JP7070064B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

従来、特許文献１に記載されているように、回転電機のステータ巻線に流す電流を制御し、回転電機の界磁巻線に流す界磁電流を制御する制御装置が知られている。制御装置は、回転電機の回転速度が所定値以下の場合、界磁電流を制御するとともに、変調率が１以下となるようにＰＷＭ制御された電流をステータ巻線に流して回転電機に発電させるＰＷＭ制御モードを実施する。制御装置は、回転電機の回転速度が所定値を超える場合、界磁電流の制御により回転電機に発電させる界磁制御モードを実施する。制御装置は、ＰＷＭ制御モード及び界磁制御モードのうち、一方の制御モードから他方の制御モードに切り替える場合、変調率が１よりも大きくなる過変調ＰＷＭ制御モードを介した切り替えを実施する。これにより、切り替えに伴って発生する回転電機の制御量の変動の抑制を図っている。

特開２０１６－１８９６９８号公報

ここで、回転電機の制御量の応答性が低下する場合がある。応答性が低下すると、制御モードが切り替えられるときに制御量が指令制御量からずれる時間が長くなり、制御量の制御性が低下するおそれがある。

本発明は、回転電機の制御量の制御性の低下を抑制できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、界磁巻線及びステータ巻線を有する回転電機と、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を有し、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのスイッチングにより、直流電源と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行うインバータと、を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置において、前記界磁巻線に流れる界磁電流をその指令値である界磁指令電流に制御する界磁制御部と、前記回転電機の発電トルク、前記インバータから前記直流電源へと供給される直流電流又は前記回転電機の発電電力のいずれかを主制御量とする場合において、前記ステータ巻線の発電電圧が前記直流電源の電圧を上回る期間の少なくとも一部において前記上アームスイッチをオンすることを条件として、前記主制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、前記回転電機の１電気角周期においてデッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつオンすることにより、前記ステータ巻線に流れる電流を制御する同期整流制御部と、前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下になる場合、前記主制御量を前記指令制御量に制御するための指令値に基づいて、前記ステータ巻線に印加される各相電圧がＰＷＭ電圧波形となるように正弦波ＰＷＭ制御により前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをオンオフすることにより、前記ステータ巻線に流れる電流を制御する正弦波制御部と、を備え、前記同期整流制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系、前記正弦波制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系及び前記界磁制御部の制御により前記界磁電流を制御量として制御する制御系のうち、制御量の応答性が最も低い制御系に対応する制御部が前記界磁制御部とされており、前記正弦波制御部の制御から前記同期整流制御部の制御に切り替えられる場合、前記同期整流制御部の制御に切り替えられた直後の前記界磁電流が、前記同期整流制御部の制御に切り替えられる直前の前記界磁電流よりも大きくなるように前記界磁制御部を制御し、前記同期整流制御部の制御から前記正弦波制御部の制御に切り替えられる場合、前記正弦波制御部の制御に切り替えられた直後の前記界磁電流が、前記正弦波制御部の制御に切り替えられる直前の前記界磁電流よりも小さくなるように前記界磁制御部を制御する移行制御処理を行う移行制御部を備える。

回転電機が発電機として駆動される場合、正弦波制御部の制御から同期整流制御部の制御への切り替え前後において界磁電流が連続にされると、制御の切り替え前後において回転電機のトルクが減少してしまう。これは、ステータ巻線及びインバータを含む電流経路において発生する損失が正弦波制御部の制御よりも同期整流制御部の制御の方が小さくなり、要求される発電電力を賄うためにステータ巻線に流れる電流が制御の切り替え前後において減少するためである。正弦波制御部の制御により発生する損失よりも同期整流制御部の制御により発生する損失の方が小さくなる理由は、例えば、同期整流制御部の制御により発生するスイッチング損失が、正弦波制御部の制御により発生するスイッチング損失よりも小さいためである。

この点に鑑み、本発明では、正弦波制御部の制御から同期整流制御部の制御に切り替えられる場合、同期整流制御部の制御に切り替えられた直後の界磁電流が、同期整流制御部の制御に切り替えられる直前の界磁電流よりも大きくなるように界磁制御部が制御される。これにより、正弦波制御部の制御から同期整流制御部の制御に切り替えられる場合におけるトルクの低下を抑制することができる。その結果、制御が切り替えられる場合における主制御量と指令制御量とのずれを抑制でき、制御量の制御性の低下を抑制することができる。

