JP5106295B2 - 同期電動機のロータ位置推定装置 - Google Patents

Description

本発明は、位置センサを用いることなく、ロータ位置を推定する同期電動機のロータ位置推定装置に関する。

ロータに永久磁石を用いた永久磁石同期電動機（PMSM：Permanent Magnet Synchronous Motor）等の同期電動機においては、ロータの位置情報に基づいてステータの通電制御を行うため、通常はレゾルバ等のロータ位置（ロータの磁極位置）を検出する位置センサが用いられている。

しかし、レゾルバ等の位置センサを用いてロータ位置を検出するためには、位置センサに加えてその検出信号の処理回路が必要となり、さらには、位置センサの取り付け及び調整も必要となるため、同期電動機のコストが高くなるという不都合がある。

そこで、ＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）等の突極性を有するロータを備えた同期電動機を対象として、インダクタンスの突極性を利用して停止時及び低速回転時におけるロータ位置を推定する方法が提案されている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。

特許文献１に記載されたロータ位置の推定方法では、いわゆるベクトル制御を用いた同期電動機の制御系において、ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加したときの相電流を検出し、検出した相電流をｄｑ軸の位相角θ₀によりｄ軸側の電流Ｉ_dcとｑ軸側の電流Ｉ_qcに分離する。そして、Ｉ_dcとＩ_qcに基づいてロータ位置の実際値と推定値との位置偏差を算出して、ロータ位置の推定値を求めている。

しかし、特許文献１に記載されたロータ位置の推定方法では、検出した相電流に対して、ＢＰＦ（Band Pass Filter）やフーリエ積分により、検出用交番電圧と同じ周波数成分の電流を検出する必要がある。

また、検出用電圧の周波数は、モータの駆動電圧の出力周波数よりも数倍以上高く、重畳される搬送波の周波数の数分の１でなければならない。そのため、検出用電圧の周波数は、数１００Hzから数kHz程度の範囲に制限される。そして、このような重畳電圧の周波数の制限と、ＢＰＦの特性により、制御系の高応答化に限界がある。

また、非特許文献１に記載されたロータ位置の推定方法においては、同期電動機の制御電圧にパルス電圧を重畳して電流推定偏差を検出し、パルス電圧と電流推定偏差に基づいてロータ位置の実際値と推定値との位置偏差を算出して、ロータ位置の推定値を求めている。

しかし、非特許文献１に記載された位置センサレス制御方式では、パルス電圧の印加がｄ軸に制限されており、また、抵抗による電圧降下成分を無視しているので、ロータ位置の推定精度が低くなるおそれがある。
特開平７−２４５９８１号公報 竹下隆晴、他２名，「全速度領域におけるセンサレス突極型ＰＭ同期電動機制御」，社団法人電気学会，平成１２年，電学論Ｄ，１２０巻２号，ｐ．２４０−２４７

本発明は上記背景を鑑みてなされたものであり、停止時及び低速回転時において、位置センサを用いることなく、比較的簡易な演算処理によってロータ位置を精度良く推定することができる同期電動機のロータ位置推定装置を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、突極性を有するロータを備えた同期電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定装置に関する。

そして、前記電動機のステータコイルに電圧を印加する電圧印加手段と、前記電動機のステータコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電動機のステータコイルの指令電圧とステータコイルに流れる電流との関係を、ロータの磁束とステータコイルのインダクタンスとによるロータの位置情報を集約した拡張誘起電圧の項を用いて表した拡張誘起電圧方程式から、該拡張誘起電圧の項を除いた前記電動機の簡易モデル式に対して、該指令電圧に時間経過に応じて大きさが変化する検出用電圧成分を含む検出用指令電圧を適用して算出したステータコイルの第１の電流値と、前記電動機のロータ位置の推定値と前記検出用指令電圧とに応じた電圧を、前記電動機のステータコイルに印加したときに、前記電流検出手段により検出される第２の電流値との偏差である電流推定偏差を算出する電流推定偏差算出手段と、前記電流推定偏差に基づいて、ロータ位置の実際値と推定値との差である位置推定誤差を算出する位置推定誤差算出手段と、該位置推定誤差算出手段により算出された位置推定誤差を解消するように、前記電動機のロータ位置の推定値を更新するロータ位置推定手段とを備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記電動機の簡易モデル式は、前記電動機の拡張誘起電圧方程式から、ロータの位置情報を集約した拡張誘起電圧を除外したものである。そのため、前記簡易モデル式に前記検出用指令電圧を適用して算出した前記第１の電流値は、前記電動機のロータ位置以外の情報を反映したものとなる。そのため、前記第１の電流値と、前記電動機のロータ位置の推定値と前記検出用指令電圧とに応じた電圧を、前記電動機のステータコイルに印加したときに、前記電流検出手段により検出される前記第２の電流値との偏差である前記電流推定偏差は、ロータ位置以外の情報が除かれてロータ位置の情報を集約したものとなる。

