CN102326329A - 交流电机的控制装置及交流电机驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种交流电机的控制装置，特别地，为了提供一种简便地设定根据电机的驱动状态呈非线性地变化的交流电机的状态量，并可将其用于电机控制的交流电机的控制装置，本发明具备运算相当于作为电机的内部量的线圈交链磁通量的状态量的状态量运算部(13、13a、13b、13c)，由使用在同一轴上定义的电流的函数式计算在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴中的一个轴上定义的线圈交链磁通量的设定值，并且由使用在另一轴上定义的状态变量的函数式计算在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴中在一个轴上定义的线圈交链磁通量的设定值从而实现本发明。

Description

交流电机的控制装置及交流电机驱动系统

技术领域

本发明涉及一种交流电机的控制装置，特别地涉及交流电机的状态量的设定。

背景技术

交流电机、特别是永磁同步电机活用小型·高效率这样的特征，正在扩大家电、工业、汽车等应用用途。特别是，近年来将电机的驱动方式从矩形波通电型替换为正弦波通电型的产品增加，在无位置传感器控制下的转子位置推定、高精度扭矩控制等用途中，必须输入电阻和电感、感应电压常数等电机的电气常数设定值的控制器增加了。为此，如果不正确地鉴定并输入电机的电气常数，就会大大影响控制性能。其中，电感强烈影响磁芯的磁性的非线性，表现出对磁饱和的影响大。

在专利文献1中示出了一种对应电流使交流电机的电气常数设定值变化的技术。此技术是以同步电机的磁通量和电流的关系为非线性函数、改变控制器内部所具有的扭矩精度的技术(以下标记为现有技术1)。并且，在专利文献2中示出一种使用磁链(flux linkage)替代作为电气常数的电感，将磁通量和电流的关系直接表格化，以高精度进行高响应的控制的技术(以下标记为现有技术2)。

专利文献1：JP特开2001-161099号公报

专利文献2：JP特开2008-141835号公报

专利文献3：JP特开平8-19263号公报

专利文献4：JP特开2004-297966号公报

在现有技术1中，提及了有关存在因d轴电流而产生q轴磁通量等轴间磁通量干涉的情况，将此关系称为非线性磁通量函数。但是，示出了使用表格数据的方法，但没有关于此函数的具体的记述，。

现有技术2也示出以电流为参数、对d轴和q轴的相互作用加以考虑的交链磁通量的近似式。但是，只是专门描述了使用交链磁通量的2维表格数据的方法，没有有关近似式的精度及实用性的记载。此外，由于示出的交链磁通量数的近似式是电流的2次函数，所以其反函数化是不容易的。

使用表格数据的时候，为了高精度化而增加数据数，其设定作业变得繁琐，用于获取数据的解析和试验的次数也增加。并且，需要进行对不连续的数据之间进行内插的内插计算。

此外，虽然考虑了磁通量的电流依赖关系，但没有考虑转子位置的依赖关系和温度依赖关系。

发明内容

本发明是考虑上述问题点而产生的，其目的在于，提供一种以高精度设定根据电机的驱动状态产生变化的交流电机的非线性状态量，并可将其用于电机控制的交流电机的控制装置。

通过具备运算相当于作为电机的内部量的线圈交链磁通量的状态量的状态量运算部，用使用在同一轴上定义的状态变量即电流及在另一轴上定义的电流的函数式计算在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴中的一个轴上定义的线圈交链磁通量的设定值，就能够实现上述目的。

此外，为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，其特征在于，上述控制器具备对电机的状态量进行运算的状态量运算部；该状态量运算部，对于在电机的旋转坐标系中正交的2个轴中的一个轴上定义的状态量，使用在同一轴上定义的状态变量及在另一轴上定义的状态变量中的至少一方来算出该状态量的设定值，并将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，根据在上述同一轴上定义的状态变量及在上述另一轴上定义的状态变量进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量为参数的函数式进行的，上述函数式中使用了以上述状态变量对上述状态量产生的影响为特征的常数。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述函数式是分数式，分子由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数构成，且分母由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数以及在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个构成。

并且本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述函数式是按照在以上述状态变量及上述状态量为坐标轴的坐标系中，以由上述状态变量及上述状态量构成的坐标为中心，且相对该坐标呈点对称的方式构成的，其中上述状态量不依赖在上述另一轴上定义的上述状态变数而处于大致固定。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，使用线圈交链磁通量作为上述状态量。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，使用电机电流作为上述状态变量。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述控制器包括电机控制部；上述电机控制部，基于驱动指令、上述状态变量、以及所算出的上述状态量，对上述交流电机的驱动所需的电压指令进行运算。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述电机控制部包括：对上述交流电机的旋转速度进行运算的速度运算部、对上述交流电机的状态变量指令进行运算的状态变量指令运算部、和电压矢量运算部，上述电压矢量运算部，根据所算出的上述状态量、上述状态变量指令和上述旋转速度，对电压指令进行运算。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，将上述驱动指令作为上述交流电机的扭矩指令，上述电机控制部具备扭矩运算部，上述扭矩运算部，基于所算出的上述状态量和上述状态变量对上述交流电机的扭矩进行运算，对状态变量指令进行运算以使所算出的上述扭矩接近上述扭矩指令。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，将上述驱动指令作为上述交流电机的旋转指令，上述控制器具备感应电压推定及轴偏移运算部，上述感应电压推定及轴偏移运算部，基于上述电压指令、上述状态变量、所算出的上述状态量和上述旋转速度指令，推定上述交流电机的感应电压，根据所推定出的上述感应电压计算其相位，并推定上述交流电机的转子位置。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述感应电压推定及轴偏移运算部，具备控制轴，该控制轴中假设有上述交流电机内部的磁极轴，且具备轴偏移运算机构，其对上述控制轴和上述交流电机的实际的磁极轴的轴偏移进行运算，上述感应电压推定及轴偏移运算部，基于上述状态变量、上述旋转速度指令、上述电压指令、以及所算出的上述状态量，对上述轴偏移进行运算。

此外，为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，以对上述交流电机进行驱动的控制器，其特征在于，上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，以用于上述交流电机的驱动控制；上述交链磁通量的运算，是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q的函数，并且上述φ_d是采用如下函数式算出的：

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q)=\frac{K_1}{1+K_2|I_d+I_0|+K_3\left|I_q\right|}\·(I_d+I_0)+{\mathrm{\φ}}_0$

其中，将上述φ_d不依赖上述I_q而处于大致固定时的值设为φ₀，设此时的I_d为-I₀，且将K₁、K₂、K₃、φ₀、I₀设为常数。

此外，为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，其特征在于，上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；上述交链磁通量的运算，是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q的函数，且上述φ_q是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q)=\frac{K_4}{1+K_5|I_d+I_1|+K_6\left|I_q\right|}\·I_q$

其中将K₄、K₅、K₆、I₁设为常数。

此外，为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，其特征在于，上述控制器具备电机模型，上述电机模型，基于电压指令对电机电流进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；上述电机电流的运算，是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；使用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式算出d轴电流I_d，使用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式计算q轴电流I_q。

此外，为了实现上述目的，本发明提供包括：交流电机；对上述交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；其特征在于，上述控制器具备对电机的状态量进行运算的状态量运算部，上述状态量运算部，使用在同一轴上定义的状态变量及在另一轴上定义的状态变量中的至少一个，算出在电机的旋转坐标系正交的2个轴中的一个轴上定义的状态量的设定值，将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

此外，为了实现上述目的，本发明提供包括：交流电机；对上述交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；其特征在于，上述控制器具备电机模型，上述电机模型基于电压指令对电机电流进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；上述电机电流的运算，是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的，d轴电流I_d，是采用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式算出的，q轴电流I_d，是采用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式算出的。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，具备对上述交流电机的转子的位置进行检测的机构，上述状态量运算部，使用在上述同一轴上定义的状态变量及在上述另一轴上定义的状态变量中的至少一个、和所检测出的上述转子的位置，算出在上述一个轴上定义的状态量的设定值，将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，根据在上述同一轴上定义的状态变量、在上述另一轴上定义的状态变量以及所检测的上述转子的位置进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量及上述转子的位置为参数的函数式来算出的，其中该函数式中使用了以上述状态变量及上述转子位置对上述状态量产生的影响为特征的常数。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述函数式是分数式，分子由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和以所检测的上述转子的位置为参数的三角函数构成；且分母由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和所检测出的上述转子的位置为参数的三角函数构成。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，具备对上述交流电机的温度进行检测的机构，上述状态量运算部，使用在上述同一轴上定义的状态变量及在上述另一轴上定义的状态变量中的至少一个、和所检测出的上述温度，算出在上述一个轴上定义的状态量的设定值，将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，根据在上述同一轴上定义的状态变量、在上述另一轴上定义的状态变量以及所检测出的上述温度进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量及上述温度为参数的函数式进行的，且该函数式中使用了以上述状态变量及上述温度对上述状态量产生的影响为特征的常数。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述函数式是分数式，分子由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和以所检测出的上述温度为参数的1次函数构成；且分母由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和以所检测出的上述温度为参数的1次函数构成。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述交流电机是永磁型同步电机，上述交流电机控制装置具备根据所检测出的上述温度计算上述永久磁铁的残留磁通量密度的机构，根据在上述同一轴上定义的状态变量、在上述另一轴上定义的状态变量以及所算出的上述残留磁通量密度进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量及上述残留磁通量密度为参数的函数式来进行的，其中上述函数式中使用了以上述状态变量及上述残留磁通量密度对上述状态量产生的影响为特征的常数。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，使用线圈交链磁通量作为上述状态量。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，使用电机电流作为上述状态变量。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述控制器包括电机控制部；该电机控制部基于驱动指令、上述状态变量、和上述计算出的状态量，运算上述交流电机的驱动所需的电压指令。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述电机控制部包括：对上述交流电机的旋转速度进行运算的速度运算部、对上述交流电机的状态变量指令进行运算的状态变量指令运算部、和电压矢量运算部，上述电压矢量运算部，基于所算出的上述状态量、上述状态变量指令和上述旋转速度，对电压指令进行运算。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，将上述驱动指令作为上述交流电机的扭矩指令，上述电机控制部具备扭矩运算部，上述扭矩运算部，基于所算出的上述状态量和上述状态变量对上述交流电机的扭矩进行运算，对状态变量指令进行运算以使得所运算出的上述扭矩接近上述扭矩指令。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，将上述驱动指令作为上述交流电机的旋转速度指令，上述控制器，具备感应电压推定及轴偏移运算部，上述感应电压推定及轴偏移运算部，基于上述电压指令、上述状态变量、所算出的上述状态量和上述旋转速度指令，推定上述交流电机的感应电压，且根据所推定出的上述感应电压算出其相位，并推定上述交流电机的转子位置。

