JP2008220096A - 同期電動機のセンサレス制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な調整で安定した運転が可能となり、更に演算量の極端な増大を招くこともない同期電動機センサレス制御装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ変調手段７は、入力される三相電圧指令をＰＷＭ方式に基づいて変調し、インバータ４の各相スイッチング素子へゲート信号を出力する。高周波成分演算手段８は、ＰＷＭ変調手段７において決定されインバータ４から出力された電圧によって生じた電流の高周波成分を、インバータ４のスイッチング毎に演算する。指標演算手段９は、同期電動機６の回転に同期して回転するγδ座標系における電流の高周波成分から、回転位相角推定誤差に比例する値を指標Ｒとして演算する。回転位相角推定手段１０は指標Ｒを用いて回転位相角の推定演算を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回転子の回転位相角を推定し、ＰＷＭインバータにより同期電動機を制御するセンサレス制御装置に関する。

回転子に電気的突極性を有する同期機の制御装置においては、同期機の駆動制御を行うために回転子の回転位相角を検出する検出器が必要である。しかし検出器を用いた駆動装置には、例として以下に挙げるような問題点が存在する。

第一に検出器の存在が駆動システム全体の容積を増大することである。これにより、限られた設置スペース内において同期機の出力を拡大する妨げとなる。第二に検出器自体の保守点検作業が必要になることである。これにより保守点検効率が悪化する。第三に検出器からの信号線にノイズ等が重畳することにより、検出値に擾乱が乗り、制御性能が悪化することである。第四に検出器はそれを駆動するための電源を必要とするものがほとんどであり、同期機駆動とは別系統の電源を設置する必要があることである。これは電源設置空間、電力供給線、コスト等において負担増の要因となる。

上記のような理由により、検出器を用いずに回転位相角を推定し、推定された回転位相角により駆動制御を行う制御方式が開発されている。これを「センサレス制御」と称する。

このようなセンサレス制御手段を備えた同期機の制御装置において、特に停止・低速状態で有効な方法が例えば特許文献１に提案されている。この文献では、ＰＷＭインバータにより同期機を駆動するシステムにおいて、インバータを制御する制御装置の制御指令に、同期機の運転周波数に対して十分高い周波数の高周波電圧指令を重畳し、これに起因して生じる高周波電流応答から、重畳した高周波指令に対応した成分を検出して処理することによって回転位相角の誤差を得る。この回転位相角誤差を用いて回転位相角を推定する。

また、特許文献１に含まれる課題を解決した方法として、ＰＷＭインバータから出力される電圧によって発生する電流の高周波成分を演算し、インダクタンスの空間的な分布を用いて回転位相角の推定を行う方式が特許文献２に提案されている。
特許第３１６８９６７号 特願２００６−１８５５５２

上述した同期機の制御装置においては、センサを用いずに同期機を制御でき、低コストでメンテナンス性などが向上するといった利点がある。しかし、特許文献１に記載のセンサレス制御手段のように、高周波電流応答の高周波電圧指令に対応した成分を検出する方式では、所望の高周波電流をモータに流す必要があり、センサを用いたシステムと比較して、極端に損失や騒音が増大するといった問題があった。しかも、安定に回転位相角を推定するためには、重畳する高周波指令の振幅や周波数、高周波重畳方法を細かく調整する必要があり、実際にモータと制御装置を組み合わせて安定した運転を行うためには、複雑で時間のかかる調整を必要とするのが実情であった。具体的には、モータ巻線の飽和によるインダクタンスの変動に起因してモータの特性が変動することから、モータのトルク電流に応じた高周波重畳方法の変更や高周波電流検出方法の微調整等が必要であった。

また、特許文献２に記載のセンサレス制御手段では、上述の特許文献１における課題を解決するために、インダクタンスの空間的な分布を用いて回転位相角の推定を行っている。しかし、インダクタンスの空間的な分布を利用するため、演算量が多くなることがあり、一般的に数ｋＨｚの演算周波数で演算を行う同期機制御では望ましいものではなかった。

本発明は上述した課題を解決するためになされたものであり、簡単な調整で安定した運転が可能となり、更に演算量の極端な増大を招くこともないセンサレス制御装置を提供することを目的とする。