そこで、前記位置推定誤差算出手段は、前記電流推定偏差算出により算出される電流推定偏差に基づいて、前記位置推定誤差を求めることができる。そして、この場合には、詳細は後述するが、前記検出用電圧の印加方向の制約を受けずに、抵抗成分を含んだ前記簡易モデル式を用いて、簡易な演算処理によって前記電流推定偏差から直接的に位置推定誤差を求めることができる。そのため、前記ロータ位置推定手段は、位置推定誤差を解消するようにロータ位置の推定値を更新することによって、ロータ位置を精度良く推定することができる。

また、前記ロータ位置推定手段は、前記位置推定誤差算出手段により求められた位置推定誤差を、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）により減少させて、前記電動機のロータ位置の推定値を更新することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記位置推定誤差をＰＬＬにより減少させることによって、ノイズの影響を緩和してロータ位置を推定することができる。

また、前記電動機を、前記電動機のロータの磁束方向であるｄ軸と、ｄ軸と直交するｑ軸とを有する等価回路に変換し、ｄ軸に対して位相がずれたγ軸及びγ軸と直交するδ軸からなる推定回転座標系のモデルとして扱い、前記電流推定偏差算出手段は、前記電動機の簡易モデル式として以下の式（４）を用い、以下の式（４）の電圧ｖ_γδに前記検出用指令電圧を適用して、前記第１の電流値を算出することを特徴とする。

但し、ｉ_γδ_M[n]＝（ｉ_γ_M[n]，ｉ_δ_M[n]）^T（ｉ_γ_M[n]：ｎ番目の制御周期における推定γ軸電流、ｉ_δ_M[n]：ｎ番目の制御周期における推定δ軸電流）、Ｉ：２行２列の単位行列、Ｒ：抵抗、Ｔs：制御周期、ｖ_γδ[n-1]＝（ｖ_γ[n-1]，ｖ_δ[n-1]）^T（ｖ_γ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期におけるγ軸電圧、ｖ_δ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期におけるδ軸電圧）、ｉ_γδ[n-1]＝（ｉ_γ[n-1]，ｉ_δ[n-1]）^T（ｉ_γ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実γ軸電流、ｉ_δ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実δ軸電流）、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス。

かかる本発明によれば、前記電動機をγδ座標系で扱うときに、前記電動機の簡易モデル式として、前記拡張誘起電圧の項を除外した拡張誘起電圧方程式である上記式（４）を用い、上記式（４）に前記検出用指令電圧を適用することにより、前記第１の電流値を容易に求めることができる。

また、前記位置推定誤差算出手段は、γ軸及びγ軸と直交するδ軸からなる推定回転座標系における以下の式（５）及び式（６）により算出される第１ロータ位置参照値及び第２ロータ位置参照値のうちの、少なくともいずれか一方に基づいて、前記位置推定誤差を算出することを特徴とする。

但し、Ａ：第１ロータ位置参照値、Ｂ：第２ロータ位置参照値、ｉ_γ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実γ軸電流、ｉ_δ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実δ軸電流、ｉ_γ[n]：ｎ番目の制御周期における実γ軸電流、ｉ_δ[n]：ｎ番目の制御周期における実δ軸電流、Δｉ_γ[n]：ｎ番目の制御周期におけるγ軸電流推定偏差、Δｉ_δ[n]：ｎ番目の制御周期におけるδ軸電流推定偏差、Ｔs：制御周期、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、上記式（５），式（６）により、γ軸電流推定偏差Δｉ_γ[n]，δ軸電流推定偏差Δｉ_δ[n]と、γ軸電流ｉ_γ[n]，ｉ_γ[n-1]と、δ軸電流ｉ_δ[n]，ｉ_δ[n-1]とを用いて算出される第１ロータ位置参照値Ａと第２ロータ位置参照値とのうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記位置推定誤差を算出することができる。