并且，本发明的交流电机的控制装置，其特征在于，上述感应电压推定及轴偏移运算部具备控制轴，该控制轴中假设有上述交流电机内部的磁极轴，且具备对上述控制轴和上述交流电机的实际的磁极轴的轴偏移进行运算的轴偏移运算机构，上述感应电压推定及轴偏移运算部，根据上述状态变量、上述旋转速度指令、上述电压指令、和所算出的上述状态量，对上述轴偏移进行运算。

为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；以及对上述交流电机的转子的位置进行检测的机构，其特征在于，上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；该交链磁通量的运算，是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、以及转子的位置θ的函数，并且上述φ_d是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q,\mathrm{\θ})=\frac{K_1\left(\mathrm{\θ}\right)\·(I_d+I_0)+K_7\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_q}{1+K_2\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_d+I_0|+K_3\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_q\right|}+{\mathrm{\φ}}_0$

$K_1\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{1\mathrm{ave}}+K_{1\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{1\mathrm{pha}})$

$K_2\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{2\mathrm{ave}}+K_{2\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{2\mathrm{pha}})$

$K_3\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{3\mathrm{ave}}+K_{3\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{3\mathrm{pha}})$

$K_7\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{7\mathrm{ave}}+K_{7\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{7\mathrm{pha}})$

其中，将上述φd不依赖上述Iq而处于大致固定时的值设为φ0，将此时的Id设为-I0，且将K_1ave、K_2ave、K_3ave、K_7ave、K_1rip、K_2rip、K_3rip、K_7rip、K_1pha、K_2pha、K_3pha、K_7pha、φ0、I₀、n设为常数。

此外，为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压、对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；及对上述交流电机的转子的位置进行检测的机构，其特征在于，上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制，上述交链磁通量的运算，是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的，q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和转子的位置θ的函数，上述φ_q是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q,\mathrm{\θ})=\frac{K_8\left(\mathrm{\θ}\right)\·(I_d+I_0)+K_4\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_q}{1+K_5\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_d+I_0|+K_6\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_q\right|}$

$K_4\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{4\mathrm{ave}}+K_{4\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{4\mathrm{pha}})$

$K_5\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{5\mathrm{ave}}+K_{5\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{5\mathrm{pha}})$

$K_6\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{6\mathrm{ave}}+K_{6\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{6\mathrm{pha}})$

$K_8\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{8\mathrm{ave}}+K_{8\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{8\mathrm{pha}})$

其中将K_4ave、K_5ave、K_6ave、K_8ave、K_4rip、K_5rip、K_6rip、K_8rip、K_4pha、K_5pha、K_6pha、K_8pha、I₀、n设为常数。

此外，为了实现上述目的，本发明提供一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；以及对上述交流电机的温度进行检测的机构，其特征在于，上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制，上述交流电机是永磁型同步电机，具备根据所检测出的上述温度来算出上述永久磁铁的残留磁通量密度的机构，上述交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；d轴交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，且上述φ_d是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q,B_r)=\frac{K_1}{1+K_2\left(B_r\right)\·|I_d+I_0\left(B_r\right)+K_3\·|I_q|}\·(I_d+I_0\left(B_r\right))+{\mathrm{\φ}}_0\left(B_r\right)$

$K_1\left(B_r\right)=K_{1d}\·(B_r-B_{r0})+K_{1c}$

$I_0\left(B_r\right)=K_3\·B_r/B_{r0}$

${\mathrm{\φ}}_0\left(B_r\right)=K_{\mathrm{\φ}}\·B_r/B_{r0}$

其中将K_2d、K_2c、K_1c、K_φc、K₁、K₃、B_r0设为常数。

此外，为了实现上述目的，本发明是一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的倒相器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述倒相器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，和对上述交流电机的温度进行检测的机构，其特征在于，上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制，上述交流电机是永磁型同步电机，具备根据所检测出的上述温度算出上述永久磁铁的残留磁通量密度的机构，上述交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；q轴交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，上述φ_q是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q,B_r)=\frac{K_4\left(B_r\right)}{1+K_5\·|I_d+I_0\left(B_r\right)+K_6\left(B_r\right)\·|I_q|}\·I_q$

$K_4\left(B_r\right)=K_{4d}\·(B_r-B_{r0})+K_{4c}$

$K_6\left(B_r\right)=K_{6d}\·(B_r-B_{r0})+K_{6c}$

$I_0\left(B_r\right)=K_5\·B_r/B_{r0}$

其中将K_4d、K_4c、K_6d、K_6c、K_1c、K₅、B_r0设为常数。

发明效果

根据本发明，能够更正确且简便地设定交流电机的非线性的状态量。特别地，可减少生成表格数据时的解析或试验的次数，使数据设定作业所需的劳力和时间大幅度的降低。

此外，根据本发明，由于不仅考虑电流依赖关系、还考虑转子位置依赖关系和温度依赖关系，所以能设定接近实际的运转状态的状态量。

并且，由于在扭矩控制中使用此正确的状态量，所以即使在高负载时等磁饱和状态中，也能进行更高精度的扭矩控制，能高响应且高效率地驱动电机。

此外，由于在无位置传感器控制中使用此正确的状态量，所以可进行更正确的转子位置推定，提高了高负载时的无位置传感器控制的控制性能。

并且，由于使用可反函数化的函数式，所以在控制器内部可构成与实际电机的非线性特性近似的电机模型，能将使用电机模型的无位置传感器控制扩展到磁饱和区域。同样地，由于使用函数式，所以向微分形式等的加工也容易了，可期待非线性特性向电机控制的应用。

如上所述，由于以高的精度提高高负载时的控制特性，所以能实现作为控制对象的交流电机的小型化、低成本化。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的系统结构的方框图。

