JP5492192B2 - 交流モータの制御装置 - Google Patents

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    • H02P21/26—Rotor flux based control

Description

本発明は、交流モータの制御装置に関わり、特に、交流モータの状態量の設定に関する。
交流モータ、特に永久磁石同期モータは、小形・高効率という特徴を活かし、家電，産業，自動車等、適用用途を拡大している。特に近年では、モータの駆動方式が矩形波通電型から正弦波通電型に置き換わる製品が増え、位置センサレス制御での回転子位置推定や、高精度トルク制御等の用途に、抵抗やインダクタンス，誘起電圧定数など、モータの電気定数設定値の入力を必須とするコントローラが増えてきた。そのため、モータの電気定数を正確に同定して入力しないと、制御性能に大きく影響する。なかでもインダクタンスはコアの磁気的な非線形性が強く影響し、磁気飽和の影響が大きく現れる。
交流モータの電気定数設定値を、電流に応じて変化させる技術は、特許文献１に示されている。この技術は、同期モータの磁束と電流の関係を非線形関数として制御器内部に持たせ、トルク精度を改善する技術である（以下、従来技術１と記す）。さらに、特許文献２では、電気定数であるインダクタンスの代わりに磁束鎖交数を用い、磁束と電流の関係を直接テーブル化して、高精度で高応答な制御を行う技術が示されている（以下、従来技術２と記す）。
特開２００１−１６１０９９号公報 特開２００８−１４１８３５号公報 特開平８−１９２６３号公報 特開２００４−２９７９６６号公報
従来技術１では、ｄ軸電流によりｑ軸磁束が発生するなど、軸間の干渉磁束の存在について言及し、その関係を非線形磁束関数と呼んでいる。しかし、その関数についての具体的な記述はなく、テーブルデータを使う方法が示されている。
従来技術２も、電流をパラメータとし、ｄ軸とｑ軸の相互作用を考慮した鎖交磁束数の近似式が示されている。しかし、近似式の精度および有用性についての記載はなく、鎖交磁束数の２次元テーブルデータを使う方法の記述が専らである。また、示されている鎖交磁束数の近似式は電流の２次関数であるため、その逆関数化は容易ではない。
テーブルデータを使う場合、高精度化するにはデータ数が増え、その設定作業が煩雑になり、データ取得のための解析や試験の回数も増える。さらに、不連続なデータ間を補間する内挿計算の必要が生じる。
また、磁束の電流依存性は考慮されているものの、回転子位置の依存性や温度依存性は考慮されていない。
本発明は上記の点を考慮してなされたものであり、モータの駆動状態に応じて変化する交流モータの非線形な状態量を高い精度で設定し、それをモータ制御に用いることを可能とした交流モータの制御装置を提供することを目的とする。
上記目的は、モータの内部量であるコイル鎖交磁束に相当する状態量を演算する状態量演算部を備え、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸のうち、一方の軸上で定義されるコイル鎖交磁束の設定値を、同一の軸上で定義される状態変数である電流ならびに他方の軸上で定義される電流を用いた関数式で算出することで達成できる。
また、上記目的を達成するために、本発明は交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータの状態量を演算する状態量演算部を備え、該状態量演算部は、モータの回転座標系において直交する２つの軸のうち、一方の軸上で定義される状態量の設定値を、同一の軸上で定義される状態変数ならびに他方の軸上で定義される状態変数の、少なくとも一方を用いて算出し、前記算出した状態量を前記交流モータの駆動制御に用いることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータの制御装置は、前記同一の軸上で定義される状態変数ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数による状態量設定値の算出を、前記状態変数をパラメータとして該状態変数が前記状態量に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出することを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータの制御装置は、前記関数式が、分数式であり、分子が前記同一の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数で構成され、かつ分母が前記同一の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方で構成されることを特徴としたものである。
更に、交流モータの制御装置は、前記状態変数および前記状態量を座標軸とする座標系において、前記状態量が前記他方の軸上で定義される状態変数によらず概ね一定となる状態変数および状態量からなる座標を中心とし、該座標に対して前記関数式を点対称に構成してもよい。
更に、本発明の交流モータの制御装置は、前記状態量としてコイル鎖交磁束を用いることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータの制御装置は、前記状態変数としてモータ電流を用いることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータの制御装置は、前記制御器は、モータ制御部を備え、該モータ制御部は、駆動指令と、前記状態変数と、前記算出した状態量に基づいて、前記交流モータの駆動に必要な電圧指令を演算することを特徴としたものである。
更に、交流モータの制御装置は、前記モータ制御部は、前記交流モータの回転速度を演算する速度演算部と、前記交流モータの状態変数指令を演算する状態変数指令演算部と、電圧ベクトル演算部を備え、該電圧ベクトル演算部は、前記算出した状態量と前記状態変数指令と前記回転速度から電圧指令を演算してもよい。
更に、交流モータの制御装置は、前記駆動指令を前記交流モータのトルク指令とし、前記モータ制御部は、トルク演算部を備え、該トルク演算部は、前記算出した状態量と前記状態変数から前記交流モータのトルクを演算し、前記演算したトルクが前記トルク指令に近づくように状態変数指令を演算してもよい。
更に、交流モータの制御装置は、前記駆動指令を前記交流モータの回転速度指令とし、前記制御器は、誘起電圧推定及び軸ずれ演算部を備え、該誘起電圧推定及び軸ずれ演算部は、前記電圧指令と、前記状態変数と、前記算出した状態量と、前記回転速度指令に基づいて、前記交流モータの誘起電圧を推定し、前記推定した誘起電圧からその位相を算出して前記交流モータの回転子位置を推定してもよい。
更に、交流モータの制御装置は、前記誘起電圧推定及び軸ずれ演算部は、前記交流モータ内部の磁極軸を仮定した制御軸を備え、該制御軸と前記交流モータの実際の磁極軸との軸ずれを演算する軸ずれ演算手段を備え、前記状態変数と、前記回転速度指令と、前記電圧指令と、前記算出した状態量から前記軸ずれを演算してもよい。
また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータのコイル鎖交磁束を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、該鎖交磁束の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｄ軸の鎖交磁束φdは、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqの関数として表現され、さらに、前記φdが前記Ｉqによらず概ね一定となる時の値をφ0とし、さらにその時のＩdを−Ｉ0とし、前記φdを、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，φ0，Ｉ0を定数とする以下の関数式を用いて算出してもよい。
また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータのコイル鎖交磁束を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、該鎖交磁束の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｑ軸の鎖交磁束φqは、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqの関数として表現され、前記φを、Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1を定数とする以下の関数式を用いて算出してもよい。
また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータモデルを備え、該モータモデルは電圧指令からモータ電流を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、前記モータ電流の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｄ軸電流Ｉdは、ｄ軸上のコイル鎖交磁束φdと、ｑ軸上のコイル鎖交磁束φqの関数式を用いて算出し、ｑ軸電流Ｉqは、ｄ軸上のコイル鎖交磁束φdと、ｑ軸上のコイル鎖交磁束φqの関数式を用いて算出してもよい。
また、交流モータと、該交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータ駆動システムにおいて、前記制御器は、モータの状態量を演算する状態量演算部を備え、該状態量演算部は、モータの回転座標系において直交する２つの軸のうち、一方の軸上で定義される状態量の設定値を、同一の軸上で定義される状態変数ならびに他方の軸上で定義される状態変数の、少なくとも一方を用いて算出し、前記算出した状態量を前記交流モータの駆動制御に用いてもよい。
また、交流モータと、該交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータ駆動システムにおいて、前記制御器はモータモデルを備え、該モータモデルは電圧指令からモータ電流を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、前記モータ電流の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｄ軸電流Ｉdは、ｄ軸上のコイル鎖交磁束φdと、ｑ軸上のコイル鎖交磁束φqの関数式を用いて算出し、ｑ軸電流Ｉqは、ｄ軸上のコイル鎖交磁束φdと、ｑ軸上のコイル鎖交磁束φqの関数式を用いて算出してもよい。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記交流モータの回転子の位置を検出する手段を備え、前記状態量演算部は、前記一方の軸上で定義される状態量の設定値を、前記同一の軸上で定義される状態変数ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数の少なくとも一方と、前記検出した回転子の位置とを用いて算出し、前記算出した状態量を前記交流モータの駆動制御に用いることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記同一の軸上で定義される状態変数ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数ならびに前記検出した回転子の位置よる状態量設定値の算出を、前記状態変数および前記回転子の位置をパラメータとして、前記状態変数および前記回転子位置が前記状態量に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出することを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記関数式が、分数式であり、分子が前記同一の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した回転子の位置をパラメータとした三角関数とで構成され、かつ分母が前記同一の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した回転子の位置をパラメータとした三角関数とで構成されることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記交流モータの温度を検出する手段を備え、前記状態量演算部は、前記一方の軸上で定義される状態量の設定値を、前記同一の軸上で定義される状態変数ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数の少なくとも一方と、前記検出した温度とを用いて算出し、前記算出した状態量を前記交流モータの駆動制御に用いることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記同一の軸上で定義される状態変数ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数ならびに前記検出した温度よる状態量設定値の算出を、前記状態変数および前記温度をパラメータとして、前記状態変数および前記温度が前記状態量に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出することを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記関数式が、分数式であり、分子が前記同一の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した温度をパラメータとした１次関数とで構成され、かつ分母が前記同一の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した温度をパラメータとした１次関数とで構成されることを特徴としたものである。
更に、本発明の交流モータ制御装置は、前記交流モータが永久磁石型同期モータであって、前記交流モータ制御装置が、前記検出した温度から前記永久磁石の残留磁束密度を算出する手段を備え、前記同一の軸上で定義される状態変数ならびに前記他方の軸上で定義される状態変数ならびに前記算出した残留磁束密度による状態量設定値の算出を、前記状態変数および前記残留磁束密度をパラメータとして、前記状態変数および前記残留磁束密度が前記状態量に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出することを特徴としたものである。
また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器と、前記交流モータの回転子の位置を検出する手段を備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータのコイル鎖交磁束を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、該鎖交磁束の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｄ軸の鎖交磁束φdは、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、回転子の位置θの関数として表現され、さらに、前記φdが前記Ｉｑによらず概ね一定となる時の値をφ0とし、さらにその時のＩdを−Ｉ0とし、前記φdを、Ｋ1ave，Ｋ2ave，Ｋ3ave，Ｋ7ave，Ｋ1rip，Ｋ2rip，Ｋ3rip，Ｋ7rip，Ｋ1pha，Ｋ2pha，Ｋ3pha，Ｋ7pha，φ0，Ｉ0、ｎを定数とする以下の関数式を用いて算出してもよい。