本発明に係る同期電動機のセンサレス制御装置は、電気的突極性を有する回転子の回転位相角を推定し、ＰＷＭインバータにより同期電動機を制御するセンサレス制御装置において、入力される制御指令をＰＷＭに基づいて変調し、前記インバータの各相スイッチング素子へゲート信号を出力するＰＷＭ変調手段と、前記ＰＷＭ変調手段において決定され前記インバータから出力された電圧により、前記同期電動機に流れる電流の高周波成分を前記インバータのスイッチング毎に演算する高周波成分演算手段と、前記回転子の回転に同期して回転する回転座標系における前記電流の高周波成分から、回転位相角推定誤差に比例する指標を演算する指標演算手段と、前記指標を用いて回転位相角の推定演算を行う回転位相角推定手段を備える。

簡単な調整で安定した運転が可能となり、更に演算量の極端な増大を招くこともないセンサレス制御装置を提供することができる。

本発明は、同期機に流れる電流変化の高周波成分を演算して、同期機の回転に同期するｄｑ軸座標系における前記電流変化高周波成分に基づいて、回転位相角推定誤差に比例する指標を演算し、この指標を元に回転位相角センサを用いずにモータ回転子の位相角を推定するものである。

（第１実施例）
以下、本発明に係るセンサレス制御装置の実施例について、図面を参照して説明する。ここでは、回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期機を前記同期機の例として参照する。

永久磁石同期機は図１に示すように、固定子はＵ、Ｖ、Ｗの３相巻線で構成され、回転子は永久磁石とその周りの鉄心で構成されるモデルで表される。永久磁石同期機には、大きく分けて表面磁石型と埋め込み磁石型の２種類があり、図１に示す回転子は埋め込み磁石型である。このような埋め込み磁石型回転子は、回転子の磁気回路の分布が周方向に均一になっていないため、その回転子を駆動する場合、回転角度によって、固定子から見たインダクタンス（＝Ｌ）が変動するという特性を有している。このような特性を電気的突極性という。

本願制御装置においては、永久磁石同期機の回転に同期して回転する座標系として、永久磁石の磁束の方向をｄ軸、ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義する。また、Ｕ相巻線方向をα軸、これに直交する方向をβ軸と定義し、α軸方向を基準としてｄ軸方向までの角度を同期機の回転位相角θと定義する。このような定義に基づくと、永久磁石同期機の電圧・電流の関係は、数式（１）で表される。

ここで、
Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑ：ｄ軸電圧，ｑ軸電圧
Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ：ｄ軸電流，ｑ軸電流
Ｒ ：抵抗，
Ｌ_ｄ ：ｄ軸インダクタンス，
Ｌ_ｑ ：ｑ軸インダクタンス，
Φ ：永久磁石磁束，
ω：回転速度
ｐ：微分演算子
ただし、本願制御装置には回転位相角センサがなく、回転位相角θそのものを検出することができないため、制御装置において推定された位相角を代わりに使用する。従って、図１に示すように、推定位相角をθ_ｅｓｔとし、これに対応する座標系をγ軸，δ軸と定義する。推定誤差Δθが生じた場合、γδ軸はｄｑ軸から推定誤差Δθだけ回転した位置となる。

図２は、本実施例における同期機のセンサレス制御装置の構成例を示す機能ブロック図である。

インバータ４は、インバータを駆動するためのゲート指令を入力とし、インバータに内蔵される主回路スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることによって交流／直流電力を相互に変換する。本願では、直流電力を交流電力に変換する。

永久磁石同期機６は、各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。

ＰＷＭ変調手段７は、永久磁石同期機を駆動するための制御指令を、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）によって変調し、インバータの各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ指令であるゲート信号を出力する。

電流検出手段５は、永久磁石同期機に流れる３相交流電流のうち２相もしくは３相の電流応答値を検出する。尚、この電流応答値は、三相電圧指令などの指令値に対する応答値を示し、ここでは同期機６を流れる電流の大きさを示す。図２では２相の電流を検出する構成を示している。高周波成分演算手段８は、インバータ４のスイッチング毎に、電流の応答値から高周波電流成分を演算する。

指標演算手段９は、前記高周波電流成分から、回転位相角推定誤差に比例する成分である指標を演算する。回転位相角推定手段１０は、指標演算手段９において演算された指標を元に収束演算を行い、永久磁石同期機の回転位相角を推定する。