图2是表示本发明的第一实施方式的电机控制部的内部结构的方框图。

图3是表示本发明的第一实施方式的状态量运算部的内部结构的方框图。

图4是本发明的第一实施方式的d轴磁通量φ_d和d轴电流指令I_dc的示意图。

图5是本发明的第一实施方式的q轴磁通量φ_q和q轴电流指令I_qc的示意图。

图6是本发明的第一实施方式的d轴磁通量和d轴电流的关系图1。

图7是本发明的第一实施方式的q轴磁通量和q轴电流的关系图1。

图8是本发明的第一实施方式的d轴磁通量和d轴电流的关系图2。

图9是本发明的第一实施方式的q轴磁通量和q轴电流的关系图2。

图10是另一函数式中的d轴磁通量和d轴电流的关系图。

图11是另一函数式中的q轴磁通量和q轴电流的关系图。

图12是表示本发明的第二实施方式的电机控制部的内部结构的方框图。

图13是表示本发明的第三实施方式的系统结构的方框图。

图14是表示本发明的第三实施方式的电机控制部的内部结构的方框图。

图15是表示本发明的第四实施方式的系统结构的方框图。

图16是表示本发明的第四实施方式的电机控制部的内部结构的方框图。

图17是表示本发明的第五实施方式的系统结构的方框图。

图18是表示本发明的第五实施方式的电机模型的内部结构的方框图。

图19是表示本发明的第五实施方式的电机控制部的内部结构的方框图。

图20是表示本发明的第六实施方式的系统结构的方框图。

图21是本发明的第六实施方式中的电机常数和转子位置的关系图1。

图22是本发明的第六实施方式的电机常数的例1。

图23是表示本发明的第六实施方式的状态量运算部的内部结构的方框图。

图24是表示本发明的第六实施方式的电机常数和转子位置的关系图2。

图25是本发明的第六实施方式的电机常数的例2。

图26是本发明的第六实施方式的d轴磁通量和转子位置的关系图。

图27是本发明的第六实施方式的q轴磁通量和转子位置的关系图。

图28是表示本发明的第七实施方式的系统结构的方框图。

图29是表示本发明的第八实施方式的系统结构的方框图。

图30是表示本发明的第九实施方式的系统结构的方框图。

图31是本发明的第九实施方式的电机常数和磁铁温度的关系图。

图32是本发明的第九实施方式的电机常数和残留磁通量密度的关系图。

图33是表示本发明的第九实施方式的状态量运算部的内部结构的方框图。

图34是本发明的第九实施方式的d轴磁通量和d轴电流的关系图1。

图35是本发明的第一实施方式的d轴磁通量和d轴电流的关系图2。

图36是表示本发明的第十实施方式的系统结构的方框图。

图37是表示本发明的第十一实施方式1的系统结构的方框图。

图38是表示本发明的第十二实施方式的系统结构的方框图。

图39是表示本发明的第十二实施方式的状态量运算部的内部结构的方框图。

图中：1-扭矩指令发生器，1a-速度指令发生器，2、2a、2b、2c、2d、2e、2f、2g、2h、2i、2j-控制器，3-倒相器，4-直流电源，5-PM电机，6-位置检测器，7a、7b、7c-电流检测器，8、8a、8b、8c-电机常数设定器，9-电机温度检测器，11-相位检测器，12-dq坐标转换部，13、13a、13b、13c-状态量运算部，14、14a、14b、14c、14d-电机控制部，15-dq坐标逆转换部，16-PWM信号发生部，17-电流再现部，18-电机模型，19-Br运算部，21、21a、21b、21c-φ_d设定部，22、22a、22b、22c-φ_q设定部，31-I_d ^*-发生部，32-转换系数，33-d轴电流指令运算部，34-q轴电流指令运算部，35-速度运算部，36-电压矢量运算部，37-扭矩运算部，41-交流电源，42-二极管·桥，43-平滑电容器，51-转换增益，52-速度控制部，53-电流指令生成部，54-d轴电流控制部，55-q轴电流控制部，56-电流前馈补偿部，57-感应电压推定及轴偏移运算部，58-轴偏移误差补偿部，59-速度相位推定部，61-转换增益，62-I_d ^*发生部，63-I_q ^*发生部，64-电压矢量运算部，65、73a、73b-积分部，66-ω1修正部，67-位置速度推定部，68-低通滤波器，71a、71b-反函数运算部，72a、72b-电阻设定部，74a、74b-ω1设定部

具体实施方式

接着，参照图1～图39说明本发明的交流电机的控制装置的实施方式。再有，在以下的实施方式中，虽然对使用永磁型同步电机(以下简称PM)作为交流电机电机进行说明，但关于其它的电机(例如绕线型同步电机、磁阻电机(reluctance motor)、感应电机等)，也同样能实现。

(第一实施方式)

图1是表示本发明的交流电机控制装置的第一实施方式的系统结构的方框图。本第一实施方式的控制装置，包括：给予电机扭矩指令τ^*的扭矩指令发生器1，运算电机的交流施加电压、转换为脉宽调制信号(以下简称PWM信号)并进行输出的控制器2，由此PWM信号驱动的倒相器3，向倒相器3提供电力的直流电源4，作为控制对象的永磁型同步电机5(以下简称PM电机)，检测PM电机5的转子位置的位置检测器6，检测倒相器3向PM电机5提供的电流I_u的电流检测器7a和检测电流I_w的电流检测器7b，以及设定用于运算作为电机的状态量的线圈交链磁通量的常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀、I₁的电机常数设定器8。

控制器2的构成包括如下部件：基于位置检测器6所检测的PM电机5的永磁磁通量的位置运算转子的相位角θ的相位运算部11；根据相位角θ将检测出的电流I_u、I_w坐标转换为在电机的旋转坐标系中正交的d、q各轴上的成分I_dc、I_qc的坐标转换部12；基于电机常数设定器8的输出和电流检测值I_dc、I_qc运算作为PM电机5的状态量即线圈交链磁通量的d轴成分φ_d以及q轴成分φ_q并输出的状态量运算部13；基于扭矩指令τ^*与PM电机的状态量φ_d、φ_q与电流检测值I_dc、I_qc，以及相位角θ，运算用于驱动PM电机5的电压指令V_d ^*、V_q ^*的电机控制部14；根据相位角θ将V_d ^*、V_q ^*转换为三相交流电压指令V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*的dq坐标逆转换部15；以及基于三相交流电压指令，产生用于开关工作倒相器3的PWM信号的PWM信号发生部16。

向倒相器3提供电力的直流电源4由交流电源41、对交流进行整流的二极管·桥42、和抑制直流电源中所包含的脉动成分的平滑电容器43构成。

接着，使用图1说明本第一实施方式的工作原理。

从扭矩指令产生器1通过数字或模拟等通信机构将电机的扭矩指令τ^*给予电机控制装置14。此外，根据在相位运算部11运算出的相位角θ将在电流检测器7a、7b检测出的交流电流I_u、I_w，在dq坐标转换部12中转换为旋转坐标轴(dq轴)上的电流成分I_dc、I_qc。

由电机常数设定器8输出的常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀、I₁，和检测电流I_dc、I_qc被输入给状态量运算部13，根据PM电机的状态量φ_d、φ_q电流值进行运算，并向电机控制部14发送。

在图2中示出电机控制部14的结构。本实施例所示的电机控制部14的结构与专利文献4的图3的实施例基本上相同，不同点在于将状态运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q输入给电压矢量运算部36，并通过以下的公式运算电压指令值V_d ^*、V_q ^*这点。

$V_d^{*}=R\·I_d^{**}-{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·{\mathrm{\φ}}_q$

$V_q^{*}=R\·I_q^{**}+{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·{\mathrm{\φ}}_d$ 式1

然后，根据相位角θ在dq坐标逆转换部15中将V_d ^*、V_q ^*转换为交流量，并且在PWM信号发生部16中，转换为脉宽调制信号，向倒相器3发送。

接着，使用图3详细说明作为本发明的特征的状态量运算部13的工作。

如图3所示，状态量运算部13包括φ_d设定部21、和φ_q设定部22。

向φ_d设定部21输入用于运算作为电机的状态量的线圈交链磁通量的d轴成分φ_d的常数K₁、K₂、K₃、I₀、φ₀，向φ_q设定部22输入用于运算线圈交链磁通量的q轴成分φ_q的常数K₄、K₅、K₆、I₁。

向φ_d设定部21及φ_q设定部22输入检测电流I_dc、I_qc，运算与电流相应的φ_d、φ_q，并分别输出。

在φ_d设定部21中，将d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q的函数，基于所输入的常数K₁、K₂、K₃、I₀、φ₀及检测电流I_dc、I_qc，利用以I_dc、I_qc为参数、将I_dc、I_qc对φ_d产生的影响作为特征的以下函数式等计算φ_d设定值。

${\mathrm{\φ}}_d(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}})=\frac{K_1}{1+K_2|I_{\mathrm{dc}}+I_0|+K_3\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}\·(I_{\mathrm{dc}}+I_0)+{\mathrm{\φ}}_0$ 式2

在此，φ₀是无论q轴电流I_q如何，d轴磁通量φ_d都大致固定的值，设此时的d轴电流I_d为-I₀。在图4中示意地示出它们的关系。

在φ_q设定部22中，将q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q的函数，基于输入的常数K₄、K₅、K₆、I₁及检测电流I_dc、I_qc，利用以I_dc、I_qc为参数、将I_dc、I_qc对φ_q产生的影响作为特征的以下函数式等计算φ_q设定值。

${\mathrm{\φ}}_q(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}})=\frac{K_4}{1+K_5|I_{\mathrm{dc}}+I_1|+K_6\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}\·I_{\mathrm{qc}}$ 式3

在图5中示意地示出它们的关系。在此，I1虽然是q轴磁通量φ_q成为最大的d轴电流I_d的值，但为了简便也可以代替I₁使用上述的I₀。

再有，也可以代替上述的函数式，使用将它们变化了的以下的函数式。

${\mathrm{\φ}}_d(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}})=\frac{K_1}{K_2+|I_{\mathrm{dc}}+I_0|+K_3\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}\·(I_{\mathrm{dc}}+I_0)+{\mathrm{\φ}}_0$ 式4

${\mathrm{\φ}}_q(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}})=\frac{K_4}{K_5+|I_{\mathrm{dc}}+I_1|+K_6\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}\·I_{\mathrm{qc}}$ 式5

作为通常的d轴及q轴磁通量φ_d、φ_q和d轴及q轴电流I_d、I_q的关系，在下面示出了以电机的电气常数即d轴电感L_d、q轴电感L_q、感应电压常数K_e为固定常数的情况下的关系式。

φ_d(1_d，0)＝L_d·I_d+K_c     式6

φ_q(0，I_q)＝L_q·I_q      式7

像这样，在以电机的电气常数为固定常数的情况下，用线性比例关系表示磁通量和电流。虽然实际上如果电机电流因高负载等变大，则会因磁饱和而使得磁通量和电流的关系成为非线性，但在上述的式中不能将此正确地表现出来。

另一方面，基于式2及式3，在下面示出关于d轴及q轴磁通量φ_d、φ_q仅考虑了本轴电流的影响的近似式。

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,0)=\frac{K_1}{1+K_2|I_d+I_q|}\·(I_d+I_q){+\mathrm{\φ}}_0$ 式8

${\mathrm{\φ}}_q(0,I_q)=\frac{K_4}{1+K_5\·I_1+K_6\left|I_q\right|}\·I_q$ 式9

以某一电机为例，取I_d为横轴，针对磁通量φ_d比较通过磁场解析计算出的目标值、以L_d为固定值由式6计算出的近似值、以及由φ_d(I_d、O)的函数式的式8计算出的近似值，并在图6中示出。同样地，取I_d为横轴上，就磁通量φ_q比较通过磁场解析计算出的目标值，以L_q为固定值由式7计算出的近似值，和由φ_q(O、I_q)的函数式的式9计算出的近似值，并在图7中示出。