一方、回転電機が発電機として駆動される場合、同期整流制御部の制御から正弦波制御部の制御への切り替え前後において界磁電流が連続にされると、制御の切り替え前後において回転電機のトルクが増加してしまう。これは、ステータ巻線及びインバータを含む電流経路において発生する損失が同期整流制御部の制御よりも正弦波制御部の制御の方が大きくなり、要求される発電電力を賄うためにステータ巻線に流れる電流が制御の切り替え前後において増加するためである。

この点に鑑み、本発明では、同期整流制御部の制御から正弦波制御部の制御に切り替えられる場合、正弦波制御部の制御に切り替えられた直後の界磁電流が、正弦波制御部の制御に切り替えられる直前の界磁電流よりも小さくなるように界磁制御部が制御される。これにより、同期整流制御部の制御から正弦波制御部の制御に切り替えられる場合におけるトルクの増加を抑制することができる。その結果、制御が切り替えられる場合における主制御量と指令制御量とのずれを抑制でき、制御量の制御性の低下を抑制することができる。

第１実施形態に係る車載システムの全体構成図。 界磁通電回路の駆動態様を示す図。 正弦波ＰＷＭ制御のブロック図。 電圧ベクトルの定義を示す図。 正弦波ＰＷＭ制御時におけるスイッチの駆動態様及び相電流等の推移を示すタイムチャート。 同期整流制御のブロック図。 同期整流制御時におけるスイッチの駆動態様及び相電流等の推移を示すタイムチャート。 界磁電流を制御する制御系及びｄ軸電流を制御する制御系の閉ループ伝達関数を示す図。 閉ループ伝達関数のゲインに関する周波数特性を示す図。 時定数の定義を示す図。 移行制御処理の手順を示すフローチャート。 アイドルアップ制御に切り替えられる場合の界磁指令電流の設定態様を示す図。 通常時制御に切り替えられる場合の界磁指令電流の設定態様を示す図。 比較例に係るアイドルアップ制御に切り替えられる場合の界磁指令電流の設定態様を示す図。 比較例に係る通常時制御に切り替えられる場合の界磁指令電流の設定態様を示す図。 第２実施形態に係る過変調ＰＷＭ制御時におけるスイッチの駆動態様及び相電流等の推移を示すタイムチャート。 矩形波制御時におけるスイッチの駆動態様及び相電流等の推移を示すタイムチャート。 移行制御処理の手順を示すフローチャート。 第１処理の手順を示すフローチャート。 第２処理の手順を示すフローチャート。 正弦波ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルを示す図。 過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルを示す図。 矩形波制御時における電圧ベクトルを示す図。 同期整流制御時における電圧ベクトルを示す図。 第３実施形態に係る移行制御処理の手順を示すフローチャート。 第４実施形態に係る正弦波ＰＷＭ制御のブロック図。 同期整流制御のブロック図。 移行制御処理の手順を示すフローチャート。 第４実施形態の変形例に係る界磁指令電流の設定態様を示す図。 第４実施形態の変形例に係る界磁指令電流の設定態様を示す図。 第５実施形態に係る界磁指令電流の設定態様を示す図。 界磁指令電流の設定態様を示す図。 第６実施形態に係る界磁指令電流の設定態様を示す図。 界磁指令電流の設定態様を示す図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を車両に搭載した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、車両は、車載主機としてのエンジン１０を備えている。エンジン１０は、燃料噴射弁等を備え、燃料噴射弁から噴射されたガソリン又は軽油等の燃料の燃焼により動力を発生する。発生した動力は、エンジン１０の出力軸１０ａから出力される。

車両は、直流電源としてのバッテリ２０と、負荷２２と、制御システムとを備えている。バッテリ２０は、例えば、定格電圧が１２Ｖの鉛蓄電池である。制御システムは、交流駆動される回転電機３０を備えている。本実施形態では、回転電機３０として、巻線界磁型の同期機が用いられている。また、本実施形態では、回転電機３０として、電動機の機能が付加された発電機であるＩＳＧ（Integrated Starter Generator）が用いられている。なお、回転電機３０は、例えば突極機である。

