JP5428202B2 - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、複数の制御方式を併用することにより速度制御範囲の拡大を可能にした制御装置に関するものである。

永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）の制御装置をコストダウンするため、磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレス制御が実用化されている。センサレス制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の速度及び磁極位置を演算し、これらに基づいて電流制御を行うことでトルク制御や速度制御を実現するものである。

例えば、特許文献１に記載された技術では、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を演算し、拡張誘起電圧の演算値から磁極位置の演算誤差を検出し、これを利用して速度及び磁極位置を演算している。この従来技術は、中高速の運転に適している。

また、特許文献２には、回転子の磁極方向であるｄ軸と推定のｄ軸（同文献ではｄｃ軸と表記）との間に角度誤差がある場合に、推定のｄ軸とこれに直交する推定のｑ軸（同文献ではｑｃ軸と表記）との間に角度誤差に依存して発生する相互インダクタンスを利用して、磁極位置を演算する技術が記載されている。具体的には、推定のｄ軸と平行方向に交番する高周波電圧を電動機に印加し、このときに推定のｑ軸に流れる高周波電流が零になるように磁極位置を演算する。
この従来技術によれば、回転子に突極性がある埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（ＩＰＭＳＭ）の速度及び磁極位置を、零速度時にも正確に演算することが可能である。

特許文献１において利用している拡張誘起電圧の振幅は、回転子の速度に比例する。このため、低速時には拡張誘起電圧を正確に演算できなくなり、演算精度が低下しやすい。
また、特許文献２に記載されたセンサレス制御は、原理的に電動機の固定子巻線に高周波電圧を印加する必要があるため、これに起因して騒音が発生するという問題がある。

以上のように、各センサレス制御方式には一長一短があり、永久磁石形同期電動機を広い速度範囲で安定に運転することが困難である。
この点に鑑み、非特許文献１には、零速度を含む低速時には特許文献２に記載されている回転子の突極性を利用したセンサレス制御を行い、高速時には特許文献１に記載されている拡張誘起電圧を利用したセンサレス制御を行うことで速度制御範囲を拡大する技術が開示されている。

特許第３４１１８７８号（段落［０１３２］〜［０１４１］、図８，図９等） 特許第３３１２４７２号（段落［００１４］〜［００３９］、図１等） Takashi Aihara， Akio Toba， Takao Yanase， Akihide Mashimo， Kenji Endo，「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」，IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS，VOL. 14，NO.1，JANUARY，1999．

しかしながら、非特許文献１に記載された技術によると、拡張誘起電圧を利用したセンサレス制御により運転可能な最低速度による制約に起因して、回転子の突極性を利用したセンサレス制御を比較的高い速度まで適用する必要があり、高周波電圧の印加による騒音が問題になりやすい。
そこで、本発明の解決課題は、複数の制御方式を併用することにより、広い速度範囲にわたって永久磁石形同期電動機を安定に運転可能とし、更に、高周波電圧の印加に起因する騒音を抑制可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、電圧及び磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流検出値、端子電圧指令値及び速度推定値から、回転子の磁極方向に発生する拡張磁束を推定する磁束オブザーバと、
前記磁束オブザーバにより得た拡張磁束推定値の角度から第１の磁極位置推定誤差を演算する第１の角度誤差演算手段と、
前記電流検出値、前記端子電圧指令値及び前記速度推定値から、前記回転子の磁極方向を基準として９０°進み方向に発生する拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算手段と、
前記拡張誘起電圧演算手段により得た拡張誘起電圧演算値から第２の磁極位置推定誤差を演算する第２の角度誤差演算手段と、
前記電動機の速度指令値、前記速度推定値または前記拡張誘起電圧演算値の何れかに応じて、低速時には前記第１の磁極位置推定誤差を選択し、高速時には前記第２の磁極位置推定誤差を選択する選択手段と、
前記選択手段により選択した前記第１の磁極位置推定誤差または前記第２の磁極位置推定誤差を増幅して前記速度推定値を演算する速度推定手段と、
前記速度推定値を積分して磁極位置推定値を演算する電気角演算手段と、
を備え、
前記拡張磁束の推定及び前記拡張誘起電圧の演算に用いられる前記電流検出値が、高周波成分を含まないことを特徴とする。
本発明によれば、磁極位置演算のための高周波電圧印加が不要になり、騒音を増加させずに速度制御範囲を拡大することができる。