由图6及图7，在设L_d、L_q为固定值的时候，磁通量和电流成为线性的比例关系，虽然根据L_d、L_q的设定值，磁通量φ_d、φ_q大大偏离真值，但在使用φ_d(I_d、O)近似值及φ_q(O、I_q)近似值的情况下，能使磁通量和电流的非线性的关系良好地近似。

但是，在对上述近似中不考虑d轴、q轴之间的磁通量的干涉特性的电机施加高负载进行驱动的情况下、或在进行弱的励磁控制的情况下，由于d轴、q轴间的磁通量的干涉也会产生很大的影响，所以希望考虑此情况来设定电机的状态量。

因此，将电机的状态量的φ_d、φ_q设为不仅如前所述的φ_d(I_d、O)、φ_q(O、I_q)那样考虑本轴电流还考虑其它轴电流的影响的近似式，按如下这样定义磁通量和电流的关系。

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q)=\frac{K_1}{1+K_2|I_d+I_0|+K_3\left|I_q\right|}\·(I_d+I_0)+{\mathrm{\φ}}_0$ 式10

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q)=\frac{K_4}{1+K_5|I_d+I_1|+K_6\left|I_q\right|}\·I_q$ 式11

取I_d为横轴，就使I_q变化为0A、100A、200A、300A时的磁通量φ_d比较通过磁场解析计算出的目标值，和由式10的函数式计算出的近似值，并在图8中示出。同样地，取I_q为横轴，就使I_d变化为-200A、-100A、0A、100A、200A时的磁通量φ_q比较通过磁场解析计算出的目标值，和由式11的函数式计算出的近似值，并在图9中示出。

由图8及图9，通过使用本发明的函数式近似，从而即使相对于磁饱和、和d轴、q轴间干扰影响强、非线性特性的电机，也能够良好地近似I_d、I_q对d轴磁通量φ_d及q轴磁通量φ_q产生的影响。

再有，作为其它函数式，有记载在特愿2007-309635号公报中的以下的公式。

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q)=L_d(I_d,I_q)\·I_d+K_4\left(I_q\right)=(\frac{L_{d0}}{1+K_1\left|I_d\right|}-K_3\·I_q^2)\·I_d+({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\π}0}-K_4\·I_q^2)$ 式12

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q)=L_q(I_d,I_q)\·I_q=(\frac{L_{q0}}{1+K_4\left|I_q\right|}-K_5\·I_d)\·I_q$ 式13

它们用分数式表示仅本轴电流的影响，用电流的高次函数表示其它轴电流的影响。

与前面的情形相同，取I_d为横轴，就使I_q变化为0A、100A、200A、300A时的磁通量φ_d比较通过磁场解析计算出的目标值，和由式13的函数式计算出的近似值，并在图10中示出。同样地，取I_q为横轴，就使I_d变化为-200A、-100A、0A、100A、200A时的磁通量φ_q比较通过磁场解析计算出的目标值，和由式13的函数式计算出的近似值，并在图11中示出。

由图10及图11，与作为本发明的函数式近似结果的图8及图9比较，可知在电流大的区域中近似是不充分的。特别地，不能正确地再现其它轴电流的影响，其它轴电流的影响，与用电流的高次函数进行近似相比，通过像本发明这样使用用分数式进行近似的方法，从而即使相对于磁饱和、和d轴、q轴间的干扰的影响强、非线性的特性的电机，也能够良好地近似I_d、I_q对d轴磁通量φ_d及q轴磁通量φ_q产生的影响，进行高精度再现。

如上所述，基于本发明，由于用考虑了d轴、q轴间的磁通量的干涉的简便的函数式设定电机的状态量，所以能正确且简便地再现对电机施加负载进行驱动的情况和通过弱的励磁控制等进行驱动的情况下的非线性磁通量特性。

通过如前所述在电压指令值运算中使用本发明的特征即状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q，从而即使是由于高负载等使得电机电流变大、电机的电气常数变化的情况下，也能够实现高精度的扭矩控制、并且进行高响应。

(第二实施方式)

接着说明本发明的第二实施方式。

第二实施方式是将电机控制部14替换成图12所示的电机控制部14a的实施方式。图12与图2的不同点在于不存在转换系数32，但具备扭矩运算部37来运算扭矩推定值τ_c这点。

在扭矩运算部37中输入状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q，和检测电流I_dc、I_qc，通过下面示出的函数式运算扭矩推定值τ_c。

τ_c＝φ_d·I_qc-φ_q·Ｉ_dc      式14

通过如上所述在扭矩推定运算中使用本发明的特征即状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q，从而即使是由于高负载等使得电机电流变大、电机的电气常数改变的情况下，也能够实现高精度的扭矩控制、并且进行高响应。

(第三实施方式)

接着说明本发明的第三实施方式。

在第一实施方式及第二实施方式中，虽然示出带位置传感器·带电流传感器的结构的例子，但即使无位置传感器·带电流传感器的结构也能够实现。使用图13进行说明。

图13与图1的不同点如下。首先，将扭矩指令发生器1替换为速度指令发生器1a，将电机控制部14替换为电机控制部14b，并且不存在位置检测器6及相位运算部11，从电机控制部14b提供相位角θ_dc。

关于状态量φ_d、φ_q的计算及设定方法，使用在第一实施方式中说明的方法。

接着，使用图14详细说明本实施例的电机控制部14b的工作。

本实施例中示出的电机控制部14b的结构与特开2001-251889号公报的图1几乎相同，不同点在于将状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q输入给电流前馈补偿部56及感应电压推定及轴偏移运算部57，用于V_dm ^*、V_qm ^*、Δθ、|E₀|的运算中这点。

在电流前馈补偿部56中，基于电机的电阻设定值R，状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q，速度指令ω₁ ^*，以及电流指令I_d ^*、I_q ^*，用以下的函数式运算d轴模型电压V_dm ^*及q轴模型电压V_qm ^*。

$V_{\mathrm{dm}}^{*}=R\·I_d^{*}-{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·{\mathrm{\φ}}_q$

$V_{\mathrm{qm}}^{*}=R\·I_q^{*}+{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·{\mathrm{\φ}}_d$ 式15

感应电压推定及轴偏移运算部57，基于电机的电阻设定值R，状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_q，速度指令ω₁ ^*，检测电流I_dc、I_qc，以及电压指令V_d ^*、V_q ^*，用以下的函数式运算感应电压推定值|E₀|以及轴偏移推定值Δθ并进行输出。

$E_{0\mathrm{dc}}=V_d^{*}-R\·I_{\mathrm{dc}}+{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·{\mathrm{\φ}}_q$

$E_{0\mathrm{qc}}=V_q^{*}-R\·I_{\mathrm{qc}}-{\mathrm{\ω}}_1^{*}\·{\mathrm{\φ}}_q$ 式16

$\left|E_0\right|=\sqrt{E_{0\mathrm{dc}}^2+E_{0\mathrm{qc}}^2}$ 式17

$\mathrm{\Δ\θ}={\tan }^{-1}\frac{E_{0\mathrm{dc}}}{E_{0\mathrm{qc}}}$ 式18

通过在上述的运算中使用本发明的特征即状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q，从而即使在由于高负载等使得电机电流变大、电机的电气常数变化的情况下，也能高精度地获取转子位置信息，并且能够实现高响应的控制。

(第四实施方式)

接着说明本发明的第四实施方式。

在第三实施方式中，虽然示出无位置传感器·带电流传感器的结构的例子，但即使无位置传感器·无电流传感器的结构也能够实现。使用图15进行说明。

图15与图13的不同点如下。首先，没有检测电流I_u的电流检测器7a和检测电流I_w的电流检测器7b，新设置电流检测器7c，检测直流电源4向到相器3提供的电流IDC。此外，新设置电流再现部17，基于由电流检测器7c检测出的电源电流IDC，用专利文献3等记载的方法，通过运算来再现流到PM电机5的三相交流电流I_u、I_v、I_w。此外，将电机控制部14b替换为电机控制部14c。

关于状态量φ_d、φ_q的计算及设定方法，使用在第一实施方式中说明的方法。

接着，使用图16详细说明本实施例的电机控制部14c的工作。

本实施例中示出的电机控制部14c的结构与特开2004-48868号公报的图1及图6几乎相同，不同点在于将状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q输入给电压矢量运算部64及ω₁修正部66，用于V_d ^*、V_q ^*、Δω₁的运算这点。在ω₁修正部66中，根据式18运算轴偏移推定值Δθ，决定并输出Δω₁的值以使其为零。

通过在上述运算中使用本发明的特征即状态量运算部13输出的PM电机的状态量φ_d、φ_q，从而即使是由于高负载等使得电机电流变大、电机的电气常数改变的情况下，也能高精度地运算电压指令及修正量Δω₁，实现稳定且高响应的控制。

(第五实施方式)

第五实施方式是将本发明的函数式反函数化，根据φ_d、φ_q计算I_d、I_q加以使用的例子，使用图17进行说明。如电学论D、115卷4号、420页到427页上所示，可应用于在控制器内部具备电机模型，进行无位置传感器控制的情况。

图17与图15的不同点如下。首先，是将电机控制部14c替换为电机控制部14d，没有状态量运算部13、具备电机模型18这点。

将从电机常数设定器8输出的常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀、I₁及从电机控制部14d输出的V_d ^*、V_q ^*、ω₁输入到电机模型18中，输出电机的模型电流I_dm、I_qm，并输入给控制部14d。

