JP5493536B2

JP5493536B2 - 電動機の制御装置

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Publication number: JP5493536B2
Application number: JP2009173033A
Authority: JP
Inventors: 満博正治; 卓明苅込
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2009-07-24
Filing date: 2009-07-24
Publication date: 2014-05-14
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Also published as: JP2011030349A

Description

本発明は、電動機に電力を供給して駆動する電動機の制御装置に関する。

従来より、電動機の制御装置としては、電動機に回転子の位置及び回転数を検出するために、例えばエンコーダやレゾルバといった位置センサを備えているものが知られている。そして、この電動機の制御装置は、位置センサによって検出した回転子の位置及び回転数に基づいて、電動機を制御する。

しかしながら、このような電動機の制御装置は、位置センサの取り付けに伴うコストアップや、取り付けスペース及び配線スペースの確保のために小型化が難しいという問題があった。

これに対し、下記の特許文献１の電動機の制御装置は、埋め込み磁石型同期電動機の突極性として、ｄ軸（励磁方向成分）インダクタンス＜ｑ軸（トルク方向成分）インダクタンスという性質を利用する。この性質により、電動機の駆動周波数とは異なる周波数の、真円の軌跡を描く高周波電圧ベクトルを電動機に印加すると、電動機に流れる電流の高周波成分のベクトルは、ｄ軸方向(磁極位置)に膨らんだ楕円状の軌跡を描く。電動機の制御装置は、高周波電流ベクトル軌跡を楕円近似して楕円の長軸方向を検出し、楕円の長軸方向が磁極位置であるとして回転子の磁極位置及び回転数を推定し、これら推定値に基づき電動機を制御している。

特開２００３−２１９６８２号公報

上述した技術は、回転子と固定子間のインダクタンス分布が回転子構造によって決まり、ｄ軸方向の高周波電流が最大値をとり、ｑ軸方向の高周波電流が最小値をとることを前提としている。

しかし、固定子の構造に起因するインダクタンスの分布がｄ軸、ｑ軸で一様でなく、当該インダクタンス分布に基づく高周波電流の誤差が無視できない大きさとなる場合がある。例えば、モータロック状態で高トルクを出力しようとするシーンでは、インバータの温度保護のために一時的にキャリア周波数を下げる場合があり、高周波電流を楕円近似するのに十分なサンプリング数を確保するために高周波電圧の周波数も下げなければならない。

そして、上記誤差は、高周波電圧の周波数によって変動することになるため、高周波電圧の周波数を切り替える場合には、楕円の長軸方向が磁極位置として回転子の磁極位置を精度良く推定できないという問題がある。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、回転子の状態を精度良く推定することができる電動機の制御装置を提供することにある。

本発明では、電動機を所望の状態に制御するための電圧指令値として、該電動機の励磁方向成分の電圧指令値、及びトルク方向成分の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、キャリア周波数に基づいて、前記電動機の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を生成し、生成した高周波電圧を、前記電圧指令値演算手段により演算された電圧指令値に重畳する高周波電圧発生手段と、インバータ回路を有し、前記高周波電圧発生手段により高周波電圧が重畳された電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路に設けられる各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記インバータ回路により直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機を駆動する駆動手段と、前記駆動手段から前記電動機に供給されている電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出された電流に含まれる高周波電流のベクトル軌跡に基づき、電動機回転子の磁極位置を推定する回転子状態推定手段と、前記回転子状態推定手段により推定された回転子の状態に基づいて、前記駆動手段を制御して前記電動機を駆動させる制御手段とを備え、前記高周波電圧発生手段は、前記キャリア周波数の切り替えに伴って、前記高周波電圧の周波数を切り替える際に、前記キャリア周波数毎に高周波電圧ベクトル軌跡が高周波電圧周波数毎に異なる形状となる高周波電圧を生成し、前記高周波電圧を前記電圧指令値に重畳する。

本発明では、キャリア周波数の切り替えに伴って高周波電圧の周波数を切り替えた場合でも、高周波電圧ベクトル軌跡の大きさを周波数に応じて切り替えることができるので、高周波電流から検出する磁極位置の誤差を、周波数によらず一定に維持することができ、回転子の位置・回転数を精度よく推定できる。