次に、以上のように構成した本実施例によるセンサレス制御装置の作用と効果について説明する。

図２において、ＰＷＭ変調手段７への入力である三相電圧指令Ｖｕ^ｒｅｆ、Ｖｖ^ｒｅｆ、Ｖｗ^ｒｅｆは、永久磁石同期機６によって出力されるべきトルク指令Ｔｒｑ^ｒｅｆに基づいて、例えば以下のように与えられる。

まず、トルク指令Ｔｒｑ^ｒｅｆが上位制御系より与えられ、当該トルク指令に基づいて電圧指令演算手段１３は、γ軸電流指令Ｉ_γ ^ｒｅｆ、δ軸電流指令Ｉ_δ ^ｒｅｆを数式（２）のように演算する。

ここで、
Ｔｒｑ^ｒｅｆ：トルク指令、
ｋ：定数、
θ_ｉ：γδ軸座標系におけるγ軸を基準とした電流位相角（図１参照）
電流位相角θ_ｉは、本実施例において一定値と考えてよい。尚、電流指令Ｉ_γ ^ｒｅｆ、Ｉ_δ ^ｒｅｆは、トルク指令をパラメータとして参照できるテーブルを用意しておき、このテーブルを参照することによって与えることも可能である。テーブルを用いた方法は、トルクと電流の関係が上記の式のように定式化することが好ましくない場合（例えば電流位相角θ_ｉをトルク指令値に応じて変化させる場合）などに有効である。

次に、上記のように求められた電流指令Ｉ_γ ^ｒｅｆ，Ｉ_δ ^ｒｅｆと、当該同期機に流れる電流のγ軸応答値Ｉ_γ ^ｒｅｓ、δ軸応答値Ｉ_δ ^ｒｅｓとを入力として、電圧指令演算手段１３は、例えば次のような比例積分制御により、γ軸電圧指令Ｖ_γ ^ｒｅｆ、δ軸電圧指令Ｖ_δ ^ｒｅｆを演算して出力する。

ここで、
Ｋ_ｐ：比例ゲイン、
Ｋ_ｉ：積分ゲイン、
ｓ：ラプラス演算子
尚、このような演算の周期はシステムによっても異なるが、例えば数μｓ〜数ｍｓである。この演算周期が数式（３）における積分項の積分時間となる。また数式（３）において、γ軸応答値Ｉ_γ ^ｒｅｓ、δ軸応答値Ｉ_δ ^ｒｅｓは、それぞれ以前のγ軸電圧指令Ｖ_γ ^ｒｅｆ、δ軸電圧指令Ｖ_δ ^ｒｅｆに対する電流応答値である。制御の開始時、電圧指令演算手段１３は、そのとき検出される電流値をγ軸応答値Ｉ_γ ^ｒｅｓ、δ軸応答値Ｉ_δ ^ｒｅｓとして入力し上記演算を行う。

次に、以上のように出力されるγ軸電圧指令Ｖ_γ ^ｒｅｆ、δ軸電圧指令Ｖ_δ ^ｒｅｆを、回転位相角推定手段１０から出力される回転位相角推定値θ_ｅｓｔに基づいて、座標変換手段１２は、次のような演算により座標変換を行い、３相電圧指令Ｖ_ｕ ^ｒｅｆ，Ｖ_ｖ ^ｒｅｆ，Ｖ_ｗ ^ｒｅｆを出力する。

以上のように求めた３相電圧指令が、ＰＷＭ変調手段７へ入力される。

ＰＷＭ変調手段７は、ＰＷＭ変調を行い、インバータへのゲート指令を出力する。ＰＷＭ変調とは、与えられた３相電圧指令Ｖ_ｕ ^ｒｅｆ，Ｖ_ｖ ^ｒｅｆ，Ｖ_ｗ ^ｒｅｆと、予め一定もしくは可変の周波数を持つよう設定された三角波状の搬送波とをそれぞれ比較し、比較結果をゲート指令とするものである。

回転位相角推定手段１０は、当該同期機に流れる電流の高周波成分に基づいて指標演算手段９により計算された指標Ｒ（後述される）を元に、以下のように回転位相角θ_ｅｓｔを推定する。