接着，使用图18详细说明电机模型18的工作。

如图18所示，电机模型18以V_d ^*、V_q ^*为输入、输出电机的模型电流I_dm、I_qm。在此过程中，以φ_d、φ_q为输入，输出I_dm、I_qm的运算是必需的。

如式10及式11所示，本发明的函数式φ_d(I_d、I_q)及φq(I_d、I_q)是分子和分母由电流的1次函数构成的分数式。为此，以下示出的I_d(φ_d、φ_q)及I_q(φ_d、φ_q)这样的反函数化是可能的。

$I_d({\mathrm{\φ}}_d,{\mathrm{\φ}}_q)=\frac{({\mathrm{\φ}}_d-{\mathrm{\φ}}_0)\{K_4+(K_3-K_6){|\mathrm{\φ}}_q|\}}{(K_1-K_2|{\mathrm{\φ}}_d-{\mathrm{\φ}}_0\left|\right)(K_4-K_6|{\mathrm{\φ}}_q\left|\right)-K_3{K}_5|{\mathrm{\φ}}_d-{\mathrm{\φ}}_0|{\mathrm{\φ}}_q|}-I_0$ 式19

$I_q({\mathrm{\φ}}_d,{\mathrm{\φ}}_q)=\frac{{\mathrm{\φ}}_q\{K_1-(K_2-K_5){|\mathrm{\φ}}_d{-\mathrm{\φ}}_0|\}}{(K_1-K_2|{\mathrm{\φ}}_d-{\mathrm{\φ}}_0\left|\right)(K_4-K_5|{\mathrm{\φ}}_q\left|\right)-K_3{K}_5|{\mathrm{\φ}}_d-{\mathrm{\φ}}_0|{\mathrm{\φ}}_q|}$ 式20

因此，可通过反函数运算部71a由φ_d、φ_q运算I_dm，通过反函数运算部71b由φ_d、φ_q运算I_qm，就能够实现考虑了非线性的电机模型的运算。

接着，使用图19说明电机控制部14d的工作。

在电机模型控制部14d中，计算电机模型18输出的模型电流I_dm和检测电流I_dc的差ΔI_d、及模型电流I_qm和检测电流I_qc的差ΔI_q，根据这些值推定转子位置θ_dc及旋转速度ω₁。

再有，作为电机模型的实施方式虽然使用无位置传感器·无电流传感器的例子进行说明，但即使是无位置传感器·带电流传感器的例子，也能同样实施。

(第六实施方式)

接着，说明本发明的第六实施方式。

第六实施方式不仅考虑了电流依赖关系，还考虑了转子位置依赖关系。使用图20～图27进行说明。

图20与图1的不同点如下。首先，不同之处在于，将控制器2替换为控制器2d，将电机常数设定器8替换为电机常数设定器8a，将状态量运算部13替换为状态量运算部13a，从电机常数设定器8a输出24个常数并输入给状态量运算部13a，将从相位运算部11输出的转子相位角θ输入给新的状态量运算部13a。

在图21中用点表示在每一转子位置计算出的式2及式3的各常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀。在此设I₁＝I₀、各常数表示相对某一基准值规格化了的值。此外，对各常数的图表进行频率分析，用线表示仅提取出按电气角60度为一周期的6次脉动成分的波形。此外，在图22中示出此波形的平均值K_ave、脉动振幅K_rip、相位K_pha，下面示出波形的函数式。

$K\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{\mathrm{ave}}+K_{\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{\mathrm{pha}})$

式21

根据图21，K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀任何一个都具有以电气角60度为一周期的脉动成分，能由以各不相同的平均值K_ave、脉动振幅K_rip、相位K_pha进行定义的式21进行近似。再有，在本实施例中，由于脉动次数是6次，所以式21中的n为6，但也存在因电机形状不同而具有不同的脉动次数的情况。此情况下，如果对应脉动次数设定n的值就能适用。

在图23中示出状态量运算部13a。图23与图3的不同点如下。首先，不同之处在于，将φd设定部21替换为φd设定部21a，将φq设定部22替换为φq设定部22a，将从电机常数设定器8a输出的24个常数输入给φd设定部21a和φq设定部22a，将从相位运算部11输出的转子相位角θ输入给新的φd设定部21a和φq设定部22a。

在φ_d设定部21a中，将d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和转子相位角θ的函数，基于输入的常数及检测电流I_dc、I_qc及转子相位角θ，使用以I_dc、I_qc、θ为参数、以K_1ave、K_2ave、K_3ave、K_1ave、K_φave K_1rip、K_2rip、K_3rip、K_1rip、K_φrip、K_1pha、K_2pha、K_3pha、K_1pha、K_φpha、n为常数的以下的函数式，根据以I_dc、I_qc、θ对φ_d产生的影响为特征的以下函数式等，计算φ_d设定值。

${\mathrm{\φ}}_d(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},\mathrm{\θ})=\frac{K_1\left(\mathrm{\θ}\right)}{1+K_2\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(\mathrm{\θ}\right)|+K_3\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}\·{(I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(\mathrm{\θ}\right))+\mathrm{\φ}}_0\left(\mathrm{\θ}\right)$

$K_1\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{1\mathrm{ave}}+K_{1\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{1\mathrm{pha}})$

$K_2\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{2\mathrm{ave}}+K_{2\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{2\mathrm{pha}})$

$K_3\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{3\mathrm{ave}}+K_{3\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{3\mathrm{pha}})$

$I_0\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{1\mathrm{ave}}+K_{\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{\mathrm{pha}})$

${\mathrm{\φ}}_0\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{\mathrm{\φave}}+K_{\mathrm{\φrip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{\mathrm{\φpha}})$

式22

在φ_d设定部21a中，也可以替换为式22，无论I_q如何都设φ_d成为固定时的值为φ₀，并且设此时的I_d为-I₀，使用以K_1ave、K_2ave、K_3ave、K_7ave、K_1rip、K_2rip、K_3rip、K_7rip、K_1pha、K_2pha、K_3pha、K_7pha、φ₀、I₀、n为常数的以下的函数式，计算φ_d设定值。

${\mathrm{\φ}}_d(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},\mathrm{\θ})=\frac{K_1\left(\mathrm{\θ}\right)\·(I_{\mathrm{dc}}+I_0)+K_7\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_{\mathrm{qc}}}{1+K_2\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0|+K_3\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}+{\mathrm{\φ}}_0$

$K_1\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{1\mathrm{ave}}+K_{1\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{1\mathrm{pha}})$

$K_2\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{2\mathrm{ave}}+K_{2\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{2\mathrm{pha}})$

$K_3\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{3\mathrm{ave}}+K_{3\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{3\mathrm{pha}})$

$K_7\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{7\mathrm{ave}}+K_{7\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{7\mathrm{pha}})$

式23

在此，式23与式22的不同点在于，φ₀和I₀为常数，将根据转子位置而改变的K₇(θ)和I_qc之积设为分子这点。

在φ_q设定部22a中，将q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和转子相位角θ的函数，基于输入的常数及检测电流I_dc、I_qc及转子相位角θ，使用以I_dc、I_qc、θ为参数、以K_4ave、K_5ave、K_6ave、K_1ave、K_4rip、K_5rip、K_6rip、K_1rip、K_4pha、K_5pha、K_6pha、K_1pha为常数，且以I_dc、I_qc、θ对φ_d产生的影响为特征的以下的函数式，计算φ_q设定值。

${\mathrm{\φ}}_q(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},\mathrm{\θ})=\frac{K_4\left(\mathrm{\θ}\right)}{1+K_5\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(\mathrm{\θ}\right)+K_6\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_{\mathrm{qc}}|}\·I_{\mathrm{qc}}$

$K_4\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{4\mathrm{ave}}+K_{4\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{4\mathrm{pha}})$

$K_5\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{5\mathrm{ave}}+K_{5\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{5\mathrm{pha}})$

$K_6\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{6\mathrm{ave}}+K_{6\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{6\mathrm{pha}})$

$K_8\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{8\mathrm{ave}}+K_{8\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{8\mathrm{pha}})$

式24

在φ_q设定部22a中，也可以替换为式24，使用以K_4ave、K_5ave、K_6ave、K_8ave、K_4rip、K_5rip、K_6rip、K_8rip、K_4pha、K_5pha、K_6pha、K_8pha、I₀、n为常数的以下的函数式，计算φ_q设定值。

${\mathrm{\φ}}_q(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},\mathrm{\θ})=\frac{K_8\left(\mathrm{\θ}\right)\·(I_{\mathrm{dc}}+I_0)+K_4\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_{\mathrm{qc}}}{1+K_5\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0|+K_6\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_{\mathrm{qc}}\right|}$

$K_4\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{4\mathrm{ave}}+K_{4\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{4\mathrm{pha}})$

$K_5\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{5\mathrm{ave}}+K_{5\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{5\mathrm{pha}})$

$K_6\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{6\mathrm{ave}}+K_{6\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{6\mathrm{pha}})$

$K_8\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{8\mathrm{ave}}+K_{8\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{8\mathrm{pha}})$

式25

在此，式25与式24的不同点在于，I₀为常数，将根据转子位置变化的K₈(θ)和(I_dc+I₀)之积设为分子这点。由此就能考虑在式24中未能考虑的、I_qc＝0的φ_q的变动。