本発明の第１実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の、磁極位置・回転数検出部の詳細な構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の、通常時の高周波電圧ベクトル軌跡を示す説明図である。本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の、高周波電流ベクトル軌跡を示す説明図である。本発明の第１実施形態に係る電動機の制御装置の、高周波電圧発生部の詳細な構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の、電動機がロックしたときの高周波電圧と高周波電流との関係を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の、高周波電圧の周波数を低下させた場合の高周波電圧ベクトル軌跡を示す説明図である。本発明の第１実施形態に係る電動機の制御装置で実行されるキャリア周期切り替え時の高周波電圧切り替え処理を示すフローチャートである。本発明の第２実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。本発明の第２実施形態に係る電動機の制御装置の、高周波電圧発生部の詳細な構成を示すブロック図である。本発明の第３実施形態に係る電動機の制御装置の、高周波電圧発生部の詳細な構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

［第１実施形態］
〈電動機の制御装置の構成〉
本発明の第１実施形態として示す電動機の制御装置５０は、例えば図１に示すように構成される。図１に示す電動機の制御装置５０は、例えば車両を駆動する電動機９の動作を制御するものである。本実施形態に係る電動機の制御装置５０は、指令値生成部１と、電流制御部２と、高周波電圧発生部３と、座標変換部４と、ＰＷＭ変換部５と、直流電源６と、インバータ回路７と、電流センサ８ｕ、８ｖと、座標変換部１０、及び磁極位置・回転数推定部１１を備えている。

指令値生成部１及び電流制御部２は、電動機９を所望の状態に制御するための電圧指令値として、該電動機９の励磁方向成分（γ軸）の電圧指令値及びトルク方向成分（δ軸）の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段としての機能を有する。

指令値生成部１は、トルク指令値Ｔ*、磁極位置・回転数推定部１１より出力される電動機９の回転数推定値ω＾、及び直流電源６の直流電圧Ｖdcの各数値と、電流制御モードにおけるｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd_dcpl*，ｖq_dcpl*と、の対応関係を示すテーブルを予めメモリ等に備えている。

そして、該指令値生成部１は、トルク指令値Ｔ*、回転数推定値ω＾、及び直流電圧Ｖdcが入力された場合には、上記のテーブルを参照して、各数値に対応するｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd_dcpl*、ｖq_dcpl*を検索し、検索したｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd_dcpl*、ｖq_dcpl*を出力する。このように、指令値生成部１は、オープンループ方式によりｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd_dcpl*、ｖq_dcpl*を制御する。

電流制御部２は、指令値生成部１より出力されたｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖd_dcpl*、ｖq_dcpl*と、座標変換部１０より出力されるγδ軸電流検出値ｉγ、ｉδとを用いて、電流偏差比例積分（ＰＩ）増幅と非干渉制御からなる一般的な電流ベクトル制御演算を行う。これにより、電流制御部２は、γδ軸電圧指令値ｖγ*’、ｖδ*’を生成して、加算器３１、３２に出力する。

制御装置５０は、電動機９に供給する電流を電動機９の２次磁束に直交するｑ軸電流成分と、２次磁束に対し平行なｄ軸電流成分とに分離して電流制御を行う電流ベクトル制御を行う。

上述の“非干渉制御”とは、この電流ベクトル制御において、電流、ｑ軸、ｄ軸のインダクタンス、及び電動機９の機械回転数の作用によって、ｄ軸電流成分、及びｑ軸電流成分がそれぞれｑ軸電圧、及びｄ軸電圧として他方の電流成分に干渉することによる影響を打ち消す制御を意味する。具体的には、干渉電圧指令値を用いて電圧指令値を補正する制御を意味する。

また、γδ軸とは、磁極位置・回転数推定部１１により推定された回転子の磁極位置推定値θ＾により得た推定ｄｑ軸を意味している。上述の電流偏差とは、ｄ軸電流指令値ｉd*と、γ軸電流検出値ｉγとの偏差、ｑ軸電流指令値ｉq*とδ軸電流検出値ｉδとの偏差である。

図１に示す高周波電圧発生部３は、指令値生成部１、及び電流制御部２により演算されたγδ軸電圧指令値ｖγ*’、ｖδ*’に対して、電動機９の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳する高周波電圧発生手段として機能する。

高周波電圧発生部３は、電動機９の駆動周波数とは異なる高周波電圧ｖdh*、ｖqh*を生成し（詳細については後述する）、この高周波電圧ｖdh*、ｖqh*を加算器３１、３２に出力する。これらの加算器３１、３２にて、高周波電圧ｖdh*、ｖqh*が、電流制御部２により生成されたγδ軸電圧指令値ｖγ*'、ｖδ*'に重畳される。その結果、γδ軸電圧指令値ｖγ*、ｖδ*が得られ、座標変換部４には、高周波電圧ｖdh*、ｖqh*を含むγδ軸電圧指令値ｖγ*、ｖδ*が供給されることになる。