本発明の実施の形態について、図１〜図４を参照して説明する。図１は本発明の同期電動機のロータ位置推定装置の構成を含む同期電動機の制御装置１（以下、制御装置１という）の構成図であり、制御装置１はマイクロコンピュータ等により構成された電子ユニットである。

図１を参照して、制御装置１は、ＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)タイプのモータ４０（本発明の突極性を有するロータを備えた同期電動機に相当する）の速度制御を行うものである。制御装置１は、モータ４０のロータ位置を検出する位置センサ（レゾルバ等）を設けずに、ロータ位置を推定してモータ４０の速度制御を行う。

なお、モータ４０の回転速度の情報は、ロータ位置の推定値ではなく、モータ４０により駆動される負荷の位置情報（機械端検出器による検出信号）により得られる情報を用いてもよい。また、位置制御器を追加して位置制御を行う構成、或いは速度制御器を削除したトルク制御を行う構成としてもよい。

制御装置１は、モータ４０をロータ（図示しない）の磁束方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸とを有するｄｑ座標系（実回転座標系）による等価回路に変換し、図２（ａ）に示したように、ｄｑ座標系に対してロータ位置の実際値と推定値との偏差である位置推定誤差Δθ_eを有するγδ座標系（推定回転座標系）により、モータ４０を扱う。

そして、制御装置１は、外部から与えられる角速度の指令値ω_r_cと、後述する処理により算出した角速度の推定値ω_r_eとの偏差を減少させるように、モータ４０に対する通電制御を行う。

また、モータ４０のステータコイルに流れる電流を検出する電流センサ３１，３２（本発明の電流検出手段に相当する）の電流検出信号ｉ_u（Ｕ相のステータコイルに流れる電流の検出信号）及びｉ_v（Ｖ相のステータコイルに流れる電流の検出信号）が、制御装置１に入力される。なお、３相のうち、少なくとも２相分の電流検出を行えばよい。

また、制御装置１からＰＤＵ（Power Drive Unit）３０（本発明の電圧印加手段に相当する）に対して、３相（ｕ，ｖ，ｗ相）の電圧指令値ｖ_u_c，ｖ_v_c，ｖ_w_cが入力される。そして、ＰＤＵ３０は、３相の電圧指令値ｖ_u_c，ｖ_v_c，ｖ_w_cに応じた３相の駆動電圧を生成してモータ４０のステータコイルに印加する。

制御装置１に備えられたマイクロコンピュータに、所定の制御用プログラムを実行させることによって、該マイクロコンピュータは、速度制御部１０、指令電流発生部１１、電流制御部１２、γδ／ｕｖｗ変換部１３、位置推定誤差取得部１４、ロータ位置推定部１５、除算器１６、ｕｖｗ／γδ変換部１７、検出用電圧印加部１８として機能する。

速度制御部１０は、角速度の指令値ω_r_cと推定値ω_r_eとの偏差を減少させるためのトルク指令値Ｔ_r_cを決定する。指令電流発生部１１は、トルク指令値Ｔ_r_cを生じさせるための指令γ軸電流ｉ_γ_cと指令δ軸電流ｉ_δ_cを決定する。

電流制御部１２は、指令γ軸電流ｉ_γ_cと実γ軸電流ｉ_γ（ｕｖｗ／γδ変換部１７により算出される。）の偏差と、指令δ軸電流ｉ_δ_cと実δ軸電流ｉ_δ（ｕｖｗ／γδ変換部１７により算出される）の偏差とを減少させるように、第１の指令γ軸電圧ｖ_γ_c1と第１の指令δ軸電圧ｖ_δ_c1を決定する。