回転電機３０は、ロータ３１を備えている。ロータ３１は、界磁巻線３２を備えている。ロータ３１の回転軸は、図示しないプーリ等を介してエンジン１０の出力軸１０ａと動力伝達が可能とされている。回転電機３０が発電機として駆動される場合、出力軸１０ａから供給される回転動力によってロータ３１が回転し、回転電機３０が発電する。回転電機３０の発電電力により、バッテリ２０が充電される。一方、回転電機３０が電動機として駆動される場合、ロータ３１の回転に伴って出力軸１０ａが回転し、出力軸１０ａに回転力が付与される。これにより、例えば車両の走行をアシストすることができる。なお、出力軸１０ａには、変速装置等を介して車両の駆動輪が接続されている。

回転電機３０は、ステータ３３を備えている。ステータ３３は、ステータ巻線を備えている。ステータ巻線は、電気角で互いに１２０°ずれた状態で配置されたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗを含む。

制御システムは、３相のインバータ４０と、界磁通電回路４１と、コンデンサ２１とを備えている。インバータ４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの接続点には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗの第２端は、中性点で接続されている。すなわち本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗは、星形結線されている。なお、本実施形態では、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎには、ボディダイオードＤＵｐ～ＤＷｎが内蔵されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴがオンされる場合、高電位側端子であるドレイン及び低電位側端子であるソースの間の電流の流通が許可される。一方、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴがオフされる場合、ドレインからソースへの電流の流通が阻止される。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐの高電位側端子であるコレクタには、高電位側電気経路Ｌｐを介してバッテリ２０の正極端子が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎの低電位側端子であるエミッタには、低電位側電気経路Ｌｎを介してバッテリ２０の負極端子が接続されている。各電気経路Ｌｐ，Ｌｎは、バスバー等の導電部材である。高電位側電気経路Ｌｐのうち各上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのコレクタとの接続点よりもバッテリ２０の正極端子側には、コンデンサ２１の高電位側端子が接続されている。低電位側電気経路Ｌｎのうち各下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのエミッタとの接続点よりもバッテリ２０の負極端子側には、コンデンサ２１の低電位側端子が接続されている。

界磁通電回路４１は、フルブリッジ回路であり、第１上アームスイッチＳＨ１及び第１下アームスイッチＳＬ１の直列接続体と、第２上アームスイッチＳＨ２及び第２下アームスイッチＳＬ２の直列接続体とを備えている。第１上アームスイッチＳＨ１と第１下アームスイッチＳＬ１との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第１端が接続されている。第２上アームスイッチＳＨ２と第２下アームスイッチＳＬ２との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第２端が接続されている。なお、本実施形態では、各アームスイッチＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２として、ＩＧＢＴが用いられている。また、各アームスイッチＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２には、各ダイオードＤＨ１，ＤＬ１，ＤＨ２，ＤＬ２が逆並列接続されている。

第１，第２上アームスイッチＳＨ１，ＳＨ２の高電位側端子であるコレクタには、高電位側電気経路Ｌｐのうちコンデンサ２１の高電位側端子との接続点よりもインバータ４０側が接続されている。第１，第２下アームスイッチＳＬ１，ＳＬ２の低電位側端子であるエミッタには、低電位側電気経路Ｌｎのうちコンデンサ２１の低電位側端子との接続点よりもインバータ４０側が接続されている。

制御システムは、電圧検出部５０、相電流検出部５１、界磁電流検出部５２及び角度検出部５３を備えている。電圧検出部５０は、コンデンサ２１の端子電圧を電源電圧ＶＤＣとして検出する。相電流検出部５１は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに流れる相電流を検出する。界磁電流検出部５２は、界磁巻線３２に流れる界磁電流を検出する。角度検出部５３は、ロータ３１の回転角に応じた信号である角度信号を出力する。各検出部５０～５３の出力信号は、制御装置６０に入力される。ちなみに、本実施形態において、回転電機３０、インバータ４０、界磁通電回路４１及び制御装置６０が一体化されて機電一体型の駆動装置ＤＵとされている。

