JP6128330B2 - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）を磁極位置検出器なしで運転する、いわゆるセンサレス制御技術において、磁極位置を正確に演算可能とした制御装置に関するものである。

ＰＭＳＭの回転子の突極性を利用して磁極位置を演算し、これに基づいて制御を行う、いわゆるセンサレス制御技術が開発されている。
例えば、特許文献１には、ＰＭＳＭに高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を検出して磁極位置を演算する技術が開示されている。この従来技術では、ＰＭＳＭに正弦波または方形波の高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を印加電圧と平行な成分と直交する成分とに分解し、両成分のうち少なくとも一方に基づいて印加電圧ベクトルと磁束軸との間の相差角を検出してこの相差角から直接または間接に磁極位置を検出している。

一方、ＰＭＳＭの突極性を利用したセンサレス制御においては、重負荷時に電動機鉄芯の磁気飽和に起因して磁極位置の演算誤差が発生し、これによって制御系が不安定になる事例が報告されている。このため、例えば非特許文献１には、磁気飽和に起因したｄ，ｑ軸間の磁気結合によって位置演算誤差が発生するメカニズムを解析し、この位置演算誤差を補償する方法が開示されている。

特許第３３１２４７２号公報（請求項１、段落［００１４］〜［００３９］、図１等）

Yi Li等,"Improved Rotor-Position Estimation by Signal Injection in Brushless AC Motors, Accounting for Cross-Coupling Magnetic Saturation" IEEE Transaction on industry applications, Vol.45, No.5 (２００９年９月／１０月)

非特許文献１では、ＰＭＳＭのｄ軸方向に高周波電圧を印加して磁極位置を演算する際に、位置演算誤差が非常に小さいと近似したうえでｄ，ｑ軸高周波電流を推定し、これらの推定値とインダクタンスとを用いて位置演算値の補償値を導出しているため、位置演算誤差が大きくなる場合には制御系が不安定になる恐れがある。

そこで、本発明の解決課題は、位置演算誤差を従来よりも低減すると共に、位置演算誤差が大きい場合でも安定した制御を可能にした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する第１の手段と、
前記電動機の電流相当値からインダクタンスを演算する第２の手段と、
前記インダクタンスから前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差を演算する第３の手段と、
前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び前記角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する第４の手段と、
前記ｙ軸高周波電流振幅から前記磁極位置を演算する第５の手段と、
前記電動機のｄ軸電流またはｑ軸電流の下限値を制限する手段と、を備え、
前記ｄ軸電流の下限値を、前記ｄ，ｑ軸間の干渉を示すインダクタンスの極性が変わらないように、−Ｉ _０ （Ｉ _０ は等価磁化電流）よりも正方向に大きい値に設定することを特徴とする。

請求項２に係る発明は、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する第１の手段と、
前記電動機の電流相当値から前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差を演算する第６の手段と、
前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び前記角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する第４の手段と、
前記ｙ軸高周波電流振幅から前記磁極位置を演算する第５の手段と、
前記電動機のｄ軸電流またはｑ軸電流の下限値を制限する手段と、を備え、
前記ｄ軸電流の下限値を、前記ｄ，ｑ軸間の干渉を示すインダクタンスの極性が変わらないように、−Ｉ _０ （Ｉ _０ は等価磁化電流）よりも正方向に大きい値に設定することを特徴とする。

請求項３に記載した発明は、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する第１の手段と、
前記電動機のトルク相当値から前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差を演算する第７の手段と、
前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び前記角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する第４の手段と、
前記ｙ軸高周波電流振幅から前記磁極位置を演算する第５の手段と、
前記電動機のｄ軸電流またはｑ軸電流の下限値を制限する手段と、を備え、
前記ｄ軸電流の下限値を、前記ｄ，ｑ軸間の干渉を示すインダクタンスの極性が変わらないように、−Ｉ _０ （Ｉ _０ は等価磁化電流）よりも正方向に大きい値に設定することを特徴とする。
請求項１〜３に係る発明によれば、非特許文献１のように位置演算誤差が非常に小さいという前提条件を不要として磁極位置を演算することができ、演算した磁極位置に基づいてＰＭＳＭを安定して運転することができる。また、重負荷時の安定性を改善することができる。