検出用電圧印加部１８は、加算器２０で第１の指令γ軸電圧ｖ_γ_c1に検出用γ軸電圧ｖh_γ（本発明の検出用電圧成分に相当する）を加えて第２の指令γ軸電圧ｖ_γ_c2（本発明の検出用指令電圧に相当する）を生成する。また、検出用電圧印加部１８は、加算器２１で、第１の指令δ軸電圧ｖ_δ_c1に検出用δ軸電圧ｖh_δ（本発明の検出用電圧成分に相当する）を加えて第２の指令δ軸電圧ｖ_δ_c2（本発明の検出用指令電圧に相当する）を生成する。

ここで、検出用γ軸電圧ｖh_γと検出用δ軸電圧ｖh_δは、後述するロータ位置の推定値θ_e_eを求めるためのものであり、例えば所定周波数のパルス電圧に設定される。なお、検出用γ軸電圧ｖh_γ及び検出用δ軸電圧ｖh_δの双方を印加しても良く、いずれか一方のみを印加してもよい。

また、検出用γ軸電圧ｖh_γ及び検出用δ軸電圧ｖh_δは、時間経過と共に電圧が変化するものであればよく、正弦波等のパルス電圧以外の形態であってもよい。また、モータ４０の駆動に影響を与えないようにするためには、検出用γ軸電圧ｖh_γ及び検出用δ軸電圧ｖh_δの出力期間における出力電圧の総和をゼロにする必要がある。

γδ／ｕｖｗ変換部１３は、第２の指令γ軸電圧ｖ_γ_c2と第２の指令δ軸電圧ｖ_δ_c2を、モータ４０のロータ位置（ロータの電気角度）の推定値θ_e_eを用いて、３相（ｕ，ｖ，ｗ相）の電圧指令値ｖ_u_c，ｖ_v_c，ｖ_w_cに変換する。

位置推定誤差取得部１４は、第２の指令γ軸電圧ｖ_γ_c及び第２の指令δ軸電圧ｖ_δ_cと、実γ軸電流ｉ_γ及び実δ軸電流ｉ_δとに基づいて、モータ４０のロータ位置の実際値と推定値との差である位置推定誤差Δθ_eを算出する。

ロータ位置推定部１５は、モータ４０の位置推定誤差Δθ_eを解消するように、ロータ位置の推定値θ_e_e及び角速度（電気角速度）の推定値ω_e_eを更新する。また、除算器１６は、電気角速度の推定値ω_e_eを極対数ｑで除して、モータ４０の機械的な角速度の推定値ω_r_eを算出する。

ｕｖｗ／γδ変換部１７は、電流センサ３１，３２から出力される電流検出信号ｉ_u及びｉ_vを、ロータ位置の推定値θ_e_eに基づいて、実γ軸電流ｉ_γ及び実δ軸電流ｉ_δに変換する。

制御装置１は、位置推定誤差取得部１４とロータ位置推定部１５とを備えて、ロータ位置の推定値θ_e_eと電気角速度の推定値ω_e_eを求めている。そのため、レゾルバ等のロータの位置を検出するセンサを設ける必要がない。

以下、位置推定誤差取得部１４による位置推定誤差Δθ_eの算出手順と、ロータ位置推定部１５によるロータ位置の推定値θ_e_e及び角速度の推定値ω_e_eの算出手順について説明する。

先ず、図２（ｂ）及び図３を参照して、位置推定誤差取得部１４による位置推定誤差Δθ_eの算出手順について説明する。位置推定誤差取得部１４は、モータ４０のｄｑ座標系（実回転座標系）の状態方程式と、γδ座標系（推定回転座標系）の状態方程式とを用いて、位置推定誤差Δθ_eを算出する。

先ず、モータ４０のｄｑ座標系の電圧方程式は、以下の式（７）となる。

但し、ｖ_d：ｄ軸電圧、ｖ_q：ｑ軸電圧、Ｒ：抵抗、ｐ：微分演算子、ω_e：角速度（電気角速度）、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス、ｉ_d：ｄ軸電流、ｉ_q：ｑ軸電流、φ：誘起電圧定数。