請求項２に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、電圧及び磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流検出値、端子電圧指令値及び速度推定値から、回転子の磁極方向に発生する拡張磁束を推定する磁束オブザーバと、
前記磁束オブザーバにより得た拡張磁束推定値の角度から第１の磁極位置推定誤差を演算する第１の角度誤差演算手段と、
推定した磁極と平行方向に交番する高周波電圧を印加する手段と、
推定した磁極と直交方向に流れ、かつ前記高周波電圧と同一周波数の高周波電流を検出する手段と、
前記高周波電流から第３の磁極位置推定誤差を演算する第３の角度誤差演算手段と、
前記電動機の速度指令値、前記速度推定値または拡張誘起電圧演算値の何れかに応じて、低速時には前記第３の磁極位置推定誤差を選択し、高速時には前記第１の磁極位置推定誤差を選択する選択手段と、
前記選択手段により選択した前記第１の磁極位置推定誤差または前記第３の磁極位置推定誤差を増幅して前記速度推定値を演算する速度推定手段と、
前記速度推定値を積分して磁極位置推定値を演算する電気角演算手段と、
を備えたことを特徴とする。
本発明によれば、零速度を含めたセンサレス制御を実現でき、かつ、高周波電圧印加に起因して騒音が発生する速度範囲を従来よりも低減することができる。

請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記選択手段により前記第１の磁極位置推定誤差を選択するときに、前記速度推定値及び前記拡張誘起電圧演算値を用いて前記拡張磁束推定値を初期化するものである。
本発明によれば、磁束オブザーバの演算の実行を必要最小限にすることができ、これにより演算量を低減することができる。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記速度指令値から速度フィードフォワード補償値を演算する手段と、この速度フィードフォワード補償値を用いて前記速度推定値を演算する手段と、を備えたものである。
本発明によれば、請求項１〜３よりも速度推定値の応答を改善することができる。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記選択手段による磁極位置推定誤差の選択結果に応じて前記速度推定手段のゲインを切換えるものである。
本発明によれば、選択するセンサレス制御方式に応じて速度推定手段のゲインを最適調整することができ、速度推定値の応答を速めることができる。

本発明によれば、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、複数のセンサレス制御方式を併用することにより広い速度範囲で安定に運転することができると共に、比較的簡単な構成で複数のセンサレス制御方式を切換えることができるため、制御装置の信頼性が向上する。
また、高周波電圧印加に起因する騒音をなくし、あるいは低減する効果もある。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
この第１実施形態は、低速時には拡張磁束を利用したセンサレス制御により運転し、高速時には特許文献１や非特許文献１に記載されている拡張誘起電圧を利用したセンサレス制御により運転することで、永久磁石形同期電動機の速度制御範囲を拡大することを特徴としている。

まず、永久磁石形同期電動機は、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して速度推定値ω_１で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。これらのｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を図４に示す。
ここで、ｄ，ｑ軸の角度（磁極位置）をθ_ｒとし、γ，δ軸の角度（磁極位置推定値）をθ_１とすると、磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒは数式１によって表され、後述する如く磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒが零になるように制御することで速度及び磁極位置を演算することができる。

図１において、永久磁石形同期電動機８０を駆動する主回路について説明すると、５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。

次に、磁極位置推定値θ_１及び速度推定値ω_１を用いて永久磁石形同期電動機８０を速度制御する方法を、制御装置の構成と共に説明する。
速度指令値ω^＊と速度推定値ω_１との偏差を減算器１６により演算し、この偏差を速度調節器１７により増幅してトルク指令値τ^＊を演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊から所望のトルクを出力するγ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を演算する。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによってそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、磁極位置推定値θ_１を用いてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。

減算器１９ａによりγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を演算し、この偏差をγ軸電流調節器２０ａにより増幅してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。一方、減算器１９ｂによりδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を演算し、この偏差をδ軸電流調節器２０ｂにより増幅してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。
これらのγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器１５によって相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と電圧検出器１２により検出した入力電圧検出値Ｅ_ｄｃとからゲート信号を生成する。電力変換器７０は、ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

次に、速度及び磁極位置の演算方法について説明する。
制御装置には、電動機８０の運転速度に応じて磁極位置推定誤差を切り換える選択手段としてのスイッチ３７が設けられており、このスイッチ３７は、低速時には入力を「Ｓ１」とし、第１の角度誤差演算器３２により拡張磁束から演算した第１の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ１}を選択して磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}として出力する。一方、高速時にはスイッチ３７の入力を「Ｓ２」とし、第２の角度誤差演算器３６により拡張誘起電圧から演算した第２の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ２}を選択して磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}として出力する。