また、制御装置５０は、高周波電圧発生部３により高周波電圧ｖdh*、ｖqh*が重畳された電圧指令値（ｖγ*、ｖδ*）に基づいて、インバータ回路７のスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、該インバータ回路７により直流電圧を交流電圧に変換して電動機９を駆動する駆動手段として機能する。この構成は、座標変換部４、ＰＷＭ変換部５、インバータ回路７に相当する。

座標変換部４は、γδ軸の電圧を、ＵＶＷ相の電圧に変換する。座標変換部４は、以下の（１）式に基づいて、入力されたγδ軸電圧指令値ｖγ*、ｖδ*と、磁極位置・回転数推定部１１により推定された電動機９の回転子の磁極位置推定値θ＾から、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の三相の電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を算出して出力する。

ＰＷＭ変換部５は、座標変換部４より出力されたＵ相、Ｖ相、及びＷ相の三相の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に対応するインバータ回路７の駆動信号Ｄuu*、Ｄul*、Ｄvu*、Ｄvl*、Ｄwu*、Ｄwl*を生成して出力する。なお、駆動信号Ｄuu*、Ｄul*は、それぞれＵ相に対応する上段、及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。駆動信号Ｄvu*、Ｄvl*は、それぞれＶ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。駆動信号Ｄwu*、Ｄwl*はそれぞれＷ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。

インバータ回路７は、上段及び下段のスイッチング素子を備え、ＰＷＭ変換部５から出力された駆動信号Ｄuu*、Ｄul*、Ｄvu*、Ｄvl*、Ｄwu*、Ｄwl*に基づき、対応するスイッチング素子をオン・オフ制御する。これによりインバータ回路７は、直流電源６の直流電圧Ｖdcを三相の交流電圧ｖu、ｖv、ｖwに変換して電動機９に出力する。

電流センサ８ｕ、８ｖは、インバータ回路７から電動機９に供給されている励磁方向成分電流、及びトルク方向成分電流を検出する電流検出手段として機能する。具体的には、電流センサ８ｕ、８ｖは、Ｕ相とＶ相の電流値ｉu、ｉvを検出して座標変換部１０に出力する。本実施形態のように、電流センサを二相にだけに取り付ける場合、電流センサ８ｕ、８ｖにより検出しない残り１相（本実施形態ではＷ相）の電流値は、座標変換部１０により、以下の（２）式を用いて算出することができる。

座標変換部１０は、ＵＶＷ相からγδ軸に電流を変換する。座標変換部１０は、以下の（３）式に基づいて、電流センサ８ｕ、８ｖにより検出されたＵ相とＶ相の電流値ｉu、ｉvと、上記（２）式で求められるＷ相の電流値ｉw、及び磁極位置・回転数推定部１１により推定された電動機９の回転子の磁極位置推定値θ＾に基づいて、γδ軸電流検出値ｉγ、ｉδを算出する。

磁極位置・回転数推定部１１は、電流センサ８ｕ、８ｖ及び座標変換部１０により検出された電流に基づいて、電動機９における回転子の状態を推定する回転子状態推定手段として機能する。磁極位置・回転数推定部１１は、座標変換部１０から出力されたγδ軸電流検出値ｉγ、ｉδを入力し、これらのγδ軸電流検出値ｉγ、ｉδに基づいて、電動機９の回転子の磁極位置推定値θ＾、回転数推定値ω＾を演算し、出力する。

そして、磁極位置推定値θ＾及び回転数推定値ω＾は、指令値生成部１及び座標変換部１０によって電動機９の制御に用いられる（制御手段）。

〈磁極位置・回転数推定部１１の詳細構成〉
図２は磁極位置・回転数推定部１１の詳細な構成を示すブロック図であり、以下、図２を参照して磁極位置・回転数推定部１１について説明する。図２に示すように、磁極位置・回転数推定部１１は、座標変換部１０よりのγδ軸電流検出値ｉγ、ｉδが供給されるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２と、ディジタルフーリエ変換処理部（ＤＦＴ）１３と、楕円解析部１４と、ＰＩ増幅器１５、及び積分器１６を備えている。

