JP5156352B2 - 交流モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータの制御装置に関わり、特に、交流モータの電気定数の設定に関する。

交流モータ、特に永久磁石同期モータは、小形及び高効率という特徴を活かし、家電，産業，自動車等、適用用途を拡大している。特に近年では、モータの駆動方式が矩形波通電型から正弦波通電型に置き換わる製品が増え、位置センサレス制御での回転子位置推定や、高精度トルク制御等の用途に、抵抗やインダクタンス，誘起電圧定数など、モータの電気定数設定値の入力を必須とするコントローラが増えてきた。そのため、モータの電気定数を正確に同定して入力しないと、制御性能に大きく影響する。なかでもインダクタンスはコアの磁気的な非線形性が強く影響し、磁気飽和の影響が大きく現れる。

交流モータの電気定数設定値を、電流に応じて変化させる技術は、特許文献１に示されている。この技術は、同期モータの磁束と電流の関係を非線形関数として制御器内部に持たせ、トルク精度を改善する技術である（以下、従来技術１と記す）。さらに、特許文献２では、電機子ｄ軸と電機子ｑ軸、及び界磁と電機子ｑ軸の磁気的相互作用を考慮して制御装置を構成する技術が示されている（以下、従来技術２と記す）。

特開２００１−１６１０９９号公報 特開平９−３２７２００号公報

従来技術１では、ｄ軸電流によりｑ軸磁束が発生するなど、軸間の干渉磁束の存在について言及し、その関係を非線形磁束関数と呼んでいる。しかし、その関数についての具体的な記述はなく、テーブルデータを使う方法が示されている。

従来技術２も、ｄ軸とｑ軸の磁気的相互作用を考慮し、ｄ軸ｑ軸相互インダクタンスを定義している。しかし、従来技術１と同様に、その関数についての具体的な記述はなく、テーブルデータを使う方法が示されている。

テーブルデータを使う場合、その設定には多数のデータが必要とされ、データの入力が煩雑で、それらを記憶するために大きなメモリが必要となる。また、不連続なデータ間を補間する必要が生じる。

本発明は上記の点を考慮してなされたものであり、モータの駆動状態に応じて変化する交流モータの電気定数を簡便に設定し、それをモータ制御に用いることを可能とした交流モータの制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、交流モータを駆動するインバータと、交流モータの電流を検出する手段と、インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して交流モータを駆動する制御器と、を備え、制御器は、モータの電気定数を演算するモータ定数演算部を備え、モータ定数演算部は、直交する２つの軸のうち一方の軸上で定義される電気定数の設定値を、同一の軸上で定義される状態変数を用いて補正し、かつ他方の軸上で定義される状態変数を用いて補正し、補正した電気定数を交流モータの駆動制御に用いるものであって、同一の軸上の状態変数による電気定数設定値の補正、ならびに他方の軸上の状態変数による電気定数設定値の補正の、少なくとも一方を、状態変数をパラメータとして状態変数が電気定数に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で補正する。

このとき、電気定数としてインダクタンスを用いる。

そして、モータ定数演算部は、電気定数設定値としてｄ軸インダクタンスＬｄを用い、状態変数としてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用い、ｄ軸インダクタンスＬｄをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑによって補正したＬｄ（Ｉｄ，Ｉｑ）を、ｄ軸電流Ｉｄが負の場合にＬｄ０，Ｋ１，Ｋ３を定数とする（式１）を用いて演算し、ｄ軸電流Ｉｄが正の場合にＬｄ０，Ｋ２，Ｋ３を定数とする（式２）を用いて演算することを特徴とする。

Ｌｄ（Ｉｄ，Ｉｑ）＝Ｌｄ０／（１−Ｋ１×Ｉｄ）−Ｋ３×Ｉｑ×Ｉｑ （式１）
Ｌｄ（Ｉｄ，Ｉｑ）＝Ｌｄ０／（１＋Ｋ２×Ｉｄ）−Ｋ３×Ｉｑ×Ｉｑ （式２）
また、モータ定数演算部は、電気定数設定値としてｑ軸インダクタンスＬｑを用い、ｑ軸インダクタンスＬｑをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑによって補正したＬｑ（Ｉｄ，Ｉｑ）を、Ｌｑ０，Ｋ４，Ｋ５を定数とする（式３）を用いて演算することを特徴とする。