ここで、上記式（７）には、ｄ軸とｑ軸の違いによるロータの位置情報が含まれている。そこで、上記式（７）における以下の(a)〜(c)の位置情報を一つにまとめた拡張誘起電圧方程式に書き換えると、以下の式（８）、式（９）の形になる。
(a) 式（７）の右辺第２項： 対角成分のインダクタンスの違い（Ｌ_d，Ｌ_q）。
(b) 式（７）の右辺第３項： 逆対角成分のインダクタンスの違い（−Ｌ_q，Ｌ_d）。
(c) 式（７）の右辺第４項： 誘起電圧。

上記式（８）では、モータの永久磁石の磁束とインダクタンスにおける位置情報が、全て拡張誘起電圧Ｅexに集約されている。

上記式（９）をベクトル形式で表すと以下の式（１０）となる。

但し、ｖ_dq＝（ｖ_d，ｖ_q）^T、ｉ_dq＝（ｉ_d，ｉ_q）^T、ｅｘ_dq＝Ｅex（０，１）^T。

上記式（１０）を状態方程式で表すと、以下の式（１３）となる。

上記式（１３）を離散化すると以下の式（１４）が得られ、離散化した電流方程式は以下の式（１５）になる。

モータの停止時及び低速回転時には角速度ω_e≒０となるので、上記式（１５）でω_e＝０とすると、以下の式（１６）が得られる。

上記式（１６）のｄをγに置き換えると共にｑをδに置き換えると、以下の式（１７）となる。

次に、γδ座標系（推定回転座標系）のモータの電圧方程式は、以下の式（１８）となる。

但し、ｖ_γ：γ軸電圧、ｖ_δ：δ軸電圧、Ｒ：抵抗、ｐ：微分演算子、ω_e：角速度（電気角速度）、Ｌ_γ：γ軸インダクタンス、Ｌ_δ：δ軸インダクタンス、Ｌ_γδ：以下の式（２６）で定められたパラメータ、ｉ_γ：γ軸電流、ｉ_δ：δ軸電流、φ：誘起電圧定数。

上記式（１８）をベクトル形式で表すと、以下の式（２０）〜式（２６）の形になる。

但し、ｖ_γδ＝（ｖ_γ，ｖ_δ）^T、ｉ_γδ＝（ｉ_d，ｉ_q）^T。

ここで、上記式（１０）のｄをγに置き換えると共にｑをδに置き換えた以下の式（２７）を、上記式（２０）に代入すると以下の式（２８）となる。

上記式（２８）で角速度ω_e＝０とすると以下の式（２９）となるため、拡張誘起電圧ｅｘ_γδを以下の式（３０）で算出することができる。

ここで、

ここで、上記式（３０）を整理すると、以下の式（３４）となる。

なお、上記式（３５）のＡは本発明の第１ロータ位置参照値に相当し、上記式（３６）のＢは本発明の第２ロータ位置参照値に相当する。

ここで、上記式（１７）の電流方程式から、拡張誘起電圧ｅｘ_γδの項を外乱として削除した以下の式（３７）を、モータ４０の簡易モデル式とする。

次に、上記式（１７）と上記式（３７）を辺々減じた以下の式（３８）により、電流推定偏差Δｉ_γδを算出することができる。

上記式（３４）を上記式（３８）に代入すると、以下の式（３９）が得られる。

上記式（３９）から、以下の式（４０）により、ＡとＢを求めることができる。

上記式（３５）、式（３６）、及び上記式（４０）より、以下の式（４１）、式（４２）が得られる。

次に、このようにして算出したＡ，Ｂに基づいて、位置推定誤差Δθ_eを求める方法について説明する。

［第１の方法］以下の式（４３）、式（４４）により、位置推定誤差Δθ_eを算出することができる。

［第２の方法］モータの回路定数が変動した場合、位置推定誤差の定常偏差が残る。この定常偏差をなくすためには、以下の方法を用いることができる。但し、位置推定誤差Δθ_eが大きい場合は、Δθ_e≒sinΔθが成立しなくなり、位置推定誤差Δθ_ｅの推定応答時間に影響する。