バンドパスフィルタ１２は、座標変換部１０より出力されたγδ軸電流検出値ｉγ、ｉδに含まれ、高周波電圧ｖdh*、ｖqh*と同一周波数成分のγδ軸高周波電流ｉγh、ｉδhを抽出して出力する。

ディジタルフーリエ変換処理部１３は、バンドパスフィルタ１２にて抽出されたγδ軸高周波電流ｉγh、ｉδhを、高周波電圧ｖdh*、ｖqh*と同一となる周波数成分の実数軸成分、及び虚数軸成分ｉγh_Re、ｉγh_Im、ｉδh_Re、ｉδh_Imに分解して出力する。

楕円解析部１４は、ディジタルフーリエ変換処理部１３より出力された上記の実数軸成分及び虚数軸成分ｉγh_Re、ｉγh_Im、ｉδh_Re、ｉδh_Imに基づいて、γδ軸高周波電流ｉγh、ｉδhがγδ軸上で描く軌跡、即ち、γδ軸電流検出値ｉγ、ｉδを楕円（高周波電流ベクトル軌跡の楕円）に近似する。そして、楕円解析部１４は、γ軸に対する高周波電流ベクトル軌跡の楕円長軸向き（偏差）θζと、高周波電流ベクトル軌跡の楕円長軸長さと楕円短軸長さとの積ＡＢ（以下、「楕円大きさＡＢ」と呼ぶ。）から求められる高周波電流ベクトル軌跡の楕円大きさを、下記の（４）式に基づいて算出し、出力する。

ＰＩ増幅器１５は、γ軸に対する高周波電流ベクトル軌跡の楕円長軸向きθζをＰＩ増幅することにより、回転数推定値ω＾を求め、これを図１に示す指令値生成部１に出力する。

積分器１６は、ＰＩ増幅器１５より出力された回転数推定値ω＾を積分することにより、回転子の磁極位置推定値θ＾を求め、これを図１に示す座標変換部４，１０にそれぞれ出力する。

〈高周波電圧発生部３の動作説明〉
次に、本実施形態の特徴部分である高周波電圧発生部３について詳細に説明する。図１に示した高周波電圧発生部３では、通常駆動時は図３のように真円のベクトル軌跡を描く高周波電圧ｖdh*、ｖqh*を発生させる。このときの周波数は、電動機９の駆動周波数より充分大くし、例えばベクトルの大きさは８５Ｖ、周波数を６２５Ｈｚとすると、制御周期が１００μsの場合は、高周波１周期あたり電流サンプリングは１６回できるので、高周波電流ベクトル軌跡の楕円近似には充分なサンプリング数が得られる。

つまり、高周波電圧発生部３は、高周波電圧ｖdh*、ｖqh*のｄ軸成分とｑ軸成分のそれぞれの振幅と位相が高周波電圧周波数毎に異なる値となる高周波電圧を生成し、電圧指令値に重畳する。このため、従来より用いられている高周波電圧発生装置の簡単な改造で実現することが可能である。

高周波電圧と高周波電流の関係を表す電圧方程式は、次の（５）式となる。

但し、Ｌd、Ｌqはモータインダクタンスである。

周波数が十分に大きい場合には、（５）式の右辺は第二項が支配的であり、図３のような高周波電圧を印加した場合、高周波電流のベクトル軌跡は図４に示すように、長軸方向がほぼｄ軸に一致する楕円軌跡を描くことになる。また、（５）式の右辺の第一項と第三項は、長軸方向とｄ軸間の誤差成分として作用する。

高周波電圧の周波数が異なると、（５）式の右辺第二項と、その他の項の関係性が変化するので、高周波電流の振幅、位相が変化し、長軸方向とｄ軸方向の誤差も異なる。

図５は、図１に示した高周波電圧発生部３の詳細な構成を示すブロック図である。図５に示すように、高周波電圧発生部３は、高周波電圧マップ参照部１７と、高周波電圧位相補正量選択部１８と、係数乗算部１９、及び加算器４１、４２を有している。

高周波電圧マップ参照部１７は、ｄ軸についてのＶdhマップ１７１と、ｑ軸についてのＶqhマップ１７２を備えている。これらのマップデータ（Ｖdhマップ１７１、Ｖqhマップ１７２）は、ｄｑ軸高周波電圧を１周期分マップ化したものであり、高周波電圧位相補正量選択部１８で選択された補正量で補正された高周波電圧位相θｈにてマップ参照を行う。