Ｌｑ（Ｉｄ，Ｉｑ）＝Ｌｑ０／（１＋Ｋ４×Ｉｑ）−Ｋ×Ｉｄ （式３）
また、電気定数設定値として誘起電圧定数Ｋｅを用い、電流が略ゼロでの誘起電圧定数をφｍ０とするとき、誘起電圧定数Ｋｅをｑ軸電流Ｉｑによって補正したＫｅ（Ｉｑ）を、Ｋを定数とする（式４）を用いて演算することを特徴とする。
また、制御器はモータ制御部を備え、モータ制御部は、駆動指令と、状態変数と、補正した電気定数と、に基づいて、交流モータの駆動に必要な電圧指令を演算することを特徴とする。

Ｋｅ（Ｉｑ）＝φｍ０−Ｋ×Ｉｑ×Ｉｑ （式３）

本発明によれば、交流モータの電気定数をより正確にかつ簡便に設定することができる。その結果、その正確な電気定数をトルク制御に用いることにより、高負荷時においても、より高精度なトルク制御が可能となり、高応答かつ高効率にモータを駆動することができる。

また、その正確な電気定数を位置センサレス制御に用いることにより、より正確な回転子位置推定が可能となり、位置センサレス制御の制御性能が向上する。

以上のように、高負荷時の制御特性向上により、制御対象である交流モータの小型化，低コスト化を図ることができる。

次に、図１〜図７を参照して、本発明による交流モータの制御装置の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、交流モータとして永久磁石型同期モータ（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他のモータ（例えば、巻線型同期モータ，リラクタンスモータ，誘導モータなど）に関しても、同様に実現可能である。

（実施形態１）
図１は、本発明による交流モータ制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。本実施形態１の制御装置は、モータにトルク指令τ*を与えるトルク指令発生器１と、モータの交流印加電圧を演算し、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号と略）に変換して出力する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、制御対象である永久磁石型同期モータ５（以下、ＰＭモータと略）と、ＰＭモータ５の回転子位置を検出する位置検出器６と、インバータ３がＰＭモータ５へ供給する電流Ｉｕを検出する電流検出器７ａと電流Ｉｗを検出する電流検出器７ｂと、モータの電気定数を演算するための定数Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６，Ｌｄ０，Ｌｑ０，φｍ０を設定するモータ定数設定器８と、からなる。

制御器２は、位置検出器６が検出したＰＭモータ５の永久磁石磁束の位置から回転子の位相角θを演算する位相演算部１１と、検出した電流Ｉｕ，Ｉｗを、位相角θによって、ｄ，ｑ各軸上の成分Ｉｄｃ，Ｉｑｃに座標変換するｄｑ座標変換部１２と、モータ定数設定器８の出力と電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいてＰＭモータ５の電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを演算して出力するモータ定数演算部１３と、トルク指令τ*とＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅと電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃと位相角θに基づいて、ＰＭモータ５を駆動するための電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*を演算するモータ制御部１４と、Ｖｄ*，Ｖｑ*を、位相角θによって三相交流電圧指令ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*に変換するｄｑ座標逆変換部１５と、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３をスイッチ動作するためのＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ信号発生部１６と、からなる。

インバータ３に電力を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。

次に、図１を用いて、本実施形態１の動作原理を説明する。

トルク指令発生器１から、デジタルやアナログ等の通信手段により、モータのトルク指令τ*がモータ制御部１４に与えられる。また電流検出器７ａ，７ｂに検出された交流電流Ｉｕ，Ｉｗは、位相演算部１１に演算された位相角θにより、ｄｑ座標変換部１２において回転座標軸（ｄｑ軸）上の電流成分Ｉｄｃ，Ｉｑｃに変換される。

モータ定数設定器８から出力された定数Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６，Ｌｄ０，Ｌｑ０，φｍ０と、検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃがモータ定数演算部１３に入力され、ＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅが電流値に応じて演算され、モータ制御部１４へ送られる。

モータ制御部１４の構成を図２に示す。本実施例に示すモータ制御部１４の構成は、特開２００４−２９７９６６号の図３とほぼ同じであり、異なる点は、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを電圧ベクトル演算部３６に入力して以下の式により電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*を演算する点である。