制御装置６０は、記憶部に相当するメモリ６０ａを備えている。メモリ６０ａは、非遷移的実体的記録媒体（non-transitory computer readable medium）に相当し、例えば不揮発性のメモリである。

なお、制御装置６０の各機能の一部又は全部は、例えば、１つ又は複数の集積回路等によりハードウェア的に構成されていてもよい。また、制御装置６０の各機能は、例えば、非遷移的実体的記録媒体に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータによって構成されていてもよい。

制御装置６０は、インバータ４０及び界磁通電回路４１を構成する各スイッチの駆動信号を生成する。

まず、インバータ４０について説明する。制御装置６０は、角度検出部５３の角度信号を取得し、取得した角度信号に基づいて、インバータ４０を構成する各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成する。駆動信号は、スイッチのオンへの切り替えを指示するオン指令と、オフへの切り替えを指示するオフ指令とのいずれかをとる。制御装置６０は、回転電機３０を電動機として駆動させる場合、バッテリ２０から出力された直流電力を交流電力に変換してＵ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成し、生成した駆動信号を各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎのゲートに供給する。一方、制御装置６０は、回転電機３０を発電機として駆動させる場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗから出力された交流電力を直流電力に変換してバッテリ２０及び負荷２２の少なくとも一方に供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成する。

続いて、界磁通電回路４１について説明する。制御装置６０は、界磁巻線３２を励磁すべく、界磁通電回路４１を構成する各スイッチをオンオフする。図２に、各スイッチの駆動態様の一例を示す。制御装置６０は、図２（ａ）に示す第１状態と図２（ｂ）に示す第２状態とが交互に出現するように各スイッチをオンオフする。第１状態は、第１上アームスイッチＳＨ１と第２下アームスイッチＳＬ２とがオンされて、かつ、第２上アームスイッチＳＨ２と第１下アームスイッチＳＬ１とがオフされている状態である。第２状態は、第１上アームスイッチＳＨ１と第２下アームスイッチＳＬ２とがオフされて、かつ、第２上アームスイッチＳＨ２と第１下アームスイッチＳＬ１とがオンされている状態である。なお、図２に示した駆動態様は、一例にすぎず、第２状態が出現しない駆動態様等、他の駆動態様であってもよい。また、界磁通電回路４２は、フルブリッジ回路に限らず、例えばハーフブリッジ回路であってもよい。

制御装置６０は、角度検出部５３の角度信号に基づいて、回転電機３０の電気角θｅと、ロータ３１の回転速度Ｎｍとを算出する。

車両は、エンジン１０の燃焼制御を行う制御装置であるエンジンＥＣＵ１１と、車両の制御を統括する制御装置である上位ＥＣＵ１２とを備えている。制御装置６０、エンジンＥＣＵ１１及び上位ＥＣＵ１２は、ＣＡＮ等の通信線により情報のやり取りが可能とされている。

エンジンＥＣＵ１１は、エンジン１０のアイドリング運転中の燃焼制御として、通常時制御と、アイドルアップ制御とを行う。通常時制御は、出力軸１０ａの回転速度であるエンジン回転速度Ｎｅｒを第１指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１に制御するための燃焼制御である。アイドルアップ制御は、エンジン回転速度Ｎｅｒを、第１指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１よりも高い第２指令回転速度Ｎｅｔｇｔ２に制御するための燃焼制御である。各指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１，Ｎｅｔｇｔ２は、エンジン１０の冷却水の温度等に応じて可変設定される。エンジンＥＣＵ１１は、所定の条件が成立したと判定した場合、通常時制御からアイドルアップ制御に切り替える。所定の条件は、例えば、出力軸１０ａの動力により駆動される車載機器の消費動力が所定動力以上になったとの条件である。この場合の車載機器には、回転電機３０も含まれる。

以下、本実施形態では、回転電機３０を発電機として駆動させる場合について説明する。図３に、制御装置６０が行う正弦波ＰＷＭ制御モードのブロック図を示す。本実施形態において、制御装置６０のうち、図３に示す処理を行う構成が正弦波制御部に相当する。