スイッチ３７を切り換えるための低速時と高速時との判別には、速度指令値ω^＊または速度推定値ω_１を利用する。また、拡張誘起電圧の大きさは速度に比例することから、γδ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδから拡張誘起電圧のベクトル和を演算し、これを利用してもよい。γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδの具体的な演算方法は後述する。
速度推定器３３は、例えばＰＩ調節器によって構成されており、磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を増幅して速度推定値ω_１を演算する。具体的には、数式２に示す通りである。

更に、電気角演算器３４は速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１を演算し、この磁極位置推定値θ_１を電流座標変換器及１４び電圧座標変換器１５に入力する。
以上の演算処理により、磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒを零に制御するＰＬＬ回路が構成され、速度及び磁極位置を正確に演算することができる。

次に、第１の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ１}の演算方法を説明する。
磁束オブザーバ３１は、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊と、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ及び速度推定値ω_１とから、拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}を演算する。
以下、この磁束オブザーバ３１の構成、作用について説明する。
まず、拡張磁束の振幅Ψ_ｅｘを数式３により定義する。

拡張磁束ベクトルの方向を回転子の磁極方向（ｄ軸方向）に定義すると、γ，δ軸拡張磁束Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδと磁極位置演算誤差θ_ｅｒｒとの間には数式４の関係がある。

数式３，数式４より、永久磁石形同期電動機８０のγ，δ軸電圧方程式は、拡張磁束を用いて数式５のように導出できる。

なお、数式５において、右辺第１項は電機子抵抗による電圧降下、右辺第２項は電流微分値と平行でｄ軸インダクタンスに比例する過渡電圧、右辺第３項は電機子反作用による電圧降下である。行列Ｊは９０度の回転座標変換であることから、電機子反作用による電圧降下は、電流を９０度進ませたベクトル、ｑ軸インダクタンス、及び、γ，δ軸の角速度ω_１の積に等しい。また、数式５の右辺第４項は拡張誘起電圧であり、拡張磁束を９０度進ませたベクトルとｄ，ｑ軸の角速度ω_ｒとの積に等しい。

次に、前記数式５より、拡張磁束を含むγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δの状態方程式は数式６、数式７となる。

数式６、数式７において、ｄ，ｑ軸電流微分値ｐｉ_ｄ，ｐｉ_ｑを零に近似すると共に、速度推定値ω_１が速度実際値ω_ｒに一致していると近似し、更に、γ，δ軸端子電圧ｖ_γ，ｖ_δがそれぞれγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊に制御できていると近似することにより、磁束オブザーバ３１を数式８、数式９により構成する。

ここで、図５は磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒと拡張磁束ベクトルΨ_ｅｘとの関係を示すベクトル図である。図５のように、拡張磁束ベクトルΨ_ｅｘの方向をｄ軸方向とした場合、γ軸を基準とした拡張磁束ベクトルΨ_ｅｘの角度から磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒを検出することができる。
すなわち、図１における第１の角度誤差演算器３２は、拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}から第１の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ１}を数式１０により演算する。

次に、第２の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ２}の演算方法を説明する。
図１の拡張誘起電圧演算器３５は、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊と、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ及び速度推定値ω_１とから、拡張誘起電圧を数式１１により演算する。

前述した図５より、拡張誘起電圧ベクトルＥ_ｅｘはｑ軸方向に発生するので、δ軸を基準とした拡張誘起電圧ベクトルＥ_ｅｘの角度から磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒを検出することができる。
すなわち、図１における第２の角度誤差演算器３６は、拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδから第２の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ２}を数式１２により演算する。

本実施形態によれば、比較的簡単な構成により、磁束オブザーバを利用したセンサレス制御と拡張誘起電圧を利用したセンサレス制御とを併用できるので、制御装置の信頼性を高めることができる。また、磁極位置演算のための高周波電圧印加が不要であるため、これに起因する騒音を発生させずに速度制御範囲を拡大することが可能である。

次いで、請求項２に相当する本発明の第２実施形態を説明する。図２は、第２実施形態を示すブロック図である。
本実施形態は、零速度を含む低速時には特許文献２や非特許文献１に開示された回転子の突極性を利用したセンサレス制御により運転し、高速時には前述した拡張磁束を利用するセンサレス制御により運転することで、速度制御範囲を拡大することを特徴としている。
図２のブロック図の一部は図１と同じであるため、図２において図１と異なるγ，δ軸電圧指令値及び磁極位置推定誤差の演算方法を中心に説明する。