上記式（４２）から、以下の式（４５）〜式（４７）により位置推定誤差Δθ_eを算出することができる。

そこで、図２（ｂ）を参照して、位置推定誤差取得部１４は、第２の指令電圧ｖ_γδ_c2に応じた電圧をモータ４０に印加したときに、ｕｖｗ／γδ変換部１７（図１参照）により算出されるγ軸及びδ軸の実電流ｉ_γδ（ｉ_γ，ｉ_δ）（本発明の第２の電流値に相当する）と、第２の指令電圧ｖ_γδ_c2を上記式（３７）によるモータ４０の簡易モデル５０に入力して算出したγ軸及びδ軸電流ｉ_γδ_M（ｉ_γ_M，ｉ_δ_M）（本発明の第１の電流値に相当する）との偏差を、電流推定偏差Δｉ_γδとして減算器５１により算出する。なお、このように電流推定偏差Δｉ_γδを算出する構成が、本発明の電流推定偏差算出手段に相当する。

そして、位置推定誤差取得部１４は、位置推定誤差算出部５２により、上記第１の方法を用いるときには、図３に示したように、上記式（４１）、式（４２）のｉ_γ，ｉ_δに実γ軸電流ｉ_γ，実δ軸電流ｉ_δを代入し、電流推定偏差Δｉ_γ，Δｉ_δを代入して、Ａ及びＢを算出する。そして、位置推定誤差算出部５２は、上記式（４４）により位置推定誤差Δθ_eを算出する。なお、このように電流推定偏差Δｉ_γδに基づいて位置推定誤差Δθ_eを算出する構成が、本発明の位置推定誤差算出手段に相当する。

なお、上記第１の方法ではなく、上記第２の方法により位置推定誤差Δθ_eを求めるときには、図４に示したように、位置推定誤差算出部５２は、上記式（４６）により位置推定誤差Δθ_eを算出する。

次に、図５（ａ）及び図５（ｂ）を参照して、ロータ位置推定部１５によるロータ位置の推定値θ_e_eと角速度の推定値ω_e_eの算出処理について説明する。

図４（ａ）は、ロータ位置推定部１５を位相同期部６０を用いて構成した例を示したものである。本実施の形態では、位相同期部６０を、以下の式（４８）による最もシンプルなＰＩ（比例積分）制御器と同じ構成として、推定応答性を決定している。

但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン。

ここでは、位置推定誤差Δθ_eをゼロにすることを目的とするため、ロータ位置θ_eから位置推定誤差Δθ_eへの閉ループ伝達関数を算出すると以下の式（４９）となる。

上記式（４９）においては、ＰＩ制御のゲインＫp，Ｋiにより、位置推定誤差Δθ_eの収束速度（制御系の固有角周波数）ω_nとダンピングファクタ（減衰係数）ζが決定される。また、モータ４０が一定速度（角速度ω_eが一定）で作動しているときには、入力θ_eはランプ入力となるため、ロータ位相差Δθ_eをゼロに収束させるには、位相同期器６０を２型コントローラとする必要がある。

次に、図４（ｂ）は、ロータ位置推定部１５を同一次元オブザーバ７０を用いて構成した例を示したものである。この場合には、例えば、以下の式（５０）による同一次元オブザーバを用いればよい。

但し、Ｔs：制御周期、Ｋ1，Ｋ2：演算ゲイン。

なお、このように位置推定誤差Δθ_eを解消するように、ロータ位置の推定値θ_e_eを更新する構成が、本発明のロータ位置推定手段に相当する。

なお、本実施の形態においては、本発明の同期電動機として、ＩＰＭＳＭ４０を示したが、ＳｙｎＲＭ（Synchronous Reluctance Motor）等、突極性を有するロータを備えた同期電動機であれば、本発明の適用が可能である。

また、本実施の形態において、制御装置１はモータ４０をγδ座標系のモデルにより扱って、上記式（３７）により本発明の同期電動機の電流方程式を規定したが、同期電動機のコイルに印加する電圧と電流との関係を表した電流方程式であれば、他の座標系や形態によるものを用いてもよい。

本発明のロータ位置推定装置の構成を含む同期電動機の制御装置の構成図。 γδ座標系の説明図と、位置推定誤差取得部及びロータ位置推定部の構成図。 位置推定誤差取得部の説明図（第１の方法）。 位置推定誤差取得部の説明図（第２の方法）。 ロータ位置推定部の説明図。

符号の説明

１…同期電動機の制御装置、１４…位置推定誤差取得部、１５…ロータ位置推定部、５０…モータの簡易モデル、５２…位置推定誤差算出部、６０…ＰＬＬ（ＰＩ制御器）、７０…ＰＬＬ（同一次元オブザーバ）