在图24中用点表示在每一转子位置计算出的式23及式25的各常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、K₇、K₈。各常数表示相对某一基准值规格化了的值。此外，对各常数的图表进行频率分析，用线表示仅抽取按电气角60度为一周期的6次脉动成分后的波形。此外，在图25中示出此波形的平均值K_ave、脉动振幅K_rip、相位K_pha。如图25，使用式23及式25时的常数的数为24个，与使用图22所示的式22及式24时的常数的数没有变化。

再有，即使设K₁、K₂的任何一个和K₄、K₆的任何一个为固定常数，也能确认对磁通量脉动的再现性影响是小的，此情况下，可将设定常数减少为22个。

比较在I_d＝200A下、正负改变I_q时的、通过磁场解析计算出的φ_d的目标值，和由式23的函数式计算出的近似值，并在图26中示出。同样地，比较在I_d＝200A下、正负改变I_q时的、通过磁场解析计算出的φ_q的目标值，和由式25的函数式计算出的近似值，并在图27中示出。

如图26及图27，由于使用本发明的函数式近似，所以即使相对于转子位置对应的变动大、非线性特性的电机，也能良好地近似I_d、I_q、θ对d轴磁通量φ_d及q轴磁通量φ_q产生的影响。此外，还能再现I_q＝0时的φ_q的脉动。

(第七实施方式)

接着，说明本发明的第七实施方式。

在第六实施方式中虽然示出带位置传感器·带电流传感器的结构的例子，但即使是无位置传感器·带电流传感器的结构也能够实现。使用图28进行说明。

图28和图20的不同点如下。首先，将控制器2d替换为控制器2e，将扭矩指令发生器1替换为速度指令发生器1a，将电机控制部14替换为电机控制部14b，并且不存在位置检测器6及相位运算部11，从电机控制部14b提供相位角θ_dc。

关于状态量φ_d、φ_q的计算及设定方法，采用将θ替换为θ_dc，采用第六实施方式说明的方法。此外，电机控制部14b的工作采用第三实施方式中说明的方法。

(第八实施方式)

接着，说明本发明的第八实施方式。

在第七实施方式中虽然示出无位置传感器·带电流传感器的结构的例子，但即使是无位置传感器·无电流传感器的结构也能够实现。使用图29进行说明。

图29和图28的不同点如下。首先，将控制器2e替换为控制器2f，没有检测电流I_u的电流检测器7a和检测电流I_w的电流检测器7b，新设置电流检测器7c，检测直流电源4向倒相器3提供的电流IDC。此外，新设置电流再现部17，基于由电流检测器7c检测出的电源电流IDC，用专利文献3等记载的方法，通过运算来再现流到PM电机5的三相交流电流I_u、I_v、I_w。此外，将电机控制部14b替换为电机控制部14c。

关于状态量φ_d、φ_q的计算及设定方法，将θ替换为θ_dc，采用在第六实施方式中说明的方法。此外，电机控制部14c的工作使用第四实施方式中说明的方法。

(第九实施方式)

接着，说明本发明的第九实施方式。

第九实施方式不仅考虑了电流依赖关系、还考虑了电机温度依赖关系。使用图30～图35进行说明。

图30与图1的不同点如下。首先，追加检测PM电机5的温度的温度检测器9，将控制器2替换为控制器2g，将电机常数设定器8替换为电机常数设定器8b，将状态量运算部13替换为状态量运算部13b，追加B_r运算部19。将温度检测器9检测出的PM电机5的温度输入B_r运算部19，将从B_r运算部19输出的永久磁铁的残留磁通量密度B_r输入至新的状态量运算部13b，从电机常数设定器8b输出11个常数，并输入给状态量运算部13b。

在图31中示出使在PM电机的转子中使用的永久磁铁的温度改变至20～180℃的情况下的残留磁通量密度B_r，和设定此B_r基于有限要素法的磁场解析计算出的式2及式3的各常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀。在此设I₁＝I₀、各常数表示相对某一基准值规格化了的值。

由图31，将各常数相对于磁铁温度的变化分为无论温度如何都大致固定、随着温度上升而上升、以及随着温度上升而下降的3种情形。此外，虽然残留磁通量密度B_r随着温度上升而下降，但在永久磁铁目录等中，被看作B_r相对于温度上升的变化率是大致固定的，其变化率作为温度系数等示出。因此，在本实施例中，示出在将电机温度的依赖关系转换为B_r依赖关系后，当B_r变化的情况下，作为状态量的磁通量的计算方法。

接着，取残留磁通量密度B_r为横轴，在图32中示出B_r的值变为1.3T～0T时的各常数。

如图32，在各常数K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀K中发现以下特征。(1)K₁、K₃、K₅相对于B_r的变化小、可认为大致固定。(2)K₂、K₄、K₆按B_r的1次函数变化。(3)I₀、φ₀大致与B_r成比例。

因此，像如下这样近似模型化这些各常数的变化。

(1)设K₁、K₃、K₅为与B_r无关的固定值。例如使用常温(20℃)下的值。

K(B_r)＝K_c

式26

(2)K₂、K₄、K₆按B_r的1次函数变化。

K(B_r)＝K_d·(B_r-B_r0)+K_c

式27

(3)I₀、φ₀以常温下的值为基准，大致与B_r成比例。

K(B_r)＝K_c·B_r/B_r0

式28

在此，设置K_c：常温下的常数值，K_d：常数相对于B_r的变化的变化率，B_r0：常温下的B_r的值。即，通过设定K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆、I₀、φ₀对应的8个K_c，K₂、K₄、K₆对应的3个K_d，合计11个常数，就能实现考虑了温度依赖关系的状态量的运算。

在图33中示出状态量运算部13b。图33与图3的不同点如下。首先，不同之处在于，将φd设定部21替换为φd设定部21b，将φ_q设定部22替换为φq设定部22b，将从电机常数设定器8b输出的11个常数输入给φd设定部21b和φq设定部22b，将从B_r运算部19输出的残留磁通量密度B_r输入给新的φd设定部21b和φq设定部22b。

在φ_d设定部21b中，将d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，基于输入的常数及检测电流I_dc、I_qc及残留磁通量密度B_r，以I_dc、I_qc、B_r为参数、以K_2d、K_2c、K_1c、K_φc、K₁、K₃、B_r0为常数，以I_dc、I_qc、B_r对φ_d产生的影响为特征的以下的函数式，计算φ_d设定值。

${\mathrm{\φ}}_d(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},B_r)=\frac{K_1}{1+K_2\left(B_r\right)\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(B_r\right)+K_3\·|I_{\mathrm{qc}}|}\·(I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(B_r\right))+{\mathrm{\φ}}_0\left(B_r\right)$

$K_1\left(B_r\right)=K_{1d}\·(B_r-B_{r0})+K_{1c}$

$I_0\left(B_r\right)=K_3\·B_r/B_{r0}$

${\mathrm{\φ}}_0\left(B_r\right)=K_{\mathrm{\φ}}\·B_r/B_{r0}$

式29

在φ_q设定部22b中，将q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，基于所输入的常数、检测电流I_dc、I_qc以及残留磁通量密度B_r，以I_dc、I_qc、B_r为参数、以K_4d、K_4c、K_6d、K_6c、K_1c、K₅、B_r0为常数，以I_dc、I_qc、B_r对φ_q产生的影响为特征的以下函数式，计算φ_q设定值。

${\mathrm{\φ}}_q(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},B_r)=\frac{K_4\left(B_r\right)}{1+K_5\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(B_r\right)+K_6\left(B_r\right)\·|I_{\mathrm{qc}}|}\·I_{\mathrm{qc}}$

$K_4\left(B_r\right)=K_{4d}\·(B_r-B_{r0})+K_{4c}$

$K_6\left(B_r\right)=K_{6d}\·(B_r-B_{r0})+K_{6c}$

$I_0\left(B_r\right)=K_5\·B_r/B_{r0}$

式30

设定永久磁铁的温度为常温(20℃)下的B_r，比较正负改变Id、I_q时的通过磁场解析计算出的φ_d的目标值与由式29的函数式计算出的近似值，并在图34中示出。同样地，设定永久磁铁的温度为180℃下的B_r，比较正负改变I_d、I_q时的通过磁场解析计算出的φ_q的目标值、和由式30的函数式计算出的近似值，并在图35中示出。

如图34及图35，通过使用本发明的函数式近似，从而即使对于B_r相对于温度变化而改变这种特性的电机，也能良好地近似I_d、I_q、B_r对d轴磁通量φ_d及q轴磁通量φ_q产生的影响。

(第一实施方式)

接着，说明本发明的第一实施方式。

在第九实施方式中，虽然示出带位置传感器·带电流传感器的结构的例子，但即使是无位置传感器·带电流传感器的结构也能够实现。使用图36进行说明。

图36和图30的不同点如下。首先，将控制器2g替换为控制器2h，将扭矩指令发生器1替换为速度指令发生器1a，将电机控制部14替换为电机控制部14b，并且不存在位置检测器6及相位运算部11，从电机控制部14b提供相位角θ_dc。

关于状态量φ_d、φ_q的计算及设定方法，使用第九实施方式中说明的方法。此外，电机控制部14b的工作使用第三实施方式中说明的方法。

(第十一实施方式)

接着，说明本发明的第十一实施方式。

在第十一实施方式中，虽然示出无位置传感器·带电流传感器的结构的例子，但即使是无位置传感器·无电流传感器的结构也能够实现。使用图37进行说明。

图37和图36的不同点如下。首先，将控制器2h替换为控制器2i，没有检测电流I_u的电流检测器7a和检测电流I_w的电流检测器7b，新设置电流检测器7c，检测直流电源4向倒相器3提供的电流IDC。此外，新设置电流再现部17，基于由电流检测器7c检测出的电源电流IDC，用专利文献3等记载的方法，通过运算来再现流到PM电机5的三相交流电流I_u、I_v、I_w。此外，将电机控制部14b替换为电机控制部14c。