高周波電圧位相補正量選択部１８は、キャリア周波数指令に応じて切り替えられる選択スイッチ１８１、１８２を備えている。各選択スイッチ１８１、１８２は、キャリア周波数指令が５ＫＨｚである場合にはａ側に接続され、１．２５ＫＨｚである場合にはｂ側に接続されるように切り替えられる。また、選択スイッチ１８１、１８２の出力端はそれぞれ加算器４１、４２に接続されている。

そして、キャリア周波数として５ＫＨｚが選択されている場合には、高周波電圧位相補正量は、ｄ軸、ｑ軸共に０が選択され、このときマップ参照部１７の出力は、図３に示すように、ベクトル軌跡が真円を描く高周波電圧となる。なお、高周波電圧マップはｄｑ軸間の位相差が９０°となるように構成している。

また、高周波電圧位相θｈは、制御周期ごとに一定値増分するようにしているので、キャリア周期が５ＫＨｚから１．２５ＫＨｚに切り替えられると、制御周期も１００μsから４００μsに切り替えられ、キャリア周波数の切替と同時に、高周波電圧の周波数も０．２５倍となる。即ち、６２５Ｈｚから１５６．２５Ｈｚに切り替えられる。キャリア周波数が１．２５ＫＨｚに切り替えられると、高周波電圧位相補正量選択部１８ではｄ軸高周波電圧位相補正量Δθhdとｑ軸高周波電圧位相補正量Δθhqが選択される。

係数乗算部１９は、ｄ軸の高周波電圧振幅ゲインＫｄが設定された係数器１９３と、ｑ軸の高周波電圧振幅ゲインＫｑが設定された係数器１９４、及び２つの選択スイッチ１９１、１９２が設けられている。そして、キャリア周波数指令が５ＫＨｚである場合には、選択スイッチ１９１、１９２は共にａ側に接続されるので、Ｖdhマップ１７１の出力信号、及びＶqhマップ１７２の出力信号がそのままＶdh*、Ｖqh*として出力される。キャリア周波数指令が１．２５ＫＨｚに切り替えられると、選択スイッチ１９１、１９２は共にｂ側に接続されるので、Ｖdhマップ１７１より出力されるｄ軸高周波電圧の振幅にゲインＫｄを乗じた値がＶdh*として出力され、Ｖqhマップ１７２より出力されるｑ軸高周波電圧の振幅にゲインＫｑを乗じた値がＶqh*として出力される。

従って、高周波電圧発生部３は、高周波電圧ベクトル軌跡が高周波電圧周波数毎に異なる形状の高周波電圧Ｖdh*、Ｖqh*を生成し、この高周波電圧Ｖdh*、Ｖqh*を電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*に重畳する。

次に、Δθhd、Δθhq、Ｋｄ、Ｋｑの決定方法について説明する。キャリア周波数を低下させる目的は、モータロック時に電流が特定の相に集中し、インバータ回路７のパワー素子が熱破壊することを防止することである。従って、キャリア周期を低下させるシーンではモータ回転数はほぼ０であり、上述した（５）式は、次の（６）式に置き換えることができる。

このときの高周波電圧と高周波電流の関係は、図６に示すように、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）の入力と出力の関係になる。

高周波電圧の周波数が切り替わっても高周波電流の振幅、位相が変わらない条件を、ＬＰＦの周波数特性（ゲイン、位相遅れ）から、周波数切り替え後の高周波電圧の位相補正値、振幅ゲインを逆算して決めればよく、次の（７）〜（１０）式のようにして、Δθhd、Δθhq、Ｋｄ、Ｋｑを決めることができる。

実際にはモデル化誤差やさまざまな非線形性のために真のパラメータを求めることは難しいので、上述した（７）〜（１０）式で算出した値に基づいて、実験的に調整した値を用いてもよい。こうして、キャリア周波数を１．２５ＫＨｚに低下させ、電圧周波数が１５６．２５Ｈｚになった場合の高周波電圧ベクトル軌跡は図７に示す如くとなり、電圧周波数が６２５Ｈｚである場合と対比して振幅が小さく、形状も楕円状になる。

つまり、電流センサ８ｕ、８ｖにより検出される電流に含まれる高周波電流の振幅及び位相が、高周波電圧の周波数に関わらず一致するように、高周波電圧の振幅と位相、または前記高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状が決定される。このため、磁極位置検出のために、電動機９の出力電流に対するＢＰＦ（バンドバスフィルタ）やＤＦＴの、高周波電圧周波数切り替え時の処理が簡素化でき、少ない演算負荷で実現できる。