また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器と、前記交流モータの回転子の位置を検出する手段を備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータのコイル鎖交磁束を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、該鎖交磁束の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｑ軸の鎖交磁束φqは、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、回転子の位置θの関数として表現され、前記φqを、Ｋ4ave，Ｋ5ave，Ｋ6ave，Ｋ8ave，Ｋ4rip，Ｋ5rip，Ｋ6rip，Ｋ8rip，Ｋ4pha，Ｋ5pha，Ｋ6pha，Ｋ8pha、Ｉ0、ｎを定数とする以下の関数式を用いて算出してもよい。




また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器と、前記交流モータの温度を検出する手段とを備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータのコイル鎖交磁束を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、前記交流モータが永久磁石型同期モータであって、前記検出した温度から前記永久磁石の残留磁束密度を算出する手段を備え、前記鎖交磁束の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｄ軸の鎖交磁束φdは、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、残留磁束密度Ｂｒの関数として表現され、前記φdを、Ｋ2d，Ｋ2c，ＫIc，Ｋφc，Ｋ1，Ｋ3，Ｂr0を定数とする以下の関数式を用いて算出してもよい。




また、交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器と、前記交流モータの温度を検出する手段とを備えた交流モータの制御装置において、前記制御器は、モータのコイル鎖交磁束を演算して前記交流モータの駆動制御に用いるものであって、前記交流モータが永久磁石型同期モータであって、前記検出した温度から前記永久磁石の残留磁束密度を算出する手段を備え、前記鎖交磁束の演算は、モータの回転座標系において直交する２つの軸であるｄ軸，ｑ軸上で行うものとし、ｑ軸の鎖交磁束φqは、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、残留磁束密度Ｂｒの関数として表現され、前記φqを、Ｋ4d，Ｋ4c，Ｋ6d，Ｋ6c，Ｋ5，Ｂr0を定数とする以下の関数式を用いて算出してもよい。