关于状态量φ_d、φ_q的计算及设定方法，使用在第九实施方式中说明的方法。此外，电机控制部14c的工作使用第四实施方式中说明的方法。

(第十二实施方式)

接着，说明本发明的第十二实施方式。

第十二实施方式，不将电机温度依赖关系转换为B_r依赖关系，而是直接进行利用。使用图38进行说明。

图38和图30的不同点如下。首先，将控制器2g替换为控制器2j，删除B_r运算部19，将电机常数设定器8b替换为电机常数设定器8c，将状态量运算部13b替换为状态量运算部13c，将温度检测器9检测出的PM电机5的温度直接输入给状态量运算部13c，从电机常数设定器8c输出12个常数，并输入给状态量运算部13c。

在图39中示出状态量运算部13c。图39与图3的不同点如下。首先，不同之处在于，将φd设定部21替换为φd设定部21c，将φq设定部22替换为φq设定部22c，将从电机常数设定器8c输出的12个常数输入给φd设定部21c和φq设定部22c，将从温度检测器9输出的电机温度T输入给新的φd设定部21c和φq设定部22c。

在永久磁铁目录等中，例如用如下这样的函数式表示残留磁通量密度B_r的温度系数Kt。

K_t＝ΔB_r/ΔT×100B_r(22℃)(％/℃)

式31

在此，ΔB_r是B_r的变化量、ΔT是温度T的变化量、B_r(20℃)是20℃下的B_r的变化量。而且，规定稀土类磁铁的Kt为约-0.1％/℃、铁氧体磁铁的Kt为约-0.2％/℃等。像这样，在残留磁通量密度B_r相对于磁铁温度T的变化的的变化量近似为大致固定的情况下，替换为式29及式30，可使用下面示出的式32及式33的函数式。

在φ_d设定部21c中，将d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和电机温度T的函数，例如设T₀为常温(20℃)，基于输入的常数及检测电流I_dc、I_qc及电机温度T，以I_dc、I_qc、T为参数、以K_2d、K_2c、K_1c、K_φc、K₁、K₃、B_r0、K_t为常数，以I_dc、I_qc、T对φ_d产生的影响为特征的以下的函数式，计算φ_d设定值。

${\mathrm{\φ}}_d(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},T)=\frac{K_1}{1+K_2\left(T\right)\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(T\right)+K_3\·|I_{\mathrm{qc}}|}\·(I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(T\right))+{\mathrm{\φ}}_0\left(T\right)$

$K_2\left(T\right)=K_{2d}\·K_T\·(T-T_0)\·\frac{B_{r0}}{100}+K_{2c}$

$I_0\left(T\right)=K_{1c}\·(1+\frac{K_t}{100}\·\left({T-T}_0\right))$

${\mathrm{\φ}}_0\left(T\right)=K_{\mathrm{\φc}}\·(1+\frac{K}{100}\·(T-T_0))$

式32

在φ_q设定部22b中，将q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，例如设T₀为常温(20℃)，基于所输入的常数及检测电流I_dc、I_qc及残留磁通量密度B_r，以I_dc、I_qc、B_r为参数、以K_4d、K_4c、K_6d、K_6c、K_1c、K₅、B_r0为常数，以I_dc、I_qc、B_r对φ_q产生的影响为特征的以下的函数式，计算φ_q设定值。

${\mathrm{\φ}}_q(I_{\mathrm{dc}},I_{\mathrm{qc}},T)=\frac{K_4\left(T\right)}{1+K_5\·|I_{\mathrm{dc}}+I_0\left(T\right)+K_6\left(T\right)\·|I_{\mathrm{qc}}|}\·I_{\mathrm{qc}}$

$K_4\left(T\right)=K_{4d}\·K_T\·(T-T_0)\·\frac{B_{r0}}{100}+K_{4c}$

$K_6\left(T\right)=K_{6d}\·K_T\·(T-T_0)\·\frac{B_{r0}}{100}+K_{6c}$

$I_0\left(T\right)=K_{1c}\·(1+\frac{K_t}{100}\·\left({T-T}_0\right))$

式33

(其它实施方式)

再有，在以上说明中，虽然计算线圈交链磁通量φ_d、φ_q作为电机的状态量使用，但也可以代替计算φ_d、φ_q，而算出从线圈交链磁通量中去除永磁磁通量后的电流磁通量φ_id、φ_iq，电感L_d、L_q，电压V_d、V_q，电流I_d、I_q等来使用。

此外，虽然使用电流I_d、I_q作为状态变量，但也可以代替I_d、I_q，而使用线圈交链磁通量φ_d、φ_q，电压V_d、V_q等。

在第九实施方式中，虽然示出了永磁电机的残留磁通量密度B_r的变化对应的状态量运算的例子，但永磁电机的残留磁通量密度B_r的变化与绕线励磁型电机的励磁电流的变化是等效的。因此，也可适用于绕线励磁型电机。

Claims (34)

1.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器具备对电机的状态量进行运算的状态量运算部；

该状态量运算部，对于在电机的旋转坐标系中正交的2个轴中的一个轴上定义的状态量，使用在同一轴上定义的状态变量及在另一轴上定义的状态变量中的至少一方来算出该状态量的设定值，并将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

2.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

根据在上述同一轴上定义的状态变量及在上述另一轴上定义的状态变量进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量为参数的函数式进行的，上述函数式中使用了以上述状态变量对上述状态量产生的影响为特征的常数。

3.根据权利要求2所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述函数式是分数式，分子由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数构成，且分母由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数以及在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个构成。

4.根据权利要求2所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述函数式是按照在以上述状态变量及上述状态量为坐标轴的坐标系中，以由上述状态量不依赖于在上述另一轴上定义的上述状态变数而成为大致固定的状态变量及状态量构成的坐标为中心，且相对该坐标呈点对称的方式构成的。

5.根据权利要求1至4中任意一项所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

使用线圈交链磁通量作为上述状态量。

6.根据权利要求1至4中任意一项所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

使用电机电流作为上述状态变量。

7.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述控制器包括电机控制部；

上述电机控制部，基于驱动指令、上述状态变量、以及所算出的上述状态量，对上述交流电机的驱动所需的电压指令进行运算。

8.根据权利要求7所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述电机控制部包括：对上述交流电机的旋转速度进行运算的速度运算部、对上述交流电机的状态变量指令进行运算的状态变量指令运算部、和电压矢量运算部，上述电压矢量运算部根据所算出的上述状态量、上述状态变量指令和上述旋转速度，对电压指令进行运算。

9.根据权利要求7所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

将上述驱动指令作为上述交流电机的扭矩指令，

上述电机控制部具备扭矩运算部，

上述扭矩运算部，基于所算出的上述状态量和上述状态变量对上述交流电机的扭矩进行运算，

并对状态变量指令进行运算以使所算出的上述扭矩接近上述扭矩指令。

10.根据权利要求7所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

将上述驱动指令作为上述交流电机的旋转速度指令，

上述控制器具备感应电压推定及轴偏移运算部，

上述感应电压推定及轴偏移运算部，基于上述电压指令、上述状态变量、所算出的上述状态量和上述旋转速度指令，来推定上述交流电机的感应电压，

且根据所推定出的上述感应电压来计算其相位，并推定上述交流电机的转子位置。

11.根据权利要求10所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述感应电压推定及轴偏移运算部具备控制轴，该控制轴中假设有上述交流电机内部的磁极轴，

且具备轴偏移运算机构，其对上述控制轴和上述交流电机的实际的磁极轴的轴偏移进行运算，

上述感应电压推定及轴偏移运算部，基于上述状态变量、上述旋转速度指令、上述电压指令、以及所算出的上述状态量，来对上述轴偏移进行运算。

12.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；

该交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；

d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q的函数，并且上述φ_d是采用如下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q)=\frac{K_1}{1+K_2|I_d+I_0|+K_3\left|I_q\right|}\·(I_d+I_0)+{\mathrm{\φ}}_0$

其中，将上述φ_d不依赖上述I_q而处于大致固定时的值设为φ₀，设此时的I_d为-I₀，且将K₁、K₂、K₃、φ₀、I₀设为常数。

13.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；

上述交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；

q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q的函数，且上述φ_q是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q)=\frac{K_4}{1+K_5|I_d+I_1|+K_6\left|I_q\right|}\·I_q$

其中将K₄、K₅、K₆、I₁设为常数。

14.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，其特征在于，

上述控制器具备电机模型，上述电机模型，基于电压指令对电机电流进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；

上述电机电流的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；

使用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式来算出d轴电流I_d，使用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式来计算q轴电流I_q。

15.一种交流电机驱动系统，包括：

交流电机；

对上述交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；

对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及

对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，

上述交流电机驱动系统的特征在于，

上述控制器具备对电机的状态量进行运算的状态量运算部，

上述状态量运算部，对于在电机的旋转坐标系中正交的2个轴中的一个轴上定义的状态量，使用在同一轴上定义的状态变量及在另一轴上定义的状态变量中的至少一个，来算出该状态量的设定值，将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

16.一种交流电机驱动系统，包括：

交流电机；

对上述交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；

对上述交流电机的电流进行检测的机构；以及

对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器，

上述交流电机驱动系统的特征在于，

上述控制器具备电机模型，上述电机模型基于电压指令对电机电流进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；