次に、本実施形態に係る制御装置の動作を、図８（ａ）、（ｂ）に示すフローチャートを参照して説明する。図８（ａ）は、キャリア周波数を５ＫＨｚから１．２５ＫＨｚに切り替えるときの、高周波電圧発生部３の動作を示すフローチャートである。

はじめに、ステップＳ１１において、高周波電圧発生部３は、高周波電圧位相補正量Δθhd、Δθhqを選択する。即ち、図５に示した選択スイッチ１８１、１８２の双方をｂ側に接続することにより、加算器４１にΔθhdを出力し、加算器４２にΔθhqを出力する。

次いで、ステップＳ１２において、高周波電圧発生部３は、高周波電圧位相θｈに補正量Δθhdを加算して得られる値（θｈ＋Δθhd）をＶdhマップ１７１に出力し、マップを参照してｄ軸高周波電圧を決定する。

同様に、ステップＳ１３において、高周波電圧発生部３は、高周波電圧位相θｈに補正量Δθhqを加算して得られる値（θｈ＋Δθhq）をＶqhマップ１７２に出力し、マップを参照してｑ軸高周波電圧を決定する。

ステップＳ１４において、高周波電圧発生部３は、選択スイッチ１９１、１９２をｂ側に接続して、高周波電圧振幅ゲインＫｄ、Ｋｑを選択する。

ステップＳ１５において、高周波電圧発生部３は、ｄ軸高周波電圧マップ参照値（Ｖdhマップ１７１の出力）をＫｄ倍した値をｄ軸の高周波電圧Ｖdh*として出力する。

同様に、ステップＳ１６において、高周波電圧発生部３は、ｑ軸高周波電圧マップ参照値（Ｖqhマップ１７２の出力）をＫｑ倍した値をｑ軸の高周波電圧Ｖqh*として出力する。

こうして出力される高周波電圧Ｖdh*、及びＶqh*が、図１に示す加算器３１、３１に供給され、電流制御部２より出力されるγδ軸電圧指令値Ｖγ*’、Ｖδ*’に加算されることになる。

次に、図８（ｂ）に示すフローチャートを参照して、キャリア周波数を１．２５ＫＨｚから５ＫＨｚに切り替えるときの、高周波電圧発生部３の動作について説明する。

はじめに、ステップＳ３１において、高周波電圧発生部３は、高周波電圧位相補正量として０を選択する。即ち、図５に示した選択スイッチ１８１、１８２の双方をａ側に接続することにより、加算器４１及び４２に０を出力する。

次いで、ステップＳ３２において、高周波電圧発生部３は、高周波電圧位相θｈを加算器４１で加算演算を行うことなくＶdhマップ１７１に出力し、マップを参照してｄ軸高周波電圧を決定する。

同様に、ステップＳ３３において、高周波電圧発生部３は、高周波電圧位相θｈを加算器４２で加算演算を行うことなくＶqhマップ１７２に出力し、マップを参照してｑ軸高周波電圧を決定する。

ステップＳ３４において、高周波電圧発生部３は、ｄ軸高周波電圧マップ参照値（Ｖdhマップ１７１の出力）をｄ軸の高周波電圧Ｖdh*として出力する。

同様に、ステップＳ３５において、高周波電圧発生部３は、ｑ軸高周波電圧マップ参照値（Ｖqhマップ１７２の出力）をｑ軸の高周波電圧Ｖqh*として出力する。

こうして出力される高周波電圧Ｖdh*、Ｖqh*が、図１に示す加算器３１、３２に供給され、電流制御部２より出力されるγδ軸電圧指令値Ｖγ*’、Ｖδ*’に加算されることになる。

このようにして、本発明の第１実施形態に係る電動機の制御装置５０では、キャリア周波数が切り替えられ、この切替に伴って高周波電圧の周波数を切り替えた場合であっても、高周波電圧ベクトル軌跡の大きさをキャリア周波数に応じて切り替えることができるので、高周波電流から検出する磁極位置の誤差を、周波数によらず一定に維持することができ、回転子の位置、回転数の推定精度を向上させることができる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図９は、第２実施形態に係る電動機の制御装置５１の構成を示すブロック図である。第２実施形態では、図１に示した第１実施形態と対比して、高周波電圧発生部３に、トルク指令値Ｔ*、電動機の回転数推定値ω^、及びインバータ回路７に供給される直流電源６の電圧検出値Ｖdcを入力している点で相違する。従って、以下では、この相違点である高周波電圧発生部３について詳細に説明する。