（数１）
Ｖｄ*＝Ｒ×Ｉｄ**−ω１*×Ｌｑ×Ｉｑ**
Ｖｑ*＝Ｒ×Ｉｑ**＋ω１*×Ｌｄ×Ｉｄ**＋ω１*×Ｋｅ

そしてＶｄ*，Ｖｑ*は、位相角θによりｄｑ座標逆変換部１５において交流量に変換され、さらにＰＷＭ信号発生部１６において、パルス幅変調信号に変換されて、インバータ３へ送られる。

次に、本発明の特徴であるモータ定数演算部１３の動作を、図３を用いて詳しく述べる。

（構成の説明）
図３に示すように、モータ定数演算部１３は、Ｌｄ−設定部２１と、Ｌｄ＋設定部２２と、Ｌｑ設定部２３と、Ｋｅ設定部２４と、切替信号発生部２５と、第１切替部２６と、第２切替部２７と、からなる。

モータの電気定数を演算するための定数Ｌｄ０，Ｋ１，Ｋ３がＬｄ−設定部２１に入力され、Ｌｄ０，Ｋ２，Ｋ３がＬｄ＋設定部２２に入力され、Ｌｑ０，Ｋ４，Ｋ５がＬｑ設定部２３に入力され、φｍ０，Ｋ６がＫｅ設定部２４に入力される。

検出電流Ｉｄｃは切替信号発生部２５に入力され、Ｉｄｃが負の場合、第１切替部２６は「０」側に切り替えられる。するとＬｄ−設定部２１に検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが入力され、電流に応じたＬｄが演算され、出力される。このとき第２切替部２７も「０」側に切り替えられ、Ｌｄ−設定部２１から出力されたＬｄが選択される。一方、Ｉｄｃが正の場合、第１切替部２６は「１」側に切り替えられる。するとＬｄ＋設定部２２に検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが入力され、電流に応じたＬｄが演算され、出力される。このとき第２切替部２７も「１」側に切り替えられ、Ｌｄ＋設定部２２から出力されたＬｄが選択される。

Ｌｑ設定部２３には、検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが入力され、電流に応じたＬｑが演算され、出力される。Ｋｅ設定部２４には、検出電流Ｉｑｃが入力され、電流に応じたＫｅが演算され、出力される。

（動作の説明）
Ｌｄ−設定部２１では、入力された定数Ｌｄ０，Ｋ１および検出電流Ｉｄｃから、ｄ軸電流Ｉｄｃをパラメータとし、ＩｄｃがＬｄに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＬｄ設定値を変化させる。

（数２）
Ｌｄ（Ｉｄｃ）＝Ｌｄ０／（１−Ｋ１×Ｉｄｃ）
ここでＬｄ０は、電流０近傍でのＬｄ設定値とした。

さらに、Ｌｄ−設定部２１では、入力された定数Ｋ３および検出電流Ｉｑｃから、ｑ軸電流Ｉｑｃをパラメータとし、ＩｑｃがＬｄに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＬｄ設定値を変化させる。

（数３）
Ｌｄ（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）＝Ｌｄ（Ｉｄｃ）−Ｋ３×Ｉｑｃ×Ｉｑｃ

Ｌｄ＋設定部２２では、入力された定数Ｌｄ０，Ｋ２および検出電流Ｉｄｃから、ｄ軸電流Ｉｄｃをパラメータとし、ＩｄｃがＬｄに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＬｄ設定値を変化させる。

（数４）
Ｌｄ（Ｉｄｃ）＝Ｌｄ０／（１＋Ｋ２×Ｉｄｃ）

さらに、Ｌｄ＋設定部２２では、入力された定数Ｋ３および検出電流Ｉｑｃから、ｑ軸電流Ｉｑｃをパラメータとし、ＩｑｃがＬｄに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＬｄ設定値を変化させる。

（数５）
Ｌｄ（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）＝Ｌｄ（Ｉｄｃ）−Ｋ３×Ｉｑｃ×Ｉｑｃ

Ｌｑ設定部２３では、入力された定数Ｌｑ０，Ｋ４および検出電流Ｉｑｃから、ｑ軸電流Ｉｑｃをパラメータとし、ＩｑｃがＬｑに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＬｑ設定値を変化させる。

（数６）
Ｌｑ（Ｉｑｃ）＝Ｌｑ０／（１＋Ｋ４×Ｉｑｃ）
ここでＬｑ０は、電流０近傍でのＬｑ設定値とした。

さらに、Ｌｑ設定部２３では、入力された定数Ｋ５および検出電流Ｉｄｃから、ｄ軸電流Ｉｄｃをパラメータとし、ＩｄｃがＬｑに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＬｑ設定値を変化させる。

