CN101192808A - 使用磁通量相关参数来控制电机的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

提供一种控制方法，用于在电机的绕组部件由驱动电流赋能时基于与所述绕组部件交链的磁通链来控制所述旋转的电机。该方法包括：存储指示了驱动电流的多个预定工作点中每一个工作点和与磁通链相关的磁状态参数之间的关系的磁状态信息。该方法包括：获得与所述电机的工作状态相关的命令信息和与所述电机的工作状态相关的检测信息中的至少一种信息；以及利用所获得的命令信息和检测信息中的至少一种信息来参考磁状态信息，以基于参考的结果来获得磁状态参数的值。该方法包括：基于所获得的磁状态参数的值来控制电机的输出。

Description

使用磁通量相关参数来控制电机的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请基于2006年11月30日提交的第2006-324077号日本专利申请，本申请要求享有该日本专利申请的优先权，因此其说明通过引用全部结合于此。
技术领域
本发明涉及用于控制各种类型的电机的系统和方法。
背景技术
每相线圈以全节距和分布式绕组的方式缠绕在定子极周围的电机是众所周知的。图34是示意性图示这样的传统电机的结构的例子的局部轴向横截面图。
在图34中，传统的电机装备有：基本上环形成形的定子芯4；电机壳6，在其中安装定子芯4；以及定子芯4中安装的定子绕组的一对线圈端部5。该电机还装备有：基本上环形成形的转子芯2，该转子芯以其间存在间隙的方式可旋转地布置在定子芯4内部；以及转子轴1，其固定到转子芯2的内圆周，并且由电机壳6以一对轴承3可旋转地支撑。
图37是沿着图34中的线AA-AA截取的横截面图。在这些图34和37中，图示了四极24槽同步磁阻电机。全节距和分布式绕组用作三相定子绕组中的每一个。U-、V-和W-相线圈中的每一个以180度的电角度节距分布式地缠绕在相应的定子极周围。在图37中，标号35J代表定子的后轭，而标号35H则代表定子的齿。
在第一槽①和第十二槽之间的定子的360度电角度的一个区域中，标号351和352代表+U-相绕组，而标号357和358则代表-U-相绕组。+U-相绕组和-U-相绕组安装在定子的相应槽①、②、⑦和⑧中以形成第一U-相线圈。在说明书中，这些符号“+”和“-”代表其间的倒相。
类似地，标号355和356代表+V-相绕组，而标号35B和35C则代表-V-相绕组。+V-相绕组和-V-相绕组安装在定子的相应槽⑤，⑥，和中以形成第一V-相线圈。
另外，标号359和35A代表+W-相绕组，而标号353和354则代表-W-相绕组。+W-相绕组和-W-相绕组安装在定子的相应槽⑨、⑩、③和④中以形成第一W-相线圈。
象定子的360度电角度的所述一个区域一样，在第十三槽和第二十四槽之间的定子的360度电角度的另一个区域中，形成了第二U-相线圈、第二V-相线圈和第二W-相线圈。
转子芯2和定子芯4中的每一个由在转子轴1的轴向方向上层叠的多个磁钢板组成。
转子芯2具有凸结构。具体地，转子芯2形成有通过压力加工冲压成缝的第一到第四组的弦磁通屏障35F。第一到第四组的磁通屏障35F关于转子轴1的轴向方向对称地布置，使得：
第一到第四组的磁通屏障35F中的每一个组与其另一个相邻的组沿周边隔开；
第一到第四组中的每一个组的磁通屏障以其间有相隔的方式在转子芯2的相应径向方向上对准；以及
第一到第四组中的每一个组的磁通屏障中的每一个的两端，以在该两端和外周之间留下预定薄边缘的方式，朝向转子芯2的外周延伸。
第一到第四组的磁通屏障35F在其间提供了薄的磁路径35E。转子芯2的薄边缘彼此相连，这支撑了薄的磁路径35E。
直轴(d-轴)和正交轴(q-轴)在转子中通常定义为旋转坐标系(转子坐标系)；这些d-q轴随着转子旋转而旋转。d-轴具有高磁导率，而q-轴由于磁通屏障35F而具有低磁导率。
图37中图示的电机的构造基于d-轴的磁阻抗和q-轴的磁阻抗之间的差而产生磁阻转矩，从而使转子(转子芯2和转子轴1)旋转。
图39是示意性图示用于相对精确地控制这样的电机的控制系统的电路结构的例子的框图。
图39中图示的控制系统包括编码器(E)592、接口(E-IF)593、电流传感器(未示出)和转换器59H。
编码器592检测指示电机(转子)591的旋转位置θr和旋转速度(角速度)ω的信息。用于编码器592的接口(E-IF)593将检测到的信息转换成电机591的旋转位置θr和旋转速度ω，并且将它们传递到转换器59H。
电流传感器检测分别流过电机591的定子的U-相绕组和W-相绕组的瞬时U-和W-相绕组电流iu和iw。
转换器59H将固定坐标系(u-v-w坐标系)转换成d-q坐标系。具体地，转换器59H接收从电流传感器传递的瞬时U-和W-相绕组电流iu和iw以及从接口593传递的转子的旋转位置θr，并且基于转子的旋转位置θr，将瞬时U-和W-相绕组电流iu和iw转换成d-q坐标系的相应d-和q-轴上的瞬时d-和q-轴电流分量id和iq。
控制系统包括速度差检测器594、速度控制器595和命令电流确定器596。
速度差检测器594接收指示电机591的目标速度ω*并且是从外部向其输入的命令，并且从目标速度ω*中减去检测的旋转速度ω，以检测其间的速度差。
速度控制器595接收速度差检测器594检测的速度差，并且基于计算的速度差，通过计算比例项和积分项来执行补偿运算，以便获得转矩要求T*。命令电流确定器596基于转矩要求T*和检测的旋转速度ω，确定d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *。
控制系统包括前馈电压确定器597和电流控制回路增益确定器59B。
电压信号发生器597接收确定的d-轴命令电流id *、q-轴命令电流iq *和检测的旋转速度ω，并且基于接收的d-轴命令电流id *、q-轴命令电流iq *和检测的旋转速度ω，确定d-轴前馈电压命令FFd和q-轴前馈电压命令FFq。
电流控制回路增益确定器59B已在其中存储了用于d-轴电流控制回路的回路增益Gd和用于q-轴电流控制回路的回路增益Gq；这些回路增益Dd和回路增益Gq已缺省确定。
控制系统包括d-轴电流差检测器598、d-轴电流控制器599和d-轴电压控制器59A。
d-轴电流差检测器598从d-轴命令电流id *中减去d-轴电流分量id，以计算其间的d-轴电流差。
d-轴电流控制器599接收d-轴电流差检测器598计算的d-轴电流差。d-轴电流控制器599基于接收的d-轴电流差通过计算比例项和积分项来执行补偿运算，以便获得与电流回路增益Gd成比例的d-轴电流控制电压命令。获得的d-轴电流控制电压命令被传递到d-轴电压控制器59A。
类似地，控制系统包括q-轴电流差检测器59C、q-轴电流控制器59D和q-轴电压控制器59E。
q-轴电流差检测器59C从q-轴命令电流iq *中减去q-轴电流分量iq，以计算其间的q-轴电流差。
q-轴电流控制器59D接收q-轴电流差检测器59C计算的q-轴电流差。q-轴电流控制器59D基于接收的q-轴电流差通过计算比例项和积分项来执行补偿运算，以便获得与电流回路增益Gq成比例的q-轴电流控制电压命令。获得的q-轴电流控制电压命令被传递到q-轴电压控制器59E。
控制系统包括转换器59F和三相逆变器59G。
d-轴电压控制器59A用作加法器。具体地，d-轴电压控制器59A计算从d-轴电流控制器599传递的d-轴电流控制电压命令和d-轴前馈电压命令FFd之和。另外，d-轴电压控制器59A将计算的d-轴电流控制电压命令与d-轴前馈电压命令FFd之和作为d-轴命令电压vd *传递给转换器59F。
类似地，q-轴电压控制器59E用作加法器。具体地，q-轴电压控制器59E计算从q-轴电流控制器59D传递的q-轴电流控制电压命令和q-轴前馈电压命令FFq之和。另外，q-轴电压控制器59E将计算的q-轴电流控制电压命令与q-轴前馈电压命令FFq之和作为q-轴命令电压vq *传递给转换器59F。
转换器59F将相应d和q轴上的d-轴命令电压vd *和q-轴命令电压vq *转换成固定坐标系中的U-相、V-相和W-相电压命令vu *、vv *和vw *，并且将转换的U-相、V-相和W相电压命令vu *、vv *和vw *输出到三相逆变器59G。
图38是示意性图示三相逆变器59G的结构的例子的电路图。
三相逆变器59G由直流(DC)电池N95、第一对串联连接的功率半导体元件N96和N9A、第二对串联连接的功率半导体元件N97和N9B以及第三对串联连接的功率半导体元件N98和N9C组成。作为功率半导体元件，可以分别优选地使用诸如IGBT(绝缘栅双极晶体管)或MOSFET之类的功率晶体管。
例如，第一对(N96和N9A)、第二对(N97和N9B)和第三对(N98和N9C)功率半导体元件以桥接构造彼此并联连接。
每对中的功率半导体元件通过其相互串联连接的连接点，连接到从电机591的U、V和W相绕组的相应一个的另一端延伸的输出引线。
每对中的串联连接的功率半导体元件的一端连接到DC电池N95的正极端子，并且其另一端连接到其负极端子。
功率晶体管元件N96、N97、N98、N9A、N9B和N9C中的每一个，基于向其输入的相应PWM(脉宽调制)驱动信号而被单独地驱动接通和断开。这允许DC电池N95的较高DC电压被斩波，以便对应于U-相、V-相和W-相电压命令vu *、vv *和vw *的U-相、V-相和W-相电压分别被供应到电机591的U-相、V-相和W-相绕组N92、N93和N94(参见图38)。
要被供应到各个功率晶体管元件N96、N97、N98、N9A、N9B和N9C的PWM驱动信号的占空因数被单独地控制。这可以控制要被供应给电机591的U-相、V-相和W-相绕组N92、N93和N94的U-相、V-相和W-相电压，从而控制电机591的旋转速度和输出。
注意，图39中图示的功能块，除了电机591、三相逆变器59G、编码器592和接口593之外，可以通过由微处理器(微型计算机)根据程序可执行的任务来实现。
例如在图39中图示的这样的控制系统在与第2004-289959号日本专利申请公布相应的第6,954,050号美国专利中公开。如上所述，设计用来基于旋转坐标系(d-q坐标系)执行电机输出控制的基于微处理器的控制系统已被通常用作电机控制系统。
通常由图39中图示的这样的控制系统来执行对包括这样的同步磁阻电机和内部永磁电机的各种类型电机的控制。
然而，电机的关于电枢电流的特征曲线未被表示为理想的线性曲线。这会导致与电机输出相关的各种问题。
这样的与非线性电机特征曲线相关的各种问题将在下文中描述。
如上所述，电机的转子芯和定子芯通常由在它们的厚度方向上层叠的多个软磁钢板组成。转子芯根据需要形成有安装在其中的多个永久磁体。使电机控制变得困难的原因之一是软磁钢板的非线性磁性能。
如通常已知的那样，磁钢板具有非线性磁性能；这种磁性能表明磁钢板具有磁饱和性能。为了减少电机尺寸和制造成本，其中电机的非线性特征曲线由于磁钢板的磁饱和性能而饱和的电枢电流范围被用于控制电流输出。
具体地，这样的电机输出控制是基于需要在以下假定之下执行电机输出控制的控制参数如d-轴电感Ld和q-轴电感Lq来执行的：控制参数每个都是恒定的，而不管电机的非线性特征曲线。这会造成在电枢电流位于电机特征曲线的非线性区域之内时，电机输出被不准确地控制，有可能在电机输出控制程序中发生控制误差。
例如，在图39的框图中，当电枢电流位于电机的磁性能曲线的非线性区域之内时，控制系统不能解决：
取决于电枢电流的量值，d-轴电流控制器599的控制灵敏度改变；
取决于电枢电流的量值，q-轴电流控制器59D的控制灵敏度改变；以及
d-和q-轴前馈电压命令FFd和FFq每个都表示不准确的值。
另外，控制系统还不能满足的是，由于电机的输出转矩的磁性能的非线性，由命令电流确定器596确定的d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *每个都表示不准确的值。
当电枢电流位于电机特征曲线如电机速度曲线或电机输出转矩曲线的特定线性部分之内时，那么电机输出可以被适当地控制。然而，当电枢电流位于电机特征曲线的非线性区域之内时，电枢输出会被不适当地控制。
具体地，在电机速度曲线或电机输出转矩曲线的整个区域中，控制系统会难以适当地控制从逆变器59G输出并且供应给电机的三相绕组的三相电压。
为了解决上述问题，图39中图示的传统的控制系统被设计以基于反馈的实际电机转速、反馈的瞬时d-轴电流id和反馈的q-轴电流iq通过消除以下来补偿三相电压：
反馈的电机实际转速和目标速度之间的差；
反馈的d-轴电流分量id和d-轴命令电流id *之间的差；以及
反馈的q-轴电流分量iq和q-轴命令电流iq *之间的差。
然而，当电机控制需要高速响应性和/或电机被控制以快速旋转时，能够通过上述反馈控制补偿的从逆变器59G输出的三相电压的范围受到限制。这可能无法满足电机的高速响应性的需要，并且也可能无法满足电机的高速旋转的需要。
当永久磁体被另外安装到电机的转子芯中时，每个永久磁体所产生的磁通量取决于基于电枢电流并被施加到转子芯的磁动势。这会使电机控制变得复杂。
近年来，为了减少这样的电机控制系统的制造成本并改善其可靠性，已广泛使用了各种类型的无传感器(无编码器)电机控制。然而，在各种类型的无传感器电机控制中，因为其中没有提供编码器(旋转位置传感器)，所以会难以适当地掌控转子的旋转位置。
发明内容
考虑到前述情况，本发明的至少一个方面的目的是要解决之前描述的问题中的至少一些。
本发明的至少另一个方面的特定目的是，即使将要用于电机控制的电枢电流范围位于电机的非线性特征曲线之内，也实现电机的准确控制。
本发明的至少进一步的方面的另一个特定目的是，提供无传感器的电机控制系统，其能够可靠地掌控电机转子的旋转位置，即使它们没有旋转位置传感器(编码器)。
根据本发明的一个方面，提供了一种控制方法，用于在电机的绕组部件由驱动电流赋能时基于与所述绕组部件交链的磁通链来控制所述旋转的电机。该方法包括：存储指示了驱动电流的多个预定工作点中每一个工作点和与磁通链相关的磁状态参数之间的关系的磁状态信息。该方法包括：获得与所述电机的工作状态相关的命令信息和与所述电机的工作状态相关的检测信息中的至少一种信息；以及利用所获得的命令信息和检测信息中的至少一种信息来参考磁状态信息，以基于参考的结果来获得磁状态参数的值。该方法包括：基于所获得的磁状态参数的值来控制电机的输出。
根据本发明的另一方面，提供一种控制系统，用于在电机的绕组部件由驱动电流赋能时基于与所述绕组部件交链的磁通链来控制所述旋转的电机。该控制系统包括：存储单元，该存储单元存储指示了在驱动电流的多个预定工作点分别和与磁通链相关的磁状态参数之间的关系的磁状态信息。该控制系统包括：获得单元，获得与所述电机的工作状态相关的命令信息和与所述电机的工作状态相关的检测信息中的至少一种信息。该控制系统包括：参考单元，利用所获得的命令信息和检测信息中的至少一种信息来参考磁状态信息，以基于参考的结果来获得磁状态参数的值。该控制系统包括：控制器，用以基于所获得的磁状态参数的值来控制电机的输出。
在上述一个方面和另一方面的优选实施例中，磁状态参数是与绕组部件交链的磁通链的数目的多个值，而驱动电流的每个预定工作点分别对应于磁通链的数目的所述值之一。
在上述一个方面和另一方面的优选实施例中，磁状态参数是与绕组部件相关的电感，而该电感包括分别与驱动电流的多个预定工作点之一相对应的多个电感值。该电感具有相对于驱动电流的变化而言的非线性特征。
在上述一个方面和另一方面的优选实施例中，驱动电流的工作点分别包括在电机中定义的d-q轴坐标系上的d-轴电流分量id和q-轴电流分量iq。d-q轴坐标系随电机的旋转而旋转。与绕组部件交链的磁通链的数目的值分别包括：在d-q轴坐标系中d-轴磁通链的数目ψd的值之一和q-轴磁通链的数目ψq的值之一。驱动电流的每个工作点的d-轴和q-轴电流分量(id和iq)对应于d-轴磁通链的数目ψq的值之一和q-轴磁通链的数目ψq的值之一。该控制或者控制器被配置成基于d-轴磁通链的数目ψq的值之一和q-轴磁通链的数目ψq的值之一作为所获得的磁状态参数的值来控制电机的输出。
在上述一个方面和另一方面的优选实施例中，该控制或者控制器被配置成基于所存储的磁状态信息以无传感器的方式检测电机的旋转位置和电机的角速率中的至少一个。
附图说明
从参考附图对实施例进行的下述描述中，本发明的其它目的和方面将会变得明显，其中：
图1是根据本发明第一实施例的同步磁阻电机的结构的例子的局部侧向横截面图；
图2是示意性图示根据第一实施例的使用非线性有限元方法的d-轴电感和q-轴电感的分析结果的曲线图；
图3是示意性图示根据第一实施例的电枢电流和通过电枢电流产生的磁通链数目之间的关系的曲线图；
图4是示意性图示根据本发明第一实施例的用于控制图1中图示的电机输出的控制系统电路结构例子的框图；
图5是根据第一实施例的作为图1中图示的同步磁阻电机的简化的同步磁阻电机结构例子的侧向横截面图；
图6是示意性图示根据第一实施例的U-相、V-相和W-相绕组、U-相、V-相和W-相电流、图5中图示的转子的旋转位置与图5中图示的d-和q-轴之间的位置关系的视图；
图7是示意性图示根据第一实施例的由与图6中图示的U-相、V-相和W-相绕组等效的d-轴和q-轴绕组组成的电机模型的视图；
图8是示意性图示根据第一实施例的绕组和包含由流过绕组的电流引起的电流相关磁通量的总磁通量的放大图；
图9是示意性图示根据第一实施例的表示d-轴和q-轴电感与对应的电枢电流的各工作点之间关系的数据表的视图；
图10是示意性图示根据第一实施例的表示d-轴和q-轴磁通链数目与对应的电枢电流的各工作点之间关系的数据表的视图；
图11是示意性图示根据第一实施例的图1中图示的电机的转矩-电流特性的曲线图；
图12是示意性图示根据第一实施例的图1中图示的电机的转矩-相位特性的曲线图；
图13是根据第一实施例的永磁电机结构例子的侧向横截面图；
图14是示意性图示根据第一实施例的图13中图示的电机的转矩-电流特征曲线的曲线图；
图15是根据第一实施例的其中电机的转子中定义的d-q坐标系被转换成dA-qA坐标系的电机的侧向横截面图；
图16是示意性图示图15中图示的电机的转矩-电流特征曲线的曲线图；
图17是示意性图示图15中图示的dA-qA轴上的电机的电感-电流特征曲线的曲线图；
图18是示意性图示根据第一实施例的电机的基本模型的视图；
图19是示意性图示根据第一实施例的d-轴和q-轴电流矢量、电压矢量以及基于磁通链数目的电机模型的d-轴和q-轴磁通链数目矢量的矢量图；
图20是示意性图示根据第一实施例的d-轴电流-转矩特征曲线和q-轴电流-转矩特征曲线的曲线图；
图21是示意性图示根据第一实施例的表示角速度的值和转矩要求的值之间关系的数据表的视图；
图22是示意性图示根据第一实施例的转矩-速度特征曲线和电压-速度特征曲线的曲线图；
图23是根据第一实施例的作为图35中图示的同步磁阻电机的简化的同步磁阻电机结构例子的侧向横截面图；
图24是根据第一实施例的图23中图示的同步磁阻电机的校正结构的侧向横截面图；
图25是根据第一实施例的具有六个槽和六个定子绕组的同步磁阻电机结构例子的侧向横截面图；
图26是根据第一实施例的图25中图示的同步磁阻电机的校正结构的侧向横截面图；
图27是示意性图示根据本发明第一实施例的由d-轴和q-轴绕组以及d-轴和q-轴漏电感构成的电机模型的视图；
图28是示意性图示根据本发明第二实施例的用于控制图1中图示的电机输出的控制系统电路结构的例子的框图；
图29是示意性图示根据本发明第二实施例的将要由控制系统执行的估计转子的旋转位置的第一特定方法的流程图；
图30是示意性图示根据本发明第二实施例的将要由控制系统执行的估计转子的旋转位置的第二特定方法的流程图；
图31是示意性图示根据本发明的第一和第二实施例中的每一个的u-v-w坐标系和α-β坐标系之间关系的视图；
图32是示意性图示根据本发明第二实施例的修改的控制系统电路结构的例子的框图；
图33是示意性图示根据本发明第二实施例的另一种修改的控制系统电路结构的例子的框图；
图34是示意性图示传统电机结构的例子的局部轴向横截面图；
图35是示意性图示根据第一实施例的两极和六槽三相电机的侧向横截面图；
图36是图35中图示的电机定子的内周在其周边方向上的展开图；
图37是沿着图34中的线AA-AA截取的横截面图；
图38是示意性图示图39中图示的三相逆变器结构的例子的电路图；
图39是示意性图示用于相对精确地控制这样的电机的控制系统的电路结构的例子的框图；
图40是示意性图示根据本发明第一实施例的电机的另一种结构的例子的局部轴向横截面图；
图41是图40中图示的电机转子的外周在其周边方向上的展开图；
图42A是沿着图40中的线AA-AA截取的电机的横截面图；
图42B是沿着图40中的线AB-AB截取的电机的横截面图；
图42C是沿着图40中的线AC-AC截取的电机的横截面图；
图43是图40中图示的电机定子的内周在其周边方向上的展开图；
图44A是示意性图示图40中图示的定子的U-相绕组的一个环形端的放大图；
图44B是示意性图示图44A中图示的U-相绕组一侧的放大图；
图45是图43中图示的定子的周边方向上的U-相绕组、V-相绕组和W-相绕组中的每一个的展开图；
图46是图40和45中图示的电机的绕组结构的修改的展开图；
图47是示意性图示U-相、V-相和W相定子极以及分别等效于U-相、V-相和W-相绕组的U-相、V-相和W-相模型中的每一个的展开图；
图48是示意性图示根据第一实施例的图40中图示的电机的电流矢量、电压矢量和输出转矩矢量的矢量图；
图49是示意性图示图40中图示的电机的定子极构造的第一修改的展开图；
图50是示意性图示图40中图示的电机的定子极构造的第二修改的展开图；
图51是示意性图示图40中图示的电机的定子极构造的第三修改的展开图；
图52是根据第一实施例的永磁电机的结构的另一个例子的侧向横截面图；
图53是根据第一实施例的永磁电机的结构的进一步的例子的侧向横截面图；
图54是根据第一实施例的永磁电机的结构的更进一步的例子的侧向横截面图；
图55是根据第一实施例的永磁电机的结构的更进一步的例子的侧向横截面图；
图56是根据第一实施例的具有凸极57的凸转子的结构的更进一步的例子的侧向横截面图；
图57是示意性图示根据第一和第二实施例中的每一个的修改的同步磁阻电机的改进四极转子的侧向横截面图；
图58是等效于图57中图示的转子的每个线圈的闭合电路图；
图59是示意性图示被简化为两极转子的图57中图示的转子的侧向横截面图；
图60是示意性图示图59中图示的转子的d-轴和q-轴电流矢量以及d-轴和q-轴电流矢量的合成矢量的矢量图；以及
图61是示意性图示图59中图示的电机的磁路模型的电路图。
具体实施方式
以下将参照附图来描述本发明的实施例。在各实施例中，本发明例如应用到用于三相同步磁阻电机的控制系统；此三相同步磁阻电机是各种类型的多相旋转电机的一个例子。
第一实施例
参照其中标号在数幅图中指代相似部分的附图，特别是参照图1，图示了三相和36槽同步磁阻电机，简称为六极“电机”110。
电机110具有限定为多磁通屏障转子的凸转子111。
具体而言，转子111包括基本上环形成形的转子芯111a、固定到转子芯111a的内周的转子轴112和形成于转子芯111a中的多组磁通屏障(缝)113。
转子芯111a具有例如100mm的外径，并且包括各具有基本上相同环形形状的多个磁钢板和多个非磁不锈钢板。磁钢板和不锈钢板以每二十个磁钢板一个不锈钢板的方式在它们的轴向方向上层叠以便通过恰当的粘合剂彼此强力固定。各不锈钢板起强化转子芯111a的作用。
通过磁板层叠的转子芯111a在其轴向方向上穿透出多组磁通屏障113。
具体而言，多组磁通屏障113相对于其轴向方向对称地排列以使得：
多组磁通屏障113分别与其另一相邻组沿周边间隔开；
各组的磁通屏障在转子芯111a的对应径向方向上其间有间隔地对准；以及
各组中的每个磁通屏障的两端延伸至转子芯111a的外周。
磁通屏障组在其间提供了薄的磁路径114以使得薄磁路径114相互分立。
直轴(d-轴)和正交轴(q-轴)在转子111中通常定义为旋转坐标系(转子坐标系)；这些d-q轴随着转子旋转而旋转。
d-轴具有高磁导率，而q-轴由于磁通屏障113而具有低磁导率。
具体而言，磁通量沿d-轴穿过转子芯111a比沿q-轴穿过转子芯111a更容易。
电机110也具有定子115。定子115包括具有例如172mm的外径的基本上环形成形的定子芯115a。类似于转子芯111a，定子芯115a包括各具有基本上相同的环形形状的多个磁钢板。磁钢板在它们的轴向方向上层叠以便通过恰当的粘合剂强固定到彼此上。磁钢层叠的定子芯115a在它的轴向方向上具有例如95mm的长度。
转子芯111a被排列为使得转子芯111a的外周面向定子芯115a的内周，并且其间留有间隙。
定子115包括沿轴向方向通过定子芯115a形成的并且以有规律的间隔在周边排列的多个如36个槽116。标号115b代表定子芯115a的后轭。定子115也包括缠绕在对应槽116中的三相绕组(未示出)。槽116在其间提供多个定子齿118。各定子齿118的一个内边在它的横截面中形成有T形部分齿117。各定子齿118的T形部分齿117例如通过将软磁粉压制成T形来形成。
电机110被配置为具有改进的特征。具体而言，各组磁通屏障113的宽度尽可能宽；这提供了尽可能低的q-轴电感。此外，T形部分齿117与转子芯111a的外周相对的区域尽可能宽；这提供尽可能较低的d-轴磁电阻。在转子芯111a的外周与定子芯115a的内周之间的间隙具有0.13mm的短长度。
具体而言，电机110被设计为具有尽可能高的d-轴电感和尽可能低的q-轴电感。在转子芯111a的层叠磁钢板中插入的非磁不锈钢板强化了定子111而对电机110的电磁影响很小，由此提高其凸极比(saliency ratio)(Ld/Lq)。在M.Nashiki等人在IEEJ Trans actions on IndustryApplications 2006年1月第126-D卷第2期第116-123页的“Improvementsof Power Factor and Torque of a Synchronous Reluctance Motor with a SlitRotor”中公开了电机110的配置。
图1中所示电机110较图37中所示电机而言可以提高功率因数和效率。在图2中图示了使用非线性有限元方法来分析d-轴电感Ld和q-轴电感Lq的结果。在图2中，水平轴代表电枢电流与连续额定电流之比(％)而垂直轴代表电感。
图2清楚地示出了d-轴电感Ld和q-轴电感Lq相对于电枢电流的变化而言具有非线性特征曲线，换而言之，它们相对于电枢电流的变化而言具有磁饱和曲线。
此外，d-轴电流id所产生的磁通链的数目和q-轴电流iq所产生的磁通链的数目受到在电枢电流的d-轴电流id与q-轴电流iq之间的相互干扰的影响。d-轴电流id所产生的磁通链的数目在下文中将称为“d-轴磁通链数目ψd”，而q-轴电流iq所产生的磁通链的数目在下文中将称为“q-轴磁通链数目ψq”。
当改变电枢电流以控制电机的输出时，控制系统需要掌握在电枢电流的工作点处阻抗的量值，换而言之，在窄范围的电枢电流内电感的量值。
图3示意地图示了在电枢电流i与电枢电流所产生的磁通链数目ψ之间的关系。如图3中所示，该关系示出了非线性特征曲线461。
当电枢电流i的工作点462位于电枢电流i＝iX1时。平均电感Lave表示为线464的斜率。在处于电枢电流i＝iX2的一个相邻工作点465与处于电枢由流i＝iX3的其它相邻工作点466之间的窄范围内的窄范围电感Lst被表示为线463的斜率。
具体而言，需要平均电感Lave以获得磁通链的数目ψ、电机的绕组电压v及其输出转矩T，而需要窄范围电感Lst以通过改变电枢电流来准确地执行电机输出控制。
电枢电流i的工作点随平均电感Lave和窄范围电感Lst的变化而改变。
电机的这种磁非线性与基于电枢电流的电磁力的量值并且因此与电机尺寸有关系。举例而言，外径(其定子的外径)等于或者小于100mm的电机的各相绕组的安培匝数维持为比较地低；这允许在与磁饱和的极限数量无关的情况下可旋转地驱动电机。
对照而言，外径(其定子的外径)等于或者小于150mm的电机的各相绕组的安培匝数增加到足以使电机的磁路磁饱和。这可能使上文阐述的磁非线性问题变得明显。
因此，本发明的第一实施例提供一种用于控制其行为因高准确性而如上文阐述的那样变得复杂的电机的系统和方法。
根据第一实施例的电机控制方法的示意过程描述如下：
在第一步骤中，通过计算机使用各种分析技术中的至少一种分析技术来计算在将要向作为控制目标的电机的三相定子绕组供应的电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq。在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴磁通链数目ψd也将称为d-轴磁通链数目ψd(id，iq)，而类似地，在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的q-轴磁通链数目ψq也将称为q-轴磁通链数目ψq(id，iq)。
在第二步骤中，生成数据表T1，该数据表代表了在d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq与对应的电枢电流各工作点(id，iq)之间的关系；在图10中图示了这一数据表T1。
在第三步骤中，生成数据表T2，该数据表代表了作为目标电机的转矩需求T*和旋转速度ω的函数的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *。
在第四步骤中，基于数据表T2通过用于控制目标电机的控制系统来计算与目标电机的转矩需求T*的输入和旋转速度ω的输入相对应的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *。
在第五步骤中，通过控制系统来确定与在第四步骤中计算的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *分别相对应的d-轴和q-轴前馈电压命令FFd和FFq。