本発明によれば、交流モータの非線形な状態量をより正確にかつ簡便に設定することができる。特に、テーブルデータを作成する際の解析あるいは試験の回数を低減し、データ設定作業にかかる手間と時間の大幅な低減が可能となる。
また、本発明によれば、電流依存性だけでなく、回転子位置依存性や温度依存性も考慮することで、実際の運転状態に近い状態量を設定することが可能となる。
また、その正確な状態量を位置センサレス制御に用いることにより、より正確な回転子位置推定が可能となり、高負荷時における位置センサレス制御の制御性能が向上する。
以上のように、高負荷時の制御特性を高い精度で向上することにより、制御対象である交流モータの小型化，低コスト化を図ることができる。
本発明の実施形態１の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１における状態量演算部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１におけるｄ軸磁束φdとｄ軸電流指令Ｉdcの模式図。 本発明の実施形態１におけるｑ軸磁束φqとｑ軸電流指令Ｉqcの模式図。 本発明の実施形態１におけるｄ軸磁束とｄ軸電流の関係図１。 本発明の実施形態１におけるｑ軸磁束とｑ軸電流の関係図１。 本発明の実施形態１におけるｄ軸磁束とｄ軸電流の関係図２。 本発明の実施形態１におけるｑ軸磁束とｑ軸電流の関係図２。 他の関数式におけるｄ軸磁束とｄ軸電流の関係図。 他の関数式におけるｑ軸磁束とｑ軸電流の関係図。 参考としての実施形態２におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態３の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態３におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態４の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態４におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 参考としての実施形態５の系統構成を示すブロック図。 参考としての実施形態５におけるモータモデルの内部構成を示すブロック図。 参考としての実施形態５におけるモータ制御部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態６の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態６におけるモータ定数と回転子位置の関係図１。 本発明の実施形態６におけるモータ定数の例１。 本発明の実施形態６における状態量演算部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態６におけるモータ定数と回転子位置の関係図２。 本発明の実施形態６におけるモータ定数の例２。 本発明の実施形態６におけるｄ軸磁束と回転子位置の関係図。 本発明の実施形態６におけるｑ軸磁束と回転子位置の関係図。 本発明の実施形態７の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態８の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態９の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態９におけるモータ定数と磁石温度の関係図。 本発明の実施形態９におけるモータ定数と残留磁束密度の関係図。 本発明の実施形態９における状態量演算部の内部構成を示すブロック図。 本発明の実施形態９におけるｄ軸磁束とｄ軸電流の関係図１。 本発明の実施形態９におけるｄ軸磁束とｄ軸電流の関係図２。 本発明の実施形態１０の系統構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１１の系統構成を示すブロック図。 参考としての実施形態１２の系統構成を示すブロック図。 参考としての実施形態１２における状態量演算部の内部構成を示すブロック図。
次に、図１〜図３９を参照して、本発明および参考としての交流モータの制御装置の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、交流モータとして永久磁石型同期モータ（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他のモータ（例えば、巻線型同期モータ，リラクタンスモータ、誘導モータなど）に関しても、同様に実現可能である。
〔実施形態１〕
図１は、本発明による交流モータ制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。本実施形態１の制御装置は、モータにトルク指令τ*を与えるトルク指令発生器１と、モータの交流印加電圧を演算し、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号と略）に変換して出力する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、制御対象である永久磁石型同期モータ５（以下、ＰＭモータと略）と、ＰＭモータ５の回転子位置を検出する位置検出器６と、インバータ３がＰＭモータ５へ供給する電流Ｉuを検出する電流検出器７ａと電流Ｉwを検出する電流検出器７ｂと、モータの状態量であるコイル鎖交磁束を演算するための定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0，φ0，Ｉ1を設定するモータ定数設定器８とを備える。
制御器２は、位置検出器６が検出したＰＭモータ５の永久磁石磁束の位置から回転子の位相角θを演算する位相演算部１１と、検出した電流Ｉu，Ｉwを、位相角θによって、モータの回転座標系において直交するｄ，ｑ各軸上の成分Ｉdc，Ｉqcに座標変換するｄｑ座標変換部１２と、モータ定数設定器８の出力と電流検出値Ｉdc，Ｉqcに基づいてＰＭモータ５の状態量であるコイル鎖交磁束のｄ軸成分φd、ならびにｑ軸成分φqを演算して出力する状態量演算部１３と、トルク指令τ*とＰＭモータの状態量φd，φqと電流検出値Ｉdc，Ｉqcと位相角θに基づいて、ＰＭモータ５を駆動するための電圧指令Ｖd *，Ｖq *を演算するモータ制御部１４と、Ｖd *，Ｖq *を、位相角θによって三相交流電圧指令ｖu *，ｖv *，ｖw *に変換するｄｑ座標逆変換部１５と、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３をスイッチ動作するためのＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ信号発生部１６と、からなる。
インバータ３に電力を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３で
構成されている。
次に、図１を用いて、本実施形態１の動作原理を説明する。
トルク指令発生器１から、デジタルやアナログ等の通信手段により、モータのトルク指令τ*がモータ制御部１４に与えられる。また電流検出器７ａ，７ｂに検出された交流電流Ｉu，Ｉwは、位相演算部１１に演算された位相角θにより、ｄｑ座標変換部１２において回転座標軸（ｄｑ軸）上の電流成分Ｉdc，Ｉqcに変換される。
モータ定数設定器８から出力された定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0，φ0，Ｉ1と、検出電流Ｉdc，Ｉqcが状態量演算部１３に入力され、ＰＭモータの状態量φd，φq電流値に応じて演算され、モータ制御部１４へ送られる。
モータ制御部１４の構成を図２に示す。本実施例に示すモータ制御部１４の構成は、特許文献４の図３の実施例とほぼ同じであり、異なる点は、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを電圧ベクトル演算部３６に入力して以下の式により電圧指令値Ｖd *，Ｖq *を演算する点である。
そしてＶd *，Ｖq *は、位相角θによりｄｑ座標逆変換部１５において交流量に変換され、さらにＰＷＭ信号発生部１６において、パルス幅変調信号に変換されて、インバータ３へ送られる。
次に、本発明の特徴である状態量演算部１３の動作を、図３を用いて詳しく述べる。
図３に示すように、状態量演算部１３は、φd設定部２１と、φq設定部２２とを備えている。
モータの状態量であるコイル鎖交磁束のｄ軸成分φdを演算するための定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0，φ0がφd設定部２１に入力され、コイル鎖交磁束のｑ軸成分φqを演算するための定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1がφq設定部２２に入力される。
検出電流Ｉdc，Ｉqcはφd設定部２１ならびにφq設定部２２に入力され、電流に応じたφd，φqが演算され、それぞれ出力される。
φd設定部２１では、ｄ軸の鎖交磁束φdを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqの関数として表現し、入力された定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0，φ0および検出電流Ｉdc，Ｉqcから、Ｉdc，Ｉqcをパラメータとし、Ｉdc，Ｉqcがφdに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφd設定値を算出する。
ここでφ0は、ｄ軸磁束φdがｑ軸電流Ｉqによらず概ね一定となる値であり、その時のｄ軸電流Ｉdを−Ｉ0とした。これらの関係を模式的に図４に示す。
φq設定部２２では、ｑ軸の鎖交磁束φqを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqの関数として表現し、入力された定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1および検出電流Ｉdc，Ｉqcから、Ｉdc，Ｉqcをパラメータとし、Ｉdc，Ｉqcがφqに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφq設定値を算出する。
これらの関係を模式的に図５に示す。ここでＩ1は、ｑ軸磁束φqが最大となるｄ軸電流Ｉdの値であるが、簡単のために、Ｉ1に代えて前述したＩ0を用いてもよい。
なお、上述の関数式の代わりに、これらを変形した以下の関数式を用いてもよい。
一般的なｄ軸およびｑ軸磁束φd，φqとｄ軸およびｑ軸電流Ｉd，Ｉqの関係として、モータの電気定数であるｄ軸インダクタンスＬd，ｑ軸インダクタンスＬq，誘起電圧定数Ｋeを固定定数とした場合の関係式を以下に示す。
上記のようにモータの電気定数を固定定数とした場合、磁束と電流は線形な比例関係で表される。実際は高負荷等によりモータ電流が大きくなると、磁気飽和により磁束と電流の関係は非線形となるが、上記の式ではそれを正確に表現できていない。
一方、（数２）および（数３）をもとに、ｄ軸およびｑ軸磁束φ、φqについて自軸流の影響のみを考慮した近似式を以下に示す。
あるモータを例に、横軸にＩdをとり、磁束φdを、磁界解析により算出した目標値と、Ｌdを固定値として（数６）により算出した近似値と、φd（Ｉd，０）の関数式（数８）により算出した近似値を比較して図６に示す。同様に、横軸にＩqをとり、磁束φqについて、磁界解析により算出した目標値と、Ｌqを固定値として（数７）により算出した近似値と、φq（０，Ｉq）の関数式（数９）により算出した近似値を比較して図７に示す。
図６および図７より、Ｌd，Ｌqを固定値にした場合、磁束と電流は線形な比例関係となり、Ｌd，Ｌqの設定値によっては磁束φd，φqが真値から大きく乖離するが、φd（Ｉd，０）近似式およびφq（０，Ｉq）近似式を用いた場合は、磁束と電流の非線形な関係を良好に近似できている。
ところが、上記の近似だけではｄ軸、ｑ軸間の磁束の干渉特性が考慮されていないモータに高負荷をかけて駆動する場合や、弱め界磁制御を行う場合は、ｄ軸、ｑ軸間の磁束の干渉も大きく影響するため、それを考慮してモータの状態量を設定することが望まれる。
そこで、モータの状態量であるφd，φqを、前述したようにφd（Ｉd，Ｉq），φq（Ｉd，Ｉq）のように自軸電流だけでなく他軸電流による影響も考慮した近似式とし、磁束と電流の関係を以下のように定義する。