電圧偏差算出部６１は、指令発電電圧ＶＤ＊から、電圧検出部５０により検出された電源電圧ＶＤＣを減算することにより、電圧偏差ΔＶを算出する。指令発電電圧ＶＤ＊は、インバータ４０からバッテリ２０に出力する直流電圧の指令値である。指令発電電圧ＶＤ＊は、例えば、上位ＥＣＵ１２から制御装置６０へと入力される。

トルク算出部６２は、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として、回転電機３０の制御量の指令値を算出する。本実施形態において、制御量はトルクであり、その指令値は指令トルクＴｒｑ＊である。また、本実施形態において、トルク算出部６２で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。

ｄ軸指令設定部７１は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするためのｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。具体的には、ｄ軸指令設定部７１は、指令トルクＴｒｑ＊とｄ軸指令電流Ｉｄ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。ｑ軸指令設定部７２は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするためのｑ軸指令電流Ｉｑ＊を設定する。具体的には、ｑ軸指令設定部７２は、指令トルクＴｒｑ＊とｑ軸指令電流Ｉｑ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊を設定する。上記マップ情報は、メモリ６０ａに記憶されている。

２相変換部７０は、相電流検出部５１により検出された相電流及び電気角θｅに基づいて、回転電機３０の３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。

ステータ制御部７３は、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。具体的には、ステータ制御部７３は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値としてｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差ΔＩｄを０にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。

ステータ制御部７３は、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。具体的には、ステータ制御部７３は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値としてｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差ΔＩｑを０にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。

なお、本実施形態において、ステータ制御部７３で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。

ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊により、ｄｑ座標系における電圧ベクトルの指令値である指令電圧ベクトルが定まる。ここで、ステータ巻線に印加される電圧ベクトルＶｔｒは、図４に示すように、そのｄ軸成分がｄ軸電圧Ｖｄとなり、ｑ軸成分がｑ軸電圧Ｖｑとなるものである。本実施形態において、電圧ベクトルＶｔｒの位相である電圧位相δは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。

３相変換部７４は、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び電気角θｅに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、電気角で位相が１２０°ずれた正弦波状の波形となる。

ステータ生成部７５は、キャリア信号、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御により、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフするための各駆動信号を生成する。詳しくは、ステータ生成部７５は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下となる場合、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「ＶＤＣ／２」で除算した値と、キャリア信号との大小比較に基づいて、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を生成する。本実施形態において、キャリア信号は、三角波信号である。正弦波ＰＷＭ制御において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値は、キャリア信号の振幅以下である。

本実施形態において、２相変換部７０、ｄ，ｑ軸指令設定部７１，７２、ステータ制御部７３、３相変換部７４及びステータ生成部７５が正弦波制御部に相当する。正弦波制御部によれば、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊により定まる指令電圧ベクトルに実際の電圧ベクトルが制御される。

界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。具体的には、界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ（回転速度パラメータに相当）及び電源電圧ＶＤＣと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられたマップ情報であって、正弦波ＰＷＭ制御で用いられる正弦波マップ情報（第１情報に相当）に基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。正弦波マップ情報では、図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）に示すように、ロータ３１の回転速度Ｎｍが大きいほど界磁指令電流Ｉｆ＊が大きくなるように回転速度Ｎｍと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられている。正弦波マップ情報は、メモリ６０ａに記憶されている。

界磁電流制御部８１は、界磁電流検出部５２により検出された界磁電流Ｉｆｒを界磁指令電流Ｉｆ＊にフィードバック制御するための操作量として、界磁指令電圧Ｖｆ＊を算出する。具体的には、界磁電流制御部８１は、界磁指令電流Ｉｆ＊から界磁電流Ｉｆｒを減算した値として界磁電流偏差ΔＩｆを算出し、算出した界磁電流偏差ΔＩｆを０にフィードバック制御するための操作量として、界磁指令電圧Ｖｆ＊を算出する。なお、本実施形態において、界磁電流制御部８１で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。

界磁生成部８２は、界磁指令電圧Ｖｆ＊及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、界磁巻線３２の印加電圧を界磁指令電圧Ｖｆ＊に制御するための界磁通電回路４１の各スイッチＳＨ１～ＳＬ２の各駆動信号を生成する。

なお、本実施形態において、界磁指令設定部８０、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２が界磁制御部に相当する。