図１０は、第２実施形態に係る高周波電圧発生部３の構成を示すブロック図である。図１０に示すように、第２実施形態に係る高周波電圧発生部３は、高周波電圧の振幅・位相マップ参照部２０を備えている。

振幅・位相マップ参照部２０は、Δθhdマップ２０１、Δθhqマップ２０２、Ｋｄマップ２０３、及びＫｑマップ２０４を備えている。そして、これらの各マップ２０１〜２０４に、前述したＴ*、ω＾、Ｖdc、及びキャリア周波数指令が入力され、入力された各データに基づいて、Δθhdマップ２０１はｄ軸高周波電圧位相補正量Δθhdを加算器４３に出力し、Δθhqマップ２０２はｑ軸高周波電圧位相補正量Δθhqを加算器４４に出力する。また、Ｋｄマップ２０３は高周波電圧振幅ゲインＫｄを乗算器４５に出力し、Ｋｑマップ２０４は高周波電圧振幅ゲインＫｑを乗算器４６に出力する。

振幅・位相マップ参照部２０では、キャリア周波数指令（５ＫＨｚまたは１．２５ＫＨｚ）以外に、トルク指令値Ｔ*、電動機の回転数推定値ω^、及び電圧検出値Ｖdcを入力して、高周波電圧の振幅、位相を算出している。

前述した（５）式から理解されるように、高周波電圧と高周波電流の関係性は回転数ωと電動機９のインダクタンスＬd、Ｌqに依存している。該インダクタンスＬd、Ｌqは、磁気飽和の影響で電流に依存する性質を持っており、トルクによって異なる。また、電圧検出値Ｖdcによって弱め磁束領域の電流条件が変わるため、同様にＬｄ、Ｌqが異なる。

従って、第２実施形態では、高周波電圧の振幅、位相はキャリア周波数、トルク指令値Ｔ*、回転数ω、電圧Ｖdcごとに最適な値を用いるようにしているので、キャリア周期の切り替えに伴って高周波電圧周波数を切り替えても、動作点によらず回転子の位置、及び回転数の推定値の変動を抑制することができる。

換言すれば、高周波電圧（Ｖ*dh、Ｖ*qh）の振幅及び位相、または高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状は、電動機９のトルクまたは回転数等の動作点毎に適した値を用いるようにしたので、電動機９の動作点が変化した場合でも、高周波電圧周波数の切り替え時における回転子の位置、及び回転数を精度良く推定することができる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。第３実施形態に係る電動機の制御装置の構成は、図１に示したブロック図と同様であり、高周波電圧発生部３の内部構成のみが相違する。図１１は、第３実施形態に係る電動機の制御装置における高周波電圧発生部３の構成を示すブロック図である。

図１１に示すように、第３実施形態では、前述した第１実施形態（図５）と対比して、高周波電圧位相補正量算出部２１が設けられている点で相違する。即ち、図５に示した高周波電圧位相補正量選択部１８の代わりに、高周波電圧位相補正量算出部２１が設けられている。

高周波電圧位相補正量算出部２１は、入力が０の２つのＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２、２３の出力を位相補正量として出力するように構成し、キャリア周波数が切り替わったときのみＬＰＦ２２、２３の出力が初期化されるようにしている。

つまり、キャリア周期が切り替わるとＬＰＦ２２の出力は、Δθhd（１．２５ＫＨｚ）またはΔθhd（５ＫＨｚ）で初期化され、その後、時間経過と共に０に漸近し、ＬＰＦ２３の出力もΔθhq（１．２５ＫＨｚ）またはΔθhq（５ＫＨｚ）で初期化され、その後、時間経過と共に０に漸近する。

よって、通常時は高周波電圧位相補正量は０なので、高周波電圧のベクトル軌跡は真円となるが、キャリア周期が切り替わると、ＬＰＦ２２、２３の初期化の値の差に応じてベクトル軌跡は楕円状になり、その後、徐々に真円に戻る(高周波電圧マップはｄｑ軸間の位相差が９０°となるようにしている)。

換言すれば、高周波電圧発生部３は、電動機９の駆動周波数とは異なる周波数で、ベクトル軌跡が真円を描く高周波電圧を生成し、この高周波電圧を前記電圧指令値に重畳し、また、高周波電圧の周波数が切り替えられた場合には、ベクトル軌跡が非真円形状となるように変化させ、時間の経過と共に徐々にベクトル軌跡を真円形状に戻している。