まず、電流検出手段５によって検出された相電流を、回転位相角推定手段１０から出力された回転位相角推定値θ_ｅｓｔに基づいて、次のような演算により座標変換を行い、γ軸電流応答値Ｉ_γ ^ｒｅｓ，δ軸電流応答値Ｉ_δ ^ｒｅｓを求めることができる。

ここで、永久磁石同期機に流れる３相電流の和が０であることを利用すれば、次のような式で表されるように、３相電流のうち２相の電流値（本例ではＩ_ｕ ^ｒｅｓ、Ｉ_ｗ ^ｒｅｓ）からγ軸電流応答値Ｉ_γ ^ｒｅｓ、δ軸電流応答値Ｉ_δ ^ｒｅｓを求めることが出来る。座標変換手段１１は、このようにしてγ軸電流応答値Ｉ_γ ^ｒｅｓ、δ軸電流応答値Ｉ_δ ^ｒｅｓを演算する。この場合、電流検出手段５を２相分設けるだけで済み、３相分検出する場合よりも装置を簡略化することが可能となる。

次に、以下のような演算によって、上記で求められたγδ軸電流応答値の高周波成分を求める。

ここで、
Ｉ_ｍ：時刻ｔ_ｍでの同期機入力電流
Ｉ_ｎ：時刻ｔ_ｎでの同期機入力電流
ｄＩ_ｂａｓｅ／ｄｔ：入力電流の基本波成分（電気的な回転周波数成分）の時間変化率
図３にタイミングチャートを示す。

ｄＩ_ｂａｓｅ／ｄｔの演算方法としては、ｔ_ｎ−ｔ_ｍと比較して十分長い時間間隔における入力電流の変化率や電流指令値の変化率を演算する方法があり、厳密には回転周波数成分とはならなくとも、ｔ_ｎ−ｔ_ｍを基本波成分演算時間間隔よりも十分短くなるように取れば、特に問題なく演算が可能である。具体的には、時間ｔ_ｎ−ｔ_ｍは例えば数μｓ〜数十μｓとなり、基本波成分時間変化率はその数十〜数百倍程度の時間間隔での変化率でよい。

また、時刻ｔ_ｍ，ｔ_ｎは、ＰＷＭ変調手段７から出力されるゲート指令の切替わり（＝インバータ素子のスイッチング）を区切りとして、単一の電圧ベクトルが出力されている時間の始点と終点に設定する。この始点と終点はゲート指令の切替わり時間と一致させても良いし、インバータ素子のスイッチングに起因するノイズによって電流値に大きなノイズが乗る場合には、スイッチング直前もしくは直後の時間に設定しても良い。

高周波成分演算手段８は、上記数式（７）に基づいてγ軸高周波成分、δ軸高周波成分を次式のように演算して出力する。

ここで、
Ｉ_γ(m)：時刻ｍにおけるγ軸電流値Ｉ_γ ^ｒｅｓ
Ｉ_γ(n)：時刻ｎにおけるγ軸電流値Ｉ_γ ^ｒｅｓ
ｄＩ_{γｂａｓｅ}／ｄｔ：γ軸電流の基本波成分の時間変化率
Ｉ_δ(m)：時刻ｍにおけるδ軸電流値Ｉ_δ ^ｒｅｓ
Ｉ_δ(n)：時刻ｎにおけるδ軸電流値Ｉ_δ ^ｒｅｓ
ｄＩ_{δｂａｓｅ}／ｄｔ：γ軸電流の基本波成分の時間変化率
次に、上記のように演算した電流の高周波成分から、指標演算手段９は回転位相角の推定誤差に比例する成分すなわち指標Ｒを演算する。数式（９）のような演算に従って、γδ軸における電流高周波成分を、γ軸から所定の角度方向θ_ｓｅｔに投影することによって指標Ｒを求める。この演算は、角度θ_ｓｅｔ方向を向いている単位ベクトルと高周波成分との内積ともいえる。