本発明によれば、ＰＭＳＭの磁極位置を従来よりも正確に演算してＰＭＳＭを安定的に制御することができる。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 座標軸の定義を示すベクトル図である。 図１における高周波電圧演算器の構成を示すブロック図である。 γ軸高周波電圧及びγ軸電流の波形図である。 図１における位置演算誤差演算器の構成を示すブロック図である。 図１における電流指令演算器の出力特性を示す図である。 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図である。
ＰＭＳＭは、回転子に同期したｄ，ｑ直交回転座標系で制御することにより、高性能なトルク制御や速度制御を実現可能としている。ここで、ｄ軸は回転子の磁極のＮ極方向と定義され、ｑ軸はｄ軸から９０°進み方向と定義されるが、磁極位置検出器を用いないで運転するセンサレス制御の場合、ｄ，ｑ軸の位置を直接検出することができない。そこで、制御装置では、ｄ，ｑ軸に対応する直交回転座標系のγ，δ軸を推定し、このγ，δ軸上で制御演算を行っている。

図２は、これらの座標軸の定義を示すベクトル図であり、ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（位置演算値）θ_１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_ｒとの角度差（位置演算誤差）θ_ｅｒｒを、数式１により定義する。

また、ｄ，ｑ軸の角速度をω_ｒ(回転子速度)、γ，δ軸の角速度（速度演算値）をω_１と定義する。

詳細については後述するが、本実施形態では、ＰＭＳＭの固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流を検出して磁極位置を演算する。
ここで、高周波交番電圧を印加する方向をｘ軸、ｘ軸から９０°進み方向をｙ軸と定義し、ｘ，ｙ軸の角度θ_ｘｙとγ，δ軸の角度θ_１との差（ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差）をδ_ｘｙとすると、数式２の関係が成り立つ。

更に、ｘ，ｙ軸とｄ，ｑ軸との角度差θ_{ｅｒｒｘｙ}を数式３により定義する。

次に、図１のブロック図に基づいて、制御装置の構成及び作用を説明する。まず、ＰＭＳＭの速度制御、電流制御、及び電圧制御について説明する。
図１において、減算器１６は速度指令値ω_ｒ ^＊と速度演算値ω_１との偏差を演算し、速度調節器１７は、前記偏差を零にするように動作してトルク指令値τ^＊を演算する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊及び速度演算値ω_１に基づいて、電動機のトルクをトルク指令値τ^＊に制御するためのγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊及びδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を演算する。

γ軸電流調節器２０ａは、減算器１９ａにより演算したγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を零にするように動作し、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊を演算する。δ軸電流調節器２０ｂは、減算器１９ｂにより演算したδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸基本波電流ｉ_δｆとの偏差を零にするように動作し、δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊を演算する。

座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、位置演算値θ_１を用いてγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δに変換する。
ノッチフィルタ２１は、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δから高周波成分を除去して前記γ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを演算する。

加算器２２ａは、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊にγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を加算してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。また、加算器２２ｂは、δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊にδ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を加算してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。なお、γ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊及びδ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊は、高周波電圧演算器３２により、前述したｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙに基づいて演算される。

座標変換器１５は、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を位置演算値θ_１に基づいて座標変換し、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を演算する。これらの相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊はＰＷＭ回路１３に入力され、ＰＷＭ回路１３は、電力変換器７０の出力電圧を前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成する。

整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流して得た直流電圧を、インバータ等の電力変換器７０に供給する。
電力変換器７０は、ＰＷＭ回路１３から送られるゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

以上に述べた制御により、ＰＭＳＭ８０の回転子速度を速度指令値ω_ｒ ^＊に制御することができる。同時に、回転子の磁極位置及び速度を演算するための高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を、加算器２２ａ，２２ｂによりγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊にそれぞれ重畳することが可能である。