このようにして、第３実施形態に係る電動機の制御装置では、キャリア周波数の切り替えに伴って高周波電圧の周波数を切り替えた場合でも、高周波電圧ベクトル軌跡の形状を一時的に非真円状に変化させるようにしたので、高周波電流から検出する磁極位置の急激な変化を抑制することができ、回転子の位置・回転数推定値が振動的になることを抑制することができる。

キャリア周波数違いによる磁極位置推定値の定常的な誤差は、キャリア周波数ごとに補正値を持っておき、キャリア周波数が切り替わった場合は磁極位置推定値の変化の速さに応じたＬＰＦ等で連続的に推移させれば良い。

以上、本発明の電動機の制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

本発明は、電動機回転子の状態を精度良く推定する上で極めて有用である。

１指令値生成部
２電流制御部
３高周波電圧発生部
４座標変換部
５ＰＷＭ変換部
６直流電源
７インバータ回路
８ｕ，８ｖ電流センサ
９電動機
１０座標変換部
１１磁極位置・回転数推定部
１２バンドパスフィルタ
１３ディジタルフーリエ変換処理部
１４楕円解析部
１５ＰＩ増幅器
１６積分器
１７高周波電圧マップ参照部
１８高周波電圧位相補正量選択部
１９係数乗算部
２０位相マップ参照部
２１高周波電圧位相補正量算出部
３１，３２加算器
４１，４２加算器
５０，５１制御装置

Claims

電動機を所望の状態に制御するための電圧指令値として、該電動機の励磁方向成分の電圧指令値、及びトルク方向成分の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、
キャリア周波数に基づいて、前記電動機の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を生成し、生成した高周波電圧を、前記電圧指令値演算手段により演算された電圧指令値に重畳する高周波電圧発生手段と、
インバータ回路を有し、前記高周波電圧発生手段により高周波電圧が重畳された電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路に設けられる各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記インバータ回路により直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機を駆動する駆動手段と、
前記駆動手段から前記電動機に供給されている電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流に含まれる高周波電流のベクトル軌跡に基づき、電動機回転子の磁極位置を推定する回転子状態推定手段と、
前記回転子状態推定手段により推定された回転子の状態に基づいて、前記駆動手段を制御して前記電動機を駆動させる制御手段とを備え、
前記高周波電圧発生手段は、
前記キャリア周波数の切り替えに伴って、前記高周波電圧の周波数を切り替える際に、前記キャリア周波数毎に高周波電圧ベクトル軌跡が高周波電圧の周波数毎に異なる形状となり、
且つ、前記電流検出手段により検出される電流に含まれる高周波電流の振幅及び位相が、前記高周波電圧の周波数に関わらず一致するように、前記高周波電圧の振幅と位相、または前記高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状を決定して、高周波電圧を生成し、前記高周波電圧を前記電圧指令値に重畳すること
を特徴とする電動機の制御装置。
請求項１に記載の電動機の制御装置において、
前記高周波電圧の振幅及び位相、または高周波電圧ベクトル軌跡の大きさ及び形状は、トルク及び回転数の動作点毎に適した値を用いることを特徴とする電動機の制御装置。
電動機を所望の状態に制御するための電圧指令値として、該電動機の励磁方向成分の電圧指令値、及びトルク方向成分の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、
キャリア周波数に基づいて、前記電動機の駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を生成し、生成した高周波電圧を、前記電圧指令値演算手段により演算された電圧指令値に重畳する高周波電圧発生手段と、
インバータ回路を有し、前記高周波電圧発生手段により高周波電圧が重畳された電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路に設けられる各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記インバータ回路により直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機を駆動する駆動手段と、
前記駆動手段から前記電動機に供給されている電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流に含まれる高周波電流のベクトル軌跡に基づき、電動機回転子の磁極位置を推定する回転子状態推定手段と、
前記回転子状態推定手段により推定された回転子の状態に基づいて、前記駆動手段を制御して前記電動機を駆動させる制御手段とを備え、
前記高周波電圧発生手段は、電動機の駆動周波数とは異なる周波数で、ベクトル軌跡が真円を描く高周波電圧を生成し、この高周波電圧を前記電圧指令値に重畳し、前記高周波電圧の周波数が切り替えられた場合には、前記ベクトル軌跡が非真円形状となるように変化させ、時間の経過と共に徐々に前記ベクトル軌跡を真円形状に戻すことを特徴とする電動機の制御装置。