在第六步骤中，通过控制系统来确定与在第四步骤中计算的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *分别相对应的回路增益Gd和Gq。
在第七步骤中，通过控制系统基于在第四步骤中计算的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *；在第五步骤中计算的d-轴和q-轴前馈电压命令FFd和FFq；以及在第六步骤中计算的回路增益Gd和Gq来执行对d-轴命令电压vd *和q-轴命令电压vq *(三相电压命令vu *、vv *和vw *)的控制。这允许控制向目标电机供应的电枢电流和与之对应的三相电压。
以在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq为基础的这些示意过程可以提高电机控制的响应性和准确性并且恰当地控制快速旋转的电机的输出。
此外，以在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq为基础的这些示意过程可以控制具有如下转子的电机的输出，即该转子中安装多个永久磁体而无论这些永久磁体是否嵌入转子中。
接着，将在下文中描述根据第一实施例用于基于示意过程来控制电机的系统和方法的具体结构。
图4是如下框图，该框图示意地图示了用于控制图1中所示电机110的输出的控制系统CS的电路结构的例子，以作为根据本发明第一实施例的目标电机的例子。可以通过由微处理器(微型计算机)根据软件(至少一个程序)或者通过包括例如门阵列的硬接线逻辑电路执行的任务来实施用于控制电机110的输出的控制系统CS的一些块。
在描述中省略或者简化在控制系统CS与图39中所示控制系统之间相似的单元(块)，这些单元(块)分配有相似的标号。
如图4中所示，控制系统CS包括数据表T1，该数据表T1代表了在d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq与对应的电枢电流各工作点(id，iq)之间的关系。数据表T1已经存储于控制系统CS的存储单元131中。
控制系统CS包括数据表T2，该数据表T2代表了作为电机100的转矩需求T*和旋转速度ω的函数的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *。
控制系统CS包括命令电流确定器133、前馈电压确定器134和电流控制回路增益确定器135。
命令电流确定器133基于数据表T1和T2至少之一和转矩需求T*确定d-轴和q-轴命令电流id *和iq *。
前馈电压确定器134工作用以基于与d-轴和q-轴命令电流id *和iq *以及检测到的旋转速度ω相对应的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq来生成d-轴前馈电压命令FFd和q-轴前馈电压命令FFq；这些d-轴和q-轴命令电流id *和iq *对应于电枢电流的实际工作点(id，iq)。
电流控制回路增益确定器135工作用以：
基于相对于在d-轴和q-轴命令电流id *和iq *附近的窄范围电枢电流而言d-轴和q-轴磁通链数目的变化的信息，来确定与在d-轴和q-轴命令电流id *和iq *附近的窄范围电枢电流相对应的窄范围电感；以及
基于确定的窄范围电感来确定用于d-轴电流控制回路的回路增益Gd和用于q轴电流控制回路的回路增益Gq。
控制系统CS包括d-轴电流控制器136和q-轴电流控制器137。
d-轴电流控制器136工作用以：
接收d-轴电流差检测器59B所计算的d-轴电流差；
通过基于所接收的d-轴电流差计算比例项和积分项来执行补偿运算以便获得与电流回路增益Gd成比例的d-轴电流控制电压命令；以及
将获得的d-轴电流控制电压命令传递到d-轴电压控制器59A。
类似地，q-轴电流控制器137工作用以：
接收q轴电流差检测器59C所计算的q-轴电流差；
通过基于所接收的q-轴电流差计算比例项和积分项来执行补偿运算以便获得与电流回路增益Gq成比例的q-轴电流控制电压命令；以及将获得的q-轴电流控制电压命令传递到q-轴电压控制器59E。接着，将在下文中描述图4中所示控制系统CS的部件的具体操作。首先，通过如下等式给出代表电机1的行为的各种状态参数：
[等式1]
vd vq = R + pLd qLq qLd R + pLq i d i q
[等式2]
T＝Pn(Ld-Lq)iqid
[等式3]
Power＝vd×id+vq×iq
[等式4]
Power＝ωT+Ploss
[等式5]
PowerωT
其中vd代表d-轴电压，vq代表q-轴电压，id代表d-轴电流，iq代表q-轴电流，p代表微分算子，ω代表转子111的角速度，R代表定子115的各绕组的电阻，T代表电机110的输出转矩，Power代表对电机110的输入功率，Pn代表极对的数目，Ploss代表电机100的内部损耗。
对电机110的输入功率Power代表d-轴电压和d-轴电流的乘积与q-轴电压和q-轴电流的乘积之和；这一输入功率Power通过等式[3]来表达并且也通过使用电机110的机械输出ωT和电机110的内部损耗Ploss的等式[4]来表达。
假设电阻R在量值上可忽略而电机110的内部损耗Ploss为零则可以获得等式[5]。d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq通过如下等式来给出：
[等式6]
ψd＝Ldid
[等式7]
ψq＝Lqiq
如等式6和7中可见，d-轴电感Ld简单地限定为在d-轴磁通链数目ψd与d-轴电流id之间的比例系数。类似地，q-轴电感Lq简单地限定为在q-轴磁通链数目ψq与q-轴电流q之间的比例系数。具体而言，在第一实施例中，d-轴电感Ld和q-轴电感Lq每一个都不应当分离成自感和互感。
将等式[6]和[7]代入各等式[1]和[2]中获得如下等式[8]和[9]：
[等式8]
vd vq = p - ω ω p ψ d ψ q + R 0 0 R i d i q
[等式9]
T＝Pn(ψdiq-ψqid)
当电机110具有比较大的尺寸时，定子115的各绕组的电阻R具有比较低的量值；这允许将等式[8]简化成等式[10]：
[等式10]
Figure S2007101946877D00192
进一步考虑等式[1]和[2]。等式[1]和[2]意味着d-轴电感Ld和q-轴电感Lq具有如图2中所示的非线性特征曲线而非恒定值。具体而言，d-轴电感Ld和q-轴电感Lq假设为恒定值造成等式[1]和[2]分别在大部分电枢电流范围中具有明显误差。
假设绕组电阻R在量值上可忽略而电机110的内部损耗Ploss为零，则可以从等式[1]、[3]和[5]。导出代表电机110的输出转矩T的等式[2]和[9]。
注意在第一实施例中通过近似等式例如等式[2]或者等式[9]来代表电机110的输出转矩T。然而，基于使用绕组电阻R、铁损耗和漏电感的严格计算可以确定输出转矩T。
因此，限定d-轴电感Ld为电枢电流(id，iq)的函数Ld(id，iq)允许分别作为准确等式处理的等式[1]和[2]的准确性。类似地，限定q-轴电感Lq为电枢电流(id，iq)的函数Lq(id，iq)
对照而言，常规电机控制系统是在假设d-轴电感Ld和q-轴电感Lq为恒定值这一条件下设计的；这恶化了电机控制的准确性。换而言之，常规电机控制系统必须使用有限范围的电枢电流，在该范围内假设d-轴电感Ld和q-轴电感Lq为基本上恒定。
图18是示意地图示了电机M的基本模型的视图。对电机M的输入包括绕组电压v和电枢电流i。通过如下等式[11]对将要向电机M的绕组供应的绕组电压进行建模，该等式使用了输入电枢电流i、电枢电流i所产生的磁通链的数目和电机M的角速度ω：
[等式11]
v＝dψ/dt＝d(Li)/dt
电机M的输出包括角速度ω和转矩T。在图18中，当在电感L基本上保持恒定的电枢电流i范围中控制电机M时，可以通过等式[6]和[7]来代表电枢电流i所产生的磁通链数目ψ。这允许无需掌握磁通链数目ψ即可控制绕组电压v。
然而，当在电感L非线性地改变的电枢电流i范围中控制电机M时，需要掌握在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq。取代了磁通链数目ψd和ψq或者除了磁通链数目ψd和ψq之外，还需要掌握在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。
就这一点而言，由于d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)各自可变，所以它具有比较低的单位值，而绕组电压等式可以通过等式[8]或[9]来代表。此外，无需使用d-轴和q-轴电感即可通过等式[10]来代表电机M的输出转矩T。
当已经使用有限元电磁场分析等获得电枢电流(id，iq)以及d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq时，并非必需地根据等式[6]和[7]来获得d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。
具体而言，当已经掌握在电枢电流的各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)和/或d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψ时，由此可以代表电机M的状态模型；这允许控制电机M的输出。
图10示意地图示了数据表T1，该数据表代表了在d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)与对应的电枢电流各工作点(id，iq)之间的关系。
图9示意地图示了数据表T2，该数据表代表了在d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)与对应的电枢电流各工作点(id，iq)之间的关系。
在图9中，表T2的水平轴代表d-轴电流id的值(id1，id2，…idm，…，idA)和对应的q-轴电流iq值(iq1，iq2，…iqn，…，iqB)。数据表T2的数据段分配给d-轴电流id的一个值和q-轴电流iq的一个值这一对值的各工作点。与一个指定工作点(id，iq)相对应的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)存储于由一个指定工作点(id，iq)限定的数据字段之一中。可以选择表T2中数据字段的数目使得电机控制的准确性增加越多，则表T2中数据字段的所选数目就增加越多。
d-轴电流id的值(id1，id2，…idm，…，idA；m、A是大于1的整数)和q-轴电流iq的值(iq1，iq2，…iqn，…，iqB；n、B是大于1的整数)是离散的多条数据。出于这一原因，通过内插可以从存在于表T2的离散值之中的一个指定工作点(id，iq)附近的一些离散值中估计与该一个指定工作点相对应的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。作为内插，可以使用线性内插和/或曲线内插如样条内插用于提高其准确性。在估计过程中，可以将部分内插替换成外插。
当电枢电流落在电机的磁特征曲线的相对线性部分内时，由于比较低的内插误差而可以将在各d-轴电流id和q-轴电流iq的离散多条数据之间的间隔确定为比较宽。
对照而言，在电枢电流的比较低水平的范围中，与低水平范围相对应的各磁钢板的B-H特征可以具有非线性曲线。类似地，在电枢电流的比较高水平的范围中，与高水平范围相对应的各磁钢板的B-H特征可以具有非线性曲线。
出于这一原因，在电枢电流的比较低水平或者比较高水平的范围中，在各d-轴电流id和q-轴电流iq的离散多条数据之间的间隔确定为尽可能窄。
数据表T2的具体配置可以在维持电机控制的高准确性同时减少电机的大小。
将用来形成转子芯和定子芯的软磁材料普遍地具有预定的非线性特征；这一特征可以将与非线性特征相对应的电枢电流的范围大致地分成：
在原点附近的第一范围；
电枢电流的比较低水平的第二范围；
逼近预定非线性特征的磁饱和区域的第三范围；以及
与磁饱和区域相对应并且接近电枢电流上限的第四范围。
电枢电流在相应第一至第四范围内的四个代表值因此可以确定为电枢电流的工作点。这允许数据表T2具有4乘4(4×4)阵列的矩阵大小，因此在大小上简化了数据表T2。自然而言，大小大于(4×4)阵列大小的数据表T2可以增加电机控制的准确性。对能够减少内插误差的内插方法的使用允许在大小上缩小数据表T2。
参照数据表T2，使用指定工作点(id，iq)清楚地确定与指定工作点(id，iq)相对应的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。这准确地控制d-轴和q-轴电流id和iq、d-轴和q-轴电压vd和vq以及等式[2]所表达的电机的输出转矩。
上文阐述的对图9中所示数据表T2的描述可以类似地适用于图10中所示数据表T1。参照数据表T1，使用指定工作点(id，iq)因此清楚地确定与指定工作点(id，iq)相对应的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。这准确地控制d-轴和q-轴电流id和iq、d-轴和q-轴电压Vd和Vq以及等式[2]所表达的电机的输出转矩。
在数据表T1和T2中的至少一个数据表中，可以存储用于控制在电枢电流的各工作点(id，iq)处的另一电机状态变量的另一数据。
如上所述，在根据第一实施例的电机控制方法(电机控制系统CS)中，电机110在电枢电流的指定工作点(id，iq)处的工作状态可以建模为数据表T2，该数据表根据作为参数的d-轴和q-轴电流id和iq代表了d-轴和q-轴电感Ld和Lq这一对电感的行为(见图9)。
此外，在根据第一实施例的电机控制方法(电机控制系统CS)中，电机110在电枢电流的指定工作点(id，iq)处的工作状态可以建模为数据表T1，该数据表根据作为参数的d-轴和q-轴电流id和iq代表了d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq这一对数目的行为(见图10)。
换而言之，以d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq这一对数目为函数而以d-轴和q-轴电流id和iq这一对电流为变量来表示电机110的模型。该控制方法(控制系统CS)工作用以基于所表示的电机模型来获得电机110的工作状态。
在第一实施例中，基于有限元方法(FEM)来获得在各工作点(id，iq)处限定的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)和/或在该工作点处限定的d-轴和q-轴电感Ld和Lq。
此外，在第一实施例中，可以在d-q坐标系(旋转坐标系)上代表电机模型(见图4)。换而言之，例如在d-q坐标系上代表并且确定地在电机110的定子115中定义的固定坐标系(α-β坐标系)上代表d-轴和q-轴电流id和iq以及d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。
接着，将在下文中描述如何具体地获得在图4中所示代表了在d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)与对应的电枢电流各工作点(id，iq)之间的关系的数据表T1。
确定电机110作为用于控制目标的电机。有可能利用计算机来计算和分析经过电机110中各部分的磁通量。作为一种计算方法，主要使用无限元方法，尤其是当确定具有非线性磁特征曲线的电机110作为控制目标时有效地使用非线性无限元方法。
除了无限元方法之外，利用计算机的各种类型的计算方法可以应用于计算和分析经过电机110中各部分的磁通链的数目。
例如，一种计算方法如下：
计算在电机100中的各部分处的磁阻抗；以及
基于所计算的在电机100中的各部分处的磁阻抗来计算经过各部分的磁通量、总磁通量、电机输出转矩和将要向电机110供应的绕组电压。
在无限元方法和各种类型的计算方法中的各方法中，在数据库中已经收集了计算所需的各种电机具体常数和电机具体数据。数据库允许计算机快速地计算经过电机110中的各部分的磁通链的数目和/或计算在电机110中的各部分处的磁阻抗。
为了便于理解如何获得数据表T1，将六极和36槽三相电机110简化为图5中所示两极和12槽三相电机M1。换而言之，考虑以三个电机M1集成图1中所示电机110。
如图5中所示，U-相绕组151分布式地缠绕于定子芯S1的第一个、第二个、第七个和第八个槽①，②，⑦和⑧中形成U-相线圈。V-相绕组152分布式地缠绕于定子芯S1的第五个、第六个、第十一个和第十二个槽⑤，⑥，和中形成V-相线圈。W-相绕组153分布式地缠绕于定子芯S1的第九个、第十个、第三个和第四个槽⑨，⑩，③和④中形成W-相线圈。在定子芯S1的外周以外示意地图示了将第十三个槽(13)布置到另一电机的第二十四个槽(24)而将第二十五个槽(25)布置到最后一个电机的第三十六个槽(36)。
在转子154的转子芯R1中形成多个磁通屏蔽(缝)155以便在其间有间隔地平行于转子芯R1的一个直径来排列。这些磁通屏蔽155使转子芯R1具有凸结构。
具体而言，转子芯R1的配置将转子芯R1中具有高磁导率的直轴(d-轴)限定为在转子芯R1的一个直径中取向。
具有低磁导率的正交轴(q-轴)被布置为使得它的相位相对于d-轴而言是90度(π/2弧度)电角度(electric angle)超前。
图6示意地图示了在U-相、V-相和W-相绕组151、152和153、U-相、V-相和W-相绕组电流iu、iv和iw、转子154的旋转位置与固定坐标系上的d轴和q轴之间的位置关系。
当包括三相绕组电流iu、iv和iw的电枢电流的任意幅度假设为ia而电枢电流ia相对于d-轴的受控相位角假设为θC时，通过如下等式给出这时的d-轴电流id1和q轴电流iq1：
[等式12]
id1＝iB·cosθc
[等式13]
iq1＝i8·sinθc
这些d-轴电流id1和q-轴电流iq1可以等效于在图7中所示d-q坐标系(旋转坐标系)上流过d-轴绕组601和q-轴绕组602的电流。图7也图示了在d-轴绕组601和q-轴绕组602、d-轴和q-轴电流id1和iq1与转子154的旋转位置之间的位置关系。
在d-轴和q-轴电流id1和iq1与转子154的旋转位置之间的位置关系之下，在第一实施例中，例如选择d-轴电流id(id1)的10个点和q-轴电流iq(iq1)的10个点。随后，通过计算机来计算d-轴电流id(id1)的10个点和q-轴电流iq(iq1)的10个点的多达100个点(工作点)的任何可能组合。
因此，基于所选的d-轴和q-轴电流id和iq的多达100个工作点，通过计算机来计算在相应多达100个工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。这一计算结果允许创建图10中所示数据表T1而在控制系统CS(图4)中已经存储所创建的数据表T1。
注意到可以用当前正常的处理速率在比较短时间内执行为了获得在相应多达100个工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)而需要的计算量；这可能对控制系统CS的设计开发带来少量负担。类似地，表T1的数据容量也可能对在控制系统CS中安装的普通存储器的存储容量的实际水平带来少量负担。
注意到在d-轴电流id或者q-轴电流iq的10个点中的任两个相邻点之间的间隔可以是有规律的间隔或者无规律的间隔。
在与d-轴电感和q-轴电感中对应电感的快速改变相对应的范围中所包含的d-轴和q-轴电流id和iq中至少一个电流的10个点中两个点之间的一些间隔被确定为变短。对照而言，在与d-轴电感和q-轴电感中对应电感的线性改变相对应的范围中所包含的d-轴和q-轴电流id和iq中至少一个电流的10个点中两个点之间的一些间隔被确定为变宽。这提供了以其数据容量尽可能低的数据表T1为基础的具有高准确性的电机控制。
在第一实施例中，包括三相绕组电流iu、iv和iw的电枢电流被转换成在d-q坐标系上的d-轴和q-轴电流，并且计算在d-q坐标系上的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)以存储于数据表T1中。
包括三相绕组电流iu、iv和iw的电枢电流可以转换成在对应三维或者更多维度的坐标系上的多个电流分量。包括三相绕组电流iu、iv和iw的电枢电流也可以转换成在电机110(M1)的定子中定义的α-轴和β-轴坐标系上的α-轴电流和β-轴电流。
例如，可以通过两个或者更多电流变量ia、ib、ic、…来代表将要向电机的定子供应的电枢电流的各工作点。在电枢电流的各工作点处限定的磁通链的数目可以通过两个或者更多磁通链数目变量ψ1(ia，ib，ic，…)、ψ2(ia，ib，ic，…)、ψ3(ia，ib，ic，…)…来表示为两个或者更多电流变量ia、ib、ic、…的函数。这两个或者更多磁通链数目变量ψ1(ia，ib，ic，…)、ψ2(ia，ib，ic，…)、ψ3(ia，ib，ic，…)…可以存储于数据表T1中。这一配置增加数据表T1的存储容量，但是更多地增加电机控制的准确度。
具体而言，在第一实施例中，由于控制系统CS的控制目标是U-相、V-相和W-相电机，所以通过U-相绕组电流iu、V-相电流iv和W-相电流iw来代表将要向三相绕组供应的电枢电流。可以通过“iw＝iu-iv”来表达W-相电流iw。在这一情况下，在电枢电流的各工作点处限定的磁通链的数目可以通过U-相、V-相和W-相磁通链数目ψu(iu，iv)、ψv(iu，iv)、ψw(iu，iv)来表示为U-相和V-相绕组电流iu和iv的函数。
在第一实施例中，图1中所示电机110具有其中没有安装永久磁体的转子111，但是可以应用各种类型的PM(永久磁体)电机作为控制系统CS的控制目标。这些PM电机可以增加它的效率和它的大小。
在图13中，电机110A具有定子芯201和多磁通屏障转子202。
具体而言，转子202包括基本上环形成形的转子芯202a、固定到转子芯202a的内周的转子轴112以及像电机110的磁通屏障113那样的形成于转子芯202a中的多个磁通屏障缝203。转子202也包括各安装于对应一个磁通屏障缝203的中央内的多个永久磁体104。
在图52中，电机110A1的转子111A1包括由软磁材料制成的基本上环形成形的转子芯362、固定到转子芯362的内周的转子轴361以及径向地嵌入于转子芯362中的多个永久磁体363和364。
在图53中，电机110A2的转子111A2包括由软磁材料制成的基本上环形成形的转子芯371a、固定到转子芯371a的转子芯的内周的转子轴371b和形成于转子芯371a中的多个磁通屏障缝371c。各磁通屏障371c的横截面基本上为C形。磁通屏障缝371c以有规律的间隔在周边排列。转子111A2也包括各安装于对应一个磁通屏障缝371c的中央内的多个永久磁体372。
在图54中，电机110A3的转子111A3包括由软磁材料制成的基本上环形成形的转子芯381a、固定到转子芯381a的内周的转子轴381b和嵌入于转子芯381a中以有规律的间隔在周边排列的多个永久磁体382。
在图55中，电机110A4的转子111A4包括由软磁材料制成的基本上环形成形的转子芯391a、固定到转子芯391a的内周的转子轴391b和装配于转子芯391a的外周上以有规律的间隔在周边排列的多个永久磁体392。
在各PM电机如电机110A和11A1至110A4中，通过如下等式[14]或者[15]来给出上文阐述的等式[1]：
[等式14]
vd vq = R + pLd - qLq qLd R + pLq i d i q + - ω ψ mq ωψ md
[等式15]
= p - ω ω p ψ d ψ q + - ωψ mq ωψ md + R 0 0 R i d i q
注意到沿d-轴基于永久磁体分量的磁通链的数目表示为“ψmd”，而在q-轴中基于永久磁体分量的磁通链的数目表示为“ψmq”。
与d-轴绕组交链的永久磁体的磁通分量表达为“d-轴磁通链分量”Φmd，而与q-轴绕组交链的永久磁体的磁通分量表达为“q轴磁通链分量”Φmq。各d-轴绕组和q-轴绕组的匝数表示为“NSS”。
上文阐述所表达的这些参数允许通过等式“ψmd＝NSS×Φmd”来代表d-轴磁通链数目ψmd。类似地，上文阐述所表达的这些参数允许通过等式“ψmq＝NSS×Φmq”来代表q-轴磁通链数目ψmq。
沿d-轴取向的永久磁体所生成的磁通量使q-轴磁通链数目ψmq变为零。注意到从严格意义上说，d-轴磁通链分量Φmd依赖于对应d-轴绕组的诸多部分，而类似地，q-轴磁通链分量Φmq依赖于对应q-轴绕组的诸多部分。在第一实施例中，d-轴磁通链分量Φmd限定为在d-轴的诸多部分处相应d-轴磁通分量的平均值。类似地，q-轴磁通链分量Φmq限定为在q-轴的诸多部分处相应q-轴磁通分量的平均值。
在各PM电机如电机110A和110A1至110A4中，由于存在d-轴磁通链数目ψmd和q-轴磁通链数目ψmq而可以将表示输出转矩的等式[2]转换成如下等式[16]或者[17]：
[等式16]
T＝Pn{(Ldid+ψmd)iq-(Lqiq+ψmq)id}
[等式17]
＝Pn{(ψrd+ψmd)iu-(ψrq+ψmq)id}…
[等式18]
ψd＝ψrd+ψmd
[等式19]
ψq＝ψrq+ψmq
其中ψrd代表除了d-轴磁通链数目ψmd之外的d-轴磁通链数目ψd，而ψrq表除了q-轴磁通链数目ψmq之外的d-轴磁通链数目ψq。如上所述，
关于作为d-轴磁通链数目ψmd与ψrd之和的d-轴磁通链数目ψd以及关于作为q-轴磁通链数目ψrq与ψmq之和的q-轴磁通链数目ψq，允许将等式[1]至[10]和数据表T1应用于各PM电机。
然而，在第一实施例中，可以将基于永久磁体的d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq与d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq一起处理。
具体而言，在根据第一实施例的控制系统的结构中，可以根据等式[8]和/或[10]分别计算作为控制系统的控制目标的PM电机的输出转矩T以及d-轴和q-轴电压vd和vq。这允许d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq分别包含于d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq中。使用分别包含d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq的这一电机控制方法(第一电机控制方法)可以简化基于有限元方法的数据计算，与使用分别与d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq相分离的d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq的电机控制方法(第二电机控制方法)相比而言简化了控制PM电机所需要的计算。
进行第一与第二电机控制方法之间的比较。设计将要用于电机的永久磁体使得它们的厚度尽可能薄；这造成磁体的数量减少。用于IPMSM(内部永久磁体同步电机)的磁路设计已经使用软磁材料的非线性磁性质和/或磁饱和；这可以确定没有必要将d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq与d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq相分离。
可以通过将d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq与电枢电流i所产生的磁通链的数目ψ相分离来设计使用ψmd和ψmq的电压等式[14]；通过“ψ＝L×i”来表达这一磁通链数目ψ。
对照而言，使用电机控制方法，在具有非线性特征曲线的电感L之下，基于包括d轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)的表T1，允许将基于永久磁体的d轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq以及基于电枢电流的d轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq一起处理。
在比如相对于磁通链数目ψ的函数这样的磁通链数目ψ(ψd和ψq)的预定函数上的多个点可以存储于数据表T1中。作为预定函数的一个例子，可以使用通过“ψ/i”来表达的磁通链数目ψ除以电枢电路i所得的这一分数；这一分数代表电感L。
此外，就各工作点而言的磁通链数目ψd和ψq之和以及与d-轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq相对应的恒定值可以存储于数据表T1中。作为预定函数的另一例子，可以使用磁通链数目ψ以及d-轴和q-轴绕组匝数的函数，这实际上代表了磁通链数目ψ。作为预定函数的又一例子，可以使用相对于磁通链数目ψ的平均磁通密度。
具体而言，当使用数据表T1来计算上文阐述的等式时，控制系统CS可以基于数据表T1生成新数据表并且存储它；这一新数据表例如允许控制系统CS更容易地计算上文阐述的等式。
例如，d轴磁通链数目ψd(id，iq)和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)可以根据在等式[6]和[7]中示出的关系而分别转换成d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。
存储于数据表T2中并且通过等式[6]和[7]来代表的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)代表了在电枢电流的各工作点(id，iq)处的d-轴和q-轴平均电感。为了电机电流控制而需要响应于d-轴和q-轴电流id和iq的相应最小改变的d-轴和q-轴窄范围电感。因此，除了d-轴和q-轴平均电感之外或者取而代之，在各工作点的d-轴和q-轴电流id和iq的窄范围内的d-轴和q-轴窄范围电感也可以存储于数据表T2中。
