｌｑ＾を用いて数（２７）を演算する。

同様に、軸誤差演算部１４′においても、ｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾を用いて数（２８）を演算する。

このように、数（２７），（２８）に示すｑ軸インダクタンスの設定値を修正することで、Ｌｑ^* の修正→位相誤差Δθ：「ゼロ」→指令値通りの電動機トルクτ_m 発生となり、高精度な位置センサレス制御を実現することができる。

さらに、ΔＬｑ＾を用いて、ｑ軸電流制御部１０′の比例ゲインも変更することができる。ｑ軸電流制御部１０′の構成を図９に例示する。

信号Ｉｑ^* と信号Ｉｑｃの偏差信号ΔＩｑは、ｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾と共に比例演算部１０′Ａに入力される。比例演算部１０′Ａでは、ｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾を用いて比例ゲインＫＰ_ACRを数（２９）に従い演算し、ゲインＫＰ_ACRに偏差信号ΔＩｑを乗じて出力信号を得る。

ここに、ωｃ：電流制御系の開ループ応答周波数［rad／ｓ］

次に信号△Ｉｑに積分ゲインＫＩ_ACR を乗じて積分処理を行った積分演算部１０′Ｂの出力信号と、前記比例演算部１０′Ａの出力信号を加算して、変換器の出力電圧を修正する信号△Ｖｑを演算する。

ここでは、ｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾により比例ゲインＫＰ_ACR を演算することにより、ｑ軸インダクタンスの設定誤差がある場合でも、設定通りの高応答なトルク応答を得ることができる。

本実施例では、ｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて、ｑ軸電流制御部の制御ゲインを修正しているが、ｑ軸電流指令演算部の制御ゲインの修正に適用しても同様の効果が得られる。

＜第７の実施例＞
先の実施例では、加算部にて、第３の位相誤差Δθ^*** を第２の位相誤差Δθ^**と第１の位相誤差Δθ^* とを加算した方式について説明した。これとは別の方法として、第２の位相誤差Δθ^**を加算部にて加算しないで、第３の位相誤差Δθ^***を第１の位相誤差
Δθ^*と等しくしても、第２の位相誤差Δθ^**よりｑ軸インダクタンスの設定誤差△Lq＾を算出することはできるので、本実施例と同様の効果が得られることは明らかである。

図１０に、その構成を例示する。図７に示した実施例と異なるのは、軸誤差演算部14′の出力である第１の位相誤差Δθ^* が直接、周波数演算部１７に入力されている点である。

本実施例の作用効果は、先の実施例と同じなので、説明を省略する。

＜第８の実施例＞
図１１を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。ここで、速度演算部４，位相演算部５，電流推定部６，定数７，電圧ベクトル演算部８，ｄ軸電流制御部９，ｑ軸電流制御部１０，座標変換部１１は１チップマイコンを用いて構成している。また、前記１チップマイコンと電力変換器は、同一基盤上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウェア／ソフトウェアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。

本発明の一実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 図４の装置における周波数演算部１５の説明図の一例。 本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 図７の装置におけるｑ軸インダクタンス演算部１９の説明図の一例。 図７の装置におけるｑ軸電流制御部１０′の説明図の一例。 本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。 本発明の実施形態を示す構成図の一例。

符号の説明

１…永久磁石同期電動機、２…電力変換器、３…磁極位置検出器、４…速度演算部、５…位相演算部、６…電流推定部、８，８′，８″…電圧ベクトル演算部、９…ｄ軸電流制御部、１０…ｑ軸電流制御部、１１…座標変換部、１４…軸誤差演算部、１６…組合せ部、１７…周波数演算部、１８…位相指令演算部、１９…ｑ軸インダクタンス演算部、２１…直流電源、ＩＤＣ…入力直流母線電流検出値、Δθ^* …第１の位相誤差、Δθ^**…第２の位相誤差、Δθ^***…第３の位相誤差、ΔＬｑ＾…ｑ軸インダクタンス設定誤差、θ^**…位相指令、θ^* …位相。

Claims (3)

1. 第１の電流指令値にモータ電流が近づくように第２の電流指令を作成し、該第２の電流指令値とモータ定数を用いてベクトル演算を行いインバータ出力電圧の指令値を決定することを特徴とするモータ制御装置。
2. 第１の電流指令値にモータ電流が近づくように第２の電流指令を作成し、該第２の電流指令値とモータ定数を用いてベクトル演算を行いインバータ出力電圧を決定することを特徴とするモータ制御方法。
3. インバータと、該インバータによりモータを駆動するモータ制御装置とを備えるモジュールであって、
   第１の電流指令値にモータ電流が近づくように第２の電流指令を作成し、該第２の電流指令値とモータ定数を用いてベクトル演算を行いインバータ出力電圧の指令値を決定することを特徴とするモジュール。
   

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