次に、この実施形態における磁極位置及び速度の演算原理について説明する。
ｄ，ｑ軸における高周波成分の電圧方程式は、数式４により近似することができる。

また、ｄ，ｑ軸高周波電圧とｘ，ｙ軸高周波電圧、及び、ｄ，ｑ軸高周波電流とｘ，ｙ軸高周波電流とは、数式５の関係にある。

数式４，５より、ｘ，ｙ軸における高周波成分の電圧方程式は、数式６により近似することができる。

数式６をｘ，ｙ軸高周波電流について解くと、数式７となる。

ここで、ｘ，ｙ軸高周波電圧が矩形波の場合、ｘ，ｙ軸高周波電流の振幅は、数式８によって表される。

一方、数式１〜３より、数式９の関係が成り立つ。

このため、数式１０の関係を導出することができる。

数式８，１０より、ｙ軸の高周波交番電圧振幅Ｖ_ｙｈを零に制御する場合、ｘ，ｙ軸高周波電流振幅は数式１１により表される。

ここで、ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙを数式１２のように制御すると、数式１１のｙ軸成分より、数式１３を導出することができる。

一般に、Ｌ_ｄｑとＬ_ｑｄとは等しくなり、Ｉ_ｑｈ０は零になる。
このとき、数式１３は、位置演算誤差θ_ｅｒｒを零に近似できる場合、数式１４のように近似することができる。

数式１４より、ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｙｈは位置演算誤差θ_ｅｒｒに比例する。このため、ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｙｈが零になるように位置及び速度を演算すれば、位置演算誤差θ_ｅｒｒを零にすることができる。

次に、図１を参照しつつ、磁極位置及び速度を演算する方法について説明する。
図１の補償値演算器３１は、以下に説明する方法により、ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙを演算する。
まず、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊からインダクタンスＬ_ｄｄ，Ｌ_ｄｑ，Ｌ_ｑｄ，Ｌ_ｑｑを演算する。
ここでは、例えば、ｄ，ｑ軸磁束Φ_ｄ，Φ_ｑを数式１５によりモデル化する。

ただし、ｉ_ｄ：ｄ軸電流，ｉ_ｑ：ｑ軸電流

数式１５において、Ｋ_Ｌｄはｄ軸電流ｉ_ｄに対するｄ軸磁束Φ_ｄの傾きの最大値に相当するパラメータ、Ｋ_Ｌｑはｑ軸電流ｉ_ｑに対するｑ軸磁束Φ_ｑの傾きの最大値に相当するパラメータ、Ｋ_Ｓｄ，Ｋ_Ｓｑは磁気飽和の度合いを示すパラメータ、Ｋ_Ｓｃはｄ，ｑ軸間の干渉の度合いを示すパラメータである。
また、Ｉ_０は等価磁化電流、φ_０は磁束オフセットであり、ｑ軸電流ｉ_ｑの大きさに関わらずｄ軸磁束Ψ_ｄがほぼ一定値をとる時のｄ軸電流を−Ｉ_０とし、これに対応するｄ軸磁束をφ_０とする。

前記インダクタンスＬ_ｄｄ，Ｌ_ｄｑ，Ｌ_ｑｄ，Ｌ_ｑｑは、数式１５におけるｄ，ｑ軸磁束Φ_ｄ，Φ_ｑをｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑによって偏微分し、ｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの代わりにγ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を用いることにより、数式１６にて近似計算する。

なお、インダクタンスＬ_ｄｄ，Ｌ_ｄｑ，Ｌ_ｑｄ，Ｌ_ｑｑは、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊の代わりにγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δを用いて演算してもよい。

次に、前記インダクタンスＬ_ｄｄ，Ｌ_ｄｑ，Ｌ_ｑｄ，Ｌ_ｑｑから、ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙを数式１７により演算する。

一方、図３は、前記角度差δ_ｘｙからγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を演算する高周波電圧演算器３２のブロック図である。
まず、ｘ軸高周波電圧振幅指令値をＶ_ｘｈ ^＊に制御し、ｙ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｙｈ ^＊を零に制御して座標変換器１０１に入力する。座標変換器１０１は、数式１８に示すように、ｘ，ｙ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｘｈ ^＊，Ｖ_ｙｈ ^＊を角度差δ_ｘｙだけ回転座標変換してγ，δ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊，Ｖ_δｈ ^＊を演算する。