可以将磁通链的数目单独地处理为基于永久磁体的磁通链数目和除此之外的磁通链数目(见等式[18]和[19])。出于这一原因，就各工作点而言的磁通链数目ψd和ψq以及与d-轴和q-轴磁通链数目ψmd和ψmq相对应的恒定值可以存储于数据表T1中。
在相绕组的部分处的磁通链的数目ψ1通过与之交链的磁通链分量Φ1与相绕组的匝数NS1的乘积来代表；这通过如下等式来表达：
[等式20]：
ψ1＝φ1×Ns1
例如，与d-轴绕组交链的d-轴磁通链数目ψd(id，iq)可以生成为d-轴磁通链分量Φd(id，iq)；可以通过将ψd(id，iq)除以d-轴的匝数来容易地获得这些d-轴磁通链分量Φd(id，iq)。
磁通链分量Φ1可以表达为平均磁通密度B1与d-轴绕组的面积S1的乘积；通过如下等式[21]来表达这一乘积：
[等式21]：
ψ1＝B1×S1×NS1
由于将要由控制系统CS执行的计算的简洁而可以在另一形式中表达d-轴和q-轴电感Ld和Lq。例如，可以通过如下等式来表达d-轴和q-轴电感Ld和Lq：
[等式22]：
Ld＝Li+Lm
[等式23]：
Lq＝Li-Lm
这些电感Li和Lm可以称为“镜相电感”。存储于数据表T2中的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)可以转换成镜相电感Li和Lm。
对存储于表T1中的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)的使用允许将它们转换成d-轴和q-轴电流id和iq的函数或者近似函数。例如，可以通过如下函数表达式来表达d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)：
[等式24]：
ψd(id、iq)＝(A-B×id-C×id 2)L1+(D-E×iq)L2
[等式25]：
ψq(id、iq)＝(F-G×id)Ls+(H-I×iq)L4
其中A、B、C、D、E、F、G、H和I以及L1、L2、L3和L4各为常数。通过利用例如无限元方法模拟作为用于控制系统CS的控制目标的基于计算机的电机模型来获得这些常数A、B、C、D、E、F、G、H和I以及L1、L2、L3和L4。取代了数据表T1和T2或者除了数据表T1和T2之外，在控制系统CS中还存储这些常数A、B、C、D、E、F、G、H和I以及L1、L2、L3和L4作为控制参数(CP)。控制系统CS工作用以基于在控制系统CS(见图4)中存储的控制参数CP来计算在相应多达100个工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)或者d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。
等式[24]和[25]中的至少一个等式具有非线性磁特征曲线或者依赖于在电枢电流的d-轴电流id与q-轴电流iq之间的相互干扰。
如上所述，d-轴电流id与q-轴电流iq、在相应多达100个工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)在数据表T1中存储为离散的多个数据。出于这一原因，当d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)对应于存在于数据表T1的离散值之中的一个指定工作点(id，iq)时，它们可以根据来自在上文阐述的一个指定工作点周围的一些离散值通过内插来估计。
作为内插的具体例子，当指定值(idk，iqk)作为一个工作点(0＜k＜n，m、k是整数)时，控制系统CS从数据表T1提取ψd(idk-1，iqk)和ψq(idk-1，iqk)对、ψd(idk-1，iqk-1)和ψq(idk-1，iqk-1)对、ψd(idk+1，iqk)和ψq(idk+1，iqk)对以及ψd(idk+1，iqk+1)和ψq(idk+1，iqk+1)对。
接着，控制系统CS基于提取的四对来计算插值以基于内插的结果来获得d-轴和q-轴磁通链数目ψd(idk，iqk)和ψq(idk，iqk)。基于与在指定工作点周围的范围相对应的多条离散磁通链数目来近似地计算在该指定工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)的普通方法可以应用于控制系统CS。
接着，将在下文中描述如何计算在图1、5、6和7中所示电机之一中的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)的例子。
例如，如图5至7中所示，测量与U-相、V-相和W相绕组151、152和153中的各相绕组交链的磁通量的数目。基于与U-相、V-相和W相绕组151、152和153中的各相绕组交链的磁通量的测量数目来获得d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。
接着，将在下文中描述如何获得与绕组交链的磁通量的数目。
图8示意地图示了具有一端612和另一端613以及总磁通量615的建模绕组611，该总磁通量包含归因于流过绕组的电流614的与电流有关的磁通量以及另一磁通量。
建模绕组611安装于图1或者图5中所示电机模型的转子中，因此在绕组611的一端与另一端之间的长度对应于定子芯的层叠厚度t。
通过在绕组611的各点周围的总磁场在各点处产生矢量电势的值A。从一端612到另一端613对在绕组611的各点处的矢量电势A进行积分；这一积分提供总磁通链分量Φ。如上所述，在绕组611的部分处的磁通链的数目ψ1通过与之交链的磁通链分量Φ1与绕组611的匝数NS1的乘积来代表；这通过“ψ1＝Φ1×NS1”来表达。
由于绕组模型611将要安装于二维电机中，所以它不是闭合电路。通过无限元方法来分析定子芯的层叠厚度t的每单位长度模型以及基于该模型的矢量电势，而将定子芯的层叠厚度t与分析的矢量电势成比例地相乘；这提供了矢量电势的积分值。
注意到当绕组具有闭合电路结构时，矢量电势A沿着该绕组的积分提供了与闭合电路绕组交链的磁通链分量Φ；这造成了在闭合电路绕组处获得磁通链的数目ψ为与之交链的磁通链分量Φ与闭合电路绕组的匝数NS的乘积；这通过“ψΦ×NS”来表达。
另外如图8所示，通过将U-相绕组151的①-槽安装部分的矢量电势沿着其①-槽安装部分积分来获得与在槽①中安装的U-相绕组151的部分交链的总磁通链分量Φ1。
类似地，通过将U-相绕组151的⑦-槽安装部分的矢量电势沿着其⑦-槽安装部分积分来获得与在槽⑦中安装的U-相绕组151的部分交链的总磁通链分量Φ7。
由此，通过总磁通链分量Φ1与总磁通链分量Φ7之差来代表与U-相绕组151的①-槽安装部分和⑦-槽安装部分交链的总磁通量Φ；通过“Φ1-Φ7”来表达与①-槽安装部分和⑦-槽安装部分交链的总磁通链分量。
类似地，通过以与总磁通链分量Φ1和总磁通链分量Φ7相同的方式获得的总磁通链分量Φ2与总磁通链分量Φ8之差来代表与U-相绕组151的①-槽安装部分和⑦-槽安装部分交链的总磁通量，通过“Φ2-Φ8”来表达与②-槽安装部分和⑧-槽安装部分交链的总磁通链量。
具体而言，在定子芯的对应一个槽中U-相绕组151的各部分的匝数为NS，通过如下等式来代表与U-相绕组151交链的磁通链的数目ψu：
[等式26]
ψu＝(φ1-φ7)Ns+(φ2-φ8)Ns
可以用与交链到U-相绕组151的磁通链的数目ψu相同的方式获得与V-相绕组152交链的磁通链的数目ψv和与W-相绕组153交链的磁通链的数目ψw。
接着，将在下文中作为步骤(a)至(g)描述如何具体地使用通过无限元方法而获得的多条分析数据以及图1、5、6和7中所示三相全节距或者短节距绕组电机来获得d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。
步骤(a)
作为在d-q坐标系中d-轴和q-轴电流分量的计算，基于电枢电流的幅度ia和受控相位角θc通过上文阐述的等式[12]和[13]来给出将要在d-q坐标系上估值的电枢电流的工作点处的d-轴和q-轴电流分量id1和iq1。
步骤(b)
接着，各d-轴和q-轴电流分量id1和iq1的幅度转换成其在d-q坐标系上的幅度作为d-轴和q-轴电流分量id2和iq2；通过如下等式来表达各d-轴和q-轴电流分量id1和iq1的这一转换：
[等式27]
i d 2 = 2 / 3 · i d 1
[等式28]
i q 2 = 2 / 3 · i q 1
步骤(c)
d-轴和q-轴电流分量id2和iq2根据如下等式转换成其相位允许U-相绕组中电流的幅度值完全地朝着V-相绕组流动的d-轴和q-轴电流分量id3和iq3。换而言之，d-轴和q-轴电流分量id2和iq2根据如下等式转换成d-轴和q-轴电流分量id3和iq3，使得d-轴和q-轴电流分量id2和iq2的最大值在相位上超前30度的电角度：
[等式29]
i d 3 = 3 / 2 · i d 2
[等式30]
i q 3 = 3 / 2 · i q 2
步骤(d)
为了执行基于无限元方法的分析，d-轴和q-轴电流分量id3和iq3根据如下等式基于电枢电流的幅度ia和受控相位角θc转换成三相绕组电流iu、iv和iw：
[等式31]
i u = 2 / 3 · i a · sin θc
[等式32]
i v = 2 / 3 · i a · sin ( θc - 2 π / 3 )
[等式33]
i w = 2 / 3 · i a · sin ( θc - 4 π / 3 )
在这些三相绕组电流iu、iv和iw分别供应到图10中所示电机模型110的三相绕组的同时执行无限元方法的分析；这实现了对如下方面的计算：电机110的输出转矩T1、以及与图1中所示定子芯的层叠厚度的每单位长度t0相应三相绕组相对应的磁通链分量Φ1至Φ36。
注意到作为分析条件而固定转子使得d轴和q轴位于图5中所示旋转位置。换而言之，转子的d-轴指引至在槽①与②之间的中间位置。在位于图5中所示旋转位置的转子处，通过将在各三相绕组的各点处的矢量电势A沿着该绕组进行积分来计算与定子芯的层叠厚度t0的每单位长度相应三相绕组相对应的磁通链分量Φ1至Φ36。在定子的三维三相绕组中同样如此。
步骤(e)
计算与沿d-轴取向的三相绕组的星型配置的两相串联绕组交链的d-轴磁通链数目，以作为d-轴磁通链数目ψd3。例如，对d-轴磁通链数目ψd3的这一计算使用了在星型配置的两个端子之间的电感Lxy的一半等效于d-轴电感Ld这一关系；通过“Ld＝1/2×Lxy”来表达这一关系。
注意到在改变转子的旋转位置的同时，当在星型配置中三相绕组的两个端子之间的电感变成最大值时，这一最大电感称为“Lmax”，而当它变成最小值时，这一最小电感称为“Lmin”。使用最大电感和最小电感Lmax和Lmin允许将d-轴电感Ld表示为“Ld＝Lmax/2”而将q-轴电感Lq表示为“Lq＝Lmin/2”。
如上所述，在第一实施例中，使用当在星型配置中三相绕组的两个端子之间的电感变成最大电感Lmax时转子的第一旋转位置和当在星型配置中三相绕组的两个端子之间的电感变成最小电感Lmin时转子的第二旋转位置。当转子位于在第一与第二旋转位置之间转子的中间旋转位置θx时，U-相、V-相和W相绕组的测量电感Lu、Lv，和Lw具有与d-轴和q-轴电感Ld和Lq的预定关系。该预定关系允许基于U-相、V-相和W相绕组的测量电感Lu、Lv和Lw来获得d-轴和q-轴电感Ld和Lq。
注意到通过等式[29]来表达的d-轴电流分量id3被假设为从⑨，⑩，和槽安装部分流到③，④，⑤和⑥槽安装部分。
同时，通过如下等式来给出d-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)：
[等式34]
ψd3(id1、iq1)＝{(φ9-φ3)+(φ10-φ4)+(φ11-φ5)
+(φ12-φ6)}×NS×tc/t0×Pn
其中Φ9，Φ10，Φ11，Φ12，Φ5，Φ6，Φ7和Φ8分别对应于与⑨，⑩，，，③，④，⑤和⑥槽安装部分交链的磁通链分量，NS代表在对应一个槽中各⑨，⑩，，，③，④，⑤和⑥槽安装部分的匝数，tc代表定子芯的层叠厚度，Pn代表极对的数目，比如在图1中所示电机110中为“6/2＝3”。
为了减少在电机的输出转矩中包含的脉动，转子可以设计为具有基于相应极对来单独确定的不同形状。在这一情况下，针对相应36个槽重复地执行等式[34]的计算；这可以从等式[34]中消去Pn项。
类似地，假设通过等式[29]来表达的d-轴电流分量从，①，②和③槽安装部分流到⑥，⑦，⑧和⑨槽安装部分，根据如下等式[35]来计算与在q-轴中取向的三相绕组的星型配置的两相串联绕组交链的q-轴磁通链数目ψq3(id1，iq1)：
[等式35]
ψqs(id1、iq1)＝{(φ12-φ6)+(φ1-φ7)+(φ2-φ8)
+(φ3-φ9)}×NS×tc/t0×Pn
其中Φ12，Φ1，Φ2，Φ3，Φ6，Φ7，Φ8和Φ9分别对应于与，①，②和③槽安装部分以及与⑥，⑦，⑧和⑨槽安装部分交链的磁通链分量；NS代表在对应一个槽中各，①，②，③，⑥，⑦，⑧和⑨槽安装部分的匝数。
步骤(f)
根据如下等式来计算在图6中所示固定坐标系上星型配置中三相绕组151、152和153的两个端子之间的d-轴和q-轴电感Ld和Lq：
[等式36]
Ld3(id1、iq1)＝ψd3(id1、iq1)/id3
[等式37]
Lq3-(id1、iq1)＝ψq3(id1、iq1)/iq3
步骤(g)
使用代表了d-轴电感Ld为最大电感Lmax的一半这一关系和代表了q-轴电感Lq为最小电感Lmin的一半这一关系，根据如下等式来计算d-轴和q-轴电感Ld和Lq：
[等式38]
Ld(id1、iq1)＝1/2×Ld2(id1、iq1)
[等式39]
Lq(id1、iq1)＝1/2×Lq3(id1、iq1)
下面简要描述获得磁通链(flux-linkage)数的其他方法中的一种方法。所述其他方法中的该方法首先被配置为重新定义分配给分别到U相、V相和W相绕组的①到槽安装部分的磁通链的正负符号。
接下来，所述其他方法中的该方法被配置为基于重新定义的分别到U相、V相和W相绕组的①到槽安装部分的磁通链而获得d轴磁通链数和q轴磁通链数。
下面描述如何定义分别到U相、V相和W相绕组的①到槽安装部分的磁通链Φ1到Φ12中的每一个的符号。
具体地，确定磁通链Φ1到Φ12中的每一个的符号，使得，基于槽①到中的每一个和d轴之间的几何位置关系，磁通链Φ1到Φ12中相应一个的d轴磁通链分量变为正。
例如，在图5中，分别到U相、V相和W相绕组的⑧，⑨，⑩，，和①槽安装部分的磁通链分量Φ8，Φ9，Φ10，Φ11，Φ12和Φ1保持测量值符号不变。这些⑧，⑨，⑩，，和①槽安装部分相对于d轴布置在一侧(例如图5中的下侧)。
相反，通过乘以-1来改变分别到U相、V相和W相绕组的⑦，⑥，⑤，④，③和②槽安装部分的磁通链分量Φ7，Φ6，Φ5，Φ4，Φ3，和Φ2的测量值符号。这些⑦，⑥，⑤，④，③和②槽安装部分相对于d轴布置在另一侧(例如图5中的上侧)。
将磁通链分量Φ1到Φ12(如上所述，它们中的某些的测量值符号发生了改变)中的每一个乘以三相绕组的①到槽安装部分中相应一个的匝数Ns，得到磁通链分量Φ1到Φ12中每一个(其链接到三相绕组的①到槽安装部分中相应一个)的数量。
之后，将链接到①到中的相应一个的各磁通链分量Φ1到Φ12相加，相加的结果值乘以极对的数量Pn以及定子铁心的层叠厚度tc与其层叠厚度的单位长度t0的比值“tc/t0”。这些计算可以获得ψdS(id1，iq1)。
d轴的上侧以及其下侧代表三相绕组的①到槽安装部分中每一个的方向。在这个意义上，在图5中，由①槽安装部分和⑦槽安装部分构成的U相绕组以及由②槽安装部分和⑧槽安装部分构成的U相绕组相互串联而形成U相线圈。因为这个原因，不可能将①槽安装部分和⑦槽安装部分的对以及②槽安装部分和⑧槽安装部分的对分开而个别地改变各对的符号。
具体地，在图5中，U相电流感应的电磁力定向在q轴，因此，流过U相线圈的U相电流不感应d轴电流分量。因为这个原因，链接到U相绕组的①和⑦槽安装部分对的d轴磁通链分量及U相绕组的②和⑧槽安装部分对的d轴磁通链分量相互抵消。由于链接到U相绕组的①和⑦槽安装部分对及U相绕组的②和⑧槽安装部分对相互串联，要分别分配给U相绕组中①和⑦槽安装部分以及②和⑧槽安装部分的正负符号被重新确定。
这些描述可以用下面的公式表达：
〔公式39A〕
ψd3(id1，iq1)＝{(φ9+φ10+φ11+φ12-φ6-φ5-φ4-φ3)+(φ1-φ7+φ2-φ8)}×NS×(tc/t0)×Pn
在图5中，(φ1-φ7+φ2-φ8)项变为零，因此公式〔39A〕与公式〔34〕匹配。
对于d轴的这些描述也可以适用于q轴。具体地，可以得到下面的公式〔39B〕
〔公式39B〕
ψq3(id1，iq1)＝{(φ12+φ1+φ2+φ3-φ6-φ7-φ8-φ9)+(φ4-φ10+φ5-φ11)}×Ns×(tc/t0)×Pn
在图5中，对应于W相绕组的④和⑩槽安装部分对和W相绕组的⑤和槽安装部分对的(φ4-φ10+φ5-φ11)项变为零，因此公式〔39B〕与公式〔35〕匹配。
下面考虑从图5所示的转子状态开始，转子顺时针旋转一个角度的情况。该角度小于对应于一个槽节距的预定角度。在这种状态下，正的d轴电流分量流过U相绕组的①和⑦槽安装部分以及②和⑧槽安装部分，从而使(φ1-φ7+φ2-φ8)项不等于零。这导致公式〔39A〕的大括号中的第二项(φ1-φ7+φ2-φ8)变为有效。
相反，考虑从图5所示的转子状态开始，转子逆时针旋转一个角度的情况。该角度小于对应于一个槽节距的预定角度。在这种状态下，负的d轴电流分量流过U相绕组的①和⑦槽安装部分以及②和⑧槽安装部分，从而使(φ1-φ7+φ2-φ8)项的符号需要反向。这导致d轴磁通链分量的数量ψd3(id1，iq1)由下面的公式表达：
〔公式39C〕
ψd3(id1，iq1)＝{(φ9+φ10+φ11+φ12-φ6-φ5-φ4-φ3)-(φ1-φ7+φ2-φ8)}×Ns×(tc/t0)×Pn
在q轴方向是同样的情况。具体地，考虑从图5所示的转子状态开始，转子顺时针旋转一个角度的情况。该角度小于对应于一个槽节距的预定角度。在这种状态下，正的q轴电流分量流过W相绕组的④和⑩槽安装部分以及⑤和槽安装部分，从而使(φ4-φ10+φ5-φ11)项不等于零。这导致公式〔39B〕的大括号中的第二项(φ4-φ10+φ5-φ11)变为有效。
相反，考虑从图5所示的转子状态开始，转子逆时针旋转一个角度的情况。该角度小于对应于一个槽节距的预定角度。在这种状态下，负的q轴电流分量流过W相绕组的④和⑩槽安装部分以及⑤和槽安装部分，从而使(φ4-φ10+φ5-φ11)项的符号需要反向。这导致q轴磁通链分量的数量ψq3(id1，iq1)由下面的公式表达：
〔公式39D〕
ψq3(id1，iq1)＝{(φ12+φ1+φ2+φ3-φ6-φ7-φ8-φ9)-(φ4-φ10+φ5-φ11)}×NS×(tc/t0)×Pn
如上所述，即使在转子从图5所示的转子状态稍微顺时针或者逆时针旋转时需要获得d轴磁通链数ψd3(id1，iq1)和q轴磁通链数ψq3(id1，iq1)，也可以利用公式〔39A〕到〔39D〕中的至少一个来计算它们。
另外，当转子顺时针或者逆时针旋转1个槽节距的预定角度时，可以计算d轴磁通链数ψd3(id1，iq1)和q轴磁通链数ψq3(id1，iq1)，同时，基于无限元法分析的电机模型返回到图5所示的转子状态。
在上面的描述的范围内，可以使用d轴磁通链数ψds(id1，iq1)、q轴磁通链数ψds(id1，iq1)、d轴电感Ld3(id1，iq1)和q轴电感Lq3(id1，iq1)中的每一个的值，利用至少一个预定规则来加以转换。
注意到可以提供用于计算d-轴和q-轴电感Ld和Lq的一览表。对该一览表进行无利用限元方法的分析而计算的磁通链分量Φ1至Φ36和矢量电势A的输入，可允许简易地计算等式[27]至[39]。因此，获得电枢电流(id1，iq1)的d-轴和q-轴电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)作为图9中所示数据表T1。
电枢电流(id1，iq1)的Ld(id1，iq1)允许根据如下等式来计算d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)：
[等式40]
ψd(id1、iq1)＝Ld(id1、iq1)×id1
[等式41]
ψq(id1、iq1)＝Lq(id1、iq1)×iq1
根据通过等式[34]和[35]获得的磁通链数目ψd3(id1，iq1)和ψq3(id1，iq1)，无需计算d-轴和q-轴电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)即可直接地计算d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)。
可以根据使用等式[38]、[39]、[27]、[28]、[29]、[30]和[34]而获得的如下等式[42]和[43]来直接计算d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)：
[等式42]
ψ d ( i d 1 , i q 1 ) = Ld ( i d 1 , i q 1 ) × i d 1
= 1 / 2 × L d 3 ( i d 1 , i q 1 ) × i d 2 / 2 / 3
= 1 / 2 × L d 3 ( i d 1 , i q 1 ) × i d 3 / ( 3 / 2 ) × 1 / 2 / 3
= 1 / 2 × L d 3 ( i d 1 , i q 1 ) × i d 3
= 1 / 2 × ψ d 3 ( i d 1 , i q 1 )
[等式43]
ψq(id1、iq1)＝1/×ψq3(id1、iq1)
根据上文阐述的等式[27]至[43]，对通过无限元方法的分析而计算的磁通链分量Φ1至Φ36和矢量电势A的使用允许获得在电枢电流的各工作点(id1，iq1)处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)和/或d-轴和q-轴电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)。
当选择d-轴和q-轴电流id和iq的多达100个工作点时，通过计算机使用无限元方法的分析来计算在相应多达100个工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。这一计算结果允许创建图10中所示具有(10×10)阵列大小的数据表T1，而创建的数据表T1已经存储于控制系统CS(见图4)中。
注意到可以在当前正常的处理状态以比较短时间执行为了获得在相应多达100个工作点处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)而需要的计算量；这可能对控制系统CS的设计开发带来少量负担。类似地，表T1的数据容量也可能对在控制系统CS中安装的普通存储器的存储容量的实际水平带来少量负担。
图35示意地图示了两极和六槽三相电机M10。电机M10的各相线圈以短节距、集中和非重叠缠绕方式来缠绕。非重叠缠绕意味着U-相、V-相和W相绕组在它们像三相和全节距绕组那样彼此物理上非重叠的同时彼此分开。标号TBU1和TBU2代表电机M10的定子344的U-相齿。类似地，标号TBV1和TBV2代表定子344的V相齿，而标号TBW1和TBW2代表其W相齿。标号344a代表定子344的后轭。
图36是定子344在其周边方向上的内周的展开图；这一展开图代表与转子345的外周相向的定子344的齿TBU1和TBU2、TBV1和TBV2以及TBW1和TBW2的内周表面。在图36中，水平轴代表电角度。在图36中，标号U、V和W代表电机M10的三相端子，而标号N代表三相绕组的星型配置的中性点。标号345a代表将要以有规律的间隔在周边排列的转子345的转子芯345b的外周上安装的多个永久磁体。
尽管该电机结构不同于图5中所示电机M1，但是可以使用与计算图5中所示电机模型所关联的数据表T1的方法相似的方法。为了便于理解如何获得数据表T1，将四极和6槽三相电机M10简化为图23中所示二极和3槽三相电机M10A。
如图23中所示，电机M10A具有U-相定子极301、V-相定子极302和W-相定子极303。U-相绕组和缠绕在U-相定子极301周围以形成U-相线圈，V-绕组和缠绕在V-相定子极302周围以形成V-相线圈，而W-相绕组
Figure S2007101946877D00401
和
Figure S2007101946877D00402
缠绕在W-相定子极303周围以形成W-相线圈。电机M10的转子304具有电机M1的类似凸结构。具体而言，多个磁通屏障(缝)304a形成于转子304中以便在其间有间隔地平行于转子304的一个直径排列。
下文将比较图5中所示电机M1的结构来描述电机M10A的结构。分布式缠绕于第一个、第二个、第七个和第八个槽①，②，⑦和⑧中的U-相绕组对应于U-相绕组和。U-相绕组和具有短节距绕组并且具有各与U-相绕组151相同的电流、电压和磁通量的相位。
类似地，V-相绕组和具有短节距绕组并且具有各与V-相绕组152相同的电流、电压和磁通量的相位，而W-相绕组
Figure S2007101946877D00411
和
Figure S2007101946877D00412
具有短节距绕组并且具有各与W-相绕组153相同的电流、电压和磁通量的相位。
在电机M10A的结构中，要求将等式[34]转换成如下等式以便计算与沿d-轴取向的三相绕组的星型配置的两相串联绕组交链的-d轴磁通链数目，作为d-轴磁通链数目ψd3：
[等式44]
ψd3(id1、iq1)＝{(φ17-φ18)+(φ16-φ15)}×Ns×tc/t0×Pn
在图23中所示电机模型M10A中，没有提供在其间具有90度的电角度这一相位差的齿，而类似地没有提供在其间具有90度的电角度这一相位差的绕组。出于这一原因，为了将电机M10A的q-轴磁通链数目ψq3计算为等效于在上文阐述的电机M1中的q-轴磁通链数目，可以应用各种校正方法。各种校正方法中的一个例子将描述如下。
为了使电机M10A的模型等效于图6中所示电机M1的模型，电机M10A的转子304的旋转位置从图23中所示旋转位置移位90度的电角度。此外，校正d轴和q轴位置，使得U-相、V-相和W相电流校正为相比与包括三相绕组电流的电枢电流ia的任意幅度和该电枢电流ia的受控相角度θc相对应的d-轴电流id1和q-轴电流iq1超前90度的电角度。
由于这些三相电流相比图23中所示三相电流超前90度的电角度，所以在d-q坐标系上指引由三相电流引起的总磁动势以便与由图23中所示三相绕组引起的总磁动势相等。其中电机M10A的转子304的旋转位置相比图23中所示旋转位置移位90度的电角度的d-轴和q-轴电流称为d-轴和q-轴电流id1X和iq1X。在图24中图示了包括d-轴和q-轴电流id1X和iq1X的电枢电流ia以及与之对应的磁通链矢量ψa。
在这一情形下，使用基于无限元方法的分析根据如下等式来计算电机M10A的q-轴磁通链数目ψq3：
[等式45]
ψq3(id1x、iq1x＝{(φ18-φ17)+(φ15-φ16)}×Ns×tc/t0×Pn
其中NS代表各槽的匝数，tc代表定子芯的层叠厚度，Pn代表极对的数目，比如在图35中所示电机M10中为“4/2＝2“。
上文已经根据等式[27]至[43]描述了如何计算d-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)、d-轴和q-轴电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)以及数据表T1。
需要上文阐述的校正方法以通过微处理器使用无限元方法来计算电机M10A的q-轴磁通链数目ψq3(id1，iq1)。这是因为U-相、V-相和W相定子极301、302和302在相位上以120度的电角度间隔分布式排列。类似地，U-相绕组和、V-相绕组和以及W-相绕组
Figure S2007101946877D00421
和
Figure S2007101946877D00422
以120度的电角度间隔分布式排列。相位差为120度的电角度的这一分布式排列可能使得难以表达相位差为90度的磁通量数目、电感等。
此外，配置转子304的转子芯使得缝304a和薄磁路径交替地排列；这一配置提供离散磁阻抗。因此当离散度水平大于预定水平时，有必要解决它。
离散度可能出现在图5中所示全节距和分布式绕组的电机M1中。当在d轴和q轴上计算磁通量数目、电感等时，在相位上以90度的电角度间隔排列三相绕组是便利的。在图1中所示电机模型M1中，
在图5中所示电机模型M1中，由于在360度的电角度范围内排列十二个槽和十二个绕组，所以有可能在对离散度影响很小的情况下计算d-轴和q-轴磁通链数目。类似地，定子的槽的数目是4的整倍数，提供了以90度的电角度间隔排列的定子绕组，使得有可能容易地同时计算d-轴和q-轴磁通链数目。然而，当定子的槽的数目为6或者18时，没有定子绕组以90度的电角度间隔排列，因此难以同时计算d-轴和q-轴磁通链数目；这需要用于解决这样的离散问题的一些方法。
用于解决这样的离散问题的一些方法之一是图23和24中所示校正方法。具体而言，转子的旋转位置从图23中所示旋转位置移位90度的电角度，使得三相电流在相位上旋转90度的电角度；这造成d-轴电流与q-轴电流相同。因此，有可能在对离散度影响很小的情况下计算d-轴和q-轴磁通链分量以及d-轴和q-轴磁通量数目。
接着，将在下文中描述用于解决这样的离散问题的一些方法中的另一方法。
例如，在图25中所示电机M10b中，在360度的电角度范围内排列六个槽和六个定子绕组W1至W6；这造成六个定子绕组W1至W6在相位上以60度的电角度间隔排列。当包括三相绕组电流的电枢电流ia供应到三相绕组时，假设生成磁通链数目ψa，计算d-轴和q-轴磁通链数目。