指標Ｒの演算結果を図で表すと、図４のようになる。図４に示されている楕円状に分布する点は、回転座標軸（ｄｑ軸）上の高周波電流成分を表している。つまり図４は、回転子のｄ軸に対して３６０°の方向に同一の大きさの電圧を固定子に印加し、その応答電流（高周波電流）の大きさと方向を表す高周波電流の分布を示している。図１のような電気的突極性を有する永久磁石回転子は、ｄ軸方向のインダクタンスが小さく、ｑ軸方向のインダクタンスが小さいため、高周波電流の分布はこのように長軸がｄ軸に一致する楕円となる。図４は、この分布に基づいて指標Ｒを演算した結果を示す。また図４はｄ軸とγ軸が一致しているとき、つまりΔθが０°のときの指標Ｒを示している。

高周波電流「ｄｉ／ｄｔ」は、インバータの出力電圧とモータのインダクタンスで決まり、その分布モデルは本実施例に係るモータでは図４のような楕円分布となる。モータのインダクタンスは、運転状況が同じなら変動せず、出力電圧もインバータが振幅の固定された電圧ベクトルしか出力できないため変動しない。従って本来ならば、高周波電流の分布は図４のような楕円上のみにあると考えられる。しかし実験的には、適切なｄｉ／ｄｔの計測ができない場合（ｄｔが極端に短い場合）などに、モデルに当てはまらないデータが生じる。そのようなデータは楕円の内側に現れるので、高周波電流は図４のような分布となる。

数式（８）で求めたγ軸及びδ軸高周波成分は、楕円を構成する複数の点のうちの１点を示す。点ｅは数式（８）に従って求めたγ軸及びδ軸高周波成分の一例を示す。指標Ｒは、点ｅからθ_ｓｅｔ方向の直線ｆに下ろした垂線ｇと直線ｆとの交点ｈから、ｄｑ軸原点までの距離に対応する。図４では所定の方向θ_ｓｅｔは４５°の方向に設定している。ただし、４５°から１８０°反対方向の２２５°方向でも同様の指標を求めることが可能である。

図５はｄ軸とγ軸の間に推定誤差Δθが生じているときの指標Ｒを示している。図５では、推定誤差Δθはｄ軸に対してマイナス方向に発生し、指標Ｒは図４のように推定誤差Δθが０°のときと比べ、大きな値となっている。

以上のように演算した指標Ｒと推定誤差Δθとの対応関係は図６に示すような関係となる。図６はγ軸とｄ軸が一致した状態（Δθ＝０°）付近で、γ軸とｄ軸の推定誤差Δθを変えて指標Ｒを演算した結果を示す。このように、推定誤差Δθのゼロ点近傍において、指標Ｒと推定誤差Δθは比例関係となる。図６の場合、推定誤差Δθが０°のときに指標Ｒは４０となっている。

数式（９）に示す指標の演算は複数回行い、その中で最も大きな値となった指標を指標Ｒとして決定する。このようにして決定された指標Ｒは、図４の楕円における最も外側に分布する高周波電流成分の指標と推定できる。このとき、図４の高周波成分を示す点ｅからθ_ｓｅｔ方向の直線ｆに下ろした垂線ｇは楕円の接線となり、正確な指標Ｒが得られる。

数式（２）〜（６）のような演算を行う周期で、この指標Ｒが１つ決定される。つまり、数式（２）〜（６）のような演算を行う周期の１周期中に、図３の時刻ｔｍ、ｔｎを変えて指標が複数回演算され、そのうち最も大きな値が指標Ｒと決定される。

次に、上記のように演算した指標Ｒを用いて回転位相角推定を行う。図７は回転位相角推定手段１０のブロック図である。図７に示すように、指標Ｒを入力とした比例積分制御により推定回転速度ω＾を調整し、これを積分して推定位相角θ_ｓｅｔとする処理を行う。減算器１４は指標Ｒからオフセット値を減算し、差分ΔＲを出力する。このオフセット値は、推定誤差Δθが０°のときの指標Ｒである。本実施例の場合、オフセット値は図６のように例えば４０である。比例積分処理手段１５は差分ΔＲを入力として、次式のような比例積分演算を行い、推定回転速度ω＾を出力する。