Claims (4)

1. 突極性を有するロータを備えた同期電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定装置であって、
   前記電動機のステータコイルに電圧を印加する電圧印加手段と、
   前記電動機のステータコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電動機のステータコイルの指令電圧とステータコイルに流れる電流との関係を、ロータの磁束とステータコイルのインダクタンスとによるロータの位置情報を集約した拡張誘起電圧の項を用いて表した拡張誘起電圧方程式から、該拡張誘起電圧の項を除いた前記電動機の簡易モデル式に対して、該指令電圧に時間経過に応じて大きさが変化する検出用電圧成分を含む検出用指令電圧を適用して算出したステータコイルの第１の電流値と、前記電動機のロータ位置の推定値と前記検出用指令電圧とに応じた電圧を、前記電動機のステータコイルに印加したときに、前記電流検出手段により検出される第２の電流値との偏差である電流推定偏差を算出する電流推定偏差算出手段と、
   前記電流推定偏差に基づいて、ロータ位置の実際値と推定値との差である位置推定誤差を算出する位置推定誤差算出手段と、
   該位置推定誤差算出手段により算出された位置推定誤差を解消するように、前記電動機のロータ位置の推定値を更新するロータ位置推定手段とを備えたことを特徴とする同期電動機のロータ位置推定装置。
2. 請求項１記載の同期電動機のロータ位置推定装置において、
   前記ロータ位置推定手段は、前記位置推定誤差算出手段により求められた位置推定誤差を、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）により減少させて、前記電動機のロータ位置の推定値を更新することを特徴とする同期電動機のロータ位置推定装置。
3. 請求項１又は請求項２記載の同期電動機のロータ位置推定装置において、
   前記電動機を、前記電動機のロータの磁束方向であるｄ軸と、ｄ軸と直交するｑ軸とを有する等価回路に変換し、ｄ軸に対して位相がずれたγ軸及びγ軸と直交するδ軸からなる推定回転座標系のモデルとして扱い、
   前記電流推定偏差算出手段は、前記電動機の簡易モデル式として以下の式（１）を用い、以下の式（１）の電圧ｖ_γδに前記検出用指令電圧を適用して、前記第１の電流値を算出することを特徴とする同期電動機のロータ位置推定装置。
   

   

   
   但し、ｉ_γδ_M[n]＝（ｉ_γ_M[n]，ｉ_δ_M[n]）^T（ｉ_γ_M[n]：ｎ番目の制御周期における推定γ軸電流、ｉ_δ_M[n]：ｎ番目の制御周期における推定δ軸電流）、Ｉ：２行２列の単位行列、Ｒ：抵抗、Ｔs：制御周期、ｖ_γδ[n-1]＝（ｖ_γ[n-1]，ｖ_δ[n-1]）^T（ｖ_γ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期におけるγ軸電圧、ｖ_δ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期におけるδ軸電圧）、ｉ_γδ[n-1]＝（ｉ_γ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実γ軸電流、ｉ_δ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実δ軸電流）、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス。
4. 請求項３記載の同期電動機のロータ位置推定装置において、
   前記位置推定誤差算出手段は、γ軸及びγ軸と直交するδ軸からなる推定回転座標系における以下の式（２）及び式（３）により算出される第１ロータ位置参照値及び第２ロータ位置参照値のうちの、少なくともいずれか一方に基づいて、前記位置推定誤差を算出することを特徴とする同期電動機のロータ位置推定装置。
   

   

   
   

   

   
   但し、Ａ：第１ロータ位置参照値、Ｂ：第２ロータ位置参照値、ｉ_γ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実γ軸電流、ｉ_δ[n-1]：ｎ−１番目の制御周期における実δ軸電流、ｉ_γ[n]：ｎ番目の制御周期における実γ軸電流、ｉ_δ[n]：ｎ番目の制御周期における実δ軸電流、Δｉ_γ[n]：ｎ番目の制御周期におけるγ軸電流推定偏差、Δｉ_δ[n]：ｎ番目の制御周期におけるδ軸電流推定偏差、Ｔs：制御周期、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス。

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