具体而言，根据如下等式来计算d-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)：
[等式46]
ψd3(id1、iq1)＝{(φW5-φW2)+(φW6-φW3)}×Ns×tc/t0×Pn
其中ΦW5、ΦW2、ΦW6和ΦW3分别代表与定子绕组W5、W2、W6和W3交链的磁通链分量。
关于q-轴磁通链数目ψq3(id1，iq1)，由于没有绕组位于图25中所示q-轴上，难以使用上文阐述的基于图5中所示电机M1的计算方法来计算q-轴磁通链数目ψq3(id1，iq1)。
然后，电机M10B的转子304X的旋转位置从图25中所示旋转位置移位30度的电角度，使得三相电流在相位上从图25中所示旋转位置移位30度，使得三相电流在相位上旋转30度的电角度(见图26)；这造成d-轴电流与q-轴电流相同。因此，有可能计算在图26中所示转子304X的这一布置中的d-轴和q-轴磁通链分量以及d-轴和q-轴磁通链数目。在图26中所示转子304X的布置中，d-轴和q-轴电流表示为id1Y和iq1Y，在如下等式中计算q-轴磁通链数目ψq3(id1Y，iq1Y)：
[等式47]
ψq3(id1Y、iq1Y)＝{(φW1-φW4)+(φW2-φW6)}×Ns×tc/t0×Pn
其中ΦW4代表与定子绕组W4交链的磁通链分量。
上文已经根据等式[27]至[43]描述了如何计算d-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)、d-轴和q-轴电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)以及数据表T1。
具体而言，在图26中所示转子304X的布置中，使用代表了当转子304X旋转时d-轴电感Ld为最大电感Lmax的一半这一关系和代表了当转子304X旋转时q-轴电感Lq为最小电感Lmin的一半这一关系，根据如下等式来计算d-轴和q-轴电感Ld和Lq：
[等式48]
Ld＝Lmax/2
[等式49]
Lq＝Lmin/2
在转子的各旋转位置处U-相、V-相和W-相绕组的测量电感Lu、Lv和Lw具有与d-轴和q-轴电感Ld和Lq的预定关系。该预定关系因此允许基于U-相、V-相和W-相绕组的测量电感Lu、Lv和Lw来获得d-轴和q-轴的测量电感Ld和Lq。类似地，在转子的各旋转位置处U-相、V-相和W-相绕组的测量磁通链数目ψu、ψv和ψw具有与d-轴和q-轴磁通链ψd和ψq的预定关系。该预定关系因此允许基于U-相、V-相和W-相绕组的测量磁通链数目ψu、ψv和ψw来获得d-轴和q-轴磁通链ψd和ψq。
为了减少在电机的输出转矩中包含的脉动，转子可以设计为具有基于相应极对而单独确定的不同形状。在这一情况下，针对相应36个槽重复地执行等式[34]的计算以便积分与相应极对相对应的磁通链数目；这可以从等式[34]和[35]中消去Pn项。
除了图5和图23中所示电机结构之外，本发明还可以应用于各种类型的电机。图36中所示表面永久磁体转子和三相集中定子的组合较图23中所示多磁通屏障转子而言可以更多地减少在电机的输出转矩中包含的脉动。
各种转子结构中任何转子结构和各种定子结构中任何定子结构的相应组合根据转矩脉动的数量、场弱化的不同恒定输出特征、不同的制造成本和/或它们的不同尺寸而具有不同特征。因此，它们有选择地用于许多用途。
例如，本发明可以应用于图36和52至56中所示各种类型的转子。根据电机相位数目的差异和/或极数目的差异，可以根据需要等效地变形为了控制将要向三相绕组供应的电压和相应电机的输出而需要的上文阐述的等式。
图40是示意地图示了根据本发明第一实施例的电机150的另一结构的例子的部分轴向截面图。
电机150被设计为八极和三相电机。
具体而言，电机150具有定子14的基本上环形成形的定子芯14a、其中安装定子芯14a的电机壳13和安装于定子芯14中的四个定子绕组15至18。电机150也具有转子12。转子12包括在其间有间隙地可旋转设置于定子芯14a内的基本上环形成形的转子芯12a以及固定到转子芯12a的内周并且利用轴承对3由电机壳13可旋转支撑的定子轴12b。
转子12也包括装配于转子芯12a的外周上的多个永久磁体12c。定子绕组15至18各在定子芯14a的周边方向上具有基本上环路形状。
图41是图40中所示电机的转子12在其周边方向上的展开图。如图41中所示，永久磁体具有相同形状和尺寸并且在转子芯12a的外周上排列为使得它们的N-极和S-极在其周边方向上彼此交替。在图41中，水平轴在角度上代表转子12的机械旋转角。例如，转子12在360度机械角的旋转位置对应于1440度的电角度。
定子14具有四个U-相定子极19、四个V-相定子极20和四个W-相定子极21。定子极19、20和21具有朝向定子12的凸结构。
图43是图40中所示电机150的定子14在其周边方向上的内周的展开图。U-相定子极19以有规律的间隔(节距)在定子14的内周的一个外沿上排列。类似地，W-相定子极21以有规律的间隔(节距)在定子14的内周的另一外沿上排列。V-相定子极20以有规律的间隔(节距)在定子14的内周的中间部分上如此排列；定子14的内周的这一中间部分夹在上述一个外沿与另一外沿之间。四个U-相极19将统称为“U-相定子极组”，四个V-相极20将统称为“V-相定子极组”，而四个W-相极21将统称为“W-相定子极组”。
此外，在定子14的内周的一个外沿和另一外沿上分别排列的U-相定子极组和W-相定子极组将称为“沿定子极组”。此外，在定子14的内周的中间部分上排列的V-相定子极组将称为“中间定子极组”。
换而言之，沿着与定子14的轴向方向平行的方向移位U-相、V-相和W-相定子极组。
除了U-相、V-相和W-相定子极组的辅助移位布置之外，U-相定子极19、V-相定子极20和W-相定子极21的周边位置相对于彼此移位。
具体而言，U-相、V-相和W-相定子极组在周边移位以具有相对于彼此的30度的机械角度和120度的电角度的差异。虚线代表与定子14的定子极相向的转子12外周上装配的永久磁体12。转子12的在周边相邻的北极的节距确定为360度的电角度，而类似地，转子12的在周边相邻的南极的节距为360度的电角度。定子14的在周边相邻的同相极的节距也确定为360度的电角度。
图45是在定子14的周边方向上各U-相绕组15、V-相绕组16和17以及W-相绕组的展开图。
U-相绕组15位于U-相定子极19与V-相定子极20之间以便在定子14的周边方向上形成回路。当从转子侧观察顺时针流动的电流假设为正电流而逆时针为负电流时，流过U-相的电流Iu为负电流(-Iu)。
类似地，V-相绕组16位于U-相定子极19与V-相定子极20之间以便在定子14的周边方向上形成回路。正电流+Iv流过V-相绕组16。V-相绕组17位于V-相定子极20与W-相定子极21之间以便形成在定子14的周边方向上形成回路。负电流-Iv流过V-相绕组17。W-相绕组18位于V-相定子极20与W-相定子极21之间以便在定子14的周边方向上形成回路。正电流+Iw流过W-相绕组18。
V-相绕组17位于V-相定子极20和W-相定子极21之间以在定子14的圆周方向上形成环路。即，环形的V-相绕组17构成V-相线圈。负电流-Iv流过V-相绕组17。
W-相绕组18位于V-相定子极20和W-相定子极21之间以在定子14的圆周方向上形成环路。即，环形的W-相绕组18构成W-相线圈。正电流+Iw流过W-相绕组18。
这三种电流Iu、Iv和Iw是三相交流电流，它们具有120度电角度的相位差。
接着，下文中详细说明定子14的每一相的定子极的形状和定子14的每一相的定子绕组的形状。
图42A是沿图40中的AA-AA线截取的电机150的截面图，图42B是沿图40中的AB-AB线截取的电机150的截面图，以及图42C是沿图40中的AC-AC线截取的电机150的截面图。
如图42A至42C所示，U-相、V-相和W-相定子极19、20和21被设计为突出到转子12。如图42A所示，U-相定子极19被排列为相对于彼此具有30度机械角度和120度电角度的相位差。类似地，如图42B和42C所示，V-相定子极20被排列为相对于彼此具有30度机械角度和120度电角度的相位差，W-相定子极21被排列为相对于彼此具有30度机械角度和120度电角度的相位差。
图44A和44B示意性地示出具有环形形状的U-相绕组15。可以改变U-相绕组15的环形结构以便减小来自定子磁路的漏磁通和其中的磁饱和。例如，可以以弯曲形状缠绕U-相绕组15。V-相和W-相绕组16、17和18中的每一个具有与U-相绕组15相同的环形形状。
U-相绕组15具有绕组开始端U和绕组结束端N。类似地，V-相绕组16和17中的每一个具有绕组开始端V和绕组结束端N，W-相绕组18具有绕组开始端W和绕组结束端N。
当U-相、V-相和W-相绕组以星形结构彼此连接时，U-相绕组15、V-相绕组16和17以及W-相绕组18的绕组结束端U、V和W彼此连接。如下控制分别流过U-相绕组15、V-相绕组16和17以及W-相绕组18的的U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw：
确定U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw中的每一个的相位，以允许在永磁体12与U-相、V-相和W-相定子极19、20和21中的每一个之间建立转矩；以及
U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw的和为零。
接着，下文中说明U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw中的每一个与从U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw中的每一个施加给U-相、V-相和W-相定子极19、20和21中相应的一个的磁动势之间的关系。
图47的展开图示意性地示出：
安装在定子14的内周上的U-相、V-相和W-相定子极19、20和21；
等同于U-相绕组15的U-相绕组模型15M；
等同于V-相绕组16和17中的每一个的V-相绕组模型16M；以及
等同于W-相绕组18的W-相绕组模型18M。
U-相绕组模型15M沿相同的方向串联缠绕在U-相定子极19中的每一个上。这允许沿相同的方向对U-相定子极19中的每一个施加由流过U-相绕组模型15M的U-相电流Iu所产生的磁动势。例如，缠绕在从左侧开始的第二个U-相定子极19(19a)上的U-相绕组模型15M包括布线部分(3)、(4)、(5)和(6)。具体地，布线部分(3)、(4)、(5)和(6)以预定匝数按该顺序缠绕在U-相定子极19a上。注意，U-相绕组模型15M的布线部分(2)和(7)用作沿圆周相邻的U-相定子极19之间的引线。
如图47所示，流过布线部分(1)的U-相电流Iu和流过布线部分(3)的U-相电流Iu具有相同的幅值和彼此不同的方向。这使得由流过布线部分(1)的U-相电流Iu产生的磁动势(安培匝数)和流过布线部分(3)的U-相电流Iu产生的磁动势(安培匝数)互相抵消。因此，布线部分(1)和(3)中的每一个是与没有电流流过布线部分(1)和(3)中相应的一个的状态等同的状态。
类似地，由流过布线部分(5)的U-相电流Iu产生的磁动势(安培匝数)和流过布线部分(8)的U-相电流Iu产生的磁动势(安培匝数)互相抵消。因此，布线部分(5)和(8)中的每一个是与没有电流流过布线部分(5)和(8)中相应的一个的状态等同的状态。
具体地，流过布置在沿圆周相邻的U-相定子极19之间的U-相绕组模型15M的一个布线部分的U-相电流Iu和流过布置在其间的U-相绕组模型15M的另一个布线部分的U-相电流Iu抵消。这可以去除流过排列在沿圆周相邻的U-相定子极19之间的布线部分中的每一个的电流的必要性；还可以去除每一个布线部分本身。
其结果是，在U-相绕组模型15M中，可以假设U-相电流Iu流过环路中的布线部分(10)和(6)(参见图47中的虚线)，同时U-相电流-Iu流过环路中的布线部分(4)和(9)。
U-相电流Iu在定子芯14a的外部流过环路中的布线部分(10)和(6)。因为定子芯14a被空气包围，使得其外部具有大的磁电阻；这导致流过环路中的布线部分(10)和(6)的U-相电流Iu对电机150的电磁影响很小。这可以去除U-相绕组模型15M的布线部分(10)和(6)。因此，图47所示的U-相绕组模型15M具有与图40所示的环形U-相绕组15相同的电磁效应。
类似地，V-相绕组模型16M沿相同的方向串联缠绕在V-相定子极20中的每一个上。这允许沿相同的方向对V-相定子极20中的每一个施加由流过V-相绕组模型16M的V-相电流Iv所产生的磁动势。
如图47所示，流过布线部分(11)的V-相电流Iv和流过布线部分(13)的V-相电流Iv具有相同的幅值和彼此不同的方向。这使得由流过布线部分(11)的V-相电流Iv产生的磁动势(安培匝数)和流过布线部分(13)的V-相电流Iv产生的磁动势(安培匝数)互相抵消。因此，布线部分(11)和(13)中的每一个是与没有电流流过布线部分(11)和(13)中相应的一个的状态等同的状态。
类似地，由流过布线部分(15)的V-相电流Iv产生的磁动势(安培匝数)和流过布线部分(18)的V-相电流Iv产生的磁动势(安培匝数)互相抵消。因此，布线部分(15)和(18)中的每一个是与没有电流流过布线部分(15)和(18)中相应的一个的状态等同的状态。
其结果是，在V-相绕组模型16M中，可以假设V-相电流Iv流过环路中的布线部分(20)和(16)(参见图47中的虚线)，同时V-相电流-Iv流过环路中的布线部分(14)和(19)。
因此，图47所示的V-相绕组模型16M具有与图40所示的各个环形V-相绕组16和17相同的电磁效应。
另外，W-相绕组模型18M沿相同的方向串联缠绕在W-相定子极21中的每一个上。这允许沿相同的方向对W-相定子极21中的每一个施加由流过W-相绕组模型18M的W-相电流Iw所产生的磁动势。
如图47所示，流过布线部分(21)的W-相电流Iw和流过布线部分(23)的W-相电流Iw具有相同的幅值和彼此不同的方向。这使得由流过布线部分(21)的W-相电流Iw产生的磁动势(安培匝数)和流过布线部分(23)的W-相电流Iw产生的磁动势(安培匝数)互相抵消。因此，布线部分(21)和(23)中的每一个是与没有电流流过布线部分(21)和(23)中相应的一个的状态等同的状态。
类似地，由流过布线部分(25)的W-相电流Iw产生的磁动势(安培匝数)和流过布线部分(28)的W-相电流Iw产生的磁动势(安培匝数)互相抵消。因此，布线部分(25)和(28)中的每一个是与没有电流流过布线部分(25)和(28)中相应的一个的状态等同的状态。
其结果是，在W-相绕组模型18M中，可以假设W-相电流Iw流过环路中的布线部分(30)和(26)(参见图47中的虚线)，同时W-相电流-Iw流过环路中的布线部分(24)和(29)。
W-相电流Iw在定子芯14a的外部流过环路中的布线部分(24)和(29)。因此，由于与U-相绕组模型15M相同的原因，流过环路中的布线部分(24)和(29)的W-相电流-Iw对电机150的电磁影响很小。这可以去除W-相绕组模型18M的布线部分(24)和(29)。因此，图47所示的W-相绕组模型18M具有与图40所示的环形W-相绕组18相同的电磁效应。
如上所述，在第一实施例中，作为使电磁力作用在U-相、V-相和W-相定子极19、20和21中的每一个上的绕组，可以使用环形绕组，并且可以去除位于定子14的轴线方向两端的环形绕组。这导致用于制造无刷电机150的铜量减少，从而提高无刷电机150的效率并且增大其输出转矩。
在同一相的定子极之间不需要设置绕组，这可以使无刷电机150被设计为具有多极结构。因此，电机150的进一步简化的绕组结构可以提高电机150的生产率，从而降低电机150的制造成本。
从磁的观点来看电机150，分别通过U-相、V-相和W-相定子极19、20和21的磁通量Φu、Φv和Φw一起流过定子14的后磁轭；这导致三相交流磁通量Φu、Φv和Φw的和为零(Φu+Φv+Φw＝0)。
图35和36所示的电机M10的结构等同于圆周排列了总共六个定子极(每相两个定子极)的结构，因此，电机M10的结构具有与无刷电机150相同的电磁效应和输出转矩产生功能。
下文中，说明无刷电机150的操作。
图48示意性地示出电机150的电流矢量、电压矢量和输出转矩矢量。在图48中，水平轴(X轴)对应于实轴，垂直轴(Y轴)对应于虚轴。矢量相对于X轴逆时针的角度表示矢量的相位角。
将U-相、V-相和W-相定子极19、20和21中相应的一个中、磁通量Φu、Φv和Φw中的每一个对旋转角θ的变化率称为“单位电压”。具体地，U-相单位电压Eu由“Eu＝dΦu/dθ”表示，V-相单位电压Ev由“Ev＝dΦv/dθ”表示，W-相单位电压Ew由“Ew＝dΦw/dθ”表示。
各U-相、V-相和W-相定子极19、20和21相对于转子11(永磁体12)的相对位置彼此移位120度电角度。相位偏移允许在U-相、V-相和W-相绕组15至18中相应的一个的一匝中感生的U-相、V-相和W-相单位电压Eu、Ev和Ew中的每一个成为图48所示的三相交流电压。
假设转子12被设计为以dθ/dt等于S1的恒定角速率旋转，将各U-相绕组15、V-相绕组16和17中的每一个以及W-相绕组18的匝数称为Wu、Wv和Ww，并且匝数Wu、Wv和Ww等于值Wc。假设漏磁通分量来自定子极19、20和21中的每一个，到达U-相绕组15的磁通链数目由“Wu×Φu”表示，到达V-相绕组16和17中的每一个的磁通链数目由“Wv×Φv”表示，并且到达W-相绕组18的磁通链数目用“Ww×Φw”表示。
因此，各U-相绕组15、V-相绕组16和17中的每一个以及W-相绕组18中的U-相、V-相和W-相感生电压Vu、Vv和Vw由以下矢量等式表示：
[等式50]
Vu＝Wu×(-dφu/dt)
＝-Wu×dφu/dθ×dθ/dt
＝-Wu×Eu×S1
[等式51]
Vv＝Wv×Ev×S1
[等式52]
Vw＝Ww×Ew×S1
U-相单位电压Eu是在图40和45所示的U-相绕组15的一匝中沿相反的方向所感生的电压，U-相感生电压Vu是在U-相绕组15中沿相反的方向感生的电压。
V-相单位电压Ev是跨越在V-相绕组16的一匝和V-相绕组17的一匝之间的串联电路的两端沿相反的方向产生的电压，V-相感生电压Vv是跨越在V-相绕组16和相反方向的V-相绕组17之间的串联电路的两端所产生的电压。
W-相单位电压Ew是在图40和45所示的W-相绕组18的一匝中感生的电压，W-相感生电压Vw是在W-相绕组18中感生的电压。
为了高效率地产生电机150的输出转矩，需要分别向U-相、V-相和W-相绕组供给U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw，使得U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw中的每一个与U-相、V-相和W-相电压Eu、Ev和Ew中的相应的一个同相。
在第一实施例中，如图48所示，U-相、V-相和W-相电流Iu、Iv和Iw中的每一个与U-相、V-相和W-相电压Eu、Ev和Ew中相应的一个同相。为了使图示简化，彼此同相的电压矢量和电流矢量在图48中用相同的矢量箭头表示。
无刷电机150的输出功率Pa和各U-相、V-相和W-相中的功率Pu、Pv和Pw用以下矢量等式表示：
[等式53]
Pu＝Vu×(-Iu)＝Wu×Eu×S1×Iu
[等式54]
Pv＝Vv×Iv＝Wv×Ev×S1×Iv
[等式55]
Pw＝Vw×Iw＝Ww×Ew×S1×Iw
[等式56]
Pa＝Pu+Pv+Pw＝Vu×Iu+Vv×Iv+Vw×Iw
无刷电机150的输出转矩Ta和各U-相、V-相和W-相中的转矩Tu、Tv和Tw用以下矢量等式表示：
[等式57]
Tu＝Pu/S1＝Wu×Eu×Iu
[等式58]
Tv＝Pv/S1＝Wv×Ev×Iv
[等式59]
Tw＝Pw/S1＝Ww×Ew×Iw
[等式60]
Ta＝Tu+Tv+Tw
＝Wu×Eu×Iu-+Wv×Ev×Iv+Ww×Ew×Iw
＝Wc×(Eu×Iu+Ev×Iv+Ew×Iw)
示意性地示出电机150的电流矢量、电压矢量和输出转矩矢量的矢量图与图35和36所示的电机M10的矢量图相同。
接着，下文中说明图40和45所示的电机150的绕组结构的变形例，以便进一步提高电机效率。
U-相绕组15和V-相绕组16是环形绕组，其彼此相邻地排列在U-相定子极19和V-相定子极20之间。这种配置允许这些绕组15和16彼此组合，以形成单个绕组。类似地，V-相绕组17和W-相绕组18是环形绕组，其彼此相邻地排列在V-相定子极20和W-相定子极21之间。这种配置允许这些绕组17和18彼此组合，以形成单个绕组。
图46示意性地示出电机150的绕组结构的变形例。
通过图45和46之间的比较可以清楚地理解，用一个M相绕组(线圈)38代替U-相绕组15和V-相绕组16，用一个N相绕组(线圈)39代替V-相绕组17和W-相绕组18。
等同于U-相电流(-Iu)和V-相电流(Iv)的和的M相电流Im被配置为流过M相绕组38；这允许由M相电流Im建立磁通量。由M相电流Im建立的磁通量等同于由U-相电流(-Iu)建立的磁通量与由V-相电流(Iv)建立的磁通量的和。因此，图46所示的单个M相绕组38具有与一对U-相绕组15和V-相绕组16相同的电磁效应。
类似地，等同于V-相电流(-Iv)和W-相电流(Iw)的和的N相电流In被配置为流过N相绕组39；这允许由N相电流In建立磁通量。由N相电流In建立的磁通量等同于由V-相电流(-Iv)建立的磁通量与由W-相电流(Iw)建立的磁通量的和。因此，图46所示的单个N相绕组39具有与一对V-相绕组17和W-相绕组18相同的电磁效应。
图48具体示出M相电流Im的矢量和N相电流In的矢量。具体地，图48所示的M相绕组38(M相矢量)的单位电压Em和N相绕组39(N相矢量)的单位电压En由以下等式表示：
Em＝-Eu＝-dФu/dθ
En＝Ew＝dФw/dθ
各M相绕组38和N相绕组39的M相和N相感生电压Vm和Vn、变形后的无刷电机150的输出功率Pb和输出转矩Tb以及各M相和N相的功率Pm和Pn与其转矩由以下等式表示：
[等式61]
Vm＝Wc×Em×S1
[等式62]
Vn＝Wc×En×S1
[等式63]
Pm＝Vm×Im＝Wc×(-Eu)×S1×(-Iu+Iv)
＝Wc×Eu×S1×(-Iu+Iv)
[等式64]
Pn＝Vn×In＝Wc×Ew×S1×(-Iv+Iw)
[等式65]
Pb＝Pm+Pn＝Vu×(-Iu+Iv)+Vw×(-Iv+Iw)
[等式66]
Tm＝Pm/S1＝Wc×(-Eu)×(-Iu+Iv)
[等式67]
Tn＝Pn/S1＝Wc×Ew×(-Iv+Iw)
[等式68]
Tb＝Tm+Tn＝Wc×((-Eu×Im)+Ew×In)
＝Wc×(-Eu×(-Iu+Iv)+Ew×(-Iv+Iw))
[等式69]
＝Wc×Eu×Iu+Wc×Iv×(-Eu-Ew)+Wc×Ew×Iw
＝Wc×(Eu×Iu+Ev×Iv+Ew×Iw)
[等式70]
Eu+Ev+Ew＝O
由等式[60]表示的电机150的输出转矩是以三相的形式表示的，而由等式[67]表示的变形后的电机150的输出转矩是以两相的形式表示的。将等式[68]展开成为等式[69]，因此，等式[68]和[69]在数学上是彼此等同的。尤其是，当三相电压Eu、Ev和Ew是三相平衡电压并且三相电流Iu、Iv和Iw是三相平衡电流时，等式[60]表示的输出转矩Ta恒定。恒定的输出转矩Ta允许由相位差是90度电角度的正弦波的平方函数的和给出由等式[68]表示的转矩Tb，该相位差对应于M相输出转矩Tm和N相输出转矩Tn之间的相位差；因此，该转矩Tb恒定。
等式[68]表示两相交流电机，等式[60]和[70]中的每一个表示三相交流电机，但是它们在数学上是彼此等同的。
在等式[68]中，考虑：
第一种情况：等同于U-相电流(-Iu)和V-相电流(Iv)的和的M相电流Im被配置为流过M相绕组38；以及
第二种情况：将U-相(和V-相)电流(-Iu)与V-相电流(Iv)供给U-相绕组15和V-相绕组16。
作为在第一种情况和第二种情况之间进行比较的结果，在第一种情况和第二种情况下得到基本相同的电磁效应，但是在第一种情况下产生的铜耗与在第二种情况下产生的铜耗不同。
具体地，如图48所示，电流矢量Im在实轴上的分量减小，变成电流矢量Im的大小和cos30°的积的值。与第二种情况下产生的铜耗相比，这允许在第一种情况下产生的铜耗减小。
如上所述，彼此相邻排列的环形绕组15和16(或者17和18)的组合允许铜耗减小并且绕组结构进一步简化，使得可以进一步提高电机150的生产率并且进一步降低其制造成本。
接着，下文中说明图40所示的电机150的定子极结构的变形例。定子极结构对电机150的输出转矩特性有很大的影响，并且与齿隙转矩脉动(cogging torque ripple)和由供给三相绕组的电枢电流感生的转矩脉动密切相关。
在第一变形例中，改变包含在U-相定子极组、V-相定子极组和W-相定子极组中的每一个定子极的结构，以保持三相单位电压的形状和幅值彼此基本相同，并且相对于彼此具有120度电角度的相位差。
图49示意性地示出电机150的定子极结构的第一变形例。
附图标记22表示U-相定子极，附图标记23表示V-相定子极，以及附图标记24表示W-相定子极。沿定子14的圆周方向交替排列U-相、V-相和W-相定子极22、23和24。在图49中，U-相、V-相和W-相定子极22、23和24中的每一个的内周表面具有基本相同的平行于转子轴11的轴线方向的矩形形状。
U-相定子极中的每一个、与其相邻的V-相定子极中的相应的一个以及与V-相定子极中相应的一个相邻的W-相定子极中的相应的一个相对于彼此具有30度机械角度和120度电角度的相位差。
为了减小转矩脉动，U-相、V-相和W-相定子极22、23和24中的每一个的内周表面形成有多个放射状的筒形凸起和凹入部分。在U-相、V-相和W-相定子极22、23和24中的每一个的内周表面上形成的筒形凸起和凹入部分使得能够平滑地改变相邻定子极的边界处的电磁效应。这可以减小包含在电机150的输出转矩中的转矩脉动。
作为另一种方法，与定子14的内周相对的永磁体12c的N极和S极中的每一个的表面上形成有多个放射状的筒形凸起和凹入部分。在永磁体12c的N极和S极中的每一个的表面上形成的筒形凸起和凹入部分沿转子12的圆周方向提供基本上为正弦的磁通量分布。这也可以减小包含在电机150的输出转矩中的转矩脉动。
定子极22、23和24可以沿圆周方向倾斜；这可以减小包含在电机150的输出转矩中的转矩脉动。
图50示意性地示出电机150的定子极结构的第二变形例。
在第二变形例中，改变分别包含在U-相定子极组、V-相定子极组和W-相定子极组中的每一个定子极28、29和30的结构，以保持分别等同于角速率dΦu/dθ、角速率dΦv/dθ和dΦw/dθ的三相单位电压Eu、Ev和Ew的形状和幅值彼此基本相同，并且相对于彼此具有120度电角度的相位差。
U-相、V-相和W-相定子极28、29和30的内周表面的大部分相对于其齿的中间部分具有短的长度。这允许从转子12感生的磁通量容易地通过U-相、V-相和W-相定子极28、29和30的内周表面和其齿的中间部分。因此，磁通量容易地通过定子芯14a继续到其后磁轭的相应的磁路。
因此，与图49所示的定子结构相比，可以减小三相绕组15至18中的每一个与U-相、V-相和W-相定子极28、29和30的内周表面之间的空间，从而减小无刷电机150的外部形状。
图51示意性地示出电机150的定子极结构的第三变形例。
在第三变形例中，分别包含在U-相定子极组、V-相定子极组和W-相定子极组中的每一个定子极34、35和36被配置为其面对转子12的外周的内周表面具有定子极19、20和21中的每一个的内周表面的形状和定子极28、29和30中的每一个的内周表面的形状之间的中间形状。
具体地，将定子极28、29和30面对转子12的外周的内周表面的区域分布式地布置为具有基本正弦波形。这可以减小齿隙转矩脉动和包含在电机150的输出转矩中的转矩脉动。定子极28、29和30中的每一个的放射状最内端和定子芯14a的后磁轭之间的磁路具有基本直的几何形状；这可以防止在其间的磁路中出现磁饱和，从而增大电机150的输出转矩。
定子极28、29和30面对转子12的外周的内周表面的区域的正弦波形布置需要在U-相定子极34和V-相定子极35之间正弦形地布置环形的M相绕组38(参见图51)。类似地，定子极28、29和30的内周表面的区域的正弦波形布置需要在V-相定子极35和W-相定子极36之间正弦形地布置环形的N相绕组39(参见图51)。
在图49和50所示的电机结构中，可以使用两相或者三相波状环形绕组。
可以根据各种目的，包括增大输出转矩、减小转矩脉动、减小相邻定子极之间的漏磁通、减小齿磁通以及制造简单化，来改变每一个定子极的齿的结构和每一个定子极面对转子12的外周的内周表面的形状。另外，可以改变图40至51所示的电机的结构，例如改变为具有多于三相绕组的多相绕组。
接着，下文中说明获得数据表T1的方法，该数据表T1表示d轴和q轴磁通链数目与相应的要供给图40所示的电机150的环形三相绕组15、16、17和18的电枢电流的每一个工作点之间的关系。
图40至51所示的电机150和其变形例中的每一个的结构在电磁上等同于图35和36所示的每一相线圈以短节距、集中且非重叠的绕组来缠绕的电机M10的结构。由于该原因，下文中可以基于图23和24所示的电机模型M10A根据等式[44]和[45]来分析并获得d轴和q轴磁通链数目。
下面将描述如何具体地获得数据表T1，该数据表代表了在d-轴和q-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)和ψq3(id1，iq1)与电枢电流对应的每个工作点(id1，iq1)之间的关系，其中电枢电流被施加到如图40所示的电机150的环形的三相绕组15、16、17和18上。
在具有以环形(looped)集中的绕组的三相电机M10A中，转子304的q-轴指向U-相定子极301。