図５に、正弦波ＰＷＭ制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図５（ａ），（ｂ）は、インバータ４０の上，下アームスイッチの駆動信号の推移を示し、図５（ｃ）は、相電流、相電圧の推移を示す。

続いて、図６に、制御装置６０が行う同期整流制御のブロック図を示す。なお、本実施形態において、制御装置６０のうち、図６に示す処理を行う構成が同期整流制御部に相当する。

同期整流制御は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回って、かつ、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗの発電電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回る場合に実施される。同期整流制御では、インバータ４０のスイッチに逆並列接続されたボディダイオードに電流が流れようとする期間に、電流が流れようとするダイオードに逆並列接続されたスイッチがオンされる。各相において、ボディダイオードに電流が流れようとする期間は、各相の発電電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回る期間である。同期整流制御では、各相において、１電気角周期のうち、発電電圧が電源電圧ＶＤＣを上回る期間の少なくとも一部において上アームスイッチが１回オン駆動される。これにより、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗから出力される交流電流が直流電流に変換される。

同期生成部９３は、電気角θｅ、インバータ４０の上，下アームスイッチのデッドタイムＤＴ、及び指令電圧位相δ＊に基づいて、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフするための各駆動信号を生成する。指令電圧位相δ＊は、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするための電圧位相δの指令値である。同期生成部９３により生成された駆動信号は、各相の１電気角周期において、上アームスイッチ及び下アームスイッチのそれぞれを１回ずつオンさせる信号となる。この駆動信号は、各相それぞれで位相が電気角で１２０°ずれている。

界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。具体的には、界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられたマップ情報であって、同期整流制御で用いられる同期整流マップ情報（第２情報に相当）に基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。同期整流マップ情報では、図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）に示すように、ロータ３１の回転速度Ｎｍが大きいほど界磁指令電流Ｉｆ＊が大きくなるように回転速度Ｎｍと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられている。同期整流マップ情報は、メモリ６０ａに記憶されている。

なお、図６において、電圧偏差算出部６１、トルク算出部６２、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２は、図３に示した構成と同じである。

図７に、同期整流制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図７（ａ）～図７（ｃ）は、図５（ａ）～図５（ｃ）に対応している。図７に、同期整流制御において設定されるデッドタイムをＤＴ１にて示す。

続いて、制御系の応答性について説明する。ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒをｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に制御する制御系を正弦波電流制御系と称し、界磁電流Ｉｆｒを界磁指令電流Ｉｆ＊に制御する制御系を界磁電流制御系と称すこととする。本実施形態では、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の変化に対する正弦波電流制御系によるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒの応答性が、界磁指令電流Ｉｆ＊の変化に対する界磁電流制御系による界磁電流Ｉｆｒの応答性よりも高くされている。正弦波電流制御系の応答性が界磁電流制御系の応答性よりも高いのは、例えば、界磁巻線３２のインダクタンスがステータ巻線のインダクタンスよりも大きいにもかかわらず、バッテリ２０によって界磁巻線３２に印加可能な電圧が十分でないためである。

ちなみに、制御系の応答性の高低は、例えば以下の（Ａ）～（Ｃ）で定めることができる。

（Ａ）閉ループ伝達関数
図８（ａ）を用いて、界磁指令電流Ｉｆ＊を入力とし、界磁電流Ｉｆｒを出力とする閉ループ伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）について説明する。Ｇ１（ｓ）で表される第１伝達関数１０１は、界磁電流偏差ΔＩｆを入力とし、界磁電流偏差ΔＩｆを０にフィードバック制御するための操作量である界磁巻線３２の印加電圧Ｖｆを出力する。第１伝達関数１０１が界磁電流制御部８１に相当する。

界磁巻線３２の周波数特性をモデル化したＧ２（ｓ）で表される第２伝達関数１０２は、プラントに相当する。第２伝達関数１０２は、界磁巻線３２の印加電圧Ｖｆを入力として、界磁電流Ｉｆｒを出力する。

界磁電流制御系の閉ループ伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）は、下式（ｅｑ１）で表される。

続いて、図８（ｂ）を用いて、ｄｑ軸間の非干渉化がなされている場合において、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を入力とし、ｄ軸電流Ｉｄｒを出力とする閉ループ伝達関数Ｇｃｄ（ｓ）について説明する。Ｇ３（ｓ）で表される第３伝達関数２０１は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力とし、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを０にフィードバック制御するための操作量であるｄ軸電圧Ｖｄを出力する。第３伝達関数２０１がステータ制御部７３に相当する。