まず、γ，δ軸電圧指令値の演算方法について説明する。
ノッチフィルタ２３は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δから、磁極位置演算のために重畳される交番高周波電圧によって流れる高周波電流を除去し、γ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを検出する。

高周波電圧演算器２１は、正弦波のγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を出力する。
γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を減算器１９ａにより演算し、この偏差をγ軸電流調節器２０ａによって増幅した出力と前記γ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊とを加算器２２により加算してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。一方、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸基本波電流ｉ_δｆとの偏差を減算器１９ｂにより演算し、この偏差をδ軸電流調節器２０ｂにより増幅してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。

なお、γ軸電圧指令値にγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を重畳するのは、選択手段としてのスイッチ３９の入力を「Ｓ３」として速度推定器３３に入力される磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を第３の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ３}とする場合だけとし、これ以外の場合はγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を零に制御する。ここで、第３の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ３}の演算方法については後述する。

次に、速度及び磁極位置の演算方法について説明する。
スイッチ３９は、低速時には入力を「Ｓ３」とし、回転子の突極性を利用して演算した第３の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ３}を選択すると共に、高速時には入力を「Ｓ１」とし、拡張磁束から演算した第１の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ１}を選択する。スイッチ３９を切り換えるための低速時と高速時との判別には、速度指令値ω^＊、速度推定値ω_１、または拡張誘起電圧のベクトル和を利用する。
速度推定器３３は、第１実施形態と同様に、磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を増幅して速度推定値ω₁を演算し、電気角演算器３４は、速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１を演算する。

次に、第３の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ３}の演算方法を説明する。
図２におけるバンドパスフィルタ２４は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δから交番高周波電圧と同一周波数で、かつ、交番高周波電圧から９０°遅れたγ，δ軸高周波電流Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを演算する。
ここで、δ軸高周波電流Ｉ_δｈと磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒとの間には、数式１３の関係がある。

数式１３を、磁極位置推定誤差θ_ｅｒｒが零近傍である条件で線形近似したときの関係式より、第３の角度誤差演算器３８は、数式１４により第３の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ３}を演算する。

本実施形態によれば、零速度を含めたセンサレス制御を実現することができ、しかも、高周波電圧印加に起因した騒音が発生する速度範囲を従来よりも低減することができる。
なお、本実施形態ではγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を正弦波としたが、これを矩形波としても良い。

次に、請求項３に相当する本発明の第３実施形態を説明する。
この第３実施形態では、第１実施形態においてスイッチ３７の入力を「Ｓ２」から「Ｓ１」に切換えるとき、または、第２実施形態においてスイッチ３９の入力を「Ｓ３」から「Ｓ１」に切換えるときに、磁束オブザーバ３１の出力である電流推定値ｉ_γｅｓｔ，ｉ_δｅｓｔ及び拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}を初期化する手段を備えたものである。

これにより、第１の磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ１}を演算に用いない場合には、磁束オブザーバ３１及び角度誤差演算器３２の演算を停止させることができ、演算量を減少させることができる。電流推定値ｉ_γｅｓｔ，ｉ_δｅｓｔの初期値は電流検出値ｉ_γ，ｉ_δとし、拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}の初期値は、拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδと速度推定値ω_１とを用いて数式１５により演算した結果とする。

次に、請求項４に相当する本発明の第４実施形態を説明する。図３は、第４実施形態を示すブロック図である。
この実施形態は、図１のブロック図における速度推定値の演算方法を改良することにより速度推定値の応答を改善したものである。以下では、図３において図１と異なる速度推定値の演算方法を中心に説明する。

速度フィードフォワード補償器４１は、速度指令値ω^＊の一次遅れフィルタ出力から速度フィードフォワード補償値ω_１ＦＦを演算する。
速度推定器３３はＰＩ調節器によって構成されており、磁極位置推定誤差θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を増幅して速度補正値ω_{１ｃｏｍｐ}を演算する。具体的には、数式１６により速度補正値ω_{１ｃｏｍｐ}を求める。

加算器４２は、速度フィードフォワード補償値ω_１ＦＦと速度補正値ω_{１ｃｏｍｐ}とを加算して速度推定値ω_１を演算する。
なお、詳細な説明は省略するが、本実施形態による速度推定値の演算方法は、図２に示した第２実施形態にも適用可能である。

最後に、請求項５に相当する本発明の第５実施形態を説明する。この第５実施形態は、図１〜図３のスイッチ３７またはスイッチ３９による磁極位置推定誤差の選択結果に応じて速度推定器３３の比例ゲインＫ_Ｐθ及び積分ゲインＫ_Ｉθを切換えることにより、選択するセンサレス制御方式に応じて速度推定器３３のゲインを最適調整するようにしたものである。