在电枢电流的工作点(id1，iq1)，对于一组V-相绕组，即以预定方向以环形缠绕形成的V-相绕组和与其串联连接的、以相反方向以环形缠绕形成的V-相绕组以及一组V-相绕组，即缠绕形成的W-相绕组
Figure S2007101946877D00571
和
Figure S2007101946877D00572
的磁通链数目被确定为d-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)，以便根据上述等式[44]计算该磁通链数目。
由图23所示的电机模型M10A来表示图40所示的电机150，可以提供在定子芯靠近U-相绕组的部分和定子芯靠近W-相绕组
Figure S2007101946877D00573
的部分之间没有设置定子芯后轭的电机模型M10A；该后轭在图23中由虚线表示。这使得到U-相绕组的磁通链ψ13可变成零，以及到W-相绕组的磁通链ψ18可变成零。由此，在由图23所示的电机模型M10A表示的图40所示的电机150时，省去了U-相绕组和W-相绕组
Figure S2007101946877D00575
此外，在由图23所示的电机模型M10A表示的图40所示的电机150时，图40中所示的U-相定子极19、V-相定子极20和W-相定子极21分别对应于图23所示的U-相定子极301、V-相定子极302和W相定子极303。另外，U-相绕组、V-相绕组、V-相绕组以及W-相绕细
Figure S2007101946877D00581
分别对应于环形U-相绕组15、环形V-相绕组16、环形V-相绕组17以及环形W-相绕组18。
基于图40所示的电机150和图23所示的电机模型M10A之间的关系，当转子304的q-轴指向U-相定子极301，且在固定坐标系中对应于其工作点(id1，iq1)的三相电枢电流被施加到三相绕组15至18上时，进行基于无限元方法的分析，以便根据以下等式来计算d-轴磁通链数目ψd3(id1，iq1)：
[等式71]
ψd3(id1、iq1)＝{(φ1EL-O)+(φ17L-φ16L}×Ns×tc/t0×pn
其中，Ф16L，Ф17L和Ф18L分别代表与图40所示的电机150的绕组16、绕组17和绕组18交链的磁通链分量。
接下来，当电机304的d-轴指向U-相定子极301，且在固定坐标系中的对应于其工作点(id1，iq1)的三相电枢电流被施加到三相绕组15至18上时，进行基于无限元方法的分析，以便根据以下等式来计算q-轴磁通链数目ψq3(id1，iq1)：
[等式72]
ψd3(id1z、iq1s)＝{(O-φ19L)+(φ18L-φ17L}×Ns×tc/t0×Pn
其中(id1z，iq1z)是在固定坐标系中对应于工作点(id1，iq1)的三相电枢电流；该三相电枢电流(id1z，iq1z)由于转子304在90度的电角度处的旋转位置差而改变。
根据上述等式[27]到[43]，已经阐明了如何计算d-轴和q-轴电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)，以及除了d-轴和q-轴磁通链数目ψx(id1，iq1)和ψq3(id1，iq1)以外的数据表T1。
基于电机模型M10A，利用非线性无限元方法重复地进行分析，以及根据等式[27]到[43]重复地进行计算，使得能够获得d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq以及电枢电流的相应的每个工作点(id，iq)。
U-相线圈15、V-相线圈16和17，以及W-相线圈18可以被替换为图46所示的M-相线圈和N-相线圈38和39。M-相线圈和N-相线圈38和30使得由M-相线圈和N-相线圈38和39导致的铜损与由U-相、V-相以及W-相绕组结构导致的铜损相比来说被减小了。此外，M-相线圈和N-相线圈38和30使得具有线圈38和39的电机150保持较高的生产力。
如上所述，M-相电流Im等于U-相电流(-Iu)与V-相电流(Iv)之和，如下所示：
[等式73]
Im＝-Iu+Iv
[等式74]
In＝Iv+Iw
d-q坐标系上的d-轴和q-轴电流(id1，iq1)可以被变换成固定坐标系上的三相电流Iu、Iv和Iv，瞬时电流Im和In可以根据等式[73]和[74]来计算。瞬时电流Im和In可以被用作基于非线性无限元方法进行分析所需的电流值。
d-q坐标系上的d-轴和q-轴电流与固定坐标系上的三相电流之间的变换关系使得能够获得三相电流；这些三相电流可以被用作基于无限元方法进行分析所需的电流值。
特别地，图45所示的三相绕组以及图46所示的二相绕组具有基本相同的电磁效应。为此，可以将图46所示的具有二相绕组的电机模型转换为如图45所示的具有三相绕组的电机模型，于是可在不使用等式[73]和[74]的情况下进行基于无限元方法的分析。
至此已经考虑了如何基于不同种类的电机获得如图9所示的数据表T2以及如图10所示的数据表T1。
下面将说明基于特定配置的电机来计算d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)、d-轴和q-轴磁通链数目ψd3(id，iq)和ψq3(id，iq)等的实例。换句话说，将基于图1所示的多磁通屏障同步电机来检测利用上述步骤(a)到(g)描述的电感计算方法所获得的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)的有效性。
检测电枢电流每个工作点(id，iq)的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)的有效性的方法如下：
将利用非线性无限元方法获得的转矩Tfem与通过把电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)赋值给上述等式[2]所计算出的转矩T进行比较；以及
根据比较结果来估计d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)的有效性。
注意到在第一实施例中，假设利用非线性无限元方法获得的转矩Tfem被合适地确定。已知采用可靠的非线性无限元方法获得的转矩Tfem的准确性只有在适当地确定与以分析为目的的、基于可靠的非线性无限元方法的模型相关联的形态准确性、材料特性以及条件设置时才具有高可靠性。
图11示例性地示出了图1所示的电机110的转矩-电流特征曲线。在图11中，水平轴代表电枢电流ia[安培]的量值，垂直轴代表转矩[Nm]。
电枢电流ia的相角度θc被设置为66度电角度。
在图11中，参考特征Tfem代表采用上述非线性无限元方法获得的转矩。
参考特征TA表示通过将根据第一实施例的由电感计算步骤(a)到(f)计算得出的电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)赋值给等式[2]而获得的转矩。
参考特征TB表示通过将电感Ld(id1，O)和Lq(O，iq1)赋值给等式[2]而获得的转矩。电感Ld(id1，O)是基于d-轴电流id1和d-轴磁通链数目而获得的，而与q-轴电流和q-轴磁通链数目无关；而电感Lq(O，iq1)是基于q-轴电流iq1和q-轴磁通链数目而获得的，而与d-轴电流和d-轴磁通链数目无关。
参考特征TC表示：当假设d-轴电感Ld和q-轴电感Lq中的每一个都是整个电枢电流范围内的比例常数时，通过将d-轴电感Ld和q-轴电感Lq赋值给等式[2]而获得的转矩；这些d-轴电感Lq和q-轴电感Lq中的每个电感对应于连续的额定电流。
与转矩TA、TB和TC中之一对应的每个电感的准确性是通过将转矩TA、TB和TC中的每一个与转矩Tfem进行比较来估计的。
转矩TA与转矩Tfem高度匹配，使得在180安培的电枢电流ia时的转矩TA与转矩Tfem之间的误差是个很低的值，为3.3％(见图11)。
在不考虑d-轴和q-轴之间的相互干扰的情况下的转矩TB具有相当大的误差容限，其中转矩TB和转矩Tfem之间的误差值为13.9％(见图11)。
(见图11)，在d-轴电感Ld和q-轴电感Lq的每一个被假设为比例常数的情况下的转矩TC，在量值较高的电枢电流的范围内具有转矩TB和转矩Tfem之间的较大误差。
接下来，检查图1中所示电机110的转矩TA的准确性，该转矩TA是通过将电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)赋值给等式[2]而获得的，其中电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)是在d-轴最小电流范围内通过上述电感计算步骤(a)到(f)计算得出的。
图12示例性地示出了图1所示的电机110的转矩-相位特性曲线。图12的水平轴代表电枢电流ia的相角度θc[度]，而垂直轴代表转矩T(TA)[Nm]。转矩-相位特性曲线随着以10A[安培]、20A、30A和40A为顺序的q-轴电流iq的变化而变化。
图12清楚地显示出，通过将由上述电感计算步骤(a)到(f)计算得出的电感Ld(id1，10[A])和Lq(id1，10[A])赋值给等式[2]而获得的转矩T25L与对应于等于10A的q-轴电流iq的转矩Tfem之高度匹配。类似地，通过将由上述电感计算步骤(a)到(f)计算得出的电感Ld(id1，20[A])和Lq(id1，20[A]赋值给等式[2]而获得的转矩T50L与对应于等于20A的q-轴电流iq的转矩Tfem高度匹配。
通过将由上述电感计算步骤(a)到(f)计算得出的电感Ld(id1，30[A])和Lq(id1，30[A])赋值给等式[2]而获得的转矩T75L与对应于等于30A的q-轴电流iq的转矩Tfem高度匹配。通过将由上述电感计算步骤(a)到(f)计算得出的电感Lq(id1，40[A])和Lq(id1，40[A])分别赋值给等式[2]而获得的转矩T100L与对应于等于40A的q-轴电流iq的转矩Tfem高度匹配。
具体地，可以适当地计算每个工作点(id，iq)处的电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)。
接下来，检测图13中所示电机110A的转矩TA的准确性，该转矩TA通过将由上述电感计算步骤(a)到(f)计算得出的电感Ld(id1，iq1)和Lq(id1，iq1)赋值给等式[2]而获得。
使用安装有永久磁体的电机的电压等式通常分为由于电枢电流引起的电压分量和由于永久磁体引起的电压分量。但是，如等式9所表示的，由于转矩由电枢电流矢量ia和磁通链数目矢量ψa的外积来表示，因此由永久磁体引入的磁通量和其它磁通量可以在不分离的情况下被处理。在这种情况下，假设所有d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)中的每个与电枢电流的所有工作点(d-轴和q-轴分量id和iq和)中的相对应的一个工作点之间的比率被假设为d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)，转矩TA根据等式[2]来计算。
图14示意性地示出了如图13所示的电机110A的转矩-电流特征曲线。在图14中，水平轴代表电枢电流ia[安培]的量值，垂直轴代表转矩[Nm]。
在图14中，参考特征TA表示通过将根据第一实施例的由电感计算步骤(a)到(f)计算得出的每个工作点的电感Ld(i1，iq)和Lq(id，iq)赋值给等式[2]而获得的转矩。
图14清楚地示出，转矩TA与转矩Tfem高度匹配，因此它们之间的误差在180安培的电枢电流ia处为很低的值2.9％。结果，已经检查出的是，电感计算步骤(a)到(f)以及基于电感计算步骤(a)到(f)的磁通链数目计算步骤是有效的。
下面将描述对转子坐标轴的定义以及该转子坐标轴的旋转移动。
在第一实施例中，使用作为转子坐标系之一的d-轴和q-轴坐标系。d-轴和q-轴坐标系的一种定义是，转子磁极的方向被确定为d-轴，相对于d-轴成90度(π/2弧度)电角度的方向被确定为q-轴。但是，在内部永久磁体无电刷电机中，磁极方向是不确定的，因为磁极方向随着电枢电流的量值及其相位的变化而是可变的。
作为对通过使用在步骤(a)到(g)中描述的电感计算方法而获得的d-轴和q-轴电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)的有效性进行检测的方法，图5中所示的d-q轴可以通过将d-q轴朝向负的q-轴方向旋转30度的电角度而被变换成图15中所示的dA-qA轴。
在如图1所示的电机110中，dA-轴和qA-轴电流分量以及dA-轴和qA-轴磁通量分量基于电感计算步骤(a)到(f)来计算，转矩TACW通过将根据第一实施例的电感计算步骤(a)到(f)计算得出的每个工作点的电感LdA(idA，iqA)和LqA(idA，iqA)赋值给等式[2]来获得。
图16示意性地示出了如图15所示的电机的转矩-电流特征曲线。在图16中，水平轴代表电枢电流ia[安培]的量值，垂直轴代表转矩[Nm]。
图16清楚地示出，转矩TACW与转矩Tfem高度匹配，因此它们之间的误差在180安培的电枢电流ia处为很低的值2.7％。
此外，对通过将在图15所示的d-轴和q-轴上的电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)赋值给等式[2]而获得的图16中所示的电机110A的转矩TA进行检查；这些电感Ld(id，iq)和Lq(id，iq)是通过电感计算步骤(a)到(f)来计算的。图16清楚地示出，转矩TACW基本上与转矩TA重合。这清楚地显示出，计算适当的磁通链数目和/或电感可防止出现大的误差，即便在d-q轴旋转时也是如此。
图17示意地说明了图15中所示的dA-qA轴上的电机的电感电流特征曲线。在图17中，水平轴代表电枢电流ia的量值[安培]，而垂直轴代表转矩[Nm]。
在图17中，标号LdA表示通过电感计算步骤(a)到(f)计算的dA轴电感LdA(idA，iqA)，而标号LqA表示通过电感计算步骤(a)到(f)计算的qA轴电感LqA(idA，iqA)，另外，标号LqA/LdA是qA轴电感LqA与dA轴电感LdA的比率。dA轴和qA轴电感LdA(idA，iqA)和LqA(idA，iqA)用作为dA轴和qA轴磁通链数目ψdA(idA，iqA)和ψqA(idA，iqA)与电枢电流(idA，iqA)的比率。
如图17中所示的，qA轴电流iqA允许dA轴磁通链数目ψdA(idA，iqA)几乎以与qA轴电流iqA相反的方向产生；这使得qA轴电感LdA变为负值。然而，dA轴电感LdA正好是对电枢电流矢量ia和磁通链数目矢量ψd进行外积期间获得的时间值，所以，作为等式2的结果而获得的转矩TACW被适当地确定(见图16)。
特别地，在第一实施例中，电感计算步骤(a)到(f)独立于旋转坐标系中d-q轴的定义而被执行。
在第一实施例中，d-轴和q-轴被定义为相互正交的，但是，它们可以被定义成以任意角度相互交叉，例如80度或60度的电角度。特别地，旋转坐标系中至少两个坐标轴可以被定义成使得它们分解提供到电机的电压矢量v、提供到电机的电枢电流矢量i、以及提供到电机的每个相绕组的磁通链数目矢量ψ中的每一个。在这种情况中，可以至少部分地结合任何一个变量电压v、电枢电流i、或磁通链数目ψ中的至少一个矢量，从而提供与至少一个变量相关联的相关表达。
第一实施例中描述的电机模型的每一个中定义的轴的数目可以被设置成二、三、四、五等等。由轴的数目组成的坐标系可以在转子上建立，或者在定子上建立。换句话说，可以选择定义在转子中的转子坐标系和定义在定子中的定子坐标系。另外，不同于第一转子坐标系和第二定子坐标系的虚拟第三坐标系可以被用于确定控制相应电机的输出所需要的变量中的每一个。
接下来，要在本发明第一实施例中使用的电磁电机模型将在此后描述。
如图5到图17中所示的和上面所描述的，转矩TA是根据d-轴和q-轴电感或d-轴和q-轴磁通链数目根据等式[2]或[10]来计算的。这些d-轴和q-轴电感或d-轴和q-轴磁通链数目是通过电感计算步骤(a)到(f)使用控制电机输出所需要的各项数据来计算的。所计算的转矩TA的有效性已经被检查；所检查的结果显示出所计算的转矩TA被正确地确定。
如上所述，电磁电机模型中的一个，其电压等式等被表示为磁通链的数目ψ；磁通链数目ψ是电感L和电枢电流i的函数。如图18中所示的，在点线所圈的电机模型M中，磁通链数目ψ是由电感L和电枢电流i的外积来表示的。当电感L关于电枢电流i中的变化和/或取决于永久磁体而具有非线性特征曲线时，使用磁通链数目ψ和电枢电流i的函数来表达电磁电机模型是更有用的。
因为磁通链数目ψ的特征在电枢电流的每个工作点上都变化，所以，更适合使用数据表T1来建立电机的电磁模型，所述数据表T1代表如上所述的d轴和q轴磁通链数目ψd和ψq与电枢电流的相应的每个工作点(id，iq)之间的关系。
在数据表T1中存储的各项数据可基于通过非线性无限元方法的分析所提供的各项数据而容易且正确地产生。
基于磁通链数目ψ来建立目标电机的模型如下：
将d轴电感Ld和d轴电流id的积替换为根据等式[6]的ψd；以及
将q轴电感Lq和q轴电流iq的积替换为根据等式[7]的ψq；等式[6]和[7]也允许数据表T2被容易地转换成数据表T1。
在基于磁通链数目ψ的目标电机的模型中，电压等式[1]可以被容易地改变为等式[8]的表达。
在基于磁通链数目ψ的目标电机的模型中，当电机110具有相当大的容量例如1kW(千瓦)从而使得电机效率超过90％、定子每个绕组的电阻R具有相当低的量值时，这允许等式[8]被简化为等式[10]。转矩由等式[9]来表达，而基于磁通链数目ψ的电机模型中的矢量图在图19中示出。
在图19中，标号ia、id、iq、Va、Vo、ψa、ψd和ψq分别代表电枢电流矢量、d-轴电流矢量、q-轴电流矢量、绕组电压矢量(端电压矢量)、结果电压矢量、结果磁通链数目矢量、d-轴磁通链数目矢量、以及q-轴磁通链数目矢量。另外，在图19中，标号Ld、Lq和ω分别代表d-轴电感、q-轴电感以及目标电机的角速度ω。
如参照等式[2]、[25]到[28]、图10中所示的数据表T1、以及图19中所示的矢量图所清楚地描述的那样，目标电机的电枢电流i、绕组电压v、磁通链数目ψ以及角速度ω可以对目标电机进行电磁建模。
接下来，不执行场弱化控制的诸如无刷电机之类目标电机的输出转矩的方法的特定例子将在此后被描述。
首先，图9中所示的电感数据表T2和图10中所示的磁通链数目数据表T1已经分别被产生并被存储在存储单元131和132中。电感数据表T2和磁通链数目数据表T1中的任何一个可以被产生并被存储在存储单元131和132中相应的一个中。
接下来，通过图4中示的控制系统CS对的电机输出的控制基于数据表T1和T2而被执行。电机输出控制具有特定的任务：使用转矩需求T*来参考数据表T2，并基于参考结果来确定d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *。
如可由等式9定义的关系所清楚地理解的那样，存在很多能够产生转矩T值的d-轴电流id值和q-轴电流iq的值的组合。为此，最好从各电流范围确定d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *，以便允许电机效率被合适地维持，而不增加目标电机的铜损。
特别地，通过使用计算机基于非线性无限元方法的合适的节距(pitch)，在预定的电机运行范围之内来估算d-轴电流id和q-轴电流iq对与转矩T之间的关系。这种估算确定了图20中所示的d-轴电流-转矩特征曲线CU1和q-轴电流-转矩特征曲线CU2。
指定转矩需求T*的值T1 *允许：
d-轴电流-转矩特征曲线CU1来唯一地确定d-轴命令电流id *的值id1 *，以及
q-轴电流-转矩特征曲线CU2来唯一地确定q-轴命令电流iq *的值iq1 *。
图20中所示的d-轴电流-转矩特征曲线CU1和q-轴电流-转矩特征曲线CU2可以根据电机被使用的各种目的而改变。
例如，d-轴电流-转矩特征曲线CU1和q-轴电流-转矩特征曲线CU2可以被改变，以确定铜损被最大程度地减小的d-轴命令电流id *的值和q-轴命令电流iq *的值。d-轴电流-转矩特征曲线CU1和q-轴电流-转矩特征曲线CU2可以被改变，以确定在期望的角速度ω和期望的转矩T值上电机损耗被最大程度地减小的d-轴命令电流id *的值和q-轴命令电流iq *的值。
另外，d-轴电流-转矩特征曲线CU1和q-轴电流-转矩特征曲线CU2可以被改变，以确定当d-轴命令电流id *保持恒定时可变的q-轴命令电流iq *的值。d-轴电流-转矩特征曲线CU1和q-轴电流-转矩特征曲线CU2可以被改变，以确定电机响应性被更大程度地增加的d-轴命令电流id *的值和q-轴命令电流iq *的值。
在图20中，d-轴电流-转矩特征和q-轴电流-转矩特征由曲线CU1和曲线CU2来表示。实际上，d-轴电流-转矩特征和q-轴电流-转矩特征已经被存储在作为数据表(映射)M的命令电流确定器596中。特别地，命令电流确定器596被编程为：
使用转矩需求T*的输入值来参考数据表M；以及
基于参考结果，唯一地确定相应于转矩需求T*的输入值的d-轴命令电流id *的值、以及相应于转矩需求T*的输入值的q-轴命令电流iq *的值。
注意到数据表M具有有限的容量，所以，代表d-轴电流-转矩特征和q-轴电流-转矩特征的各项数据是离散的。假定转矩需求T*的输入值与d-轴电流-转矩特征和q-轴电流-转矩特征的每一个的数据项中的一个值及其相邻值之间的间隔相对应。在这种假定下，可以通过插值来估计与转矩需求T*的输入值相对应的d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *的每一个的值。
在这种假定下，命令电流确定器596可以被编程为：
产生d-轴电流-转矩特征和q-轴电流-转矩特征的每一个的近似函数；
使用转矩需求T*的输入值来参考该近似函数；以及
基于参考结果来确定与转矩需求T*的输入值相对应的d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *的每一个的值。
在控制系统CS中，在电枢电流的每一个工作点(id，iq)定义的代表d轴和q轴磁通链数目ψd和ψq的数据项可以已被安装在电机控制程序中，其中，在该电机控制程序的控制下，微处理器(控制系统CS)执行图4中所示的各功能块的任务。
在控制系统CS中，在电枢电流的每一个工作点(id，iq)定义的代表d轴和q轴磁通链数目ψd和ψq的数据项可以已被存储在例如代替数据表T1和T2中的数据库中。在这种修改形式中，命令电流确定器133可以在线接收来自数据库的数据项，并基于从数据库接收的数据项而产生数据表T1和T2中的至少一个、或者相应于转矩需求T*的输入值的各个d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *的要求值。
接下来，用于使用场弱化控制的诸如无刷电机之类的目标电机的输出转矩的方法的特定例子将在此后被描述。
场弱化控制被设计来控制电机中产生的磁通量，所以，即使是三相逆变器59G的DC电池N95的量值也可以将电机的旋转速度升到预定的高值。
另外，场弱化控制被设计来控制电机的绕组电压不超过电池电压，以及控制电枢电流不超过恒定值。这使得由绕组电压和电枢电流的积所代表的电机输出变为恒定；这可以实现恒定输出控制。恒定输出控制允许将电机的旋转速度增加到预定的高值而不增加电机的绕组电压。换句话说，可以控制电机的输出，以便将电机的旋转速度增加到预定的高值而不增加逆变器59G的每个晶体管的电流容量。从而，可以减少逆变器59G的尺寸和制造成本。
这种基于场弱化控制的电机输出控制将在此后被描述。
首先，图9中所示的电感数据表T2和图10中示的磁通链数目数据表T1已经分别被产生并被存储在存储单元131和132中。电感数据表T2和磁通链数目数据表T1中的任何一个可以被产生并被存储在存储单元131和132中的相应的一个中。这允许将目标电机的非线性电磁特征变换成数字数据。
接下来，通过图4中示的控制系统CS对电机输出进行的控制基于数据表T1和T2而被执行。电机输出控制具有以下特定任务：使用转矩需求T*来参考数据表T2，以及基于参考结果来确定d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *。
例如，图21中说明的各项数据被存储在存储单元132的数据表T3中。
在图21中，数据表T3的水平轴代表角速度ω的各值(ω1，ω2，...ωm，...，ωA)，而其垂直轴代表转矩需求T*的各值(T1，T2，...Tm，...，TB)。数据表T3中，在水平轴各值中的每一个和垂直轴的各值中相应的一个所对应的地址上存在电枢电流的工作点(id，iq)。电枢电流的工作点(id，iq)允许与角速度ω和转矩需求T*的值对相对应的磁通链数目ψ和电机电压v的幅度不超过由逆变器59G的电池电压所确定的允许电压。
电枢电流的工作点(id，iq)是根据图9中所示的电感数据表、或图10中所示的磁通链数目数据表以及等式[1]到[10]来计算的，使得电枢电流的工作点(id，iq)满足磁通链数目ψ和电机电压v的量值不超过由逆变器59G的电池电压所确定的允许电压的条件。
在电枢电流的每一个工作点(id，iq)处的d-轴和q-轴电感值对(Ld，Lq)可以通过插值基于图9中所示的值来计算。类似地，在电枢电流的每一个工作点(id，iq)处的d-轴和q-轴磁通链数目值对(ψd，ψq)可以通过插值基于图10中所示的值来计算。等式[1]或[8]允许计算d-轴和q-轴电压(vd，vq)。输出转矩T可以根据等式[2]或[9]来计算。作为与电枢电流的每一个工作点(id，iq)相对应的输出转矩T的值，可以被使用基于非线性无限元法而获得的转矩Tfem的值。
数据表T3允许控制系统CS执行场弱化控制，从而实现目标电机的恒定输出控制。
图22示意性地图示了转矩-速度特征曲线以及电压-速度特征曲线，这些特征曲线通过使例如图1中所示的目标电机经受基于数据表T3的场弱化控制来获得。在图22中，水平轴表示目标电机的旋转速度[RPM]，左垂直轴表示转矩[Nm]，而右垂直轴表示电压[伏特(峰-峰)]。
在图22中，标号Vpd表示d-轴电压，标号Vpq表示q-轴电压，标号Vpa表示预定阈值电压。
在电机速度在高于2000RPM的范围内、而电机电压呈现等于或低于虚线所示的280[伏特(峰-峰)]的阈值电压Vpa的值的情况下，当电枢电流的工作点(id，iq)被确定成使得磁通链数目ψ和电机电压v的量值不超过由逆变器59G的电池电压所确定的容许电压时，恒定输出特征曲线在图22中示出。
此时，标号TA表示基于图21所示的数据表T3所获得的转矩曲线，标号Tfem表示使用非线性无限元方法在电枢电流的工作点(id，iq)处所获得的转矩曲线。
如图22所示，当电机速度增加到超过例如5000[RPM]时，对于通常电机期望较小的q-轴电压Vpq高于d-轴电压Vpd。这可以确定电枢电流的工作点(id，iq)，以便使得磁通链数目ψ和电机电压v的量值不超过由逆变器59G的电池电压所确定的容许电压。
注意，例如，当转矩需求T*的值低于转矩TA时，电枢电流的对应工作点(id，iq)的q-轴电流的下降通常使得电机输出转矩减小到期望值，同时将电机电压维持于低于阈值电压Vpa的值。
注意，在磁通弱化控制下、在某个范围内执行目标电机的恒定输出控制的要求包括：
将角速度ω和转矩T调整到各自的期望值；以及
控制绕组电压和电枢电流中的每个，以便不超过逆变器59G中每个晶体管的电流容量。
因此，确定绕组电压v、电枢电流i以及电流相位有一定程度的灵活性。
具体地，如上所述，有可能确定绕组电压v、电枢电流i以及电流相位，以便：
确定使得铜损耗最大程度减小的d-轴命令电流id *的值以及q-轴命令电流iq *的值；
确定在期望的角速度ω和转矩T的期望值使得电机损耗最大程度减小的d-轴命令电流id *的值以及q-轴命令电流iq *的值；
在d-轴命令电流id *保持恒定时确定可变q-轴命令电流iq *的值；以及
确定使得电机响应性进一步提高的d-轴命令电流id *的值以及q-轴命令电流iq *的值。
在例如图1和2中图示的同步电机110中的矢量图示例在图19中示出。
在图19中，水平轴表示d-轴，垂直轴表示q-轴。标号ia、id、iq、Va、Vo、ψa、ψd以及ψq分别表示电枢电流矢量、d-轴电流矢量、q-轴电流矢量、绕组电压矢量、合成电压矢量、合成磁通链数目矢量、d-轴磁通链数目矢量以及q-轴磁通链数目矢量。另外，在图19中，标号Ld、Lq和ω分别表示d-轴电感、q-轴电感、以及目标电机的角速度ω。
d-轴和q-轴电压vd和vq由等式[1]或[8]表达，具体地由d-轴和q-轴电压分量来表达，其中d-轴和q-轴电压分量基于表示为“-ωψd”和“ωψq”的磁通链数目以及以“id×R”和“iq×R”表示的、由绕组电阻引起的d-轴和q-轴电压降分量。d-轴和q-轴电压分量之和以合成电压矢量Vo表示。合成电压矢量Vo与由绕组电阻Ra引起的电压降分量id×Ra之和以绕组电压(端子电压)Va表示。电枢电流ia中的相位以θc表示，电机110的功率因子β以下式表示：
[等式75]
β＝COS(90°-θc+θm)
如上所述，表示电机110行为的各个状态参数可由图19所示的矢量图来表达。
在图19中，d-轴和q-轴电感Ld和Lq分别由根据等式[6]和[7]的等式“ψd＝Ld×id”和“ψq＝Lq×iq”来表示。这样，图19所示的矢量图可由d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq来表示，而无需使用d-轴和q-轴电感Ld和Lq。
当电机与多个永久磁体结合时，作为示例，电机可通过等式[14]至[19]所定义的模型来表达。具体地，磁通链φ可分为由永久磁体引起的磁通链φmd和φmq以及由电枢电流引起的磁通链φd和φq。
类似地，磁通链数目ψ可分为由永久磁体引起的磁通链数目ψmd和ψmq以及由电枢电流引起的磁通链ψd和ψq。
另外，图18示意性图示了电机M的基本电磁模型。电机M的输入251包括绕组电压矢量v和电枢电流矢量i。电机M的输出252包括角速度ω和转矩T。表示电机110行为的各个状态参数可通过上述等式，使用绕组电压矢量v、电枢电流矢量i以及磁通链数目矢量ψ来表示。