矩形波発振器１０２は、周期がＴ_ｖｈ、振幅が±１（０−ｐ値）の単位矩形波信号を出力する。乗算器１０３ａ，１０３ｂは、γ，δ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ＊，Ｖ_δｈ＊に単位矩形波信号を乗算してγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊を求め、これらのγ，δ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊，ｖ_δｈ ^＊が前記加算器２２ａ，２２ｂに入力される。

図１におけるバンドパスフィルタ３３は、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δから高周波電圧と同じ周波数成分のγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを演算する。
図４は、γ軸高周波電圧ｖ_γｈ及びγ軸電流ｉ_γの波形を示している。図４より、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈは、γ軸高周波電圧ｖ_γｈの立上りと立下りのγ軸電流ｉ_γの偏差から演算することができる。δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈについても同様に、δ軸高周波電圧ｖ_δｈの立上りと立下りのδ軸電流ｉ_δの偏差から演算することができる。

位置演算誤差演算器３４は、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈから位置演算誤差（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を演算する。
図５は、位置演算誤差演算器３４の構成を示すブロック図である。
まず、数式１９のように、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを角度（−δ_ｘｙ）だけ回転座標変換してｘ，ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈ，Ｉ_ｙｈを演算する。

ゲイン乗算器２０３は、ｙ軸高周波電流振幅Ｉ_ｙｈに比例ゲインＫ_θｅｒｒを乗算して位置演算誤差（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を演算する。
この位置演算誤差（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）の演算を数式により表現すると、数式２０となる。

前記比例ゲインＫ_θｅｒｒは、数式１４より、無負荷時のｄ，ｑ軸インダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑから数式２１により近似計算する。

なお、比例ゲインＫ_θｅｒｒは、数式２２のようにインダクタンスＬ_ｄｄ，Ｌ_ｄｑ，Ｌ_ｑｄ，Ｌ_ｑｑから演算してもよい。

図１の速度演算器３５は、位置演算誤差（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を数式２３のように比例・積分制御して速度演算値ω_１を求める。

積分器３６は、数式２４のように、速度演算値ω_１を積分して位置演算値θ_１を求める。

これらの演算処理により、磁気飽和によってｄ，ｑ軸間に磁気結合が発生する場合にも位置演算値θ_１を正確に求めることができる。

ところで、ＰＭＳＭのうち、埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（ＩＰＭＳＭ）は、ｑ軸電流（センサレス制御の場合はδ軸電流）に比例してｄ軸電流（同じくγ軸電流）を負に制御することによってトルク／電流を最大に制御することができる。
一方、前述した数式１６より、インダクタンスＬ_ｄｑとＬ_ｑｄとは、γ軸電流ｉ_γ＝−Ｉ_０を境にして極性が急変するので、この動作点近傍で位置・速度演算値にショックが発生したり、位置・速度演算が不安定になったりする恐れがある。
そこで、電流指令演算器１８では、図６に示すように、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊の下限値を制限値Ｉ_ｄｍｉｎによって制限することが望ましい。ここで、制限値Ｉ_ｄｍｉｎは、−Ｉ_０よりも正方向に大きい値に設定する。

以上のように、この実施形態によれば、位置演算誤差が大きくなる場合にも磁極位置を正確に求めることができる。

次に、本発明の第２実施形態について説明する。
この第２実施形態は、第１実施形態において補償値演算値（補償値演算器３１）の演算を簡略化したものである。
補償値演算値は、数式１７におけるｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙを、数式２５のように近似して演算する。

また、上記の角度差δ_ｘｙは、数式２５の代わりに、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を入力とするテーブルから演算しても良い。
なお、上記の角度差δ_ｘｙは、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊の代わりに、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δを用いて演算しても良い。