横軸にＩdをとり、Ｉqを０Ａ，１００Ａ，２００Ａ，３００Ａと変化させた時の磁束φdについて、磁界解析により算出した目標値と、（数１０）の関数式で算出した近似値を比較して図８に示す。同様に、横軸にＩqをとり、Ｉdを−２００Ａ，−１００Ａ，０Ａ，１００Ａ，２００Ａと変化させた時の磁束φqについて、磁界解析により算出した目標値と、（数１１）の関数式で算出した近似値を比較して図９に示す。
図８および図９より、本発明の関数式近似を用いることにより、磁気飽和やｄ軸、ｑ軸間干渉の影響が強く、非線形な特性のモータに対しても、Ｉd，Ｉqがｄ軸磁束φdおよびｑ軸磁束φqへ与える影響を良好に近似できる。
なお、他の関数式として、特願２００７−３０９６３５号公報に記載の以下のものがある。
これらは、自軸電流の影響のみを分数式で表し、他軸電流の影響は電流の高次関数で表したものである。
先ほどと同様に横軸にＩdをとり、Ｉqを０Ａ，１００Ａ，２００Ａ，３００Ａと変化させた時の磁束φdについて、磁界解析により算出した目標値と、（数１３）の関数式で算出した近似値を比較して図１０に示す。同様に、横軸にＩqをとり、Ｉdを−２００Ａ，−１００Ａ，０Ａ，１００Ａ，２００Ａと変化させた時の磁束φqについて、磁界解析により算出した目標値と、（数１３）の関数式で算出した近似値を比較して図１１に示す。
図１０および図１１より、本発明の関数式近似結果である図８および図９と比較して、電流の大きい領域で近似が不十分であることがわかる。特に、他軸電流の影響が正確に再現できておらず、他軸電流の影響は電流の高次関数で近似するよりも、本発明のように分数式で近似する方法を用いることにより、磁気飽和やｄ軸、ｑ軸間干渉の影響が強く、非線形な特性のモータに対しても、Ｉd，Ｉqがｄ軸磁束φdおよびｑ軸磁束φqへ与える影響を良好に近似して、精度よく再現できる。
以上のように、本発明に基づいてｄ軸、ｑ軸間の磁束の干渉を考慮した簡便な関数式でモータの状態量を設定することにより、モータに負荷をかけて駆動する場合や弱め界磁制御等により駆動する場合の非線形な磁束特性を正確かつ簡便に再現することができる。
本発明の特徴である、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを前述のように電圧指令値演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度なトルク制御を実現し、かつ高応答化することができる。
〔実施形態２〕
次に、参考としての実施形態２を説明する。
実施形態２は、モータ制御部１４を図１２に示すモータ制御部１４ａに置き換えたものである。図１２が図２と異なる点は、変換係数３２が存在せず、トルク演算部３７を備えてトルク推定値τcを演算する点である。
トルク演算部３７には、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqと、検出電流Ｉdc，Ｉqcが入力され、以下に示す関数式によりトルク推定値τｃを演算する。
本発明の特徴である、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを上記のようにトルク推定演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度なトルク制御を実現し、かつ高応答化することができる。
〔実施形態３〕
次に、本発明の実施形態３を説明する。
実施形態１および実施形態２では、位置センサ付・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサ付の構成でも実現可能である。図１３を用いて説明する。
図１３が図１と異なる点は、以下の通りである。まず、トルク指令発生器１が速度指令発生器１ａに置き換わり、モータ制御部１４がモータ制御部１４ｂに置き換わり、さらに位置検出器６および位相演算部１１が存在せず、位相角θdcがモータ制御部１４ｂから供給されていることである。
状態量φd，φqの算出および設定方法については、実施形態１で説明した方法を用いる。
次に、本実施例のモータ制御部１４ｂの動作を、図１４を用いて詳しく述べる。
本実施例に示すモータ制御部１４ｂの構成は、特開２００１−２５１８８９号公報の図１とほぼ同じであり、異なる点は、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを電流フィードフォワード補償部５６ならびに誘起電圧推定及び軸ずれ演算部５７に入力し、Ｖdm *，Ｖqm *，Δθ，｜Ｅ0｜の演算に用いる点である。
電流フィードフォワード補償部５６では、モータの抵抗設定値Ｒ、および状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φq、および速度指令ω1 *、および電流指令Ｉd *，Ｉq *から、以下の関数式によりｄ軸モデル電圧Ｖdm *およびｑ軸モデル電圧Ｖqm *を演算する。
誘起電圧推定及び軸ずれ演算部５７は、モータの抵抗設定値Ｒ、および状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φq、および速度指令ω1 *、および検出電流Ｉdc，Ｉqc、および電圧指令Ｖd *，Ｖq *から、以下の関数式により誘起電圧推定値｜Ｅ0｜ならびに軸ずれ推定値Δθを演算し、出力する。
本発明の特徴である、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを前述の演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度に回転子位置情報を取得し、かつ高応答な制御を実現することができる。
〔実施形態４〕
次に、本発明の実施形態４を説明する。
実施形態３では、位置センサレス・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサレスの構成でも実現可能である。図１５を用いて説明する。
図１５が図１３と異なる点は、以下の通りである。まず、電流Ｉuを検出する電流検出器７ａと電流Ｉwを検出する電流検出器７ｂがなくなり、電流検出器７ｃが新たに設けられ、直流電源４がインバータ３へ供給する電流ＩＤＣを検出する。また、電流再現部１７が新たに設けられ、電流検出器７ｃで検出した電源電流ＩＤＣに基づき、特許文献３等に記載された手法によって、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを演算により再現する。また、モータ制御部１４ｂがモータ制御部１４ｃに置き換えている。
状態量φd，φqの算出および設定方法については、実施形態１で説明した方法を用いることが可能である。
次に、モータ制御部１４ｃの動作を、図１６を用いて詳しく述べる。
本実施例に示すモータ制御部１４ｃの構成は、特開２００４−４８８６８号公報の図１および図６とほぼ同じであり、異なる点は、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを電圧ベクトル演算部６４およびω1補正部６６に入力し、Ｖd *，Ｖq *，Δω1の演算に用いる点である。ω1補正部６６では（数１８）により軸ずれ推定値Δθを演算し、これがゼロになるようにΔω1の値を決定し、出力する。
本発明の特徴である、状態量演算部１３が出力したＰＭモータの状態量φd，φqを上記演算に用いることにより、高負荷等によりモータ電流が大きくなってモータの電気定数が変化する場合でも、高精度に電圧指令および修正量Δω1を演算し、安定かつ高応答な制御を実現することができる。
〔実施形態５〕
参考としての実施形態５は、本発明の関数式を逆関数化し、φd，φqからＩd，Ｉqを算出して用いる例であり、図１７を用いて説明する。電学論Ｄ，１１５巻４号，４２０ページから４２７ページに見られるように、制御器内部にモータモデルを備え、位置センサレス制御を行う場合に適用できる。
図１７の構成が図１５と異なる点は、以下の通りである。まず、モータ制御部１４ｃがモータ制御部１４ｄに置き換わり、状態量演算部１３がなくなり、モータモデル１８を備えた点である。
モータ定数設定器８から出力された定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0，φ0，Ｉ1、およびモータ制御部１４ｄから出力されたＶd *，Ｖq *，ω1がモータモデル１８に入力され、モータのモデル電流Ｉdm，Ｉqmが出力されてモータ制御部１４ｄに入力される。
次にモータモデル１８の動作を、図１８を用いて詳しく述べる。
図１８に示すように、モータモデル１８はＶd *，Ｖq *を入力とし、モータのモデル電流Ｉdm，Ｉqmを出力する。その過程において、φd，φqを入力とし、Ｉdm，Ｉqmを出力する演算が必要となる。
本発明の関数式φd（Ｉd，Ｉq）ならびにφq（Ｉd，Ｉq）は、（数１０）および（数１１）に示したように、分子や分母が電流の１次関数で構成される分数式である。そのため、以下に示すＩd（φd，φq）およびＩq（φd，φq）のような逆関数化が可能である。
したがって、逆関数演算部７１ａにより、φd，φqからＩdmを演算し、逆関数演算部７１ｂにより、φd，φqからＩqmを演算することができ、非線形性を考慮したモータモデルの演算を実現することができる。
次に、モータ制御部１４ｄの動作を、図１９を用いて述べる。
モータ制御部１４ｄでは、モータモデル１８が出力したモデル電流Ｉdmと検出電流Ｉdcの差ΔＩd、およびモデル電流Ｉqmと検出電流Ｉqcの差ΔＩqを算出し、それらの値に応じて回転子位置θdcならびに回転速度ω1を推定する。
なお、モータモデルの実施形態として位置センサレス・電流センサレスの例を用いて説明したが、位置センサレス・電流センサ付の例でも同様に実施可能である。
〔実施形態６〕
次に、本発明の実施形態６を説明する。
実施形態６は、電流依存性だけでなく、回転子位置依存性も考慮したものである。図２０〜図２７を用いて説明する。
図２０が図１と異なる点は、以下の通りである。まず、制御器２が制御器２ｄに置き換わり、モータ定数設定器８がモータ定数設定器８ａに置き換わり、状態量演算部１３が状態量演算部１３ａに置き換わり、モータ定数設定器８ａから２４個の定数が出力されて状態量演算部１３ａへ入力され、位相演算部１１から出力された回転子位相角θが新たに状態量演算部１３ａに入力される点である。
図２１に、回転子位置ごとに算出した、（数２）および（数３）の各定数Ｋ1、Ｋ2、Ｋ3、Ｋ4、Ｋ5、Ｋ6、Ｉ0、φ0を点で示す。ここではＩ1＝Ｉ0とし、各定数はある基準値に対して正規化した値を示している。また、各定数のグラフを周波数分析し、電気角６０度で一周期となる６次脈動成分のみ抽出した波形を線で示す。また、その波形の平均値Ｋave、脈動振幅Ｋrip、位相Ｋphaを、図２２に示し、波形の関数式を以下に示す。
(数２１）
図２１より、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ0，φ0は、いずれも電気角６０度で一周期となる脈動成分を持ち、それぞれ異なる平均値Ｋave、脈動振幅Ｋrip、位相Ｋphaで定義される（数２１）で近似できる。なお、本実施例では脈動次数が６次であるため、（数２１）中のｎは６となるが、モータ形状によっては異なる脈動次数を持つものがある。その場合、ｎの値を脈動次数に合わせて設定すれば適用できる。
図２３に状態量演算部１３ａを示す。図２３が図３と異なる点は、以下の通りである。まず、φｄ設定部２１がφｄ設定部２１ａに置き換わり、φｑ設定部２２がφｑ設定部２２ａに置き換わり、モータ定数設定器８ａから出力された２４個の定数がφｄ設定部２１ａとφｑ設定部２２ａに入力され、位相演算部１１から出力された回転子位相角θが新たにφｄ設定部２１ａおよびφｑ設定部２２ａに入力される点である。
φd設定部２１ａでは、ｄ軸の鎖交磁束φdを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、回転子位相角θの関数として表現し、入力された定数および検出電流Ｉdc，Ｉqcおよび回転子位相角θから、Ｉdc，Ｉqc、θをパラメータとし、Ｋ1ave，Ｋ2ave，Ｋ3ave，ＫIave，Ｋφave，Ｋ1rip，Ｋ2rip，Ｋ3rip，ＫIrip，Ｋφrip，Ｋ1pha，Ｋ2pha，Ｋ3pha，ＫIpha，Ｋφpha，ｎを定数とする以下の関数式を用いて、Ｉdc，Ｉqc、θがφdに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφd設定値を算出する。