例如，电机模型M的输入功率可由绕组电压矢量v和电枢电流矢量i的标量积来表示。电机模型M的转矩T可由电枢电流矢量i和磁通链数目矢量ψ的矢量积来表示。电机模型M的输出功率可由转矩T和角速度ω的标量积表示。注意，在图18中，为简化起见，电机模型M的内部损耗被忽略。
当电感L被表示为电枢电流的复杂函数，来代替电枢电流和磁通链数目之间的比例常数时，上述等式中的每个以及控制电机输出所需的控制参数中的每个可以基于磁通链数目ψ来直接表达而无需使用电感L。这简化了电机控制软件，从而提高了微处理器的电机-控制软件执行速度。作为用于表示电机的特定等式，可以使用等式[8]、[15]、[17]、[18]和[19]等。
如下文所述，作为更精确的电机模型，有可能考虑漏电感、d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq以及铁损耗。在通常高效的电机中，即使由于对工作特性，比如电机工作特性的估计，漏磁通量、铁损耗和机械损耗可以忽略不计，电机操作也不会受到漏磁通量、铁损耗以及机械损耗的影响。
接下来，将在下文中描述电机控制模式的切换控制。根据用途和/或电机特性，有不同的电机控制要求。在安装在设备中的电机的操作期间，可能暂时地需要电机的不同工作特性。例如，可能需要对响应给予最高优先级的高响应控制，或者可能需要用于实现最大效率的控制。另外，可能需要高响应控制和最大效率控制之间的中间控制，可能需要以高旋转速度驱动电机的控制，或者可能需要恒定输出控制。
当将电机控制与车辆驱动相比拟时，如果要求大的加速，则要求车辆在对其性能给予最高优先级的情况下被驱动，如果要求恒定的车辆速度或再生控制，则要求车辆在对其效率给予最高优先级的情况下被驱动。
为了具体地满足这些要求，电机控制系统CS被编程为具有：
得知电机的当前工作模式的第一功能；
存储使电机控制系统CS在电机的当前工作模式下工作所需的数据表的第二功能；
根据需要从当前工作模式切换到另一工作模式的第三功能。
第一功能可被简单配置成得知外部指示。另外，第一功能可被配置成基于电机的电机转矩工作模式来确定电机的工作状态；
电机的各工作模式；
角速度ω，以及基于所确定的电机的工作状态来确定电机的工作模式。
例如，当转矩T高于阈值时，要求车辆在对其性能给予最高优先级的情况下被驱动。相反，当转矩T低于阈值时，要求车辆在对其效率给予最高优先级的情况下被驱动。
实现不同工作模式所需的数据表，比如表示电流-转矩特征曲线CU1和CU2的数据表以及数据表T3可以已被预备。使控制系统CS在不同工作模式中与已预备的数据表之一对应的任意一个工作模式下工作的多个程序已被预备。
第三功能被编程为基于从第一功能传递的信息来得知当前工作模式；选择对应于该信息的多个程序之一，并使控制系统CS执行所选择的程序。这使得有可能在切换不同工作模式中的任意一个从而满足暂时要求的同时驱动电机。
接下来，将在下文中描述提高电机的控制准确性的方法。为了准确地控制电机，更为精确地计算电压信号并将其施加于电机是有效的。
在图4所示的控制系统CS中，d-轴命令电流id *以及q-轴命令电流iq *由命令电流确定器133、基于转矩需求T*以及数据表T1和T2中的至少一个来确定。
之后，根据下述等式，d-轴前馈电压命令FFd以及q-轴前馈电压命令FFq由前馈电压确定器134、基于对应于d-轴和q-轴命令电流id *和iq *的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq以及所检测的旋转速度ω来产生。
[等式76]
FFd＝Vd
[等式77]
FFq＝Vq
另一方面，由电流传感器检测的并从其传递的瞬时U-和W-相绕组电流iu和iw被转换器59H转换成瞬时d-轴和q-轴电流分量id和iq。
d-轴电流分量id和d-轴命令电流id *的差由d-轴电流差检测器598计算。
作为补偿操作，比例项和积分项由d-轴电流控制器136、基于d-轴电流差来计算，以便获得与电流回路增益Gd成比例的d-轴电流控制电压命令以传递到d-轴电压控制器59A。
从d-轴电流控制器136传递的d-轴电流控制电压命令与d-轴前馈电压命令FFd之和由d-轴电压控制器59A计算。算出的d-轴电流控制电压的和作为d-轴命令电压vd *被传递到转换器59F。
类似地，q-轴电流分量iq和q-轴命令电流iq *的差由q-轴电流差检测器59C计算。
作为补偿操作，比例项和积分项由q-轴电流控制器137、基于q-轴电流差来计算，以便获得与电流回路增益Gq成比例的q-轴电流控制电压命令以传递到q-轴电压控制器59E。
从q-轴电流控制器137传递的q-轴电流控制电压命令与q-轴前馈电压命令FFq之和由q-轴电压控制器59E计算。算出的q-轴电流控制电压的和作为q-轴命令电压vq *被传递到转换器59F。
控制系统CS的这些操作可精确地计算d-轴命令电压vd *和q-轴命令电压vq *。精确算出的d-轴命令电压vd *和q-轴命令电压vq *由转换器59F转换成U-、V-和W-相电压命令vu *、vv *和vw *，以经由三相逆变器59G施加于电机110的三相绕组。这使得有可能在宽的范围内控制将提供给电机110的电枢电流。将被控制系统CS的这些操作使用的数据项基于d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)与电枢电流的对应每个工作点(id，iq)之间的关系；该关系已经基于上述的非线性无限元方法计算。
具体地，将被控制系统CS的这些操作使用的数据项已经鉴于电机110的磁特性的非线性、其磁饱和、和/或电枢电流的瞬态电压特性而精确地计算。相反，在传统方法中，尽管d-轴电感Ld和q-轴电感Lq具有非线性特征曲线且非恒定值，但是d-轴电感Ld和q-轴电感Lq被假定为恒定值，这可导致在电枢电流的大部分范围内发生显著误差。
在以上描述中，d-轴前馈电压命令FFd和q-轴前馈电压命令FFq基于d-轴和q-轴命令电流id *和iq *而产生，然而它们也可以依照数据表T1和等式[8]、基于瞬时电流id和iq而产生。这样可以基于与实际上将提供到电机110的三相绕组的电枢电流接近的瞬时电流id和iq来计算d-轴前馈电压命令FFd和q-轴前馈电压命令FFq。
当d-轴和q-轴电流分量(id，iq)与d-轴和q-轴命令电流(id *，iq *)之间的差由于逆变器59G的非线性特性以及其中引起的电压饱和而增加时，后一方法可能更为有效。
另外，有可能分别基于d-轴和q-轴命令电流id *和iq *与瞬时电流id和iq之间的中间值产生d-轴前馈电压命令FFd和q-轴前馈电压命令FFq。而且，在逆变器59G中发生电压饱和，将用于产生d-轴前馈电压命令FFd和q-轴前馈电压命令FFq的电流值可分别从d-轴和q-轴命令电流id *和iq *切换到瞬时电流id和iq。这些修改的电机控制操作可通过稍微改变控制系统CS中的适当块来实现。
在控制系统CS中，由于其中的每个工作块被配置成在采样控制下执行所分配的操作，因此在各个工作块之间可能有时延。因此，补偿各个工作块之间的时延是有效的。例如，当执行用于电机控制的计算时，估计计算结果将实际地反映在要施加到电机的电枢电流和/或绕组电压上的时刻。因此，计算结果根据所估计的时刻而反映在电机控制上。这使得有可能补偿可被估计的时滞分量，从而提高电机控制的准确性。
接下来，将在下文中描述通过在电枢电流的每个工作点优化电流控制回路增益来提高电机控制的准确性的方法。
过度增加的电流控制回路增益可导致振荡现象，从而劣化电机控制的准确性。另外，过度增加的电流控制回路增益可导致过电流流过例如逆变器59G的每个晶体管，这可能对其产生负面影响。
相反，过度减小的电流控制回路增益可导致电机对命令电流的响应性降低，从而增加了电流控制误差，并劣化了控制系统CS的电机-控制能力。
为了准确地控制电机，在控制系统CS中建立了更为适当的电机模型，并且同时，重要的是在电枢电流的每个工作点校准电流控制回路增益，以响应电机磁特性的非线性以及电池电压的变化。
如上所述，在d-轴和q-轴电感相对于电枢电流的变化具有非线性特征曲线的电机中，在电枢电流较低范围内的d-轴电感与q-轴电感之间的差可以是在电枢电流较高范围内的d-轴电感与q-轴电感之间的差的10倍。例如，在混合车辆中，假定用于使车辆进入车库的自动车辆定位通过电机来执行。在该假设中，当电流控制回路增益Gd和Gq被确定成防止在例如加速时过高的电枢电流的相应值时，在用于自动车辆定位的低电枢电流范围内，由于若干倍增加的电感Ld和Lq，电流控制回路增益Gd和Gq的量值是不足的。这可劣化控制系统CS的响应性。
另外，当基于场弱化控制的恒定输出控制在高RPM区域内执行时，避免电池电压的饱和以及确保电枢电流稳定性的调整可能变得复杂。
为了解决这些问题，控制系统CS被配置成例如根据电枢电流的工作点(id，iq)来改变电流控制回路增益Gd和Gq。这样可以控制电流控制回路增益Gd和Gq而不受电枢电流的工作点(id，iq)的量值的影响。
具体地计算电流控制回路增益Gd和Gq的方式是使用图10所示的数据表T1。在电机控制期间，当d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *由命令电流确定器133确定时，从数据表T1读出与d-轴命令电流id *和q-轴命令电流iq *的窄范围对应的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq中的每个的窄范围。
按照下面等式[78]来计算d-轴磁通链数目ψd的窄范围Δψd相对于d-轴命令电流id *的窄范围Δid的变化率，作为等效于d-轴电感Ld的d-轴电流控制回路增益Gd。
[等式78]
Gd＝Lrd＝Δψd/Δid
类似地，按照下面等式[79]来计算q-轴磁通链数目ψq的窄范围Δψq相对于q-轴命令电流iq *的窄范围Δiq的变化率，作为等效于q-轴电感Lq的q-轴电流控制回路增益Gq。
[等式79]
Gq＝Lrq＝Δψq/Δiq
算出的d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq分别由d-轴电流控制器136和q-轴电流控制器137使用。这使得，作为电流控制回路增益，电机的电感Lrd和Grq被d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq抵消。这样可以保持电流控制回路的回路增益恒定而独立于电枢电流的量值，从而使得有可能准确地执行在宽的范围内提供给电机110的电枢电流的反馈控制。
当改变将被施加到逆变器59G的每个单独的功率晶体管元件上的PWM驱动信号的PWM频率(ON和OFF频率)，以减少逆变器59G的开关损耗和/或减少电机110的铁损耗时，可变地确定d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq中的每个是有效的。
类似地，当高侧晶体管元件N96到N98的每个和低侧晶体管元件N9A到N9C的每个的死区(dead band)以及电流灵敏性减小被补偿时，可变地确定d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq中的每个也是有效的。
电流控制回路增益Gd和Gq可基于图9中所示的数据表T2、以与数据表T1类似的方式来计算。代替d-轴和q-轴命令电流id *和iq *，电流控制回路增益Gd和Gq可按照数据表T1或T2、基于瞬时电流id和iq来计算。
另外，有可能分别基于d-轴和q-轴命令电流id *和iq *与瞬时电流id和id之间的中间值来计算电流控制回路增益Gd和Gq。尤其是，当由于干扰例如电池电压的变化而导致大的电枢电流变化时，优选地，要被用来计算电流控制回路增益Gd和Gq的电流值分别从d-轴和q-轴命令电流id *和iq *切换到瞬时电流id和iq。
基于d-轴和q-轴命令电流id *和iq *以及瞬时电流id和iq计算电流控制回路增益Gd和Gq也是可能的。此外，还有可能基于根据电机控制情况所选择的d-轴和q-轴命令电流id *和iq *或瞬时电流id和iq来计算电流控制回路增益Gd和Gq。
接下来，将在下文中描述减少用于上述电机控制的连续计算操作量，以减少微处理器实时计算操作量的方法。
作为上述电机控制的示例，基于数据表T1和T2来连续计算等式[76]到[78]的方法已被描述。在该减少方法中，等式[76]到[78]已被计算，并且等式[76]到[78]的结果值已被分别存储在数据表T1或数据表T2中作为其元素。这使得微处理器的实时计算操作量减少。
在电枢电流的每个工作点(id，iq)的d-轴和q-轴前馈电压命令FFd和FFq或d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq可以通过内插法基于数据表T2的电感Ld和Lq值来计算；这些电感值对应于与电枢电流的每个工作点(id，iq)接近的范围。
类似地，在电枢电流的每个工作点(id，iq)的d-轴和q-轴前馈电压命令FFd和FFq或d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq可以通过内插法基于数据表T1的磁通链数目ψd和ψq值来计算；这些电感值对应于与电枢电流的每个工作点(id，iq)接近的范围。
另外，对于在电枢电流的每个工作点(id，iq)的d-轴和q-轴前馈电压命令FFd和FFq或d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq，可以使用数据表T2的电感Ld和Lq值；这些电感值对应于与电枢电流的每个工作点(id，iq)接近的值。
类似地，对于在电枢电流的每个工作点(id，iq)的d-轴和q-轴前馈电压命令FFd和FFq或d-轴和q-轴电流控制回路增益Gd和Gq，可以使用数据表T1的磁通链数目ψd和ψq值；这些电感值对应于与电枢电流的每个工作点(id，iq)接近的值。
接下来，将在下文中描述控制添加了d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq的精确电机模型的方法。
磁通漏数目是指对转矩的产生没有贡献的、到对应绕组的磁通链数目(无效数目)。例如，到对应绕组的线圈端部的磁通链数目被定义为磁通漏数目。d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq的每个的量值根据目标电机的类型而变化。当d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq的每个增加时，这可能影响电机的输出。
等式14变形为如下包括d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq：
[等式80]
vd＝R·id+p(ψd+ψkd)-ω·Lq·iq-ω·ψmq
[等式81]
vq＝ω·ψd+R·iq+p(ψq+ψkq)+ω·ψmd
此时，d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq与d-轴和q-轴漏电感Lkd和Lkq有关系；这些关系由下列等式表示：
[等式82]
ψkd＝Lkd·id
[等式83]
ψkq＝Lkq·iq
将d-轴和q-轴漏电感Lkd和Lkq添加到图7中所示的等效电路提供了由等效于图6中所示的U-相、V-相和W-相绕组的d-轴和q-轴绕组构成的电机模型(见图27)。
等式80和81可由下式表达：
[等式84]
vd vq = R + p ( Ld + Lkd ) - qLq qLd R + p ( L q + Lkq ) i d i q + - ωψ mq ωψ md
如上所述，将d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq或d-轴和q-轴漏电感Lkd和Lkq添加到由d-轴和q-轴绕组构成的电机模型允许实现更为精确的电机控制。注意，包括d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq或d-轴和q-轴漏电感Lkd和Lkq的电机模型的输出转矩可由等式2、10、16或17表达，因此，在这些等式上，电机模型的输出转矩不受d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq或d-轴和q-轴漏电感Lkq和Lkq的影响。然而，在漏磁通量中，磁能量被存储，使得功率因子可减小，并且电机中的磁电路可达到磁饱和；这些问题可对电机的输出转矩的减小以及电机输出限制作出贡献。
第一实施例中，在利用等式[80]到[84]控制漏磁通链数目的方法中，在每个工作点(id，iq)的d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq或d-轴和q-轴漏电感Lkd和Lkq已存储在数据表T1或T2或另一数据表中。这使得该方法易于使用d-轴和q-轴漏磁通链数目ψkd和ψkq或d-轴和q-轴漏电感Lkd和Lkq。
接下来，将在下文中描述考虑到在电机定子中引起的铁损耗来更为精确地控制电机的方法。
等式14变形为如下包括铁损耗：
[等式85]
vd vq = R + rm + pLd - qLq + pKrm qLd + pKrm R + rm + pLq i d i q + - ωψ mq ωψ md
其中，rm表示等效于电机定子中引起的铁损耗的铁损耗电阻，并具有由定子材料及其形状来限定的固有值，并且Krm由“Krm＝rm/ω2”表示。
等式[16]通过下式变形：
[等式86]
T＝Pn{(Ld·id+ψmd)iq-(Lq·iq+ψmq)id+Krm(id2+iq2))
电机的输出po的效率η由下式给出：
[等式87]
η＝Po/(Po+WL)
其中WL表示电损耗；该电损耗WL由下式给出：
[等式88]
WL＝R(id2+iq2)+rm(id2+iq2)
将等式[85]和[86]反映到图4所示的控制系统CS允许实现更为精确的电机控制。具体地，有可能提高下列项的准确性：转矩T与d-轴和q-轴电流(id和iq)之间的关系；电压等式[76]和[77]中的每个；以及分别包括在等式[78]和[79]中的d-轴和q-轴增益Gd和Gq。
第二实施例
接着，以下作为本发明的第二实施例，说明如何将本发明应用到用于无传感器检测转子的旋转位置及其角速度的无传感器(无编码器)电机控制。图28中示出的控制系统CS和控制系统CS1之间的、被赋予类似的附图标记的类似元件(块)，在描述时被省略或者简化。
近年来，为了减小电机控制系统的制造成本并改进其可靠性，广泛使用各种无传感器(无编码器)电机控制。与第一实施例相同，在本发明的第二实施例中，生成表示目标电机的行为的合适状态参数以存储在控制系统CS1的数据表T1和T2中。具体地，控制系统CS1被配置成使用存储在数据表T1和T2中至少一个的信息来检测转子的旋转位置。
如图28所示，代替编码器592和接口593，控制系统CS1设置有旋转位置估计器59S。旋转位置估计器59S工作以估计旋转位置θsr以及角速度ωs，且控制系统CS1基于估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs控制电机110的输出。旋转位置估计器59S可与控制系统CS1的其它功能块一样，通过由微处理器根据程序执行的任务来实现。
存在通过旋转位置估计器59S(微处理器)具体估计转子的旋转位置的多种方法。
第一种方法是基于定子电流(电枢电流)的过零点估计转子的旋转位置。第二种方法是检测定子电压(绕组电压)的三次谐波，从而基于所检测的定子电压的三次谐波来估计转子的旋转位置。第三种方法是基于定子电流的变化率来估计转子的旋转位置，第四种方法是通过间接控制定子磁通来估计转子的旋转位置。第五种方法是通过对电机施加与电机驱动电压(定子电压)不同的另外的电压来估计转子的旋转位置。
另外，第六种方法，例如“使用扩展电动势的无传感器位置检测方法”，是将转子的旋转位置估计为使用电机中的感应电压分量和电枢电流(驱动电流)中的变化所导致的感应电压分量展开等式[14]和[15]所获得的函数。另外，如何具体估计电机的转子的旋转位置详细公开在IEEJ TechnicalReport No.1020中，也公开在此处列出的参考文献中。
上述在传统无传感器位置检测方法中使用的表示电机特性的电机状态参数，如电感，是恒定的值，或者相对于电枢电流(驱动电流)具有折线逼近曲线。这是因为表示电感的非线性特征曲线的电磁信息不能准确获得。这是导致传统的无传感器位置检测方法变得更复杂的一个因素。
相对比，在本发明第二实施例中，基于非线性无限元方法通过计算机(微处理器)计算各工作点(id，iq)处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)，从而将其存储在控制系统CS1中(见图28)。各点(id，iq)的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)允许控制系统CS1无传感器检测转子的旋转位置及其角速度。注意获得在各工作点的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)所需的计算量可在当前正常处理状态以相当短的时间执行；这会为控制系统CS1的设计开发带来很少的负担。相似地，表T1的数据容量也为实际高集成技术的普通存储器的存储容量的实际水平带来很少的负担。
控制系统CS1的配置允许准确检测转子的旋转位置及其角速度。
与第一实施例相同，各工作点(id，iq)的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)可由与等式[24]和[25]相似的近似函数来表示。控制系统CS1被编程为基于该近似函数确定在一个指定的工作点(id，iq)处的d-轴和q-轴磁通链数目ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。
在控制系统CS1中，表示在电枢电流的各工作点(id，iq)定义的d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq的多条数据可已被安装在电机控制程序中，在该程序下微处理器(控制系统CS1)执行图28所示的功能块的任务。
接着，以下说明在第一和第二实施例的每一个中所使用的三种坐标系。坐标系大致分为基于定子的固定坐标系和基于转子的旋转坐标系。固定坐标系包括以下所述的u-v-w坐标系和α-β坐标系，u-v-w坐标系由图31所示的U轴、V轴和W轴组成，各轴之间具有120度电角度的相位差，α-β坐标系由α轴和β轴组成，各轴之间具有90度电角度的相位差。图31示意性示出基本上与图5和图6所示的电机模型M1等效的两极电机模型。
附图标记701、702和703分别表示电机模型的U相绕组、V相绕组和W相绕组。这些三相绕组701、702和703可分别被虚线示出的α相绕组704和β相绕组705等效地代替。
另一方面，旋转坐标系包括d-q坐标系。d-q坐标系由具有高磁导率的d-轴和具有低磁导率的q-轴组成，q-轴相对于d-轴以90度电角度的相位领先。另一个旋转坐标系可定义在转子中。
d-轴和q-轴电流id和iq，d-轴和q-轴电压vd和vq，U相、V相和W相电流iu、iv和iw，U相、V相和W相电压vu、vv和vw，α轴和β轴电流iα和iβ，以及α轴和β轴电压vα和vβ具有彼此相关联的关系；这些相互关联的关系可通过以下等式[89]～[98]来表示：
[等式89]
ia = 3 / 2 × io
[等式90]
ia＝(id2+iq2)0.5
[等式91]
io＝2/3×(iu2+iv2+iw2)0.5
[等式92]
id＝ia×cos(θc)
[等式93]
iq＝ia×sin(θc)
[等式94]
iu＝io×sin(θr+θc)
[等式95]
iv＝io×sin(θr+θc-120°)
[等式96]
iw＝io×sin(θr+θc-240°)
[等式97]
ia＝ia×sin(θr+θc)
[等式98]
iβ＝ia×sin(θr+θc-90°)
其中ia表示两相电流的绝对值，io表示u-v-w坐标系上三相电流各自的幅值。
假定电流与电压同相，且功率因数被设为1，与电压相关联的相互关联关系可通过以下等式[99]～]108]来表示：
[等式99]
va = 3 / 2 × vo
[等式100]
va＝(vd2+vq2)0.5
[等式101]
vo＝2/3×(vu2+vv2+vw2)0.5
[等式102]
vd＝va×cos(θc)
[等式103]
vq＝va×sin(θc)
[等式104]
vu＝vo×sin(θr+θc)
[等式105]
vv＝vo×sin(θr+θc-120°)
[等式106]
vw＝vo×sin(θr+θc-240°)
[等式107]
va＝va×sin(θr+θc)
[等式108]
vβ＝va×sin(θr+θc-90°)
其中va表示两相电压的绝对值，vo表示u-v-w坐标系上的三相电压各自的幅值。
如等式[89]～[108]所示，控制电机所需的各电机参数可从一个坐标系替换到另一个坐标系。具体地，由于计算或测量原因，控制电极所需的各电机参数可在不同的坐标系中计算。
接着，以下说明如何基于除了d-q坐标系之外的Z-X坐标系执行控制电机所需的根据第一和第二实施例的计算操作。
当基于数据表T1或T2在Z-X坐标系上计算电枢电流和绕组电压时，Z-X坐标系上的电枢电流分量被转换成d-轴和q-轴电流分量(id，iq)。基于在转换后的d-轴和q-轴电流分量(id，iq)处的d-轴和q-轴磁通链数目和/或d-轴和q-轴电感计算命令电流、命令电压和转矩。此后，所计算的d-q坐标系上的命令电流、命令电压和转矩被转换成Z-X坐标系上的命令电流、命令电压和转矩。
在另一方法中，d-q坐标系上d-轴和q-轴磁通链数目ψd和ψq和相对应的电枢电流的各工作点(id，iq)之间的关系被转换成另一坐标系上磁通链数目和相对应的电枢电流的各工作点之间的关系。
例如，在α-β坐标系中，α轴和β轴磁通链数目ψα和ψβ之间的关系和α-β坐标系上的电枢电流的相对应的各工作点(iα，iβ)之间的关系被存储在数据表DTX中。
在固定坐标系中，基于转子的旋转位置θr改变磁通链数目，因此将数据表DTX设计为三维表，从而α-β坐标系上α轴和β轴磁通链数目ψα(iα，iβ，θr)和ψβ(iα，iβ，θr)和α-β坐标系上的相对应的各工作点(iα，iβ，θr)之间的关系被存储在数据表DTX中。
例如，在图5中，当被控制的相位角θc被限制在正常使用范围内时，可以忽略与正常使用范围之外的被控制的相位角θc的范围相对应的α轴和β轴磁通链数目ψα(iα，iβ，θr)和ψβ(iα，iβ，θr)。
例如，在u-v-w坐标系中，因为例如W相电流iw由iw＝-iu-iv来表示，u-v-w坐标系上U轴和V轴磁通链数目ψu(iu，iv，θr)和ψv(iu，iv，θr)以及相对应的各工作点(iu，iv，θr)之间的关系被存储在数据表DTX中。
可与三维数据表相似的方式创建尺寸大于三维的数据表。α-β坐标系或u-v-w坐标系中的电感表可以与磁通链数目数据表DTX相似的方式创建。
当除了正弦曲线电流之外的电枢电流被提供给电机例如开关磁阻电机时，生成与电枢电流相对应的数据表允许高精度控制电机。具体地，生成各相绕组的磁通链数目、流过各绕组的电枢电流的各值以及转子的各旋转位置θr以存储在数据表中；该数据表允许准确控制绕组电压、电枢电流、输出转矩。
在电机的输出转矩是磁阻转矩时，由于电机的非线性磁性质，将磁能和电机输出转矩分离的计算准确度会降低。在这种情况，除了在电枢电流的各值处的到各相绕组的磁通链数目之外，在电枢电流的各值处的输出转矩T的值也可存储在数据表中。这允许在不分离磁能和电机输出转矩的情况下根据电机的输入功率获知输出转矩，使得有可能以更高的准确度控制电机。
接着，以下参照图29说明根据第二实施例由控制系统CS1执行的估计转子的旋转位置的第一具体方法。在控制系统CS1中，固定坐标系和旋转坐标系可彼此转换。
当例如在图29的步骤S661发生定时器中断时，微处理器(控制系统CS1)在步骤S662测量作为在中断发生的时刻在估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs处的d-轴和q-轴电机控制电压Vpd和Vpq的d-轴命令电压vd *和q-轴命令电压vq *。注意例如定时器每预定周期发生中断。
在步骤S662，微处理器基于所测量的d-轴和q-轴电机控制电压Vpd和vpq计算U相、V相和W相电压vu1、vv1和vw1。该U相、V相和W相电压vu1、vv1和vw1可被测量。同时，微处理器在步骤S662测量U相、V相和W相电流iu1、iv1和iw1以将其存储在其中。
在步骤S663，微处理器在d-轴和q-轴电机控制电压Vpd和Vpq被测量的时刻暂时确定估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs。
在步骤S664，微处理器基于等式[1]～[8]、数据表T1和T2至少之一、估计的旋转位置θsr、估计的角速度ωs，以及U相、V相和W相电流iu1、iv1和iw1，计算d-轴和q-轴电机估计电压Vsd和Vsq。这些计算的d-轴和q-轴电机估计电压Vsd和Vsq可被转换成三相电机估计电压vus1、vvs1和vws1。
具体地，在步骤S664，在考虑电机的磁饱和特征和电磁状态的非线性的情况下，精确计算在电枢电流的各工作点的电机的电磁状态，以将其存储在各数据表T1和T2中。为此，当估计的旋转位置θsr、估计的角速度ωs的每个包括微小误差时，步骤S664的计算可以更高精度执行。
在步骤S665，微处理器计算误差评价函数δsd和δsq以评价所执行的估计的旋转位置θsr、估计的角速度ωs的估计是什么水平。例如，误差评价函数δsd和δsq通过以下等式给出：
[等式109]
δsd＝|Vpd-Vsd|
[等式110]
δsq＝|Vpq-Vsq|
误差评价函数δsd表示所测量的d-轴电机控制电压Vpq和计算的d-轴电机估计电压Vsd之差。相似地，误差评价函数δsq表示测量的q-轴电机控制电压Vpd和计算的q-轴电机估计电压Vsd之差。