具体的には、スイッチ３７またはスイッチ３９の入力を「Ｓ１」として拡張磁束を利用したセンサレス制御により運転する場合には、磁束オブザーバ３１における拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}の推定遅れ分だけ速度推定器比例ゲインＫ_Ｐθ及び速度推定器積分ゲインＫ_Ｉθを減少させる。また、スイッチ３９の入力を「Ｓ３」として回転子の突極性を利用したセンサレス制御により運転する場合には、印加する高周波電圧の角周波数ω_ｈが小さいほど速度推定器比例ゲインＫ_Ｐθ及び速度推定器積分ゲインＫ_Ｉθを減少させれば良い。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態を示すブロック図である。 ｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を示す図である。 磁極位置推定誤差と拡張誘起電圧、拡張磁束との関係を示すベクトル図である。

符号の説明

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１６ 減算器
１７ 速度調節器
１８ 電流指令演算器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ａ γ軸電流調節器
２０ｂ δ軸電流調節器
２１ 高周波電圧演算器
２２ 加算器
２３ ノッチフィルタ
２４ バンドパスフィルタ
３１ 磁束オブザーバ
３２，３６，３８ 角度誤差演算器
３３ 速度推定器
３４ 電気角演算器
３５ 拡張誘起電圧演算器
３７，３９ スイッチ
４１ 速度フィードフォワード補償器
４２ 加算器

Claims (5)

1. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流、電圧及び磁束をベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の電流検出値、端子電圧指令値及び速度推定値から、回転子の磁極方向に発生する拡張磁束を推定する磁束オブザーバと、
   前記磁束オブザーバにより得た拡張磁束推定値の角度から第１の磁極位置推定誤差を演算する第１の角度誤差演算手段と、
   前記電流検出値、前記端子電圧指令値及び前記速度推定値から、前記回転子の磁極方向を基準として９０°進み方向に発生する拡張誘起電圧を演算する拡張誘起電圧演算手段と、
   前記拡張誘起電圧演算手段により得た拡張誘起電圧演算値から第２の磁極位置推定誤差を演算する第２の角度誤差演算手段と、
   前記電動機の速度指令値、前記速度推定値または前記拡張誘起電圧演算値の何れかに応じて、低速時には前記第１の磁極位置推定誤差を選択し、高速時には前記第２の磁極位置推定誤差を選択する選択手段と、
   前記選択手段により選択した前記第１の磁極位置推定誤差または前記第２の磁極位置推定誤差を増幅して前記速度推定値を演算する速度推定手段と、
   前記速度推定値を積分して磁極位置推定値を演算する電気角演算手段と、
   を備え、
   前記拡張磁束の推定及び前記拡張誘起電圧の演算に用いられる前記電流検出値が、高周波成分を含まないことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流、電圧及び磁束をベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の電流検出値、端子電圧指令値及び速度推定値から、回転子の磁極方向に発生する拡張磁束を推定する磁束オブザーバと、
   前記磁束オブザーバにより得た拡張磁束推定値の角度から第１の磁極位置推定誤差を演算する第１の角度誤差演算手段と、
   推定した磁極と平行方向に交番する高周波電圧を印加する手段と、
   推定した磁極と直交方向に流れ、かつ前記高周波電圧と同一周波数の高周波電流を検出する手段と、
   前記高周波電流から第３の磁極位置推定誤差を演算する第３の角度誤差演算手段と、
   前記電動機の速度指令値、前記速度推定値または拡張誘起電圧演算値の何れかに応じて、低速時には前記第３の磁極位置推定誤差を選択し、高速時には前記第１の磁極位置推定誤差を選択する選択手段と、
   前記選択手段により選択した前記第１の磁極位置推定誤差または前記第３の磁極位置推定誤差を増幅して前記速度推定値を演算する速度推定手段と、
   前記速度推定値を積分して磁極位置推定値を演算する電気角演算手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記選択手段により前記第１の磁極位置推定誤差を選択するときに、前記速度推定値及び前記拡張誘起電圧演算値を用いて前記拡張磁束推定値を初期化することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記速度指令値から速度フィードフォワード補償値を演算する手段と、
   前記速度フィードフォワード補償値を用いて前記速度推定値を演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記選択手段による磁極位置推定誤差の選択結果に応じて前記速度推定手段のゲインを切換えることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
   

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