次に、本発明の第３実施形態について説明する。
この第３実施形態は、本発明の第１実施形態において、補償値演算値（補償値演算器３１）の演算をトルク指令値τ^＊に基づいて行うようにしたものである。
図７に、本発明の第３実施形態のブロック図を示す。
補償値演算器３１以外の部分の動作は、本発明の第１実施形態と同じであるので、説明を省略する。
一般に、突極性を利用したセンサレス制御を実施する低速域では、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊はトルク指令値τ^＊のみに依存して制御する。このため、ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙは、トルク指令値τ^＊から直接決定することができる。
そこで、補償値演算器３１は、トルク指令値τ^＊を入力とするテーブルからｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙを演算する。
なお、ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙは、トルク指令値τ^＊の代わりに、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δから演算したトルク演算値を用いて演算しても良い。
以上のように、この実施形態によれば、ｘ，ｙ軸とγ，δ軸との角度差δ_ｘｙの演算を簡略化することができる。

１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４，１５ 座標変換器
１６ 減算器
１７ 速度調節器
１８ 電流指令演算器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ａ γ軸電流調節器
２０ｂ δ軸電流調節器
２１ ノッチフィルタ
２２ａ，２２ｂ 加算器
３１ 補償値演算器
３２ 高周波電圧演算器
３３ バンドパスフィルタ
３４ 位置演算誤差演算器
３５ 速度演算器
３６ 積分器
５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１０１ 座標変換器
１０２ 矩形波発振器
１０３ａ，１０３ｂ 乗算器
２０１ 座標変換器
２０３ ゲイン乗算器

Claims (3)

1. 永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
   前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
   前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する第１の手段と、
   前記電動機の電流相当値からインダクタンスを演算する第２の手段と、
   前記インダクタンスから前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差を演算する第３の手段と、
   前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び前記角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する第４の手段と、
   前記ｙ軸高周波電流振幅から前記磁極位置を演算する第５の手段と、
   前記電動機のｄ軸電流またはｑ軸電流の下限値を制限する手段と、を備え、
   前記ｄ軸電流の下限値を、前記ｄ，ｑ軸間の干渉を示すインダクタンスの極性が変わらないように、−Ｉ _０ （Ｉ _０ は等価磁化電流）よりも正方向に大きい値に設定することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
   前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
   前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する第１の手段と、
   前記電動機の電流相当値から前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差を演算する第６の手段と、
   前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び前記角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する第４の手段と、
   前記ｙ軸高周波電流振幅から前記磁極位置を演算する第５の手段と、
   前記電動機のｄ軸電流またはｑ軸電流の下限値を制限する手段と、を備え、
   前記ｄ軸電流の下限値を、前記ｄ，ｑ軸間の干渉を示すインダクタンスの極性が変わらないように、−Ｉ _０ （Ｉ _０ は等価磁化電流）よりも正方向に大きい値に設定することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 永久磁石形同期電動機の固定子巻線に高周波交番電圧を印加したときの電流を検出して前記電動機の回転子の磁極位置を推定する機能を備えた制御装置であって、前記電動機の電流及び端子電圧をベクトルとしてとらえ、前記電流及び端子電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行な軸及びその直交軸であるｄ，ｑ軸から推定した直交回転座標系のγ，δ軸上で制御するようにした制御装置において、
   前記固定子巻線に前記高周波交番電圧を印加する方向軸及びその直交軸であるｘ，ｙ軸を前記制御装置内に推定し、
   前記ｘ軸に高周波交番電圧を重畳する第１の手段と、
   前記電動機のトルク相当値から前記γ，δ軸と前記ｘ，ｙ軸との角度差を演算する第７の手段と、
   前記電動機のγ軸電流、δ軸電流、及び前記角度差からｙ軸高周波電流振幅を検出する第４の手段と、
   前記ｙ軸高周波電流振幅から前記磁極位置を演算する第５の手段と、
   前記電動機のｄ軸電流またはｑ軸電流の下限値を制限する手段と、を備え、
   前記ｄ軸電流の下限値を、前記ｄ，ｑ軸間の干渉を示すインダクタンスの極性が変わらないように、−Ｉ _０ （Ｉ _０ は等価磁化電流）よりも正方向に大きい値に設定することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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