（数７）
Ｌｑ（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）＝Ｌｑ（Ｉｑｃ）−Ｋ５×Ｉｄｃ

Ｋｅ設定部２４では、入力された定数φｍ０，Ｋ６および検出電流Ｉｑｃから、ｑ軸電流Ｉｑｃをパラメータとし、ＩｑｃがＫｅに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりＫｅ設定値を変化させる。

（数８）
Ｋｅ（Ｉｑｃ）＝φｍ０−Ｋ６×Ｉｑｃ×Ｉｑｃ
ここでφｍ０は、電流０での永久磁石によるコイル鎖交磁束とした。

（効果の説明）
モータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを固定定数とした場合のｄｑ軸磁束φｄ，φｑとｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの関係を以下に示す。

上記のようにモータの電気定数を固定定数とした場合、磁束と電流は線形な比例関係で表される。実際は高負荷等によりモータ電流が大きくなると、磁気飽和により磁束と電流の関係は非線形となるが、上記の式ではそれを正確に表現できていない。

一方、モータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑを、前述したように、ＩｄがＬｄに与える影響およびＩｑがＬｑに与える影響を考慮した近似式とした場合の磁束と電流の関係は以下のようになる。

あるモータを例に、横軸にＩｄをとり、磁束φｄを、Ｌｄを固定定数にして算出した場合と、Ｌｄ（Ｉｄ）近似式、すなわちＩｄがＬｄに与える影響を考慮して算出した場合と、真値とを比較して図４に示す。同様に磁束φｑについて、Ｌｑを固定定数にして算出した場合と、Ｌｑ（Ｉｑ）近似式、すなわちＩｑがＬｑに与える影響を考慮して算出した場合と、真値とを比較して図５に示す。

図４および図５より、Ｌｄ，Ｌｑを固定定数にした場合、磁束と電流は線形な比例関係となって真値から乖離するが、Ｌｄ（Ｉｄ）近似式およびＬｑ（Ｉｑ）近似式を用いた場合は、磁束と電流の非線形な関係をよく近似できている。

ところが、上記の近似だけではｄｑ軸間の磁束の干渉特性が考慮されていない。モータに高負荷をかけて駆動する場合、ｄｑ軸間の磁束の干渉が大きく影響するため、それを考慮してモータの電気定数を設定することが望まれる。

そこで、モータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを、前述したようにＩｑがＬｄに与える影響、およびＩｄがＬｑに与える影響、およびＩｑがＫｅに与える影響までを含めて考慮した近似式とし、磁束と電流の関係を以下のように定義する。

横軸にＩｑをとり、Ｉｄを定格比１００％，０％，−１００％と変化させた時の磁束φｄについて、上記近似式で算出した場合と、真値とを比較して図６に示す。同様に、横軸にＩｄをとり、Ｉｑを定格比５０％，１００％，１５０％と変化させた時の磁束φｑについて、上記近似式で算出した場合と、真値とを比較して図７に示す。

図６および図７より、本発明にしたがって、Ｉｄ，ＩｑがＬｄに与える影響、およびＩｄ，ＩｑがＬｑに与える影響、およびＩｑがＫｅに与える影響を考慮することにより、Ｉｄ，Ｉｑがｄ軸磁束φｄおよびｑ軸磁束φｑへ与える影響をよく近似できている。

以上のように、本発明に基づいてｄｑ軸間の磁束の干渉を考慮した簡便な関数式でモータの電気定数を設定することにより、モータに負荷をかけて駆動した場合の磁束特性を正確かつ簡便に再現することができる。

本発明の特徴である、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを前述のように電圧指令値演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度なトルク制御を実現し、かつ高応答化することができる。

（実施形態２）
実施形態２は、モータ制御部１４を図８に示すモータ制御部１４ａに置き換えたものである。図８が図２と異なる点は、変換係数３２がなくなり、トルク演算部３７を備えてトルク推定値τｃを演算する点である。

トルク演算部３７には、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅと、検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが入力され、以下に示す関数式によりトルク推定値τｃを演算する。

