JP6390446B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、巻線界磁型回転電機に適用される制御装置に関する。

従来から、界磁電流が流れる界磁巻線を有する回転子と、電機子電流が流れる電機子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型回転電機に対して、電力効率の改善が要求されている。この要求を実現すべく、下記特許文献１には、電機子巻線に印加する電圧の位相と界磁電流との組み合わせからなる制御マップであって、電力損失を最小とする制御マップに基づいて、回転電機を制御する制御装置が開示されている。

特開２００８−１０９７５９号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された技術では、電圧の位相と界磁電流との組み合わせからなる制御マップが必要となり、このマップの作成に膨大な工数を要することとなる。このため、電力損失を低減しつつ回転電機を制御する手法として、より簡易な手法が望まれる。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、巻線界磁型回転電機における電力損失を簡易な制御で低減できる制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、界磁電流が流れる界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、電機子電流が流れる電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）とを備える回転電機（１０）に適用され、前記回転電機のトルク、又は前記トルクと正の相関を有するパラメータを制御量とし、前記回転電機に要求される前記制御量が低い第１領域において、前記回転子の回転に伴い前記電機子巻線に生じる誘起電圧の振幅と、前記電機子巻線に印加される所定電圧の振幅との偏差が所定値以下となるように前記界磁電流を制御しつつ、前記制御量を目標値に制御すべく、前記電機子巻線に印加される電圧ベクトルの電圧位相を操作する第１操作手段と、前記回転電機に要求される前記制御量が前記第１領域において要求される前記制御量よりも高い第２領域において、前記制御量を前記目標値に制御すべく、前記界磁電流を操作する第２操作手段とを備えることを特徴とする。

本願発明者は、回転電機の印加電圧の振幅と誘起電圧の振幅とが近づくと、電機子電流の振幅が小さくなることを見出した。電機子電流の振幅が小さくなると、電機子電流が流れることで生じる電力損失が小さくなる。そこで上記発明では、第１操作手段により、誘起電圧の振幅と電機子巻線に印加される所定電圧の振幅との偏差が所定値以下となるように界磁電流を制御しつつ、制御量を目標値に制御すべく、電機子巻線に印加される電圧ベクトルの電圧位相を操作する。このように、上記偏差が所定値以下となるように界磁電流を制御するといった簡易な制御で電力損失を低減しつつ、制御量を目標値に制御することができる。

ここで、誘起電圧の振幅と電機子巻線に印加される所定電圧の振幅との偏差を所定値以下とする界磁電流は、比較的小さい値である。このため、制御量の目標値が高くなる場合、第１操作手段による制御量の制御では、目標値に対して制御量が不足し、制御量を目標値に追従させることができない懸念がある。そこで上記発明では、要求される制御量が低い第１領域においては、第１操作手段によって電圧位相を操作することにより制御量を目標値に制御する。一方、要求される制御量が第１領域において要求される制御量よりも高い第２領域においては、操作量を電圧位相から界磁電流に変更し、第２操作手段によって界磁電流を操作することにより制御量を目標値に制御する。これにより、目標値が高くなる場合であっても、制御量を目標値に追従させることができる。

第１実施形態にかかる車載モータ制御システムの全体構成図。 電流振幅−界磁電流特性を示す図。 印加電圧を変化させた場合の電流振幅−界磁電流特性を示す図。 界磁電流を変化させた場合の電圧制限円と等トルク線とを示す図。 界磁電流を変化させた場合の電圧制限円と等トルク線とを示す図。 低トルク制御を示すブロック図。 銅損及び鉄損を含む合計損失と電気角速度とのｄｑ座標系上の関係を示す図。 高トルク制御を示すブロック図。 電気角速度、バッテリ電圧及びインダクタンスを変化させた場合のトルク−電圧位相特性を示す図。 低トルク制御及び高トルク制御の切替処理を示すフローチャート。 切替処理の一例を示すタイムチャート。 第１実施形態にかかる効果を示す図。 第２実施形態にかかる低トルク制御から高トルク制御への切替処理を示すフローチャート。 界磁巻線等の等価回路を示す図。 切替処理の一例を示すタイムチャート。 第３実施形態にかかる低トルク制御から高トルク制御への切替処理を示すフローチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する巻線界磁型同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。特に本実施形態では、エンジン２０の初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。なお、本実施形態では、モータ１０として、突極型のものを用いている。

モータ１０を構成するロータ１２（回転子）は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト２１等を介してクランク軸２０ａに機械的に接続されている。

モータ１０のステータ１３（固定子）には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａと第２巻線群１０ｂとが同一の構成とされている。このため、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数とが等しく設定されている。

モータ１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つの電力変換回路（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれには、共通の直流電源である高圧バッテリ２２が接続されている。高圧バッテリ２２には、昇圧型ＤＣＤＣコンバータ２３によって昇圧された低圧バッテリ２４の出力電圧が印加可能とされている。低圧バッテリ２４（例えば、鉛蓄電池）の出力電圧は、高圧バッテリ２２（例えば、リチウムイオン蓄電池）の出力電圧よりも低く設定されている。

第１インバータＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、高圧バッテリ２２の正極端子が接続されている。第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、高圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。

上記構成により、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、モータ１０をスタータとして力行駆動させる力行時において、高圧バッテリ２２から出力された直流電圧を交流電圧に変換して第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに印加する機能を有する。また、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、モータ１０を発電機として回生駆動させる回生時において、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂから出力された交流電圧を直流電圧に変換して高圧バッテリ２２に印加する機能を有する。

界磁巻線１１には、界磁回路３６によって直流電圧が印加可能とされている。界磁回路３６は、界磁巻線１１に印加する直流電圧を調整することにより、界磁巻線１１に流れる界磁電流を制御する。