在步骤S666，微处理器确定各误差评价函数δsd和δsq的值是否等于或低于容差δso。
当确定各误差评价函数δsd和δsq的值等于或低于容差δso时，微处理器最终在步骤S668确定暂时确定的估计的旋转位置θsr、估计的角速度ωs是基本上合适的值，在步骤S669停止中断。
否则，当确定各误差评价函数δsd和δsq的值高于容差δso时，微处理器进行到步骤S667。在步骤S667，微处理器校正暂时确定的估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，使得各误差评价函数δsd和δsq减小，从而再确定估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，并通过路径66A返回步骤S664。此后，步骤S664～S667的操作被重复执行，直到在步骤S666的确定是肯定的。
在步骤S667，当校正的数量超过预定数量时，可以强行停止中断。在步骤S667，为了允许各误差评价函数δsd和δsq快速收敛，当在步骤S666各误差评价函数δsd和δsq的值与容差δso很不相同时，有可能在步骤S667较多地校正暂时确定的估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，从而减小步骤S667的校正数量。
另外，因为估计的角速度ωs没有迅速改变，有可能连续使用之前估计的角速度ωs。而且，在步骤S667可以在0度到360度的角范围之间以宽间隔校正估计旋转位置θsr。当在一个估计值θsr的各误差评价函数δsd和δsq接近容差δ时，在步骤S667可以在该一个估计值θsr附近的窄间隔校正估计的旋转位置θsr。在0度到360度的角范围之间按宽间隔的这些估计的旋转位置θsr可在之前准备好，存储在表中。
微处理器可计算校正值，可基于误差评价函数δsd和δsq中相对应的一个的幅值将该校正值加到各估计旋转位置θsr和估计的角速度ωs。因此，微处理器可直接进入步骤S668，而不通过路径66A进入步骤S664。这些操作可简化微处理器(控制系统CS)的操作。
具体地，微处理器(控制系统CS)可选择：
第一任务：重复校正各估计旋转位置θsr和估计的角速度ωs，直到各误差评价函数δsd和δsq的值等于或低于容差δso；以及
第二任务：基于误差评价函数δsd和δsq中相对应的一个的幅值确定各估计旋转位置θsr和估计的角速度ωs。
而且，微处理器可执行第一和第二任务之间的中间任务。
微处理器可对等式[1]～[25]变形以生成旋转位置θr与电枢电流和绕组电压的每一个之间的关系表达式，并将所测量的数据分配给该关系表达式从而计算估计的旋转位置θsr。特别地，因为在等式[8]、[9]、[14]和[15]中不包含具有非线性特征的电感，它们是更准确的等式，因此有可能以更高准确度得出该关系表达式。
在等式[109]和[110]中，基于测量的d-轴电机控制电压Vpd和计算的d-轴电机估计电压Vsd之间的差以及测量的q-轴电机控制电压Vpq和计算的q-轴电机估计电压Vsq之间的差来估计各估计旋转位置θsr和估计的角速度ωs的准确度。可基于测量的三相电压vu1、vv1和vw1和相应的估计的三相电压vus1、vvs1和vws1之差来估计各估计旋转位置θsr和估计的角速度ωs的准确度。
接着，以下说明基于相对于电枢电流的窄变化的绕组电压的变化率估计旋转位置θsr和角速度值ωs的第二具体方法。该第二方法具有以下步骤：
通过在测量时刻强行在电枢电流上叠加高频低水平电流或在其上叠加脉冲电流，强行改变电枢电流；
基于电枢电流变化测量绕组电压变化；
基于通过非线性无限元方法精确计算的电枢电流的各工作点的电机的电磁状态，根据电枢电流变化计算绕组电压的估计的变化，并将其存储在各数据表T1和T2中；以及
确定估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，从而确定基于电枢电流变化所测量的绕组电压的变化以及基于其所估计的绕组电压的变化之差。
如图2所示，电机具有非线性磁特征和磁饱和。特别地，大部分具有高输出和低制造成本的紧凑型电机被设计以最大化磁饱和区域。
具体地，图3示意性示出电枢电流i和电枢电流所生成的磁通链ψ的数目之间的关系。如图3所示，该关系示出非线性特征曲线461。当电枢电流i的工作点462位于电枢电流i＝iX1时，平均电感Lave表示为线464的斜率。
位于电枢电流i＝iX3上的工作点462和一个相邻工作点466之间的窄电流范围内的窄范围电感Lst表示为线463的斜率Lst，该斜率Lst通过以下等式来表示：
[等式111]
Lst＝(ψ×3-ψ×1)/(i×3-i×1)
其中在下文中iX3-iX1被称作“窄电流范围”。
图3所示的图清楚示出了与电感Lave相对应的线464的斜率与线463的斜率Lst很不相同。注意等式111可作为磁通链数目变化率Δψ相对于电枢电流变化Δi的比来处理。
因此，在第二方法中，当在电枢电流上强行叠加高频低水平电流时，要检测的高频电压的变化对应于电枢电流的窄变化。因此，对应于高频电压变化的电感不是平均电感Lave，而是对应于电枢电流的窄变化的电感Lst。即使电机的输出转矩为零且在电机中流动的有效电流为零，第二方法也可检测转子的旋转位置θr及其角速度ω。
另外，即使电机的RPM位于零附近且电机的感应电压分量，即磁通链数目ψ和窄时间变化的有效变化的有效变化率dψ/dt位于零附近，该第二方法也可检测转子的旋转位置θr及其角速度ω。
以下参照图30说明由控制系统CS1执行的估计转子旋转位置的第二方法的具体步骤。
例如当在图30的步骤S681发生定时器中断时，在步骤S682，微处理器(控制系统CS1)在相应的三相驱动电流iu4、iv4和iw4上叠加分别具有由“Δi＝(iX3-iX1)/2“表示的幅值Δi的高频三相电流iu5、iv5和iw5。该三相驱动电流分别被提供到三相绕组。
另外，在步骤S682，微处理器在叠加三相驱动电流iu4、iv4和iw4的时刻测量三相绕组电压vu4、vv4和vw4以及包含在其中的三相高频分量vu5、vv5和vw5。
在步骤S682，微处理器过滤三相驱动电流iu4、uv4和iw4以测量高频三相电流iu5、iv5和iw5的频率，从而获得与窄电流范围相对应的U相、V相和W相电感Lstu4、Lstv4、Lstw4。；
注意，在第二实施例中，分别提供高频三相电流iu5、iv5和iw5以流过U相、V相和W相绕组，但是高频三相电流iu5、iv5和iw5可交叠地提供以从U相端子流到V相端子和W相端子。当高频信号的频率恒定时，有可能过滤三相驱动电流iu4、iv4和iw4以准确检测高频三相电流iu5、iv5和iw5。
代替高频三相电流iu5、iv5和iw5，高频三相电压可叠加在相应的三相绕组电压vu4、vv4和vw4上，且可测量高频三相电流。
如上所述，脉冲电流在各三相驱动电流iu4、iv4和iw4上的叠加允许测量与窄电流范围相对应的U相、V相和W相电感Lstu4、Lstv4、Lstw4。
在步骤S683，微处理器在测量三相绕组电压vu4、vv4和vw4的时刻计算估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，并暂时确定估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs。
在步骤S684，微处理器计算与工作点(id，iq)的窄电流范围相对应的d-轴和q-轴电感Lstd和Lstq，估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs。
具体地，在步骤S684，微处理器根据等式[111]和图3所示的关系，使用数据表T1或T2来计算各自在窄范围Δi内的d-轴和q-轴电感Lstd和Lstq。注意，当使用表T2时，需要基于等式“ψ＝L×i”来转换等式[111]和图3所示的关系。
d-q坐标系中在相对于d-轴的各相位角θX处的电感Lx由以下等式表示，以下等式假定d-轴电感由“Ld”表示，q-轴电感由“Lq”表示：
[等式112]
Lx＝(Ld+Lq)/2+(Ld-Lq)/2×cos(2×θx)
[等式113]
＝Li+Lm×cos(2×θx)
基于数据表T1或T2根据以下等式计算当电机位于旋转位置θr时电枢电流的工作点(id，iq)的三相电感Lu、Lv和Lw：
[等式114]
Lu＝(Ld+Lq)/2+(Ld-Lq)/2×cos(2×θr)
[等式115]
Lv＝(Ld+Lq)/2+(Ld-Lq)/2×cos(2×(θr-120°))
[等式116]
Lw＝(Ld+Lq)/2+(Ld-Lq)/2×cos(2×(θr-240°))
相似地，将d-轴和q-轴电感Lstd和Lstq分配到等式[104]、[105]和[106]中包括的电感Ld和Lq允许计算相窄电流范围内的各三相电感Lstu5、Lstv5和Lstw5。各相中的窄电流范围内的各三相电感Lstu5、Lstv5和Lstw5表示与非线性特征曲线461在工作点462的切线相对应的线463的斜率。
接着，在步骤S685，微处理器计算误差评价函数δstu、δstv和δstw以评价所执行的各估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs的估计是什么水平。例如，误差评价函数δstu、δstv和δstw通过以下等式给出：
[等式117]
δstu＝|Lsyu4-Lstu5|
[等式118]
δstv＝|Lsyu4-Lstv5|
[等式119]
δstw＝|Lsyw4-Lstw5|
误差评价函数δstu表示所测量的U相电感Lstu4和计算的U相电感Lstu5之差，且误差评价函数δstv表示所测量的V相电感Lstv4和计算的V相电感Lstv5之差。而且，误差评价函数δstw表示测量的W相电感Lstw4和计算的W相电感Lstw5之差。
在步骤S666，微处理器确定各误差评价函数δstu、δstv和δstw的值是否等于或低于容差δso。
当确定各误差评价函数δstu、δstv和δstw的值等于或低于容差δso时，微处理器在步骤S688最终确定暂时确定的估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs是基本上合适的值，在步骤S689结束中断。
另外，当确定各误差评价函数δstu、δstv和δstw的值高于容差δso时，微处理器进入步骤S687。在步骤S687，微处理器校正暂时确定的估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，使得各误差评价函数δstu、δstv和δstw减小，从而再确定估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，通过路径68A返回步骤S684。然后，在步骤S684～S687的操作被重复执行，直到在步骤S686的确定是肯定的。
在步骤S687，当校正数目超过预定数目时，有可能强行结束中断。在步骤S687，为了允许各误差评价函数δstu、δstv和δsw快速收敛，当在步骤S686各误差评价函数δstu、δstv和δsw的值与容差δso很不相同时，有可能在步骤S687较多地校正暂时确定的估计的旋转位置θsr和估计的角速度ωs，从而在步骤S687减小校正数目。
另外，因为角速度估计值ωs没有快速改变，有可能连续使用之前估计的值ωs。而且，在步骤S667可以在0度到360度的角范围之间按宽间隔校正旋转位置估计值θsr。当在一个估计值θsr处各误差评价函数δsd和δsq更接近容差δ时，在步骤S667可在该一个估计值θsr附近按窄间隔校正旋转位置估计值θsr。
微处理器能够基于误差评价函数δsd和δsq中的对应一个的量来计算应当加到旋转位置估计值θsr和角速度估计值ωs的每个上的校正值。微处理器因此能够直接前进到步骤S668，而不用经由路径66A到达步骤S664。这些操作能够简化微处理器(控制系统CS)的操作。
具体地，微处理器(控制系统CS)能够选择：
第一任务以重复校正旋转位置估计值θsr和角速度估计值ωs的每个，直到误差评价函数δsd和δsq的每个的值等于或小于容差δso；和
第二任务以基于误差评价函数δsd和δsq中的对应一个的量来确定旋转位置估计值θsr和角速度估计值ωs的每个。
此外，微处理器能够执行第一和第二任务之间的中间任务。
第一方法能够在转子正以某个水平的RPM旋转时以高准确度检测转子的旋转位置，第二方法能够在转子正以低RPM旋转或正被停止时容易地检测转子的旋转位置。
因而，作为第三方法，微处理器被编程以执行第二方法，以在转子正以低于预定阈值RPM范围的RPM旋转时检测转子的旋转位置。当转子的RPM增加到超过预定阈值RPM范围时，微处理器被编程为从第二方法切换到第一方法以执行所切换的第一方法，从而检测转子的旋转位置。
当转子的RPM处在预定阈值RPM范围内时，微处理器能够被编程为获得通过执行第一方法而检测的转子的旋转位置与通过执行第二方法而检测的转子的旋转位置之间的平均位置，以作为最终转子旋转位置。
微处理器能够被编程为：
基于转子的实际RPM为通过执行第一方法而检测的转子的旋转位置和通过执行第二方法而检测的转子的旋转位置分配权重；和
计算经过加权的、通过执行第一方法而检测的转子的旋转位置和经过加权的、通过执行第二方法而检测的转子的旋转位置的和，从而基于计算结果最终确定转子的旋转位置。
微处理器能够被编程为同时执行第一和第二方法。
下面描述这种使用扩展电动势的无传感器位置检测方法。
图32根据第二实施例的修改实施例示意图解了使用基于扩展电动势的无传感器位置检测方法控制图1说明的电机的输出的控制系统CS2的电路结构的例子。
使用d-q坐标系统、α-β坐标系统、和U轴、V轴和W轴坐标系统作为电机坐标系统。
控制系统CS2包含第一转换器711、第二转换器712、第三转换器713、第四转换器714和旋转位置估计器715。省略或简化了对与图28说明的控制系统CS1相类似的控制系统CS2的单元(模块)(分配类似附图标记)的说明。
第一转换器711基于转子的估计旋转位置θsr将分别从d轴和q轴电压控制器59A和59E传递的相应d和q轴上的d轴命令电压vd *和q轴命令电压vq *接收为α-β坐标系统中的α轴和β轴电压命令vα *和vβ *。第一转换器711也将转换的α轴和β轴电压命令vα *和vβ *传递到第二转换器712。
第二转换器712将α-β坐标系统上的α轴和β轴电压命令vα *和vβ *转换成u-v-w相坐标系统中的U、V和W相电压命令vu *、vv *和vw *。
第三转换器713接收从电流传感器传递的瞬时U和W相绕组电流iu和iw，并且将瞬时U和W相绕组电流iu和iw转换成α-β坐标系统上的瞬时α轴和β轴电流分量iα和iβ。
第四转换器714接收从第三转换器713传递的瞬时α轴和β轴电流分量iα和iβ，并且基于转子的估计旋转位置θsr将瞬时α轴和β轴电流分量iα和iβ转换成d-q坐标系统上的瞬时d轴和q轴电流分量id和iq。
旋转位置估计器715充当观察器，用于计算估计旋转位置θsr和估计角速度ωs，并且将估计旋转位置θsr传递到第一和第四转换器711和714的每个，并且将估计角速度ωs传递到图28说明的速度差检测器594。
在旋转位置估计器715中，附图标记717表示由α轴和β轴电压命令vα *和vβ *构成的电压向量v，分配有附图标记110的圆圈虚线表示电机110。附图标记718表示由α轴和β轴电流分量iα和iβ构成的电流向量i。
针对电机型号110的电压等式被表示如下：
[等式120]
v d v q = R + pL d - ωL q ωL d R + pL q i d i q + ωK E 0 1
其中参考符号KE表示沿q轴指向的磁通链的数目。沿d轴指向的磁通链的数目能够被加到电压等式[120]上。电压等式[120]被从d-q坐标系统转换到α-β坐标系统，之后被变形以提供下面的等式：
[等式121]
v α v β = { ( R + pL d ) I - ω ( L d - L q ) J } i α i β + { ( L d - L q ) ( ωi d - i q ) + - sin θ cos θ
其中参考符号 I = 1 0 0 1 , 参考符号 J = 0 - 1 1 0 .
等式[121]的第一项表示不包含转子旋转位置θr的阻抗项EI，第二项表示包含转子旋转位置θr的扩展电动势项EE。
在S.Ichikawa等人的″Sensorless Control of Synchronous ReluctanceMotors Using an Extended Electromotive Force and Inductance MeasuringMethod Suitable therefor″，IEEE Transactionsion Volume 53，Issue 2，2005年4月，No.1. p.16-25以及其中列出的参考文献中公开了等式[121]的变形。
在图32说明的旋转位置估计器715中，通过用加法器和减法器719从输入电压向量v中减去扩展电动势项EE，允许从加法器和减法器719输出等式[121]的阻抗项EI的电压分量。当假定模块71A为在电流向量i的系数中描述的阻抗″{(R+pLd)I-ω(Ld-Lq)J}″时，从模块71A输出由α轴和β轴电流分量iα和iβ构成的电流向量i。
当模块71B假定为阻抗″{(R+pLd)I-ω(Ld-Lq)J}″的逆时，从模块71B输出等式[121]的阻抗项EI的电压分量。
因而，当由α轴和β轴电压命令vα *和vβ *构成的电压向量v(717)假定要输入到加法器和减法器719并且由α轴和β轴电流分量iα和iβ构成的电流向量i假定要从模块71A输出时，加法器和减法器71C的输出71F提供扩展电动势项EE。具体地，旋转位置估计器715被配置成计算包含转子的旋转位置θr的等式[121]的第二项(扩展电动势项)EE。
附图标记71D表示用于消除加法器和减法器71C的输出71F中包含的噪声分量的滤波器。
附图标记71E表示用于检测估计旋转位置θsr和估计角速度ωs的旋转位置检测器。
具体地，滤波器71D的输出表示对应于等式[121]的α轴和β轴电压分量v1α和v1β，因此α轴和β轴电压分量v1α和v1β由下面等式表示：
[等式122]
v1α＝{(Ld-Lq)(ωid-iq)+ωKE}(-sinθr)
[等式123]
v1β＝{(Ld-Lq)(ωid-ia)+ωKE}(cosθr)
根据下面基于等式[122]和[123]的等式[124]来计算估计旋转位置：
[等式124]
θsr＝tan-1(-v1α/v1β)
根据下面等式将转子的估计角速度ωs计算为估计旋转位置θr的变化率：
[等式125]
ωs＝dθsr/dt
在本发明的第二实施例中，基于数据表T1和数据表T2的至少一个，或基于由数据表T1和T2产生的近似表达式来计算等式[109]到[125]；这使得能够实现高准确度的无传感器位置检测。无传感器位置检测的准确度的提高允许提高转子位置控制增益和转子角速度控制增益，使得能够改进电机的控制可靠性。
在本发明的第二实施例中，表示电机的行为并且包含在实现无传感器位置检测所需的等式[109]到[123]中的电机参数主要取决于转子的旋转位置θr和电枢电流的工作点(id，iq)。因此，基于更加适当地确定的转子的估计旋转位置对等式[109]到[123]进行的计算，使得等式[124]和[125]的每个的结果变得更加准确，因此等式[124]和[125]的每个的结果能够随等式[124]和[125]中的对应一个的计算的次数的提高而收敛。
下面描述一种控制电机的方法，该方法使用无传感器旋转位置检测，而不使用旋转位置检测器，例如编码器和解算器，同时保持高安全性和高可靠性。
在常规控制系统中，即使通过无传感器位置检测来检测的转子的旋转位置较准确，仍在旋转坐标系统(d-q坐标系统)上执行电枢电流的反馈控制的电流控制环路。这可能对电机控制的可靠性和安全性有不好的影响。
作为极端的例子，当基于无传感器位置检测的估计旋转位置θr包含例如180度电角度的位置误差θe时，每个相电流的控制不能是负反馈控制，而是正反馈控制。这可能使得电流控制反馈环路变得发散，因此使得有限水平的过电流流过例如逆变器59G的每个晶体管。
即使估计旋转位置θr中包含的位置误差θe具有相对低的值，仍可能存在对应于位置误差θe的电流误差Δid；这可能使得电机控制变得不稳定。例如，电流误差Δie可能导致降低电枢电流的过冲，使得能够减轻电流误差Δie导致的问题。
图33示意图解了根据第二实施例的另一修改实施例的控制系统CS3的电路结构的例子。省略或简化了对与图28和32说明的控制系统CS1和CS2的每个相类似的图33说明的控制系统CS3的单元(模块)(分配类似附图标记)的说明。
控制系统CS3由d轴电压控制器721、q轴电压控制器722、加法器723、加法器724、坐标转换器726、α轴电流差检测器727、β轴电流差检测器728、α轴电压控制器729和β轴电压控制器72A组成。
d轴电压控制器721接收由d轴电流差检测器598计算的d轴电流差，并通过基于接收的d轴电流差计算比例项和积分项，来执行补偿操作，以获得d轴电流控制命令电压vd *。获得的d轴电流控制命令电压vd *被传递到第一转换器711。
q轴电压控制器722接收由q轴电流差检测器59C计算的q轴电流差，并通过基于接收的q轴电流差计算比例项和积分项，来执行补偿操作，以获得q轴电流控制命令电压vq *。获得的q轴电流控制命令电压vq *被传递到第一转换器711。
加法器723计算从第一转换器711传递的α轴电压命令vα1 *与从α轴电压控制器729传递的α轴电压命令vα2 *的和以作为α轴电压命令vα *，从而将计算的α轴电压命令vα *传递到第二转换器712。
加法器724计算从第一转换器711传递的β轴电压命令vβ1 *与从β轴电压控制器72A传递的β轴电压命令vβ2 *的和以作为β轴电压命令vβ *，从而将计算的β轴电压命令vβ *传递到第二转换器712。
坐标转换器726执行下列操作：
接收基于转矩要求T*的q轴命令电流iq *和d轴命令电流id *；
将d轴命令电流id *和q轴命令电流iq *转换为α轴和β轴电流分量iα *和iβ *；和
将转换的α轴和β轴电流分量iα *和iβ *分别传递到α轴电流差检测器727和β轴电流差检测器728。
α轴电流差检测器727从α轴命令电流iα *中减去α轴电流分量iα以计算其间的α轴电流差。
β轴电流差检测器728从β轴命令电流iβ *中减去β轴电流分量iβ以计算其间的β轴电流差。
α轴电压控制器729接收由α轴电流差检测器727计算的α轴电流差。α轴电流控制器729也通过基于接收的α轴电流差计算比例项和积分项来执行补偿操作，以获得α轴电压命令vα2 *。获得的α轴电流电压命令vα2 *被传递到加法器723。
β轴电压控制器72A接收由β轴电流差检测器728计算的β轴电流差。β轴电流控制器72A也通过基于接收的β轴电流差计算比例项和积分项来执行补偿操作，以获得β轴电压命令vβ2 *。获得的β轴电流电压命令vβ2 *被传递到加法器724。
与图28说明的控制系统CS1的配置相比较，图33说明的控制系统CS2的配置额外配有：
用于产生对应于坐标转换器726的α-β坐标系统上的α轴和β轴电流分量iα和iβ的装置；
用于将测量的α轴和β轴电流分量iα和iβ反馈到对应于第三转换器713的α轴电压控制器729和β轴电压控制器72A的装置；
用于补偿测量的α轴电流分量iα和α轴电流命令iα *之间的差以计算其间的α轴电流差，以便基于该差获得α轴电压命令vα2 *的装置；
用于补偿测量的β轴电流分量iβ和β轴电流命令iβ *之间的差以计算其间的β轴电流差，以便基于该差获得β轴电压命令vβ2 *的装置；和
用于将α轴电压命令vα2 *馈到加法器723的装置；和
用于将β轴电压命令vβ2 *馈到加法器723的装置。
具体地，控制系统CS3配有基于d-q坐标系统的第一反馈电流控制环路(参见单元713、714、598、59C和726)和基于α-β坐标系统的第二反馈电流控制环路(参见单元713、726、727、728、729、72A、723和724)。这允许第一和第二反馈电流控制环路被并行使用，或根据电机的操作模式有选择地使用。
下面描述电机的电流控制特性和坐标系统之间的关系。
例如，在AC(交变电流)感应电机的转子正被旋转时，控制系统CS3使得电枢电流(驱动电流)，例如三相电流，流过定子的三相绕组。流过定子的三相绕组的三相电流产生施加到转子的电动势；这产生转矩。
因而，当从旋转坐标系统，例如d-q坐标系统，观察电动势的电磁效应时，可以将电动势的电磁效应处理为直流电机；这能够简单地处理要控制的电枢电流和绕组电压。
例如，在比例补偿控制和积分补偿控制中，针对同步磁阻电机的积分补偿控制能够被应用于直流电机。在电枢电流的低频范围内执行积分补偿控制，以尽可能多地减小电枢电流和命令电流之间的差。
在旋转坐标系统中，如上所述，当执行无传感器位置检测控制时，转子的估计旋转位置θr的位置误差θe的量可能是不确定的。因此，当转子的旋转位置θr不确定时，需要转子的准确旋转位置θr的旋转坐标系统上电枢电流控制的执行可能使电枢电流控制的准确度退化。
相对比地，在固定坐标系统，例如u-v-w坐标系统或α-β坐标系统中，电枢电流控制消除了转子旋转位置的信息的必要性，而是处理交变电流。这可能使得难以执行低于转子角频率的电枢电流的低频范围内的补偿控制。
下面描述如何并行使用第一和第二反馈电流环路的特定方法。
在d-q坐标系统上，d轴电压控制器721和q轴电压控制器722被配置成执行均在低频范围内的相应d轴和q轴电流的补偿控制。第一转换器711被配置成把从d轴和q轴电压控制器721和722传递的d轴电流控制命令电压vd *和q轴电流控制命令电压vq *转换成均对应于电枢电流的低频范围的α轴电压命令vα1 *和β轴电压命令vβ1 *。
相对比地，在α-β坐标系统上，α轴电压控制器729和β轴电压控制器72A被配置成执行均在电枢电流的高频范围内的相应α轴和β轴电流的补偿控制，从而分别获得α轴和β轴电压命令vα2 *和vβ2 *。
通过相应加法器723和724将对应于电枢电流的低频范围的α轴电压命令vαl *和β轴电压命令vβ1 *以及对应于高频范围的α轴电压命令vα2 *和β轴电压命令vβ2 *此相加，因而获得α轴电压命令vα *和β轴电压命令vβ *。
上面提出的特定方法能够利用d-q坐标系统和α-β坐标系统二者的优点；因而改进第一和第二反馈电流环路的每个的可靠性和稳定性。另外，能够通过在电枢电流的低频范围内执行积分补偿控制来减少电流误差。补偿控制包含比例控制、积分控制、微分控制和它们中至少两个的组合。例如，d轴电压控制器721和q轴电压控制器722能够简单地被配置成只执行相应的积分补偿控制，α轴电压控制器729和β轴电压控制器72A能够简单地被配置成只执行相应的比例补偿控制。
下面描述当转子的估计旋转位置θr的位置误差θe的量在电枢电流的范围内可能变得过度时如何使用第一和第二反馈电流环路的特定方法。
控制系统CS3包含用于获取电枢电流的范围的位置误差获取单元EG，在该范围内，转子的估计旋转位置θr的位置误差θe的量变得过度，或估计旋转位置θr变得不确定。
当位置误差获取单元EG获知转子的估计旋转位置θr的位置误差θe的量变得过度时，控制系统CS3被配置成使得α轴电压控制器729和β轴电压控制器72A的每个的输出变成零或较小值。同时，控制系统CS3分别向α轴和β轴电流差检测器727和728提供α-β坐标系统上的α轴命令电流iα *和β轴命令电流iβ *，从而控制α轴和β轴电流分量iα和iβ。能够根据指示电机操作模式的指令来确定α轴命令电流iα *和β轴命令电流iβ *的值。
能够在u-v-w或另一固定坐标系统上实现对α-β坐标系统的电枢电流控制，使得能够改变图33说明的方框图。
在第一和第二实施例及其各种修改实施例中，本发明被应用于三相AC电机，但是也能够应用于单相电机、两相电机、四相电机、五相电机、七相电机和高于七相的多相电机。当安装在小容量设备中时，优选地使用两相电机或三相电机。相对比地，考虑到转矩波动，优选地使用高于三相的多相电机。类似地，当安装在大容量设备中时，就上限电流而言，优选地使用高于三相的多相电机。
本发明能够应用于多极电机，以及应用于每相线圈按全节距分布式绕组的方式缠绕的电机，每相线圈按短节距、集中式和非交叠绕组等等的方式缠绕的电机。
在第一和第二实施例及其各种修改实施例中，频繁描述到表面永磁体转子，但是在本发明中，能够使用图52到56中说明的各种转子、均具有至少一个电枢绕组的转子、每个爪交替地为北和南的爪极转子。当使用永磁体转子时，能够使用各种类型和形状的永磁体。
图57示意图解了同步磁阻电机SRM的四极转子RR。转子PR由基本为环形的转子芯RRa、固定到转子芯RRa的内围的转子轴S01和在转子芯RRa中形成的多组磁通屏障(flux barrier)(缝隙)S02构成。
多组磁通屏障S02沿其轴向穿过转子芯RRa。
具体地，多组磁通屏障S02相对其轴向对称布置，使得：
多组磁通屏障S02的每一组相对其另一相邻组在圆周方向上间隔开；
每个组的磁通屏障按照其间的间隔在转子芯RRa的相应径向上对准；和
每个组的每个磁通屏障的两端向转子芯RRa的外围延伸，其中在两端和外围之间留有其预定薄边缘。
各组磁通屏障S02在其间提供有薄磁路S03，使得薄磁路S03被彼此分离。
转子RR包含多个线圈S04-S05、S0A-S0B、S08-S09和S06-S07。线圈S04-S05沿增加指向一个北极的磁通量的方向围绕该北极缠绕，线圈S0A和S0B围绕与该一个北极相邻的一个南极缠绕，该线圈的缠绕方向被确定为提高指向南极的磁通量。
类似地，线圈S08-S09沿增加指向与该一个北极相对的另一个北极的磁通量的预定缠绕方向，围绕该另一个北极来缠绕。线圈S06和S07沿增加指向与该一个南极相对的另一个南极的磁通量的预定缠绕方向，围绕该另一个南极来缠绕。
每个线圈由多个绕组S0C、S0D、S0E、S0F和二极管S0G构成。这些绕组S0C、S0D、S0E、S0F和二极管S0G彼此串联连接(参见图57)。二极管S0G确定电流流过每个线圈时的方向。
二极管S0G能够被布置在线圈的相邻2个绕组之间，以将绕组S0C、S0D、S0E、S0F分成2个组，使得二极管S0G构成闭合绕组电路。