（数１２）
τｃ＝Ｋｅ×Ｉｑｃ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄｃ×Ｉｑｃ

本発明の特徴である、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを上記のようにトルク推定演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度なトルク制御を実現し、かつ高応答化することができる。

（実施形態３）
実施形態１および実施形態２では、位置センサ付及び電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス及び電流センサ付の構成でも実現可能である。図９を用いて説明する。

図９が図１と異なる点は、以下の通りである。まず、トルク指令発生器１が速度指令発生器１ａに置き換わり、モータ制御部１４がモータ制御部１４ｂに置き換わり、さらに位置検出器６および位相演算部１１がなくなり、位相角θｄｃがモータ制御部１４ｂから供給される。

電気定数の設定方法については、実施形態１で説明した方法を用いる。

次に、モータ制御部１４ｂの動作を、図１０を用いて詳しく述べる。

本実施例に示すモータ制御部１４ｂの構成は、特開２００１−２５１８８９号の図１とほぼ同じであり、異なる点は、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数を電流フィードフォワード補償部５６および誘起電圧推定及び軸ずれ演算部５７および速度位相推定部５９に入力し、Ｖｄｍ*，Ｖｑｍ*，Δθ，ω１＿ｄｅｔの演算に用いる点である。

電流フィードフォワード補償部５６では、モータの抵抗設定値Ｒ、およびモータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅ、および速度指令ω１*、および電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*、および電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*から、以下の関数式によりｄ軸モデル電圧Ｖｄｍ*およびｑ軸モデル電圧Ｖｑｍ*を演算する。

（数１３）
Ｖｄｍ*＝Ｒ×Ｉｄ*−ω１*×Ｌｑ×Ｉｑ*
Ｖｑｍ*＝Ｒ×Ｉｑ*＋ω１*×Ｌｄ×Ｉｄ*＋ω１*×Ｋｅ

誘起電圧推定及び軸ずれ演算部５７は、モータの抵抗設定値Ｒ、およびモータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｑ、および速度指令ω１*、および検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃ、および電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*から、以下の関数式により軸ずれ推定値Δθを演算し、出力する。

本発明の特徴である、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを前述の演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度に回転子位置情報を取得し、かつ高応答な制御を実現することができる。

（実施形態４）
実施形態３では、位置センサレス及び電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス及び電流センサレスの構成でも実現可能である。図１１を用いて説明する。

図１１が図９と異なる点は、以下の通りである。まず、電流Ｉｕを検出する電流検出器７ａと電流Ｉｗを検出する電流検出器７ｂがなくなり、電流検出器７ｃが新たに設けられ、直流電源４がインバータ３へ供給する電流ＩＤＣを検出する。また、電流再現部１７が新たに設けられ、電流検出器７ｃで検出した電源電流ＩＤＣに基づき、特開平８−１９２６３等に記載された手法によって、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により再現する。また、モータ制御部１４ｂがモータ制御部１４ｃに置き換わっている。

電気定数の設定方法については、実施形態１で説明した方法を用いる。

本実施例に示すモータ制御部１４ｃの構成は、特開２００４−４８８６８号の図１とほぼ同じであり、異なる点は、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを電圧ベクトル演算部６４およびω１補正部６６に入力し、Ｖｄ^*，Ｖｑ^*，Δω１の演算に用いる点である。

本発明の特徴である、モータ定数演算部１３が出力したＰＭモータの電気定数Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを上記演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度に電圧指令および修正量Δω１を演算し、安定かつ高応答な制御を実現することができる。

本発明の実施形態１の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１におけるモータ定数演算部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１におけるｄ軸磁束とｄ軸電流の関係図。 本発明の実施形態１におけるｑ軸磁束とｑ軸電流の関係図。 本発明の実施形態１におけるｄ軸磁束とｑ軸電流の関係図。 本発明の実施形態１におけるｑ軸磁束とｄ軸電流の関係図。 本発明の実施形態２におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態３の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態３におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態４の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態４におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。