本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ３０、電圧センサ３１、界磁電流センサ３２、及び相電流検出部３３を備えている。回転角センサ３０は、モータ１０の回転角（電気角）を検出する回転角検出手段である。電圧センサ３１は、高圧バッテリ２２の端子間電圧（以下、バッテリ電圧）を検出する電圧検出手段である。界磁電流センサ３２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流を検出する界磁電流検出手段である。相電流検出部３３は、第１巻線群１０ａの各相電流（３相固定座標系における第１巻線群１０ａに流れる電流）と、第２巻線群１０ｂの各相電流とを検出する相電流検出手段である。なお、回転角センサ３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、界磁電流センサ３２及び相電流検出部３３としては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。

上記各種センサの検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、モータ１０の制御量をその目標値に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。なお、図１には、第１インバータＩＮＶ１の各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１として示し、第２インバータＩＮＶ２の各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２として示している。なお、上記界磁回路３６は、制御装置４０に内蔵されていてもよいし、制御装置４０に対して外付けされていてもよい。

本実施形態では、モータ１０の制御量を、力行時においてクランク軸２０ａに出力するトルクとし、回生時において発電電力（トルクと正の相関を有するパラメータ）とする。このため、制御装置４０は、力行時において、モータ１０の出力トルクをその目標値である目標トルクＴｔｇｔに制御し、回生時において、モータ１０の発電電力をその目標値である目標電力Ｐｔｇｔに制御する。ちなみに、モータ１０の制御量を、力行時においてモータ１０に入力される電力（消費電力）としたり、回生時において、クランク軸２０ａからモータ１０に入力されるトルク（発電に伴うロストルク）としたりしてもよい。

制御装置４０は、低トルク制御（「第１操作手段」に相当）と高トルク制御（「第２操作手段」に相当）とを切り替えて行う。低トルク制御では、制御量（出力トルク，発電電力）が小さい低トルク領域において、各巻線群１０ａ，１０ｂに印加される電圧の振幅が一定値にされつつ、制御量を目標値にフィードバック制御すべく各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電圧ベクトルの電圧位相が操作される。低トルク制御では、さらに、界磁電流センサ３２によって検出された界磁電流Ｉｆｒが、各巻線群１０ａ，１０ｂに電流が流れることで生じる電力損失を小さくする最適電流Ｉｏｐｔに制御される。

一方、高トルク制御では、要求される制御量が低トルク領域において要求される制御量よりも大きい高トルク領域において、制御量を目標値にフィードバック制御すべく界磁電流Ｉｆｒが操作される。以下、低トルク制御及び高トルク制御について説明した後、制御装置４０における各トルク制御の詳細について説明する。

＜１．低トルク制御について＞
まず、低トルク制御について説明する。最初に、低トルク制御における操作量を、界磁電流Ｉｆｒではなく、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電圧ベクトルの電圧位相とした理由について説明する。操作量を電圧位相とした理由は、モータ１０の制御量を目標値にフィードバック制御する場合の応答性の低下を回避するためである。詳しくは、界磁巻線１１は、各巻線群１０ａ，１０ｂに比べて、ターン数が多いことによりリアクタンス値が大きく、回路の時定数が大きい。このため、界磁電流Ｉｆｒを操作して制御量を目標値にフィードバック制御すると、制御量の応答性が低下する。このため、低トルク制御における操作量を電圧位相とした。

ちなみに、電圧ベクトルは、ｄｑ座標系において、ｄ軸電圧とｑ軸電圧とからなるベクトルのことである。また、本実施形態において、電圧位相は、ｄｑ座標系において、ｑ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｑ軸の正方向からｄ軸の負方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。すなわち、電圧ベクトルのｑ軸電圧が正であってかつ電圧ベクトルがｑ軸と重なる場合、電圧位相は０となる。

続いて、図２〜図４を用いて、電力損失（銅損）を最小とする最適電流Ｉｏｐｔについて説明する。

図２に、モータ１０の制御量（例えば発電電力）を一定値とする条件、及びモータ１０の印加電圧の振幅を一定値（４８Ｖ）とする条件を課した場合における界磁電流Ｉｆと電流振幅Ｉａとの関係を示す。ここで、電流振幅Ｉａとは、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの組によって表される電流ベクトルの大きさのことである。

図２（ａ）に示すように、電流振幅Ｉａが最小となる界磁電流Ｉｆが存在する。詳しくは、界磁電流Ｉｆが０から増加するに連れて電流振幅Ｉａがその最小値となった後、界磁電流Ｉｆがさらに増加すると、界磁電流Ｉｆの増加に連れて電流振幅Ｉａは増加する。これは、界磁電流Ｉｆをさらに増加させると、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に増加し、モータ１０の無駄なトルクが大きくなるためである。

また、図２（ｂ）には、図２（ａ）におけるモータ１０の電気角速度よりも高い電気角速度の場合の電流振幅及び界磁電流の関係を示した。図２（ａ），（ｂ）に示すように、電流振幅Ｉａが最小となる界磁電流Ｉｆは、電気角速度ωに応じて変化する。電流振幅Ｉａが小さいほど、銅損が小さくなるため、電気角速度ωに基づいて最適電流Ｉｏｐｔを設定することにより、銅損を小さくすることができる。

また、電流振幅Ｉａが最小となる界磁電流Ｉｆは、図３に示すように、モータ１０の印加電圧によっても変化する。図３は、制御量を一定値とする条件下における印加電圧の振幅と、界磁電流Ｉｆと、電流振幅Ｉａとの関係を示す図である。ここで、図３（ａ）における電気角速度は、図３（ｂ）における電気角速度よりも低い。

図３（ａ），（ｂ）に示すように、印加電圧の振幅（１２Ｖ，２４Ｖ，３６Ｖ，４８Ｖを例示）に応じて、電流振幅Ｉａが最小となる界磁電流Ｉｆが変化する。ここでは、印加電圧の振幅が大きいほど、電流振幅Ｉａの最小値が小さくなっている。このため、モータ１０の印加電圧の振幅を、制御システムにおいて可能な最大値（４８Ｖ）とする場合において電流振幅Ｉａを最小とできる界磁電流を最適電流Ｉｏｐｔとして設定する。