（数２２）
φd設定部２１ａでは、（数２２）に換えて、φdがＩｑによらず概ね一定となる時の値をφ0とし、さらにその時のＩdを−Ｉ0とし、φdを、Ｋ1ave，Ｋ2ave，Ｋ3ave，Ｋ7ave，Ｋ1rip，Ｋ2rip，Ｋ3rip，Ｋ7rip，Ｋ1pha，Ｋ2pha，Ｋ3pha，Ｋ7pha，φ0，Ｉ0、ｎを定数とする以下の関数式を用いてφd設定値を算出してもよい。



（数２３）
ここで、（数２３）が（数２２）と異なる点は、φ0とＩ0が定数になり、回転子位置により変化するＫ7（θ）とＩqcの積を分子に設けた点である。
φq設定部２２ａでは、ｑ軸の鎖交磁束φqを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、回転子位相角θの関数として表現し、入力された定数および検出電流Ｉdc，Ｉqcおよび回転子位相角θから、Ｉdc，Ｉqc、θをパラメータとし、Ｋ4ave，Ｋ5ave，Ｋ6ave，ＫIave，Ｋ4rip，Ｋ5rip，Ｋ6rip，ＫIrip，Ｋ4pha，Ｋ5pha，Ｋ6pha，ＫIphaを定数とし、Ｉdc，Ｉqc、θがφqに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφq設定値を算出する 。



（数２４）
φq設定部２２ａでは、（数２４）に換えて、Ｋ4ave，Ｋ5ave，Ｋ6ave，Ｋ8ave，Ｋ4rip，Ｋ5rip，Ｋ6rip，Ｋ8rip，Ｋ4pha，Ｋ5pha，Ｋ6pha，Ｋ8phaＩ0、ｎを定数とする以下の関数式を用いてφq設定値を算出してもよい。