ここで、
Ｋ_ｐ：比例ゲイン、
Ｋ_ｉ：積分ゲイン、
ｓ：ラプラス演算子
積分処理手段１６は推定回転速度ω＾を積分して推定位相角θ_ｓｅｔを出力する。

上記比例積分処理において、図６のように指標Ｒと推定誤差Δθは逆比例の関係にあるため、遅れ方向に推定誤差が入っている場合は推定回転速度ω＾は加速方向に調整され、進み方向の場合は減速方向に調整される。つまり、指標Ｒがマイナスの推定誤差Δθを示す場合、推定回転速度ω＾は増加され、指標Ｒがプラスの推定誤差Δθを示す場合、推定回転速度ω＾は減少される。図７の推定ブロックにより、定常的な推定誤差ゼロ、すなわち実位相角と推定位相角を一致させることができる。

上述したように、本実施例によるセンサレス制御装置では、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定して、小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化はもちろんのこと、回転位相角推定処理の演算時間短縮を図ることが可能となる。

（第２実施例）
次に、本発明によるセンサレス制御装置の第２実施例を説明する。

第２実施例によるセンサレス制御装置における指標演算手段では、指標を演算する際の電流高周波成分を投影する方向θ_ｓｅｔを指標の回転位相角推定誤差Δθに対する感度が最大となる方向に選ぶこと、また同期機から出力させるトルクに応じてθ_ｓｅｔを変化させることを特徴としている。

図８〜図１０は、本願発明者が開発用設備として使用している永久磁石同期機のパラメータを用いて演算した指標Ｒを示している。これらの図は回転位相角推定誤差Δθに対する指標Ｒを示しており、各図はいずれも１００％のトルク（最大定格トルク）を出力している状態を示している。図８はθ_ｓｅｔを０°とした時、図９はθ_ｓｅｔを３０°とした時、図１０はθ_ｓｅｔを６０°とした時の特性を示している。これらの図のうち、θ_ｓｅｔを６０°とした場合に指標Ｒの感度が最も高くなることがわかる。このように指標Ｒの感度が最も高くなるようにθ_ｓｅｔを設定すると、指標Ｒのノイズや量子化誤差に対するＳ／Ｎ比が改善し、図７おける比例積分ゲインを大きな値に設定できるようになり、推定演算の収束性能を向上することができる。

また上記で述べた、指標Ｒの感度が最も高くなるθ_ｓｅｔはトルクに応じて変化する。これは、出力したいトルクに応じて電流の大きさを変えるため、電流の大きさによってインダクタンスの飽和が発生し、それによって指標Ｒの演算元である高周波電流の分布が変化するために起こる。そこで、予めトルクに応じて最大の感度が得られるθ_ｓｅｔを計測しておき、トルク指令に応じてθ_ｓｅｔを変化させることによって、常にその出力トルクの状態で最大の感度を得ることが可能となる。これによって、前述と同様に指標Ｒのノイズや量子化誤差に対するＳ／Ｎ比が向上するので、推定演算の収束性能を向上することができ、トルクの出力状況によって感度の低下を招くこともない。

上述したように、本実施例によるセンサレス制御装置では、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定して、小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化はもちろんのこと、回転位相角推定処理の演算時間短縮を図ることが可能となる上、推定の収束性能を向上することも可能となる。

（第３実施例）
次に、本発明によるセンサレス制御装置の第３実施例を説明する。

第３実施例によるセンサレス制御装置では、高周波電圧指令を重畳する高周波電圧指令重畳手段を備えたことを特徴としており、また高周波電圧指令を、指標Ｒの感度が最も高くなるように重畳することを特徴とする。

図１１はインバータによって出力された電圧ベクトルＶinvの回転座標軸γから見た角度θｖと、その電圧ベクトルＶinvによって発生する高周波電流成分から計算した指標Ｒとの関係を、回転位相角推定誤差Δθを１０°単位で変えて示す図であり、図１２はそのベクトル図である。この回転位相角推定誤差Δθに対する指標Ｒの特性が、図１０のようになるため、指標Ｒから推定誤差Δθを求めることができる。

図１１から分かるように、指標Ｒはθｖ＝６０°〜７０°付近で最大の感度となっている。すなわち、そのような角度に電圧ベクトルが出力されるようにすれば、指標Ｒの感度を高めることができる。しかし、通常の運転では、数式（１）に示すような電動機の電圧方程式に基づいた方向に電圧が出力されることから、このような所望の角度の電圧ベクトルが出力されるとは限らない。そこで、図２における電圧指令Ｖγ^ｒｅｆ、Ｖδ^ｒｅｆに、高周波電圧指令を重畳することにより、所望の電圧ベクトルを出力することができる。この高周波電圧指令は、同期機４の通常のトルク制御に影響を与えないよう十分高い周波数に設定する必要がある。高周波電圧指令の周波数は、例えば同期機回転数の数倍〜十数倍程度である。