続いて、電流振幅Ｉａを最小値にする最適電流Ｉｏｐｔの具体的な設定手法について、力行時を例にして説明する。図４に、力行時において、界磁電流Ｉｆを３通りに設定した条件下における電圧制限円（具体的には、電圧制限円のうち、ｑ軸電流が０以上となる部分）を示す。電圧制限円とは、モータ１０の印加電圧の振幅を一定値とする電流ベクトルの軌跡のことである。なお、回生時においては、電圧制限円のうち、ｑ軸電流が０以下となる部分が用いられる。また、図４に、界磁電流を３通りに設定した場合のそれぞれのモータ１０の等トルク線もあわせて示す。

図４に示すように、各界磁電流の設定において、電圧制限円と、等トルク線との交点が、印加電圧の振幅及び目標トルクＴｔｇｔを実現するｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの組み合わせ（電流ベクトル）を表す。ここで、本願発明者は、実験により、印加電圧の振幅と誘起電圧の振幅とが一致する界磁電流において、電流振幅Ｉａが最小になるとの知見を得た。このため、印加電圧の振幅と誘起電圧の振幅とを一致させる界磁電流を最適電流Ｉｏｐｔに設定することにより、銅損を最小化する。

詳しくは、ｄ軸電流Ｉｄは、下式（ｅｑ１）にて表すことができる。

上式（ｅｑ１）において、φ（Ｉｆ）は界磁電流Ｉｆにより生じる鎖交磁束（界磁磁束）を示し、Ｌｄ，Ｌｑは各巻線群１０ａ，１０ｂのｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、Ｖａはモータ１０の印加電圧の振幅を示す。電圧制限円は、上式（ｅｑ１）を用いてｄｑ座標系に表すことができる。上式（ｅｑ１）において「Ｉｄ＝Ｉｑ＝０」とすると、下式（ｅｑ２）が導かれる。

上式（ｅｑ２）において、ωは電気角速度を示す。また、「φ（Ｉｆ）＝Ｌｆ×Ｉｆ」の関係から下式（ｅｑ３）が成立する。

上式（ｅｑ３）において、Ｌｆは界磁巻線１１の自己インダクタンスを示す。上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）から下式（ｅｑ４）が導かれる。

上式（ｅｑ４）は、モータ１０の印加電圧の振幅Ｖａと、モータ１０の誘起電圧の振幅とが一致することから導かれたものである。上式（ｅｑ４）に基づいて界磁電流（最適電流Ｉｏｐｔ）を設定することにより、電流振幅Ｉａを最小とすることができる。ここで、上式（ｅｑ４）の導出にあたって、「Ｉｄ＝Ｉｑ＝０」としている。つまり、印加電圧の振幅と誘起電圧の振幅とが一致すると、電圧制限円の右端がｄｑ座標系の原点と重なり、電圧制限円がｑ軸に接する。この場合、電圧制限円と、等トルク線との交点も原点に近くなる。また、その交点におけるｄ軸電流Ｉｄが略０となる。このため、モータ１０の無駄なトルクを低減でき、電力損失を低減できる。

＜２．高トルク制御について＞
次に、高トルク制御について説明する。界磁電流Ｉｆｒが最適電流Ｉｏｐｔに制御される低トルク制御において、制御量の目標値が増加すると、ｄｑ座標系の原点から電圧制限円の頂点（図４に、力行時における頂点Ａを記載）に向かって電流ベクトルを移動させることで制御量（例えば出力トルク）が増加する。しかしながら、制御量の最大値は、電圧制限円の頂点Ａのｑ軸電流Ｉｑによって制限される。

そこで、制御装置４０は、高トルク領域において、制御量を目標値に制御すべく、界磁電流Ｉｆｒを最適電流Ｉｏｐｔよりも大きい電流に制御する高トルク制御を行う。ここで、図５に、力行時において、界磁電流が、最適電流Ｉｏｐｔよりも大きい３通りの電流のそれぞれとされる場合の電圧制限円の一部及び等トルク線を示す。各界磁電流の設定において、電圧制限円と、等トルク線との交点が、印加電圧の振幅及び目標トルクＴｔｇｔを実現するｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの組み合わせ（電流ベクトル）を表す。界磁電流が大きくなるに連れて、電圧制限円はｄ軸負方向にｑ軸から離れていく。図５には、各界磁電流の設定における電圧制限円と等トルク線との交点をＢ１，Ｂ２，Ｂ３にて例示した。

＜３．制御装置における処理について＞
図６に、制御装置４０における低トルク制御のブロック図を示す。詳しくは、図６に、力行時におけるブロック図を示す。

２相変換部４０ａは、回転角センサ３０によって検出された電気角θｅと、相電流検出部３３によって検出された第１巻線群１０ａの各相電流とに基づいて、第１巻線群１０ａに対応する固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、ｄｑ座標系における第１ｄ軸電流Ｉｄ１と、第１ｑ軸電流Ｉｑ１とに変換する。また、２相変換部４０ａは、電気角θｅと、相電流検出部３３によって検出された第２巻線群１０ｂの各相電流とに基づいて、第２巻線群１０ｂに対応する固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、ｄｑ座標系における第２ｄ軸電流Ｉｄ２と、第２ｑ軸電流Ｉｑ２とに変換する。

トルク推定部４０ｂは、各ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２、及び界磁電流Ｉｆｒを入力として、下式（ｅｑ５）を用いてモータ１０の推定トルクＴｅを算出する。

上式（ｅｑ５）において、Ｐｎはモータ１０の極対数を示し、Ｍｆは各巻線群１０ａ，１０ｂのそれぞれと界磁巻線１１との間におけるｄ軸上の相互インダクタンスを示し、Ｍｄは第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂ間におけるｄ軸上の相互インダクタンスを示し、Ｍｑは第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂ間におけるｑ軸上の相互インダクタンスを示す。