符号の説明

１ トルク指令発生器
１ａ 速度指令発生器
２，２ａ，２ｂ 制御器
３ インバータ
４ 直流電源
５ ＰＭモータ
６ 位置検出器
７ａ，７ｂ，７ｃ 電流検出器
８ モータ定数設定器
１１ 位相演算部
１２ ｄｑ座標変換部
１３ モータ定数演算部
１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ モータ制御部
１５ ｄｑ座標逆変換部
１６ ＰＷＭ信号発生部
１７ 電流再現部
２１ Ｌｄ−設定部
２２ Ｌｄ＋設定部
２３ Ｌｑ設定部
２４ Ｋｅ設定部
２５ 切替信号発生部
２６ 第１切替部
２７ 第２切替部
３１ Ｉｄ*発生部
３２ 変換係数
３３ ｄ軸電流指令演算部
３４ ｑ軸電流指令演算部
３５ 速度演算部
３６ 電圧ベクトル演算部
３７ トルク演算部
４１ 交流電源
４２ ダイオード・ブリッジ
４３ 平滑コンデンサ
５１ 変換ゲイン
５２ 速度制御部
５３ 電流指令作成部
５４ ｄ軸電流指令制御部
５５ ｑ軸電流指令制御部
５６ 電流フィードフォワード補償部
５７ 誘起電圧推定及び軸ずれ演算部
５８ 軸ずれ誤差補償部
５９ 速度位相推定部
６１ 変換ゲイン
６２ Ｉｄ*発生部
６３ Ｉｑ*発生部
６４ 電圧ベクトル演算部
６５ 積分部
６６ ω１補正部

Claims (4)

1. 交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、
   前記交流モータの電流を検出する手段と、
   前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器と、を備え、
   前記制御器は、モータの電気定数を演算するモータ定数演算部を備え、
   前記モータ定数演算部は、直交する２つの軸のうち一方の軸上で定義される電気定数の設定値を、同一の軸上で定義される状態変数を用いて補正し、かつ他方の軸上で定義される状態変数を用いて補正し、前記補正した電気定数を前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、
   前記同一の軸上の状態変数による電気定数設定値の補正、ならびに前記他方の軸上の状態変数による電気定数設定値の補正の、少なくとも一方を、前記状態変数をパラメータとして前記状態変数が前記電気定数に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で補正する交流モータの制御装置において、
   前記モータ定数演算部は、前記電気定数設定値としてｄ軸インダクタンスＬｄを用い、前記状態変数としてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用い、前記ｄ軸インダクタンスＬｄを前記ｄ軸電流Ｉｄ及び前記ｑ軸電流Ｉｑによって補正したＬｄ（Ｉｄ，Ｉｑ）を、ｄ軸電流Ｉｄが負の場合にＬｄ０，Ｋ１，Ｋ３を定数とする（式１）を用いて演算し、ｄ軸電流Ｉｄが正の場合にＬｄ０，Ｋ２，Ｋ３を定数とする（式２）を用いて演算することを特徴とする交流モータの制御装置。
   Ｌｄ（Ｉｄ，Ｉｑ）＝Ｌｄ０／（１−Ｋ１×Ｉｄ）−Ｋ３×Ｉｑ×Ｉｑ （式１）
   Ｌｄ（Ｉｄ，Ｉｑ）＝Ｌｄ０／（１＋Ｋ２×Ｉｄ）−Ｋ３×Ｉｑ×Ｉｑ （式２）
2. 請求項１において、
   前記モータ定数演算部は、前記電気定数設定値としてｑ軸インダクタンスＬｑを用い、ｑ軸インダクタンスＬｑをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑによって補正したＬｑ（Ｉｄ，Ｉｑ）を、Ｌｑ０，Ｋ４，Ｋ５を定数とする（式３）を用いて演算することを特徴とする交流モータの制御装置。
   Ｌｑ（Ｉｄ，Ｉｑ）＝Ｌｑ０／（１＋Ｋ４×Ｉｑ）−Ｋ５×Ｉｄ （式３）
3. 請求項１又は２において、
   電気定数設定値として誘起電圧定数Ｋｅを用い、電流が略ゼロでの誘起電圧定数をφｍ０とするとき、
   前記モータ定数演算部は、誘起電圧定数Ｋｅをｑ軸電流Ｉｑによって補正したＫｅ（Ｉｑ）を、Ｋを定数とする（式４）を用いて演算することを特徴とする交流モータの制御装置。
   Ｋｅ（Ｉｑ）＝φｍ０−Ｋ×Ｉｑ×Ｉｑ （式４）
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記制御器は、モータ制御部を備え、
   該モータ制御部は、駆動指令と、前記状態変数と、前記補正した電気定数と、に基づいて、前記交流モータの駆動に必要な電圧指令を演算することを特徴とする交流モータの制御装置。

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