図１３は、電圧指令に高周波電圧指令を重畳する構成を示すブロック図である。加算器１７は電圧指令Ｖγ^ｒｅｆに高周波電圧指令Ｖγｈｆｓを重畳し、加算器１８は電圧指令Ｖδ^ｒｅｆに高周波電圧指令Ｖγｈｆｓを重畳する。重畳する高周波電圧指令Ｖγｈｆｓ、Ｖδｈｆｓは、インバータから出力される電圧ベクトルに所望角度の電圧ベクトルを含めることができれば、どんな電圧指令でも良い。例えば、数式（１１）のような回転高周波でも良い。このような回転高周波を図１４に示す。

ここで、
Ｖ_ｈｆｓ：高周波電圧指令振幅
ω_ｈｆｓ：高周波電圧指令周波数
また、数式（１２）のような、所望の方向を向いた交番高周波でも良い。このような交番高周波を図１５に示す。

ここで
θ_ｈｆｓ：高周波重畳方向
数式（１２）のように交番高周波電圧を重畳する場合、高周波重畳方向θｈｆｓは、指標Ｒの感度が最大となる角度方向に設定するのが望ましい。このように設定すると、インバータから出力される電圧ベクトルもその方向に近くなり、結果として指標Ｒの感度を高くすることができる。

また、数式（１１）のように回転高周波電圧を重畳する場合は、指標Ｒの感度が低くなる電圧ベクトルも出力されてしまうが、指標Ｒの感度が高くなる電圧ベクトルの時の指標Ｒのみを採用するようにすれば問題ない。しかし、数式（１２）のように直接指標Ｒの感度が高くなる方向に高周波を重畳すれば、常に感度の高くなる電圧ベクトルが出るので、電圧ベクトルによって採用／不採用を選別する必要がなくなるため、演算が簡単になる。

このように、電圧指令に高周波電圧指令を重畳すること、および指標Ｒの感度が高くなる方向に高周波電圧指令を重畳することにより、確実に感度の高い指標Ｒを得ることができるようになり、回転位相角推定の安定性を向上させることが可能となる。

尚、図６に示したような指標Ｒの特性は、車両等の運転時と同じトルク指令を制御装置に与えて測定される。このとき、高周波電流成分は図４の点ｅ付近に発生する。しかし実際の運転状況によっては、高周波電流成分が図４の点ｅ付近以外の場所に発生することがあり、指標Ｒと推定誤差Δθの関係が図６あるいは図１０のような比例関係にはならない場合がある。従ってそのような場合に、例えば数式１２のような交番高周波を用いて、高周波電流成分の発生方向を確定すれば、適切な指標Ｒが得られる。

すなわち、一実施例においては、数式（１２）のような高周波指令を発生して、指標Ｒが図１０のような線形特性であることを確認し、推定誤差Δθ＝０°時の指標Ｒを記憶しておく。そして実際の運転時に回転位相角を推定するときは、指標Ｒの特性を取得したときの高周波指令と同じ高周波指令を、図１３のように電圧指令に重畳させ指標Ｒを演算する。これにより高周波電流成分の発生する位置が例えば図４のように確定し、感度の高い適切な指標Ｒを得ることができる。このようにして得られた指標Ｒと、オフセット値として予め取得したΔθ＝０°時の指標Ｒを、図７の回転位相角推定手段１０の減算器１４に与え推定位相角θestを求める。

以上説明したように、本実施例によるセンサレス制御装置では、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定し、小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化はもちろんのこと、回転位相角推定処理の演算時間短縮を図ることが可能となる上、回転位相角推定の安定性を向上させることも可能となる。