上述电机电流的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的，d轴电流I_d是采用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式算出的，q轴电流I_q是采用d轴上的线圈交链磁通量φ_d和q轴上的线圈交链磁通量φ_q的函数式算出的。

17.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述交流电机控制装置，具备对上述交流电机的转子的位置进行检测的机构，

上述状态量运算部，使用在上述同一轴上定义的状态变量及在上述另一轴上定义的状态变量中的至少一个、和所检测出的上述转子的位置，来算出在上述一个轴上定义的状态量的设定值，

将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

18.根据权利要求17所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

根据在上述同一轴上定义的状态变量、在上述另一轴上定义的状态变量以及所检测的上述转子的位置进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量及上述转子的位置为参数的函数式来算出的，其中该函数式中使用了以上述状态变量及上述转子位置对上述状态量产生的影响为特征的常数。

19.根据权利要求18所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述函数式是分数式，

分子由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和以所检测的上述转子的位置为参数的三角函数构成；且

分母由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和所检测出的上述转子的位置为参数的三角函数构成。

20.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述交流电机控制装置具备对上述交流电机的温度进行检测的机构，

上述状态量运算部，使用在上述同一轴上定义的状态变量及在上述另一轴上定义的状态变量中的至少一个、和所检测出的上述温度，来算出在上述一个轴上定义的状态量的设定值，

将所算出的上述状态量用于上述交流电机的驱动控制。

21.根据权利要求20所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

根据在上述同一轴上定义的状态变量、在上述另一轴上定义的状态变量以及所检测出的上述温度进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量及上述温度为参数的函数式进行的，且该函数式中使用了以上述状态变量及上述温度对上述状态量产生的影响为特征的常数。

22.根据权利要求21所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述函数式是分数式，

分子由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和以所检测出的上述温度为参数的1次函数构成；且

分母由以在上述同一轴上定义的状态变量为参数的1次函数、以及以在上述另一轴上定义的状态变量为参数的1次函数中的至少一个，和以所检测出的上述温度为参数的1次函数构成。

23.根据权利要求20所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述交流电机是永久磁铁型同步电机，

上述交流电机控制装置具备根据所检测出的上述温度来计算上述永久磁铁的残留磁通量密度的机构，

根据在上述同一轴上定义的状态变量、在上述另一轴上定义的状态变量以及所算出的上述残留磁通量密度进行的状态量设定值的计算，是采用以上述状态变量及上述残留磁通量密度为参数的函数式来进行的，其中该函数式中使用了以上述状态变量及上述残留磁通量密度对上述状态量产生的影响为特征的常数。

24.根据权利要求17至23中任意一项所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

使用线圈交链磁通量作为上述状态量。

25.根据权利要求17至23中任意一项所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

使用电机电流作为上述状态变量。

26.根据权利要求17至20中任意一项所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述控制器具备电机控制部；

上述电机控制部，基于驱动指令、上述状态变量、和所算出的上述状态量，来运算上述交流电机的驱动所需的电压指令。

27.根据权利要求26所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述电机控制部包括：对上述交流电机的旋转速度进行运算的速度运算部、对上述交流电机的状态变量指令进行运算的状态变量指令运算部、和电压矢量运算部，

上述电压矢量运算部，基于所算出的上述状态量、上述状态变量指令和上述旋转速度，对电压指令进行运算。

28.根据权利要求26所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

将上述驱动指令作为上述交流电机的扭矩指令，

上述电机控制部具备扭矩运算部，

上述扭矩运算部，基于所算出的上述状态量和上述状态变量对上述交流电机的扭矩进行运算，

并对状态变量指令进行运算以使得所运算出的上述扭矩接近上述扭矩指令。

29.根据权利要求26所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

将上述驱动指令作为上述交流电机的旋转速度指令，

上述控制器具备感应电压推定及轴偏移运算部，

上述感应电压推定及轴偏移运算部，基于上述电压指令、上述状态变量、所算出的上述状态量和上述旋转速度指令，来推定上述交流电机的感应电压，

且根据所推定出的上述感应电压算出其相位，并推定上述交流电机的转子位置。

30.根据权利要求29所述的交流电机的控制装置，其特征在于，

上述感应电压推定及轴偏移运算部具备控制轴，该控制轴中假设有上述交流电机内部的磁极轴，

且具备对上述控制轴和上述交流电机的实际的磁极轴的轴偏移进行运算的轴偏移运算机构，

上述感应电压推定及轴偏移运算部，根据上述状态变量、上述旋转速度指令、上述电压指令、和所算出的上述状态量，对上述轴偏移进行运算。

31.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；以及对上述交流电机的转子的位置进行检测的机构，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制；

该交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；

d轴的交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、以及转子的位置θ的函数，

并且上述φ_d是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q,\mathrm{\θ})=\frac{K_1\left(\mathrm{\θ}\right)\·(I_d+I_0)+K_7\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_q}{1+K_2\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_d+I_0|+K_3\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_q\right|}+{\mathrm{\φ}}_0$

$K_1\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{1\mathrm{ave}}+K_{1\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{1\mathrm{pha}})$

$K_2\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{2\mathrm{ave}}+K_{2\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{2\mathrm{pha}})$

$K_3\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{3\mathrm{ave}}+K_{3\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{3\mathrm{pha}})$

$K_7\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{7\mathrm{ave}}+K_{7\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{7\mathrm{pha}})$

其中，将上述φ_d不依赖上述I_q而处于大致固定时的值设为φ₀，将此时的Id设为-I0，且将K_1ave、K_2ave、K_3ave、K_7ave、K_1rip、K_2rip、K_3rip、K_7rip、K_1pha、K_2pha、K_3pha、K_7pha、φ₀、I₀、n设为常数。

32.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压、对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；以及对上述交流电机的转子的位置进行检测的机构，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制，

上述交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的，

q轴的交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和转子的位置θ的函数，

上述φ_q是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q,\mathrm{\θ})=\frac{K_8\left(\mathrm{\θ}\right)\·(I_d+I_0)+K_4\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_q}{1+K_5\left(\mathrm{\θ}\right)\·|I_d+I_0|+K_6\left(\mathrm{\θ}\right)\·\left|I_q\right|}$

$K_4\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{4\mathrm{ave}}+K_{4\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{4\mathrm{pha}})$

$K_5\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{5\mathrm{ave}}+K_{5\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{5\mathrm{pha}})$

$K_6\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{6\mathrm{ave}}+K_{6\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{6\mathrm{pha}})$

$K_8\left(\mathrm{\θ}\right)=K_{8\mathrm{ave}}+K_{8\mathrm{rip}}\cos (\mathrm{n\θ}+K_{8\mathrm{pha}})$

其中将K_4ave、K_5ave、K_6ave、K_8ave、K_4rip、K_5rip、K_6rip、K_8rip、K_4pha、K_5pha、K_6pha、K_8pha、I₀、n设为常数。

33.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；以及对上述交流电机的温度进行检测的机构，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制，

上述交流电机是永久磁铁型同步电机，具备根据所检测出的上述温度来算出上述永久磁铁的残留磁通量密度的机构，

上述交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；

d轴交链磁通量φ_d表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，

且上述φ_d是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_d(I_d,I_q,B_r)=\frac{K_1}{1+K_2\left(B_r\right)\·|I_d+I_0\left(B_r\right)+K_3\·|I_q|}\·(I_d+I_0\left(B_r\right))+{\mathrm{\φ}}_0\left(B_r\right)$

$K_1\left(B_r\right)=K_{1d}\·(B_r-B_{r0})+K_{1c}$

$I_0\left(B_r\right)=K_3\·B_r/B_{r0}$

${\mathrm{\φ}}_0\left(B_r\right)=K_{\mathrm{\φ}}\·B_r/B_{r0}$

其中将K_2d、K_2c、K_1c、K_φc、K₁、K₃、B_r0设为常数。

34.一种交流电机的控制装置，包括：对交流电机施加经脉宽调制过的电压，并对上述交流电机进行驱动的逆变器；对上述交流电机的电流进行检测的机构；对上述逆变器输出的脉宽调制电压进行调整，并对上述交流电机进行驱动的控制器；以及对上述交流电机的温度进行检测的机构，

上述交流电机的控制装置的特征在于，

上述控制器，对电机的线圈交链磁通量进行运算，并用于上述交流电机的驱动控制，

上述交流电机是永久磁铁型同步电机，具备根据所检测出的上述温度来算出上述永久磁铁的残留磁通量密度的机构，

上述交链磁通量的运算是在电机的旋转坐标系中正交的2个轴即d轴、q轴上进行的；

q轴交链磁通量φ_q表现为d轴上的电流I_d、q轴上的电流I_q、和残留磁通量密度B_r的函数，

上述φ_q是采用以下函数式来算出的：

${\mathrm{\φ}}_q(I_d,I_q,B_r)=\frac{K_4\left(B_r\right)}{1+K_5\·|I_d+I_0\left(B_r\right)+K_6\left(B_r\right)\·|I_q|}\·I_q$

$K_4\left(B_r\right)=K_{4d}\·(B_r-B_{r0})+K_{4c}$

$K_6\left(B_r\right)=K_{6d}\·(B_r-B_{r0})+K_{6c}$

$I_0\left(B_r\right)=K_5\·B_r/B_{r0}$

其中将K_4d、K_4c、K_6d、K_6c、K_1c、K₅、B_r0设为常数。

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