トルク偏差算出部４０ｃは、推定トルクＴｅと目標トルクＴｔｇｔとの偏差であるトルク偏差ΔＴを算出する。具体的には、目標トルクＴｔｇｔから推定トルクＴｅを減算することでトルク偏差ΔＴを算出する。トルク制御器４０ｄは、トルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを目標トルクＴｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として、電圧ベクトルの電圧位相δｒを算出する。具体的には例えば、トルク偏差ΔＴに基づく比例積分微分制御によって電圧位相δｒを算出すればよい。

変調器４０ｅは、トルク制御器４０ｄによって算出された電圧位相δｒに基づいて、推定トルクＴｅを目標トルクＴｔｇｔに制御するための第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１と第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２とを生成する。変調器４０ｅは、生成された第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を第１インバータＩＮＶ１に出力し、生成された第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を第２インバータＩＮＶ２に出力する。

一方、速度算出部４０ｆは、電気角θｅの微分演算によって電気角速度ωを算出する。

最適電流設定部４０ｇは、電気角速度ωと、電圧センサ３１によって検出されたバッテリ電圧ＶＤＣとに基づいて、低トルク制御における界磁電流の目標値である上記最適電流Ｉｏｐｔを設定する。具体的には、上式（ｅｑ４）を元に、「ＶＤＣ／（ω×Ｌｆ）」の式を用いて最適電流Ｉｏｐｔを設定する。これにより、例えばモータ１０をスタータとして駆動させることにより、高圧バッテリ２２の端子間電圧が大きく低下する場合であっても、バッテリ電圧ＶＤＣに応じた適切な最適電流Ｉｏｐｔを簡易に算出することができる。

界磁補正量算出部４０ｈは、電気角速度ωが高い場合、電気角速度ωが低い場合よりも界磁補正量Δｃｆ（≧０）を大きく算出する。具体的には、電気角速度ωが高いほど、界磁補正量Δｃｆを大きく算出する。この処理は、銅損に加え、鉄損を低減するための処理である。図７に、ｄｑ座標系における銅損及び鉄損を含む合計損失の概略図を示す。電気角速度ωが高い場合、電気角速度ωが低い場合と比較して、ｄｑ座標系において鉄損が大きい領域がｄ軸負方向にずれる。このため、図７に示すように、電気角速度ωが高い場合、電気角速度ωが低い場合と比較して、合計損失が大きい領域がｄ軸負方向にずれる。したがって、銅損に加え、鉄損も加味した合計損失を低減するには、電気角速度ωに応じて最適電流Ｉｏｐｔを補正する必要がある。このため、界磁補正量算出部４０ｈを制御装置４０に備えた。

界磁補正部４０ｉは、最適電流設定部４０ｇによって設定された最適電流Ｉｏｐｔに界磁補正量Δｃｆを加算して出力する。なお本実施形態において、界磁補正量算出部４０ｈ及び界磁補正部４０ｉが「補正手段」に相当する。

界磁偏差算出部４０ｊは、界磁補正部４０ｉの出力値「Ｉｏｐｔ＋Δｃｆ」と界磁電流Ｉｆｒとの偏差である界磁偏差ΔＩｆを算出する。具体的には、上記出力値「Ｉｏｐｔ＋Δｃｆ」から界磁電流Ｉｆｒを減算することで界磁偏差ΔＩｆを算出する。

界磁制御器４０ｋは、界磁偏差ΔＩｆに基づいて、界磁電流Ｉｆｒを上記出力値「Ｉｏｐｔ＋Δｃｆ」にフィードバック制御するための操作量として、界磁巻線１１に印加する直流電圧指令値である界磁指令電圧Ｖｆを算出する。本実施形態では、界磁偏差ΔＩｆに基づく比例積分制御によって界磁指令電圧Ｖｆを算出する。算出された界磁指令電圧Ｖｆは、界磁回路３６に入力される。界磁回路３６は、界磁巻線１１に界磁指令電圧Ｖｆを印加するように操作される。

ちなみに、回生時の低トルク制御では、モータ１０の現在の発電電力Ｐｅを目標電力Ｐｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として電圧位相δｒが算出される。

続いて、図８に、高トルク制御のブロック図を示す。詳しくは、図８に、力行時におけるブロック図を示す。なお、図８において、先の図６に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

目標電流設定部４０ｍは、トルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを目標トルクＴｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として、高トルク制御における界磁電流の目標値である目標電流Ｉｔｇｔを設定する。ここで、目標電流Ｉｔｇｔは、具体的には例えば、トルク偏差ΔＴに基づく比例積分微分制御によって設定すればよい。なお、設定された目標電流Ｉｔｇｔは、界磁偏差算出部４０ｊに入力される。

ちなみに、回生時の高トルク制御では、モータ１０の現在の発電電力Ｐｅを目標電力Ｐｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として目標電流Ｉｔｇｔが設定される。

一方、最適位相設定部４０ｌは、電気角速度ω、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び電流振幅Ｉａに基づいて、高トルク制御における電圧位相である最適位相δｏｐｔを設定する。最適位相δｏｐｔとは、ｄｑ座標系において、上式（ｅｑ１）に現在のバッテリ電圧ＶＤＣ、現在の電気角速度ω及び現在の上記目標電流Ｉｔｇｔを入力することで表される電圧制限円と、等トルク線（等目標値線）との交点のうち、ｄ軸電流の絶対値が小さい方の交点である目標点（例えば、先の図５のＢ１、Ｂ２又はＢ３）に電流ベクトルを属させる電圧位相のことである。等トルク線とは、ｄｑ座標系において、界磁電流が上記目標電流Ｉｔｇｔにされると仮定してかつ目標トルクＴｔｇｔを一定値とした場合における電流ベクトルの軌跡のことである。等トルク線は、例えば上式（ｅｑ５）を用いて表すことができる。最適位相設定部４０ｌは、電気角速度ωが高いほど、最適位相δｏｐｔを大きく設定する。これは、図９（ａ）に示すように、電気角速度ωが高いほど、トルクがピーク値となる電圧位相が大きくなるためである。また、バッテリ電圧ＶＤＣが低いほど、最適位相δｏｐｔを大きく設定する。これは、図９（ｂ）に示すように、バッテリ電圧ＶＤＣが低いほど、トルクがピーク値となる電圧位相が大きくなるためである。