以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。

同期機モデルと座標の定義を示す図。 本発明の第１実施例の構成を示すブロック図。 ゲート信号と対応する同期機電流のタイミングチャート図。 指標Ｒの演算イメージ図。 ｄ軸とγ軸の間に推定誤差Δθが生じているときの指標Ｒを示す図。 指標Ｒと回転位相角推定誤差の特性図。 回転位相角推定手段の構成を示すブロック図。 トルク１００％、θ_ｓｅｔ＝０°での指標Ｒ対推定誤差の特性図。 トルク１００％、θ_ｓｅｔ＝３０°の指標Ｒ対推定誤差の特性図。 トルク１００％、θ_ｓｅｔ＝６０°の指標Ｒ対推定誤差の特性図。 電圧ベクトル角θｖと指標Ｒおよび推定誤差の特性図。 図１１に対応するベクトル線図。 電圧指令に高周波電圧指令を重畳する構成を示すブロック図。 回転高周波信号の一例を示す図。 交番高周波信号の一例を示す図。

符号の説明

１…同期機巻き線および固定子、２…同期機回転子、３…永久磁石、４…インバータ、５…電流検出手段、６…永久磁石同期機、７…ＰＷＭ変調手段、８…電流高周波成分演算手段、９…指標演算手段、１０…回転位相角推定手段、１１…３相／２相座標変換手段、１２…２相／３相座標変換手段、１３…電圧指令演算手段、１５…比例積分演算手段、１６…積分演算手段。

Claims (7)

1. 電気的突極性を有する回転子の回転位相角を推定し、ＰＷＭインバータにより同期電動機を制御するセンサレス制御装置において、
   入力される制御指令をＰＷＭに基づいて変調し、前記インバータの各相スイッチング素子へゲート信号を出力するＰＷＭ変調手段と、
   前記ＰＷＭ変調手段において決定され前記インバータから出力された電圧により、前記同期電動機に流れる電流の高周波成分を前記インバータのスイッチング毎に演算する高周波成分演算手段と、
   前記回転子の回転に同期して回転する回転座標軸上における前記電流の高周波成分から、回転位相角の推定誤差に比例する指標を演算する指標演算手段と、
   前記指標を用いて前記回転位相角の推定演算を行う回転位相角推定手段と、
   を備えたことを特徴とする同期電動機のセンサレス制御装置。
2. 前記指標演算手段は、前記電流の高周波成分を前記回転座標軸上における所定の方向に投影して得られる値を指標とすることを特徴とする請求項１記載のセンサレス制御装置。
3. 前記指標演算手段は、前記推定誤差の変化に対する前記指標の感度が最大となる方向を、前記高周波成分を投影する方向とすることを特徴とする請求項２記載のセンサレス制御装置。
4. 前記指標演算手段は、前記同期電動機のトルク指令値に応じて、前記高周波成分を投影する方向を変化させることを特徴とする請求項２または３記載のセンサレス制御装置。
5. 前記同期機を制御するための電圧指令に、高周波電圧指令を重畳させる高周波電圧指令重畳手段を備え、前記指標演算手段は前記高周波電圧指令に対する応答電流値に基づいて、前記指標を演算することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載のセンサレス制御装置。
6. 前記高周波電圧指令重畳手段は、前記指標演算手段で演算される指標の前記推定誤差の変化に対する感度が最大となるように前記高周波電圧指令を発生し、前記制御するための電圧指令に重畳することを特徴とする請求項５記載のセンサレス制御装置。
7. 電気的突極性を有する回転子の回転位相角を推定し、ＰＷＭインバータにより同期電動機を制御するセンサレス制御装置における回転位相角推定方法であって、
   前記回転子の磁束の方向をｄ軸、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、前記回転子の回転に同期して回転するｄｑ軸座標系における高周波電流の分布を求める工程と、
   前記同期電動機のＵ相巻線方向の軸を基準としてｄ軸方向までの角度を回転位相角、前記回転位相角の推定角度を推定位相角とし、推定位相角方向の軸をγ軸、γ軸に直交する軸をδ軸、γ軸とｄ軸のなす角を推定誤差とし、
   前記推定誤差に比例する指標を前記高周波電流の分布に基づいて予め調べ、前記推定誤差が０°における第１の指標を取得する工程と、
   前記同期電動機に流れる電流のγδ軸回転座標系における高周波成分を前記インバータのスイッチング毎に演算する工程と、
   前記電流の高周波成分から、前記推定誤差に比例する第２の指標を演算する工程と、
   前記第１及び第２の指標を用いて、前記回転位相角の推定演算を行う工程と、
   を具備することを特徴とする回転位相角推定方法。

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