（数２５）
ここで、（数２５）が（数２４）と異なる点は、Ｉ0が定数になり、回転子位置により変化するＫ8（θ）と（Ｉdc＋Ｉ0）の積を分子に設けた点である。これにより、（数２４）では考慮できなかった、Ｉqc＝０におけるφqの変動を考慮できるようになる。
図２４に、回転子位置ごとに算出した、（数２３）および（数２５）の各定数Ｋ1、Ｋ2、Ｋ3、Ｋ4、Ｋ5、Ｋ6、Ｋ7、Ｋ8を点で示す。各定数はある基準値に対して正規化した値を示している。また、各定数のグラフを周波数分析し、電気角６０度で一周期となる６次脈動成分のみ抽出した波形を線で示す。また、その波形の平均値Ｋave、脈動振幅Ｋrip、位相Ｋphaを、図２５に示す。図２５より、（数２３）および（数２５）を用いた場合の定数の数は２４個であり、図２２に示した（数２２）および（数２４）を用いた場合の定数の数と変わらない。
なお、Ｋ1、Ｋ2のいずれかと、Ｋ4、Ｋ6のいずれかを固定定数としても、磁束脈動の再現性に対する影響は小さいことを確認しており、その場合、設定定数は２２個に減らすことができる。
図２６に、Ｉd＝２００Ａで、Ｉqを正負に変えたときの、磁界解析により算出したφdの目標値と、（数２３）の関数式で算出した近似値を比較して示す。同様に、図２７に、Ｉd＝２００Ａで、Ｉqを正負に変えたときの、磁界解析により算出したφqの目標値と、（数２５）の関数式で算出した近似値を比較して示す。
図２６および図２７より、本発明の関数式近似を用いることにより、回転子位置に対する変動が大きく、非線形な特性のモータに対しても、Ｉｄ，Ｉｑ、θがｄ軸磁束φdおよびｑ軸磁束φｑへ与える影響を良好に近似できる。また、Ｉｑ＝0におけるφｑの脈動も再現できている。
〔実施形態７〕
次に、本発明の実施形態７を説明する。
実施形態６では、位置センサ付・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサ付の構成でも実現可能である。図２８を用いて説明する。
図２８が図２０と異なる点は、以下の通りである。まず、制御器２ｄが制御器２ｅに置き換わり、トルク指令発生器１が速度指令発生器１ａに置き換わり、モータ制御部１４がモータ制御部１４ｂに置き換わり、さらに位置検出器６および位相演算部１１が存在せず、位相角θdcがモータ制御部１４ｂから供給されていることである。
状態量φd，φqの算出および設定方法については、実施形態６で説明した方法でθをθdcに置き換えて用いる。また、モータ制御部１４ｂの動作は、実施形態３で説明した方法を用いる。
〔実施形態８〕
次に、本発明の実施形態８を説明する。
実施形態７では、位置センサレス・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサレスの構成でも実現可能である。図２９を用いて説明する。
図２９が図２８と異なる点は、以下の通りである。まず、制御器２ｅが制御器２ｆに置き換わり、電流Ｉｕを検出する電流検出器７ａと電流Ｉｗを検出する電流検出器７ｂがなくなり、電流検出器７ｃが新たに設けられ、直流電源４がインバータ３へ供給する電流ＩＤＣを検出する。また、電流再現部１７が新たに設けられ、電流検出器７ｃで検出した電源電流ＩＤＣに基づき、特許文献３等に記載された手法によって、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により再現する。また、モータ制御部１４ｂがモータ制御部１４ｃに置き換わっている。
状態量φd，φqの算出および設定方法については、実施形態６で説明した方法でθをθdcに置き換えて用いる。また、モータ制御部１４ｃの動作は、実施形態４で説明した方法を用いる。
〔実施形態９〕
次に、本発明の実施形態９を説明する。
実施形態９は、電流依存性だけでなく、モータ温度依存性も考慮したものである。図３０〜図３５を用いて説明する。
図３０が図１と異なる点は、以下の通りである。まず、ＰＭモータ５の温度を検出する温度検出器９が追加され、制御器２が制御器２ｇに置き換わり、モータ定数設定器８がモータ定数設定器８ｂに置き換わり、状態量演算部１３が状態量演算部１３ｂに置き換わり、Ｂｒ演算部１９が追加されている。温度検出器９が検出したＰＭモータ５の温度がＢｒ演算部１９に入力され、Ｂｒ演算部１９から出力された永久磁石の残留磁束密度Ｂｒが新たに状態量演算部１３ｂへ入力され、モータ定数設定器８ｂから１１個の定数が出力されて状態量演算部１３ｂへ入力される。
図３１に、ＰＭモータの回転子に用いた永久磁石の温度を２０〜１８０℃に変えた場合の残留磁束密度Ｂｒと、そのＢｒを設定して有限要素法の磁界解析に基づいて算出した、（数２）および（数３）の各定数Ｋ1、Ｋ2、Ｋ3、Ｋ4、Ｋ5、Ｋ6、Ｉ0、φ0を示す。ここではＩ1＝Ｉ0とし、各定数はある基準値に対して正規化した値を示している。
図３１より、磁石温度に対する各定数の変化は、温度によらず概ね一定のもの、温度上昇に伴い上昇するもの、温度上昇に伴い低下するもの、の３つに分類される。また、残留磁束密度Ｂｒは温度上昇に伴い低下するが、永久磁石のカタログなどでは、温度上昇に対するＢｒの変化率は概ね一定であるとみなされ、その変化率は温度係数などとして示されている。したがって、本実施例では、モータ温度の依存性をＢｒ依存性に変換した上で、Ｂｒが変化した場合において、状態量である磁束の算出方法を示す。
次に、残留磁束密度Ｂｒを横軸にとり、Ｂｒの値を１．３Ｔ〜０Ｔと変えた場合の各定数を図３２に示す。
図３２より、各定数Ｋ1、Ｋ2、Ｋ3、Ｋ4、Ｋ5、Ｋ6、Ｉ0、φ0には以下の特徴が見られる。（１）Ｋ1、Ｋ3、Ｋ5はＢｒに対する変化が小さく、概ね一定とみなせる。（２）Ｋ2、Ｋ4、Ｋ6はＢｒの１次関数で変化する。（３）Ｉ0、φ0はＢｒに概ね比例する。
そこで、これら各定数の変化を以下のように近似モデル化する。
（１）Ｋ1、Ｋ3、Ｋ5はＢｒによらない固定値とする。例えば常温（２０℃）での値を用いる。
[数２６]
Ｋ（Ｂｒ）＝Ｋｃ （数２６）
（２）Ｋ2、Ｋ4、Ｋ6はＢｒの１次関数で変化する。
[数２７]
Ｋ（Ｂｒ）＝Ｋｄ・（Ｂｒ−Ｂｒ０）＋Ｋｃ （数２７）
（３）Ｉ0、φ0は常温での値を基準としてＢｒに概ね比例する。
[数２８]
Ｋ（Ｂｒ）＝Ｋｃ・Ｂｒ／Ｂｒ０ （数２８）
ここで、Ｋｃ：常温での定数値、Ｋｄ：Ｂｒの変化に対する定数の変化率、Ｂｒ０：常温でのＢｒの値、とする。すなわち、Ｋ1、Ｋ2、Ｋ3、Ｋ4、Ｋ5、Ｋ6、Ｉ0、φ0に対するＫｃが８個、Ｋ2、Ｋ4、Ｋ6に対するＫｄが３個、合計１１個の定数を設定することで、温度依存性を考慮した状態量の演算が実現できる。
図３３に状態量演算部１３ｂを示す。図３３が図３と異なる点は、以下の通りである。まず、φｄ設定部２１がφｄ設定部２１ｂに置き換わり、φｑ設定部２２がφｑ設定部２２ｂに置き換わり、モータ定数設定器８ｂから出力された１１個の定数がφｄ設定部２１ｂとφｑ設定部２２ｂに入力され、Ｂｒ演算部１９から出力された残留磁束密度Ｂｒが新たにφｄ設定部２１ｂおよびφｑ設定部２２ｂに入力される点である。
φd設定部２１ｂでは、ｄ軸の鎖交磁束φdを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、残留磁束密度Ｂｒの関数として表現し、入力された定数および検出電流Ｉdc，Ｉqcおよび残留磁束密度Ｂｒから、Ｉdc，Ｉqc、Ｂｒをパラメータとし、Ｋ2d，Ｋ2c，ＫIc，Ｋφc，Ｋ1，Ｋ3，Ｂr0を定数とし、Ｉdc，Ｉqc、Ｂｒがφdに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφd設定値を算出する。