当提供电枢电流以流过三相绕组时，电枢电流的流动感应出流过每个线圈S04-S05、S0A-S0B、S08-S09和S06-S07的场电流。流过每个线圈的场电流允许在该线圈周围产生磁场。
图59示意图解了图57说明的、简化为双极转子RR1的转子RR。
在双极转子RR1中，在转子RR1的转子芯RRa中形成多个磁通屏障724，例如具有高磁阻的缝隙或树脂构件，使得这些磁通屏障724与转子芯RRa的一个直径平行地被布置在其间的间隔处。这些磁通屏障724使得转子芯RRa具有突出的结构，并且在其间提供薄磁路(软磁路)725，使得薄磁路725彼此分离。多个绕组721之一和多个绕组722中的对应一个被安装在不同缝隙中，以增加北极和与之相对的南极。
在图59中，电枢电流(定子电流)被模拟为d轴电流+id、-id和q轴电流+iq、-iq。
当例如感应电机或同步磁阻电机、通常用于各种场的电机被该电机的定子的三相逆变器和三相绕组驱动时，流过一个相绕组的电流重复进行下列工作：
利用电机的转动向电机提供场能；和
向三相逆变器的电池返回场能。
组合三相电流的量允许在电机内部保持恒定场能，使得电机被恒定场能转动。逆变器的电池和电机之间传递的能量已知为反应功率。当电机具有使得电机的电阻假定为零的理想条件时，反应功率对逆变器和电机具有较小的影响。然而，电机的电阻实际并不假定为零，反应功率可能导致逆变器中的损耗和/或电机的铁损耗。
为了应对反应功率的存在，具有图57和59说明的改进转子RR的同步磁阻电机SRM的配置允许降低通过三相定子绕组传递的反应功率。这使得能够减少反应功率导致的逆变器中的损耗和电机的铁损耗，从而提高电机效率。
图60示意图解了图59说明的转子RRa的d轴和q轴电流向量id和iq，以及d轴和q轴电流向量id和iq的合成向量ia。
具体地，激励电流向量的d轴电流向量id和作为转矩电流向量的q轴电流向量的合成向量ia被提供定子的三相绕组。对应于合成向量的电压向量被表示成″va″。功率系数由″cosθa″表示。为了改进电机效率和逆变器效率，可以减少定子电流ia和定子电压向量va之间的相位差θa。
例如，提供给电机的场能被保持在电机内部而没有重新产生；这允许在逆变器的电池和电机之间传递场能，换言之，减少反应功率。
具体地，图61示意图解了等价于图1说明的电机RR1的磁路的模型。该模型由指示场能的磁路731、定子绕组733、转子绕组734和二极管735组成。流过定子绕组733的电流等价于d轴电流向量id；这个电流向磁路731提供磁能，使得在其中产生场通量732。磁能未重新产生到电池。
当流过定子绕组733的电流减少时，沿二极管735的方向在转子绕组734处产生电压；这个电压使得电流流过转子绕组734，以抵消场通量732的降低。这允许场通量732保持恒定，即使中断定子激励电流的提供。换言之，即使提及(chant)了如何向定子绕组提供定子电流，仍然能够使场通量732保持恒定。这允许设计如何向定子绕组提供定子电流。
例如，逆变器在非常短的时间段td内向电机提供激励电流id以对其提供磁能，并且在其余时间段tq内主要向电机提供转矩电流iq。这使得与相当于转矩电流iq的转矩相比，电机的平均转矩减至″tq/(td+tq)″。然而，将激励电流id控制得相对较低实际不产生任何问题。
相对比地，因为从等于或小于转矩电流iq的合成电流ia中减去电枢电流，能够减少逆变器的负担和定子的铜损耗。这导致能够减少逆变器容量，以及能够改进电机效率。电机效率的改进允许降低电机尺寸。
为了更加改进图57和59说明的电机，在转子中安装多个永磁体。这能够改进功率系数，因而更加提高电机效率、峰转矩和逆变器驱动效率。每个永磁体能够被安装在缝隙724中的对应一个的一部分中。每个永磁体的方向能够有选择地对准d轴方向、q轴方向或其间的中间方向，这取决于期望电机特性。
根据第一和第二实施例的控制系统能够基于数据表T1和T2的至少一个高准确度地有效执行图57和59说明的电机的输出。
如上所述，在本发明的第一和第二实施例的每个中，可以使用在电枢电流的总范围内的、要提供给电机的定子的电枢电流的每个工作点处的电感或磁通链数目的控制参数，来模拟包含非线性磁特性和磁饱和特性的电机特性。这能够实现高可靠性和高准确度的电机控制。
使用非线性无限元方法准确计算电机特性，因此能够计算电枢电流的每个工作点处的电感或磁通链数的控制参数。
具体地，基于d轴和q轴电流id和iq的所选择的多达100个的工作点(d轴电流id的10个点和q轴电流iq的10个点)，通过计算机计算相应的多达100个的工作点处的d轴和q轴磁通链数ψd(id，iq)和ψq(id，iq)。
注意，能够以当前正常的处理速率在相对短的时间内执行获得多达100个的工作点处的d轴和q轴磁通链数ψd(id，iq)和ψq(id，iq)所需的计算量；这能够对控制系统CS的设计开发产生较少的负担。
类似地，假定每个d轴和q轴磁通链数ψd(id，iq)和ψq(id，iq)具有2字节的数据长度，则表格T1的数据容量基本上需要400个字节。具体地，表格T1的数据容量能够对控制系统CS中安装的普通存储器的实际水平的存储容量产生较少的负担。泄漏磁通量、铁损耗和其它控制信息已经存储在数据表T1或T2，或另一数据表中。
可以基于电机模型更准确地在开发阶段模拟目标电机。这能够连续执行从目标电机的开发阶段直到目标电机的控制和装载操作的连续过程，使得能够减少开发周期和开发成本。
第一和第二实施例的每个和等式的每个的基本概念已经在M.Nashiki等人的″Inductance Calculation and New Modeling of aSynchronous Reluctance Motor Using Flux Linkage″，IEEJTransactionson Industry Applications，2007年2月中进行了描述。
虽然描述了当前认为是本发明的实施例及其修改实施例的内容，然而应当理解，也可以进行未描述到的各种修改，并且意图在所附权利要求书中覆盖所有这种处于本发明的真正实质和范围内的修改。

Claims (36)

1.一种控制方法，用于在电机的绕组部件由驱动电流赋能时基于与所述绕组部件交链的磁通链来控制所述旋转的电机，所述方法包括：
存储指示了所述驱动电流的多个预定工作点中每一个工作点和与磁通链相关的磁状态参数之间的关系的磁状态信息；
获得与所述电机的工作状态相关的命令信息和与所述电机的工作状态相关的检测信息中的至少一种信息；
利用所获得的命令信息和检测信息中的至少一种信息来参考磁状态信息，以基于参考的结果来获得磁状态参数的值；以及
基于所获得的磁状态参数的值来控制电机的输出。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其中所述磁状态参数是与所述绕组部件交链的所述磁通链的数目的多个值，而所述驱动电流的每一个预定工作点都对应于所述磁通链的数目的值之一。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其中所述磁状态参数是与所述绕组部件相关的电感，而所述电感包括分别与所述驱动电流的所述多个预定工作点之一相对应的多个电感值，所述电感具有相对于所述驱动电流的变化而言非线性的特征。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其中所述电机与至少一个永久磁体集成。
5.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述驱动电流的所述多个预定工作点中的每一个都与如下值相关，该值通过转换与所述驱动电流的多个预定工作点中每个工作点相对应的所述磁通链的数目的值之一来获得。
6.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述驱动电流的多个预定工作点中的每一个都与所述磁通链的数目的值中对应一个值的近似函数相关。
7.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述磁通链的数目的值每一个都使用无限元方法来计算获得。
8.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述获得包括：当检测到的驱动电流的实际值与所述驱动电流的每一个工作点失配时，通过内插来计算与检测到的驱动电流的实际值相对应的所述磁通链的数目的值之一。
9.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述驱动电流的每一个工作点包括在电机中定义的d-q轴坐标系上的d-轴电流分量id和q-轴电流分量iq，所述d-q轴坐标系随所述电机的旋转而旋转，与所述绕组部件交链的所述磁通链的数目的值每一个都包括在所述d-q轴坐标系中d-轴磁通链的数目ψd的值之一和q-轴磁通链的数目ψq的值之一，而所述驱动电流的每一个工作点的d-轴和q-轴电流分量(id和iq)对应于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一和所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一，以及
其中所述控制被配置成基于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一和所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一作为所获得的磁状态参数的值来控制所述电机的输出。
10.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述驱动电流的每一个工作点都包括在所述电机中定义的三相坐标系上的三相电流分量，所述三相坐标系独立于所述电机的旋转而保持固定，与所述绕组部件交链的所述磁通链的数目的值每一个都包括在所述三相坐标系中与U-轴交链的U-轴磁通链的数目、与V-轴交链的V-轴磁通链的数目以及与W-轴交链的W-轴磁通链的数目，而所述驱动电流的每一个工作点的三相电流分量对应于所述U-轴磁通链的数目、V轴磁通链的数目和W-轴磁通链的数目。
11.根据权利要求9所述的控制方法，其中所述电机被设计为具有多个槽，使得所述绕组部件包括分别缠绕在对应的至少一个槽中的三相线圈，该控制方法还包括：
当包括所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)的所述驱动电流被供应流过每个所述三相线圈时，获得与所述缠绕在对应的至少一个槽中的三相线圈分别交链的磁通分量Φn与所述三相线圈中对应一个线圈的匝数Ns的乘积；
从所述三相线圈中选择两相线圈，所述两相线圈允许d-轴磁通分量可检测，所述两相线圈每个都至少包括缠绕在两个所述槽中形成闭合回路的第一对第一绕组和第二绕组以及缠绕在另两个所述槽中形成闭合回路的第二对第三绕组和第四绕组；
计算与所述第一绕组交链的磁通链的数目和与所述第二绕组交链的磁通链的数目之间的第一差值，作为所述第一对第一绕组和第二绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
计算与所述第三绕组交链的磁通链的数目和与所述第四绕组交链的磁通链的数目之间的第二差值，作为所述第二对第三绕组和第四绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
对计算的所述第一差值和第二差值进行积分以获得磁通链总数；以及
将所述磁通链总数乘以1/以获得在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)；
从所述三相线圈中选择两相线圈，所述两相线圈允许q-轴磁通分量可检测，所述两相线圈每一个都至少包括缠绕在两个所述槽中形成闭合回路的第五对第五绕组和第六绕组以及缠绕在另两个所述槽中形成闭合回路的第六对第七绕组和第八绕组；
计算与所述第五绕组交链的磁通链的数目和与所述第六绕组交链的磁通链的数目之间的第三差值，作为所述第五对第五绕组和第六绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
计算与所述第七绕组交链的磁通链的数目和与所述第八绕组交链的磁通链的数目之间的第四差值，作为所述第六对第七绕组和第八绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
对计算的所述第三差值和第四差值进行积分以获得磁通链总数；以及
将所述磁通链总数乘以1/以获得在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1，iq1)时的q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)，
其中存储在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时获得的d-轴和q-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)，作为所述磁状态信息。
12.根据权利要求9所述的控制方法，其中所述电机包括具有U-相极、V-相极和W-相极的定子以及相对于所述定子可旋转的转子，在所述转子中定义所述d-q轴坐标系使得所述d-q轴坐标系随所述转子的旋转而旋转，而所述绕组部件包括分别以短节距集中缠绕的三相线圈，使得所述三相线圈互不重叠，该控制方法还包括：
当包括所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)的所述驱动电流被供应流过每个所述三相线圈时，获得在所述转子的所述q-轴被固定取向至所述定子的U-相极时的在所述电机内的磁通分布；
选择缠绕在所述V-相极周围以形成闭合回路的第一对第一绕组和第二绕组；
计算与所述第一绕组交链的磁通链的数目ψA和与所述第二绕组交链的磁通链的数目ψB之间的第一差值ψA-ψB，作为所述第一对第一绕组和第二绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
选择缠绕在所述W-相极周围形成闭合回路的第二对第三绕组和第四绕组；
计算与所述第三绕组交链的磁通链的数目ψWA和与所述第四绕组交链的磁通链的数目ψWB之间的第二差值ψWA-ψWB，作为所述第二对第三绕组和第四绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
对计算的所述第一差值和第二差值进行积分以获得磁通链总数；以及
将所述磁通链总数乘以1/以获得在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)；
计算与所述第一绕组交链的磁通链的数目ψA和与所述第二绕组交链的磁通链的数目ψB之间的第三差值ψB-ψA，作为所述第一对第一绕组和第二绕组与所述q-轴交链的磁通链的数目；
计算与所述第三绕组交链的磁通链的数目ψWA和与所述第四绕组交链的磁通链的数目ψWB之间的第四差值ψWB-ψWA，作为所述第二对第三绕组和第四绕组与所述q-轴交链的磁通链的数目；
对计算的所述第三差值和第四差值进行积分以获得磁通链总数；以及
将所述磁通链总数乘以1/以获得在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)，
其中存储在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时获得的d-轴和q-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)，作为所述磁状态信息。
13.根据权利要求9所述的控制方法，其中所述电机包括具有在同一圆圈上排列的多个U-相极、在同一圆圈上排列的多个V-相极和在同一圆圈上排列的多个W-相极的定子以及相对于所述定子可旋转的转子，在所述转子中定义所述d-q轴坐标系使得所述d-q轴坐标系随所述转子的旋转而旋转，而所述绕组部件包括分别形成回路的三相线圈，该控制方法还包括：
当包括所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)的所述驱动电流被供应流过每个所述三相线圈时，获得在所述转子的所述q-轴被固定取向至所述定子的所述U-相极时的在所述电机内的磁通分布；
选择缠绕在所述V-相极周围以形成闭合回路的第一对第一绕组和第二绕组；
计算与所述第一绕组交链的磁通链的数目ψA和与所述第二绕组交链的磁通链的数目ψB之间的第一差值ψA-ψB，作为所述第一对第一绕组和第二绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
选择缠绕在所述W-相极周围以形成闭合回路的第二对第三绕组和第四绕组；
计算与所述第三绕组交链的磁通链的数目ψWA和与所述第四绕组交链的磁通链的数目ψWB之间的第二差值ψWA-ψWB，作为所述第二对第三绕组和第四绕组与所述d-轴交链的磁通链的数目；
对所述计算的第一差值和第二差值进行积分以获得磁通链总数；以及
将所述磁通链总数乘以1/以获得在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)；
计算与所述第一绕组交链的磁通链的数目ΨA和与所述第二绕组交链的磁通链的数目ψB之间的第三差值ψB-ψA，作为所述第一对第一绕组和第二绕组与所述q-轴交链的磁通链的数目；
计算与所述第三绕组交链的磁通链的数目ψWA和与所述第四绕组交链的磁通链的数目ψWB之间的第四差值ψWB-ψWA，作为所述第二对第三绕组和第四绕组与所述q-轴交链的磁通链的数目；
对所述计算的第三差值和第四差值进行积分以获得磁通链总数；以及
将所述磁通链总数乘以1/以获得在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)，
其中，存储在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时获得的d-轴和q-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)和ψq(id1，iq1)，作为所述磁状态信息。
14.根据权利要求11所述的控制方法，其中还包括：
获得所述d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)与所述d-轴电流分量id1之比，作为在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)的d-轴比例系数LLd(id1，iq1)；
获得所述q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)与所述q-轴电流分量iq1之比，作为在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)的q-轴比例系数LLq(id1，iq1)。
15.根据权利要求12所述的控制方法，其中还包括：
获得所述d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)与所述d-轴电流分量id1之比，作为在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)的d-轴比例系数LLd(id1，iq1)；
获得所述q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)与所述q-轴电流分量iq1之比，作为在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)的q-轴比例系数LLq(id1，iq1)。
16.根据权利要求13所述的控制方法，其中还包括：
获得所述d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)与所述d-轴电流分量id1之比，作为在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的d-轴磁通链的数目ψd(id1，iq1)的d-轴比例系数LLd(id1，iq1)；
获得所述q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)与所述q-轴电流分量iq1之比，作为在所述驱动电流的所述d-轴和q-轴电流分量(id1和iq1)时的q-轴磁通链的数目ψq(id1，iq1)的q-轴比例系数LLq(id1，iq1)。
17.根据权利要求2所述的控制方法，其中还包括：
生成与转矩有关的第一信息，所述第一信息指示了在所述电机的输出转矩与基于所述第一信息的所述驱动电流之间的关系；以及
存储与转矩有关的所述第一信息。
18.根据权利要求2所述的控制方法，其中还包括：
生成与转矩有关的第二信息，该第二信息指示了在所述电机的输出转矩、所述电机的转数与基于所述第一信息的所述驱动电流之间的关系；以及
存储与转矩有关的所述第二信息。
19.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述控制被配置成：
基于存储的所述磁状态信息来计算所述电机的输出转矩、将要向所述绕组部件供应的驱动电压和所述磁通链的数目的变化与所述驱动电流的变化之比中的至少一个；以及
基于计算的所述电机的输出转矩、所述驱动电压和所述磁通链的数目的变化与所述驱动电流的变化之比中的至少一个来控制所述电机的输出。
20.根据权利要求1所述的控制方法，其中还包括：
存储与命令电流有关的信息，该与命令电流有关的信息指示了多个命令电流值与所述电机的输出特征曲线之间的关系；
响应于指示了所述电机的输出特征曲线上的工作点的指令来参考所存储的与命令电流有关的信息，以基于所述参考的结果来确定所述多个命令电流值之一，
其中所述控制被配置成基于所确定的所述多个命令电流值之一来控制所述电机的输出。
21.根据权利要求1所述的控制方法，其中还包括：
基于所存储的所述磁状态信息来确定将要向所述绕组部件供应的电压命令值；以及
其中所述控制被配置成基于所确定的所述命令电压值来控制所述电机的输出。
22.根据权利要求9所述的控制方法，其中假设d-轴电流控制回路的回路增益称为“Gd”，q-轴电流控制回路的回路增益称为“Gq”，所述d-轴磁通链的数目ψd的变化与每个所述工作点(id1，iq1)周围的窄范围Δid之比称为“Δψd/Δid”，而所述q-轴磁通链的数目ψq的变化与每个所述工作点(id1，iq1)周围的窄范围Δiq之比称为“Δψq/Δiq”，所述控制被配置成：
分别将所述回路增益Gd和Gq调节为第一值和第二值，所述回路增益Gd和Gq的所述第一值和第二值分别与变化比Δψd/Δid和Δψq/Δiq成比例；
基于调节后的所述回路增益Gd和Gq的第一值和第二值来控制所述电机的输出。
23.根据权利要求9所述的控制方法，其中假设d-轴电流控制回路的回路增益称为“Gd”，q-轴电流控制回路的回路增益称为“Gq”，d-轴前馈电压量称为“FFd”，而q-轴前馈电压量称为“FFq”，还包括：
基于所存储的所述磁状态信息来生成与控制回路有关的信息，该与控制回路有关的信息指示了在所述驱动电流的多个预定工作点中的每一个工作点与所述回路增益对Gd和Gq和所述d-轴和q-轴前馈电压量对FFd和FFq中的至少一对之间的关系，
其中所述控制被配置成基于所生成的所述与控制回路有关的信息来控制所述电机的输出。
24.根据权利要求9所述的控制方法，其中所述控制被配置成除了基于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一和所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一之外还基于以下诸项中的至少一项来控制所述电机的输出：
与所述d-轴交链的漏磁通链的数目；
与所述q-轴交链的漏磁通链的数目；
d-轴漏电感；以及
q-轴漏电感。
25.根据权利要求9所述的控制方法，其中所述控制被配置成除了基于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一和所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一之外还基于与所述驱动电流的多个工作点中的每个工作点以及与所述电机的角速度相关的铁损耗分量来控制所述电机的输出。
26.根据权利要求9所述的控制方法，其中所述控制被配置成：
减少基于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一而获得的d-轴命令电流值与所检测到的驱动电流的实际值的d-轴电流分量之差；
减少基于所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一而获得的q-轴命令电流值与所检测到的驱动电流的实际值的q-轴电流分量之差；以及
补偿在每个上述差减少过程中引起的延时。
27.根据权利要求1所述的控制方法，其中所述控制被配置成：
基于所存储的磁状态信息以无传感器的方式检测所述电机的旋转位置和所述电机的角速度中的至少一个。
28.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述控制还包括：
估计所述电机的旋转位置；
检测在所述电机的估计旋转位置将要向所述绕组部件供应的驱动电压的实际值，检测到的驱动电流的实际值对应于所述电机的估计旋转位置；
基于所存储的所述磁状态信息和所述电机的估计旋转位置来计算所估计的驱动电压和所估计的驱动电流中的至少一个；
计算所估计的驱动电压和所估计的驱动电流中的至少一个与所述检测到的驱动电压实际值和检测到的驱动电流实际值中的对应至少一个实际值之差；以及
调节所述电机的估计旋转位置使得所计算的差变小。
29.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述控制还包括：
估计所述电机的旋转位置；
在所述驱动电流上叠加预定频率电流分量；
检测在所述电机的估计旋转位置将要向所述绕组部件供应的驱动电压的实际值，所述叠加了所述预定频率电流分量的检测到的驱动电流实际值对应于所述电机的估计旋转位置；
基于所述驱动电流的所述预定频率电流分量和与所述预定频率电流分量相对应的所述驱动电压的频率电压分量来测量在窄范围的驱动电流内的第一电感；
根据用于所述驱动电流的命令电流值基于所估计的所述旋转位置和所存储的所述磁状态信息来计算在所述命令电流值周围的窄范围内的第二电感；以及
计算所述第一电感与所述第二电感之差；以及
调节所述电机的估计旋转位置使得所计算的差变小。
30.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述控制还包括：
估计所述电机的旋转位置；
表示所述电机的电压等式，所述电压等式包括与所估计的旋转位置有关的第一电压项和对所估计的旋转位置几乎无影响的第二电压项；
基于所存储的所述磁状态信息、所述电机的阻抗和检测到的驱动电流的实际值来计算与所述第二电压项相对应的电压值；
检测将要向所述电机的绕组部件供应的驱动电压；
将所检测的驱动电压减去所述电压值；以及
基于所述相减的结果和所述电机的所述电压等式来确定所述电机的估计旋转位置。
31.根据权利要求2所述的控制方法，其中所述控制被配置成：
基于所存储的所述磁状态信息以无传感器的方式检测所述电机的旋转位置和电机的角速度中的至少一个；
在旋转坐标系上基于所获得的磁状态参数的值来控制所述电机的输出，所述旋转坐标系随所述电机的旋转而旋转；以及
在所述电机中定义的固定坐标系上基于所获得的磁状态参数的值来控制所述电机的输出，所述固定坐标系独立于所述电机的旋转而保持固定。
32.一种控制系统，用于在电机的绕组部件由驱动电流赋能时基于与所述绕组部件交链的磁通链来控制所述旋转的电机，所述系统包括：
存储单元，所述存储单元存储指示了在所述驱动电流的多个预定工作点中每个工作点和与所述磁通链相关的磁状态参数之间的关系的磁状态信息；
获得单元，所述获得单元获得与所述电机的工作状态相关的命令信息和与所述电机的工作状态相关的检测信息中的至少一种信息；
参考单元，所述参考单元利用所获得的命令信息和检测信息中的至少一种信息来参考磁状态信息，以基于参考的结果来获得磁状态参数的值；以及
控制器，所述控制器基于所获得的磁状态参数的值来控制电机的输出。
33.根据权利要求32所述的控制系统，其中所述磁状态参数是与所述绕组部件交链的所述磁通链的数目的多个值，而所述驱动电流的每一个所述预定工作点都对应于所述磁通链的数目的值之一。
34.根据权利要求32所述的控制系统，其中所述磁状态参数是与所述绕组部件相关的电感，而所述电感包括分别与所述驱动电流的所述多个预定工作点之一相对应的多个电感值，所述电感具有相对于所述驱动电流的变化而言非线性的特征。
35.根据权利要求33所述的控制系统，其中所述驱动电流的每个工作点包括在电机中定义的d-q轴坐标系上的d-轴电流分量id和q-轴电流分量iq，所述d-q轴坐标系随所述电机的旋转而旋转，与所述绕组部件交链的所述磁通链的数目的值每一个都包括在所述d-q轴坐标系中d-轴磁通链的数目ψd的值之一和q-轴磁通链的数目ψq的值之一，而所述驱动电流的每一个工作点的d-轴和q-轴电流分量(id和iq)对应于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一和所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一，以及
其中所述控制器被配置成基于所述d-轴磁通链的数目ψd的值之一和所述q-轴磁通链的数目ψq的值之一作为所获得的磁状态参数的值来控制所述电机的输出。
36.根据权利要求32所述的控制系统，其中所述控制器被配置成：
基于所存储的所述磁状态信息以无传感器的方式检测所述电机的旋转位置和所述电机的角速度中的至少一个。
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