さらに、電流振幅Ｉａが小さいほど、最適位相δｏｐｔを大きく設定する。これは、電流振幅Ｉａが大きいほど、磁気飽和の影響によりｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑが小さくなり、最適位相δｏｐｔが小さくなるためである。なお、電流振幅Ｉａは、例えば、第１ｄ軸電流Ｉｄ１及び第１ｑ軸電流Ｉｑ１の組、又は第２ｄ軸電流Ｉｄ２及び第２ｑ軸電流Ｉｑ２の組に基づいて算出すればよい。

なお、本実施形態では、モータ１０のｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑが大きいほど、最適位相δｏｐｔを大きく設定する。これは、図９（ｃ）に示すように、インダクタンスＬｄ，Ｌｑが大きいほど、トルクがピーク値となる電圧位相が大きくなるためである。また、最適位相δｏｐｔは、例えば、電気角速度ω、バッテリ電圧ＶＤＣ、電流振幅Ｉａ及びインダクタンスＬｄ，Ｌｑと最適位相δｏｐｔとが関係付けられたマップを用いて設定すればよい。

ちなみに、回生時における最適位相δｏｐｔとは、ｄｑ座標系において、等電力線（等目標値線）と、上式（ｅｑ１）を用いて表される電圧制限円との交点のうち、ｄ軸電流の絶対値が小さい方の交点である目標点に電流ベクトルを属させる電圧位相のことである。等電力線とは、ｄｑ座標系において、界磁電流が上記目標電流Ｉｔｇｔにされると仮定してかつ目標電力Ｐｔｇｔを一定値とした場合における電流ベクトルの軌跡のことである。

先の図８の説明に戻り、最適位相設定部４０ｌによって設定された最適位相δｏｐｔは、変調器４０ｅに入力される。変調器４０ｅは、最適位相δｏｐｔに基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１と、第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２とを生成する。

続いて、図１０を用いて、低トルク制御と高トルク制御との切替処理について説明する。図１０は、切替処理のフローチャートである。この処理は、制御装置４０によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図１０では、力行時を例にして説明する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、低トルク制御が行われているか否かを判断する。

ステップＳ１０において肯定判断した場合には、ステップＳ１１に進み、最適位相δｏｐｔ（「判定位相」に相当）を算出する。ここで最適位相δｏｐｔは、先の図８の最適位相設定部４０ｌによって算出すればよい。なお本実施形態において、本ステップの処理が「判定位相算出手段」に相当する。

続くステップＳ１２では、トルク制御器４０ｄによって算出された電圧位相δｒが、ステップＳ１１で算出された最適位相δｏｐｔを超えたか否かを判断する。この処理は、低トルク制御から高トルク制御への切り替えタイミングであるか否かを判断するための処理である。ステップＳ１２において肯定判断した場合には、ステップＳ１３に進み、低トルク制御から高トルク制御に切り替える。なお本実施形態において、ステップＳ１２，Ｓ１３の処理が「第１切替手段」に相当する。

一方、ステップＳ１０において否定判断した場合には、高トルク制御が現在行われていると判断し、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、最適電流Ｉｏｐｔ（「判定電流」に相当）を算出する。ここで最適電流Ｉｏｐｔは、先の図６の最適電流設定部４０ｇによって算出すればよい。なお本実施形態において、本ステップの処理が「判定電流算出手段」に相当する。

続くステップＳ１５では、目標電流設定部４０ｍによって設定された目標電流Ｉｔｇｔが、ステップＳ１４で算出された最適電流Ｉｏｐｔ未満になったか否かを判断する。この処理は、高トルク制御から低トルク制御への切り替えタイミングであるか否かを判断するための処理である。ステップＳ１５において肯定判断した場合には、ステップＳ１６に進み、高トルク制御から低トルク制御に切り替える。なお本実施形態において、ステップＳ１５，Ｓ１６の処理が「第２切替手段」に相当する。

図１１に、本実施形態にかかる力行時の切替処理の一例を示す。

図示される例では、時刻ｔ１において目標トルクＴｔｇｔがステップ状に増加し、低トルク制御によって推定トルクＴｅが目標トルクＴｔｇｔにフィードバック制御される。その後、時刻ｔ２において、電圧位相δｒが最適位相δｏｐｔを超えたと判断（先の図１０のステップＳ１２で肯定判断）されることで、低トルク制御から高トルク制御に切り替えられる。本実施形態では、トルク制御の切り替え時において、モータ１０のトルク変動が発生していない。これは、低トルク制御から高トルク制御への切り替えに用いる判定値を、高トルク制御で用いられる最適位相δｏｐｔとすることにより、制御の切り替え前後における電圧位相の変化量を０に近づけているためである。

図１２を用いて、本実施形態にかかる低トルク制御でのモータ１０の電力効率と界磁電流Ｉｆとを示す。ここで図１２には、電力効率の最高効率と、最高効率に対応する界磁電流とをあわせて示す。最高効率とは、本願発明者が、界磁電流を様々な値に設定して最大となる電力効率を探索することにより得られた電力効率のことである。

図１２に示すように、界磁電流を様々な値に設定し、多くの工数をかけて得られた最高効率に対応する界磁電流と、本実施形態にかかる上式（ｅｑ４）から簡易に定まる界磁電流とは略一致する。このため、本実施形態の電力効率と最高効率とが略一致する。すなわち、本実施形態によれば、膨大な工数をかけて界磁電流を規定するマップを作成することなく、簡易な制御で電力損失を低減することができる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。