（数２９）
φq設定部２２ｂでは、ｑ軸の鎖交磁束φqを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、残留磁束密度Ｂｒの関数として表現し、入力された定数および検出電流Ｉdc，Ｉqcおよび残留磁束密度Ｂｒから、Ｉdc，Ｉqc、Ｂｒをパラメータとし、Ｋ4d，Ｋ4c，Ｋ6d，Ｋ6c，ＫIc，Ｋ5，Ｂr0を定数とし、Ｉdc，Ｉqc、Ｂｒがφqに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφq設定値を算出する。


（数３０）
図３４に、永久磁石の温度が常温（２０℃）でのＢｒを設定し、Ｉd、Ｉqを正負に変えたときの、磁界解析により算出したφdの目標値と、（数２９）の関数式で算出した近似値を比較して示す。同様に、図３５に、永久磁石の温度が１８０℃でのＢｒを設定し、Ｉd、Ｉqを正負に変えたときの、磁界解析により算出したφqの目標値と、（数３０）の関数式で算出した近似値を比較して示す。
図３４および図３５より、本発明の関数式近似を用いることにより、温度変化に対してＢｒが変化する特性のモータに対しても、Ｉd，Ｉq、Ｂｒがｄ軸磁束φdおよびｑ軸磁束φqへ与える影響を良好に近似できる。
〔実施形態１０〕
次に、本発明の実施形態１０を説明する。
実施形態９では、位置センサ付・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサ付の構成でも実現可能である。図３６を用いて説明する。
図３６が図３０と異なる点は、以下の通りである。まず、制御器２ｇが制御器２ｈに置き換わり、トルク指令発生器１が速度指令発生器１ａに置き換わり、モータ制御部１４がモータ制御部１４ｂに置き換わり、さらに位置検出器６および位相演算部１１が存在せず、位相角θdcがモータ制御部１４ｂから供給されていることである。
状態量φd，φqの算出および設定方法については、実施形態９で説明した方法を用いる。また、モータ制御部１４ｂの動作は、実施形態３で説明した方法を用いる。
〔実施形態１１〕
次に、本発明の実施形態１１を説明する。
実施形態１０では、位置センサレス・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサレスの構成でも実現可能である。図３７を用いて説明する。
図３７が図３６と異なる点は、以下の通りである。まず、制御器２ｈが制御器２ｉに置き換わり、電流Ｉｕを検出する電流検出器７ａと電流Ｉｗを検出する電流検出器７ｂがなくなり、電流検出器７ｃが新たに設けられ、直流電源４がインバータ３へ供給する電流ＩＤＣを検出する。また、電流再現部１７が新たに設けられ、電流検出器７ｃで検出した電源電流ＩＤＣに基づき、特許文献３等に記載された手法によって、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により再現する。また、モータ制御部１４ｂがモータ制御部１４ｃに置き換わっている。
状態量φd，φqの算出および設定方法については、実施形態９で説明した方法を用いる。また、モータ制御部１４ｃの動作は、実施形態４で説明した方法を用いる。
〔実施形態１２〕
次に、参考としての実施形態１２を説明する。
実施形態１２は、モータ温度依存性を、Ｂｒ依存性に変換せず、直接利用したものである。図３８を用いて説明する。
図３８が図３０と異なる点は、以下の通りである。まず、制御器２ｇが制御器２ｊに置き換わり、Ｂｒ演算部１９が削除され、モータ定数設定器８ｂがモータ定数設定器８ｃに置き換わり、状態量演算部１３ｂが状態量演算部１３ｃに置き換わり、温度検出器９が検出したＰＭモータ５の温度が直接状態量演算部１３ｃへ入力され、モータ定数設定器８ｃから１２個の定数が出力されて状態量演算部１３ｃへ入力される。
図３９に状態量演算部１３ｃを示す。図３９が図３と異なる点は、以下の通りである。まず、φｄ設定部２１がφｄ設定部２１ｃに置き換わり、φｑ設定部２２がφｑ設定部２２ｃに置き換わり、モータ定数設定器８ｃから出力された１２個の定数がφｄ設定部２１ｃとφｑ設定部２２ｃに入力され、温度検出器９から出力されたモータ温度Ｔが新たにφｄ設定部２１ｃおよびφｑ設定部２２ｃに入力される点である。
永久磁石のカタログ等には、残留磁束密度Ｂｒの温度係数Ｋｔが、例えば以下のような関数式で示されている。
（数３１）
ここで、ΔＢｒはＢｒの変化量、ΔＴは温度Ｔの変化量、Ｂｒ（２０℃）は２０℃でのＢｒ値である。そして、希土類磁石のＫｔは約−０．１％／℃、フェライト磁石のＫｔは約−０．２％／℃などとなっている。このように、磁石温度Ｔの変化に対する残留磁束密度Ｂｒの変化量は概ね一定であると近似した場合、（数２９）および（数３０）に換えて、以下に示す（数３２）および（数３３）の関数式を用いることができる。
φd設定部２１ｃでは、ｄ軸の鎖交磁束φdを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、モータ温度Ｔの関数として表現し、Ｔ0を例えば常温（２０℃）とし、入力された定数および検出電流Ｉdc，Ｉqcおよびモータ温度Ｔから、Ｉdc，Ｉqc、Ｔをパラメータとし、Ｋ2d，Ｋ2c，ＫIc，Ｋφc，Ｋ1，Ｋ3，Ｂr0，Ｋtを定数とし、Ｉdc，Ｉqc、Ｔがφdに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφd設定値を算出する。




（数３２）
φq設定部２２ｂでは、ｑ軸の鎖交磁束φqを、ｄ軸上の電流Ｉdと、ｑ軸上の電流Ｉqと、残留磁束密度Ｂｒの関数として表現し、Ｔ0を例えば常温（２０℃）とし、入力された定数および検出電流Ｉdc，Ｉqcおよび残留磁束密度Ｂｒから、Ｉdc，Ｉqc、Ｂｒをパラメータとし、Ｋ4d，Ｋ4c，Ｋ6d，Ｋ6c，ＫIc，Ｋ5，Ｂr0を定数とし、Ｉdc，Ｉqc、Ｂｒがφqに与える影響を特徴付ける以下の関数式等によりφq設定値を算出する。