（１）低トルク領域において、低トルク制御により、誘起電圧の振幅とモータ１０の印加電圧の振幅との偏差が所定値以下となるように界磁電流Ｉｆｒを制御しつつ、制御量を目標値に制御すべく電圧位相δｒを操作した。これにより、電流振幅を最小とする界磁電流を算出するためのマップが不要となるため、簡易な制御で電力損失を低減しつつ制御量を目標値に制御することができる。

一方、高トルク領域において、高トルク制御により、界磁電流Ｉｆｒを操作することにより制御量を目標値に制御した。これにより、目標値が高くなる場合であっても、制御量を目標値に適切に追従させることができる。

（２）低トルク制御において、電気角速度ωに基づいて、誘起電圧の振幅とモータ１０の印加電圧の振幅とを一致させる界磁電流である最適電流Ｉｏｐｔを設定した。これにより、モータ１０における電力損失の低減効果をより高めることができる。

（３）低トルク制御において、電気角速度ωに基づいて、モータ１０の鉄損が小さくなる方向に最適電流Ｉｏｐｔを補正した。このため、モータ１０の銅損に加え、鉄損も効果的に低減することができる。

（４）高トルク制御において、電圧制限円においてｑ軸電流Ｉｑの絶対値が最大となる頂点、又は頂点からｑ軸側に電流ベクトルが属するように電圧位相を調整しつつ、制御量を目標値にフィードバック制御すべく界磁電流Ｉｆｒを操作した。電圧制限円においてｑ軸電流Ｉｑの絶対値が最大となる頂点よりもｑ軸とは反対側に電流ベクトルが属するように電圧位相を設定すると、無駄なｄ軸電流を増加させることとなり、電力損失が増大する。このため、本実施形態によれば、電力損失の低減効果をより高めることができる。

特に本実施形態では、高トルク制御において、電圧位相を最適位相δｏｐｔに調整したため、電力損失を低減しつつ、制御量を大きくすることができる。

（５）高トルク制御において、電気角速度ω、電流振幅Ｉａ、バッテリ電圧ＶＤＣ及びインダクタンスＬｄ，Ｌｑに基づいて、最適位相δｏｐｔを設定した。このため、制御量をより高めることができる。

（６）低トルク制御中において電圧位相δｒが最適位相δｏｐｔを超えたと判断された場合、低トルク制御から高トルク制御に切り替えた。また、高トルク制御中において目標電流Ｉｔｇｔが最適電流Ｉｏｐｔ未満になったと判断された場合、高トルク制御から低トルク制御に切り替えた。これにより、制御の切り替え時におけるモータ１０のトルク変動を好適に抑制することができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、低トルク制御から高トルク制御への切り替え時において、界磁電流を迅速に立ち上げる制御を行う。

図１３に、本実施形態にかかる低トルク制御から高トルク制御への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図１３では、力行時を例にして説明する。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、低トルク制御が現在実行されているとの第１条件と、目標トルクＴｔｇｔが前回の処理周期から所定量増加したとの第２条件との論理積が真であるか否かを判断する。ここで第２条件は、目標トルクＴｔｇｔが急増したか否かを判断するための条件である。

ステップＳ２０において肯定判断した場合には、ステップＳ２１に進み、現在の処理周期における目標電流Ｉｔｇｔ［ｋ］と、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］との差である電流偏差Δ［ｋ］を算出する。本実施形態では、現在の処理周期における目標電流Ｉｔｇｔ［ｋ］から現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］を減算することで電流偏差Δ［ｋ］を算出する。ここで、界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］は、現在の処理周期において界磁電流センサ３２によって検出された界磁電流である。また、目標電流Ｉｔｇｔ［ｋ］は、電圧位相が最適位相設定部４０ｌによって設定された最適位相δｏｐｔに設定されると仮定した場合に、現在の処理周期において目標電流設定部４０ｍによって設定された目標電流である。

続くステップＳ２２では、現在の処理周期における界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］、界磁指令電圧Ｖｆ、及びｄ軸参照電流Ｉｄｒｅｆに基づいて、次回の処理周期における界磁電流の予測値（以下、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］）を算出する。本実施形態において、本ステップの処理が「予測手段」に相当する。詳しくは、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］は、低トルク制御において、電圧位相を上記最適位相δｏｐｔまで増加させたと仮定した場合（すなわち、弱め界磁電流を増加させたと仮定した場合）における次回の処理周期の界磁電流のことである。本実施形態では、下式（ｅｑ６）を用いて予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］を算出する。

上式（ｅｑ６）において、Ｒｆは界磁巻線１１の巻線抵抗を示し、Ｔｓは制御装置４０の処理周期（処理タイミングの時間間隔）を示し、Ｖｐｌはｄ軸電流と界磁電流との干渉項を示す。また、Ｉｄｒｅｆは、現在の電圧位相を最適位相δｏｐｔまで増加させた場合に想定されるｄ軸電流（具体的には、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂのｄ軸電流の合計値）を示す。上式（ｅｑ６）は、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれのｄ軸電流を負方向に変化させることにより、干渉項Ｖｐｌを正方向に増加させ、界磁電流Ｉｆｒを増加できることを示している。上式（ｅｑ６）は、界磁巻線１１の電圧方程式を元にしたモデル式である。より詳しくは、下式（ｅｑ７）の電圧方程式を後退差分によって離散化することで上式（ｅｑ６）が導かれる。下式（ｅｑ７）において、「ｓ」はラプラス演算子（微分演算子）を示す。なお、図１４に、界磁巻線１１の等価回路を示した。

先の図１３の説明に戻り、続くステップＳ２３では、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］から現在の処理周期の界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］を減算した値が、ステップＳ２１で算出した電流偏差Δ［ｋ］以上であるか否かを判断する。この処理は、電圧位相を最適位相δｏｐｔまで増加させたと仮定した場合に、次回の処理周期において界磁電流が目標電流Ｉｔｇｔに到達するか否かを判断するための処理である。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「到達判断手段」に相当する。

ステップＳ２３において否定判断した場合、上記ステップＳ２１に戻る。一方、ステップＳ２３において肯定判断した場合、次回の処理周期において目標電流Ｉｔｇｔに到達すると判断し、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、電圧位相を最適位相δｏｐｔまで増加させる。そして、低トルク制御から高トルク制御に切り替える。

ちなみに、高トルク制御から低トルク制御への切り替えは、上記第１実施形態と同様な切替手法で行えばよい。

図１５に、本実施形態にかかる力行時の切替処理の一例を示す。詳しくは、図１５（ａ）は電圧位相の推移を示し、図１５（ｂ）はｄ軸電流の推移を示し、図１５（ｃ）は界磁電流の推移を示し、図１５（ｄ）はトルクの推移を示す。なお、図１５には、関連技術の各波形の推移もあわせて示した。関連技術とは、上記第１実施形態のことである。

図示される例では、低トルク制御中の時刻ｔ１において目標トルクＴｔｇｔが急増することにより、電圧位相が上昇し始める。その後、時刻ｔ２において、予測電流Ｉｆｒ［ｋ＋１］から現在の処理周期の界磁電流Ｉｆｒ［ｋ］を減算した値が電流偏差Δ［ｋ］以上になると判断される。このため、トルク制御器４０ｄによって算出された電圧位相δｒが最適位相δｏｐｔに到達するタイミング（時刻ｔ３）を待たずして、電圧位相を最適位相δｏｐｔまで一気に増加させる。このため、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に大きく低下し、界磁電流が目標電流Ｉｔｇｔ付近まで一気に上昇する。これにより、制御量（出力トルク）を目標値（目標トルクＴｔｇｔ）に迅速に追従させることができるといった効果を得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、界磁電流を迅速に立ち上げる手法を変更する。

図１６に、本実施形態にかかる低トルク制御から高トルク制御への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図１６において、先の図１３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。また、図１６では、力行時を例にして説明する。

この一連の処理では、ステップＳ２０において肯定判断した場合、ステップＳ２５に進む。ステップＳ２５では、トルク制御器４０ｄによって算出された電圧位相δｒが規定位相δａ以上になるまで待機する。本実施形態において、規定位相δａは、０よりも大きくてかつ上記最適位相δｏｐｔよりも小さい予め定められた一定値である。より具体的には、規定位相δａは、現在の処理周期において電圧位相を最適位相δｏｐｔまで増加させたと仮定した場合に、次回の処理周期において界磁電流が目標電流Ｉｔｇｔに到達すると想定される値に設定されている。規定位相δａは、例えば予め実験等によって定められる。本実施形態において、本ステップの処理が「到達判断手段」に相当する。なお、ステップＳ２５において肯定判断した場合、ステップＳ２４に進む。

以上説明した本実施形態によれば、簡易な手法で界磁電流の立ち上げタイミングを把握することができる。

（その他の実施形態）
・上記各実施形態では、低トルク制御において、電機子巻線に生じる誘起電圧の振幅と電機子巻線の印加電圧の振幅とを一致させるように界磁電流を制御したがこれに限らない。例えば、誘起電圧の振幅と印加電圧の振幅との偏差を所定値以下にすることを条件として、誘起電圧の振幅を印加電圧の振幅よりもやや大きくするように界磁電流を制御してもよい。この場合、上記第１実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。

また例えば、誘起電圧の振幅と印加電圧の振幅との偏差を所定値以下にすることを条件として、印加電圧の振幅を誘起電圧の振幅よりもやや大きくするように界磁電流を制御してもよい。

・先の図６の界磁補正量算出部４０ｈにおいて、電気角速度ωに加えて、電機子巻線に流れる電流（例えば、電流振幅）、バッテリ電圧ＶＤＣ、及びモータの温度のうち少なくとも１つを加味して界磁補正量Δｃｆを算出してもよい。これは、電機子巻線に流れる電流、バッテリ電圧ＶＤＣ、及びモータの温度が鉄損に影響を及ぼすためである。

・先の図８の最適位相設定部４０ｌにおいて、最適位相δｏｐｔの設定に用いるパラメータとして、電流振幅Ｉａに代えて、例えばｑ軸電流を用いてもよい。また、最適位相設定部４０ｌにおいて、上記パラメータとして、電気角速度ω、バッテリ電圧ＶＤＣ、電流振幅Ｉａ及びインダクタンスＬｄ，Ｌｑのうち、一部であってかつ少なくとも１つを用いてもよい。また、上記パラメータとして、さらにモータ１０の温度を用いてもよい。

・上式（ｅｑ４）を用いて最適電流Ｉｏｐｔを算出する場合において、印加電圧の振幅（バッテリ電圧）を固定値として取り扱ってもよい。

・上記各実施形態においてモータが非突極機である場合、例えば、力行時におけるモータの制御量を、出力トルクに代えてｑ軸電流としてもよい。

・モータとしては、２重巻線モータ等の多重巻線モータに限らず、１つの電機子巻線群を備えるモータであってもよい。この場合、例えば、図１に示すモータ制御システムから第２インバータＩＮＶ２を除去すればよい。さらに、モータの用途としては、スタータや発電機に限らず、車載補機の駆動用等、他の用途であってもよい。

１０…モータ、１１…界磁巻線、１２…ロータ、１３…ステータ、１０ａ，１０ｂ…第１，第２巻線群、４０…制御装置。

Claims (12)