（数３３）


〔その他の実施形態〕
なお、これまでの説明では、モータの状態量としてコイル鎖交磁束φd，φqを算出して用いたが、φd，φqを算出する代わりに、コイル鎖交磁束から永久磁石磁束を除いた電流磁束φid，φiqや、インダクタンスＬd，Ｌq，電圧Ｖd，Ｖq，電流Ｉd，Ｉqなどを算出して用いてもよい。
また、状態変数として電流Ｉd，Ｉqを用いたが、Ｉd，Ｉqを用いる代わりに、コイル鎖交磁束φd，φqや、電圧Ｖd，Ｖqなどを用いてもよい。
実施形態９では、永久磁石モータの残留磁束密度Ｂｒの変化に対する状態量演算の例を示したが、永久磁石モータの残留磁束密度Ｂｒの変化は、巻線界磁型モータの界磁電流の変化と等価である。したがって、巻線界磁型モータに対しても適用可能である。
１ トルク指令発生器
１ａ 速度指令発生器
２，２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆ，２ｇ，２ｈ，２ｉ，２ｊ 制御器
３ インバータ
４ 直流電源
５ ＰＭモータ
６ 位置検出器
７ａ，７ｂ，７ｃ 電流検出器
８，８ａ，８ｂ，８ｃ モータ定数設定器
９ モータ温度検出器
１１ 位相演算部
１２ ｄｑ座標変換部
１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ 状態量演算部
１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ モータ制御部
１５ ｄｑ座標逆変換部
１６ ＰＷＭ信号発生部
１７ 電流再現部
１８ モータモデル
１９ Ｂｒ演算部
２１，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ φd設定部
２２，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ φq設定部
３１ Ｉd *発生部
３２ 変換係数
３３ ｄ軸電流指令演算部
３４ ｑ軸電流指令演算部
３５ 速度演算部
３６ 電圧ベクトル演算部
３７ トルク演算部
４１ 交流電源
４２ ダイオード・ブリッジ
４３ 平滑コンデンサ
５１ 変換ゲイン
５２ 速度制御部
５３ 電流指令作成部
５４ ｄ軸電流制御部
５５ ｑ軸電流制御部
５６ 電流フィードフォワード補償部
５７ 誘起電圧推定及び軸ずれ演算部
５８ 軸ずれ誤差補償部
５９ 速度位相推定部
６１ 変換ゲイン
６２ Ｉd *発生部
６３ Ｉq *発生部
６４ 電圧ベクトル演算部
６５，７３ａ，７３ｂ 積分部
６６ ω1補正部
６７ 位置速度推定部
６８ ローパスフィルタ
７１ａ，７１ｂ 逆関数演算部
７２ａ，７２ｂ 抵抗設定部
７４ａ，７４ｂ ω1設定部

Claims (8)

  1. 交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、
    前記制御器は、モータの状態量であるコイル鎖交磁束を演算する状態量演算部を備え、
    該状態量演算部は、モータの回転座標系において直交する２つの軸のうち、一方の軸上で定義される前記コイル鎖交磁束を、同一の軸上で定義されるモータ電流ならびに他方の軸上で定義されるモータ電流の、少なくとも一方と、前記モータ電流をパラメータとして該モータ電流が前記コイル鎖交磁束に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式を用いて算出し、前記算出したコイル鎖交磁束を前記交流モータの駆動制御に用いることを特徴とした交流モータの制御装置。
  2. 請求の範囲第１項に記載した交流モータの制御装置において、
    前記関数式が、分数式であり、分子が前記同一の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数で構成され、かつ分母が前記同一の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方で構成されることを特徴とした交流モータの制御装置。
  3. 請求の範囲第１項に記載した交流モータの制御装置において、
    前記制御器は、モータ制御部を備え、
    該モータ制御部は、駆動指令と、前記モータ電流と、前記算出したコイル鎖交磁束に基づいて、前記交流モータの駆動に必要な電圧指令を演算することを特徴とした交流モータの制御装置。
  4. 交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、
    前記制御器は、モータの状態量であるコイル鎖交磁束を演算する状態量演算部を備え、
    前記交流モータの制御装置が、前記交流モータの回転子の位置を検出する手段を備え、
    前記状態量演算部は、モータの回転座標系において直交する２つの軸のうち、一方の軸上で定義されるコイル鎖交磁束を、前記同一の軸上で定義されるモータ電流ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流の少なくとも一方と、前記モータ電流および前記回転子の位置をパラメータとして、前記モータ電流および前記回転子の位置が前記コイル鎖交磁束に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出し、
    前記算出したコイル鎖交磁束を前記交流モータの駆動制御に用いることを特徴とした交流モータの制御装置。
  5. 請求の範囲第４項に記載した交流モータの制御装置において、
    前記関数式が、分数式であり、
    分子が前記同一の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した回転子の位置をパラメータとした三角関数とで構成され、
    かつ分母が前記同一の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した回転子の位置をパラメータとした三角関数とで構成されることを特徴とした交流モータの制御装置。
  6. 交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、
    前記制御器は、モータの状態量であるコイル鎖交磁束を演算する状態量演算部を備え、
    前記交流モータの制御装置が、前記交流モータの温度を検出する手段を備え、
    前記状態量演算部は、モータの回転座標系において直交する２つの軸のうち、一方の軸上で定義されるコイル鎖交磁束を、前記同一の軸上で定義されるモータ電流ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流の少なくとも一方と、前記モータ電流および前記温度をパラメータとして、前記モータ電流および前記温度が前記コイル鎖交磁束に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出し、
    前記算出したコイル鎖交磁束を前記交流モータの駆動制御に用いることを特徴とした交流モータの制御装置。
  7. 請求の範囲第６項に記載した交流モータの制御装置において、
    前記関数式が、分数式であり、
    分子が前記同一の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した温度をパラメータとした１次関数とで構成され、
    かつ分母が前記同一の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数、ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流をパラメータとした１次関数の、少なくとも一方と、前記検出した温度をパラメータとした１次関数とで構成されることを特徴とした交流モータの制御装置。
  8. 交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力するパルス幅変調電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置において、
    前記制御器は、モータの状態量であるコイル鎖交磁束を演算する状態量演算部を備え、
    前記交流モータの制御装置が、前記交流モータの温度を検出する手段を備え、
    前記交流モータが永久磁石型同期モータであって、前記交流モータの制御装置が、前記検出した温度から前記永久磁石の残留磁束密度を算出する手段を備え、
    前記状態量演算部は、モータの回転座標系において直交する２つの軸のうち、同一の軸上で定義されるモータ電流ならびに前記他方の軸上で定義されるモータ電流ならびに前記算出した残留磁束密度によるコイル鎖交磁束の算出を、前記モータ電流および前記残留磁束密度をパラメータとして、前記モータ電流および前記残留磁束密度が前記コイル鎖交磁束に与える影響を特徴付ける定数を用いた関数式で算出することを特徴とした交流モータの制御装置。
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