1. 界磁電流が流れる界磁巻線（１１）を有する回転子（１２）と、電機子電流が流れる電機子巻線（１０ａ，１０ｂ）を有する固定子（１３）とを備える回転電機（１０）に適用され、
   前記回転電機のトルク、又は前記トルクと正の相関を有するパラメータを制御量とし、
   前記回転電機に要求される前記制御量が低い第１領域において、前記回転子の回転に伴い前記電機子巻線に生じる誘起電圧の振幅と、前記電機子巻線に印加される所定電圧の振幅との偏差が所定値以下となるように前記界磁電流を制御しつつ、前記制御量を目標値に制御すべく、前記電機子巻線に印加される電圧ベクトルの電圧位相を操作する第１操作手段と、
   前記回転電機に要求される前記制御量が前記第１領域において要求される前記制御量よりも高い第２領域において、前記制御量を前記目標値に制御すべく、前記界磁電流を操作する第２操作手段とを備えることを特徴とする回転電機の制御装置。
2. 前記第１操作手段は、前記回転電機の電気角速度に基づいて、前記誘起電圧の振幅と前記所定電圧の振幅とを一致させるように前記界磁電流を制御する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記電気角速度に基づいて、前記第１操作手段によって制御される前記界磁電流を前記回転電機の鉄損が小さくなる方向に補正する補正手段をさらに備える請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記回転電機のｄｑ座標系において、前記電機子電流をｄ軸電流及びｑ軸電流の組からなる電流ベクトルで表す場合に、前記所定電圧の振幅を一定値とする前記電流ベクトルの軌跡を電圧制限円と定義し、
   前記第２操作手段は、前記電圧制限円において前記ｑ軸電流の絶対値が最大となる頂点、又は前記電圧制限円において前記頂点から前記座標系のｑ軸側に前記電流ベクトルが属するように前記電圧位相を調整する処理を行いつつ、前記界磁電流を操作する請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記第２操作手段は、前記電圧位相を調整する処理として、前記ｄｑ座標系において、前記目標値を一定値とする前記電流ベクトルの軌跡である等目標値線と、前記電圧制限円との交点のうち、ｄ軸電流の絶対値が小さい方の交点である目標点の近傍に前記電流ベクトルが属するように前記電圧位相を調整する処理を行う請求項４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記第２操作手段は、前記回転電機の電気角速度、前記回転電機に流れる電流、及び前記電機子巻線に印加される前記所定電圧の振幅のうち少なくとも１つに基づいて、前記電圧位相を調整する請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記第１操作手段は、前記回転電機の電気角速度に基づいて、前記誘起電圧の振幅と前記所定電圧の振幅とを一致させるように前記界磁電流を制御し、
   前記電圧位相に基づいて、前記第１操作手段による前記制御量の制御から前記第２操作手段による前記制御量の制御に切り替える第１切替手段と、
   前記界磁電流に基づいて、前記第２操作手段による前記制御量の制御から前記第１操作手段による前記制御量の制御に切り替える第２切替手段とをさらに備える請求項５又は６に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記第２操作手段による前記制御量の制御中に、前記誘起電圧の振幅と前記所定電圧の振幅とを一致させる前記界磁電流である判定電流を算出する判定電流算出手段をさらに備え、
   前記第２切替手段は、前記第２操作手段によって操作される前記界磁電流が前記判定電流よりも小さくなった場合、前記第２操作手段による前記制御量の制御から前記第１操作手段による前記制御量の制御に切り替える請求項７に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記第１操作手段による前記制御量の制御中に、前記電圧制限円において前記目標点の近傍に前記電流ベクトルを属させる前記電圧位相である判定位相を算出する判定位相算出手段をさらに備え、
   前記第１切替手段は、前記第１操作手段によって操作される前記電圧位相が前記判定位相を超えた場合、前記第１操作手段による前記制御量の制御から前記第２操作手段による前記制御量の制御に切り替える請求項７又は８に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記第２操作手段によって前記制御量を前記目標値に制御する場合に要求される前記界磁電流を目標電流とし、
    前記第１操作手段による前記制御量の制御中において、前記界磁電流を流すことによって生じる界磁磁束を、前記電機子電流を流すことによって生じる磁束で打ち消す方向に前記電機子電流を増加させたと仮定した場合に、現在の前記界磁電流が前記目標電流に到達するか否かを判断する到達判断手段をさらに備え、
    前記第１切替手段は、前記到達判断手段によって前記目標電流に到達すると判断された場合、前記打ち消す方向に前記電機子電流を増加させ、前記第１操作手段による前記制御量の制御から前記第２操作手段による前記制御量の制御に切り替える請求項７に記載の回転電機の制御装置。
11. 前記電圧制限円において前記目標点の近傍に前記電流ベクトルを属させる前記電圧位相よりも小さい値であって、現在の処理周期において前記打ち消す方向に前記電機子電流を増加させた場合に、次回の処理周期において前記界磁電流を前記目標電流の近傍に到達させることのできる前記電圧位相を規定位相とし、
    前記到達判断手段は、前記第１操作手段によって操作される前記電圧位相が増加して前記規定位相以上になったと判断したことをもって、前記界磁電流が前記目標電流に到達すると判断し、
    前記第１切替手段は、現在の前記電圧位相を、前記電圧制限円において前記目標点の近傍に前記電流ベクトルを属させる前記電圧位相まで増加させることにより、前記打ち消す方向に前記電機子電流を増加させる請求項１０に記載の回転電機の制御装置。
12. 前記第１操作手段による前記制御量の制御中に、現在の前記電圧位相を、前記電圧制限円において前記目標点の近傍に前記電流ベクトルを属させる前記電圧位相まで増加させたと仮定した場合における次回の処理周期の前記界磁電流を予測する予測手段をさらに備え、
    前記到達判断手段は、前記予測手段によって予測された前記界磁電流が前記目標電流以上になったと判断したことをもって、次回の処理周期の前記界磁電流が前記目標電流に到達すると判断し、
    前記第１切替手段は、現在の前記電圧位相を、前記電圧制限円において前記目標点の近傍に前記電流ベクトルを属させる前記電圧位相まで増加させることにより、前記打ち消す方向に前記電機子電流を増加させる請求項１０に記載の回転電機の制御装置。