ステータ巻線の周波数特性をモデル化したＧ４（ｓ）で表される第４伝達関数２０２は、プラントに相当する。第４伝達関数２０２は、ｄ軸電圧Ｖｄを入力として、ｄ軸電流Ｉｄｒを出力する。

ｄ軸の正弦波電流制御系の閉ループ伝達関数Ｇｃｄ（ｓ）は、下式（ｅｑ２）で表される。

なお、ｑ軸の正弦波電流制御系は、ｄ軸の正弦波電流制御系と同様であるため、その説明を省略する。

図９に示すように、制御系の閉ループ伝達関数のゲインに関する周波数特性において、ゲインが０ｄＢ未満の所定値（例えば－３ｄＢ）になる周波数が応答周波数として定義されている。本実施形態では、ｄ，ｑ軸の正弦波電流制御系の閉ループ伝達関数の応答周波数が、界磁電流制御系の閉ループ伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）の応答周波数よりも高い。なお、本実施形態において、矩形波電流制御系の応答周波数は、界磁電流制御系の応答周波数よりも高い。

ちなみに、応答周波数は、例えば、閉ループ伝達関数に基づいて解析的に算出されてもよいし、シミュレーションに基づいて算出されてもよい。また、例えば、応答周波数は、実際の制御システム及び制御装置６０を用いて実験的に算出されてもよい。

（Ｂ）開ループ伝達関数
開ループ伝達関数のゲイン交差角周波数が高いほど、応答性が高くなる。このため、ゲイン交差角周波数で応答性の高低を定めてもよい。なお、界磁電流制御系を例にして説明すると、この制御系の開ループ伝達関数Ｇｏｆ（ｓ）は、下式（ｅｑ３）で表される。

（Ｃ）時定数
図１０に示すように、ステップ状に変化させられた指令値と実値とに基づいて規定される時定数τが短いほど、応答性が高くなる。このため、時定数τで応答性の高低を定めてもよい。

続いて、エンジン１０のアイドリング運転中における制御モードの移行制御処理について説明する。この処理は、制御装置６０により実行され、算出したロータ３１の回転速度Ｎｍが第２ロータ閾値Ｎｔｈ２以上になったと判定された場合、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に切り替え、回転速度Ｎｍが、第２ロータ閾値Ｎｔｈ２よりも小さい第１ロータ閾値Ｎｔｈ１以下になったと判定された場合、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える処理である。ここで、本実施形態の第１ロータ閾値Ｎｔｈ１及び第２ロータ閾値Ｎｔｈ２について説明する。

図１２を参照して、第１指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１に対応するロータ３１の回転速度を第１ロータ回転速度Ｎｍ１とする。第１ロータ回転速度Ｎｍ１は、プーリ比等により定まる出力軸１０ａからロータ３１までの変速比と、第１指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１とに基づいて定まる。例えば、第１指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１が７００ｒｐｍであり、変速比が３である場合、第１ロータ回転速度Ｎｍ１は２１００ｒｐｍとなる。

第２指令回転速度Ｎｅｔｇｔ２に対応するロータ３１の回転速度を第２ロータ回転速度Ｎｍ２（＞Ｎｍ１）とする。第２ロータ回転速度Ｎｍ２は、プーリ比等により定まる出力軸１０ａからロータ３１までの変速比と、第２指令回転速度Ｎｅｔｇｔ２とに基づいて定まる。

通常時制御が行われている場合における第１指令回転速度Ｎｅｔｇｔ１に対するエンジン回転速度Ｎｅｒの高回転側への最大想定変動量を第１エンジン変動量ΔＮｅ１（＞０）とし、第１エンジン変動量ΔＮｅ１に対応するロータ３１の回転速度の変動量を第１ロータ変動量ΔＮｍ１とする。すなわち、通常時制御が行われている場合においてロータ３１の回転速度Ｎｍが取り得る最大値は「Ｎｍ１＋ΔＮｍ１」である。第１ロータ変動量ΔＮｍ１は、プーリ比等により定まる出力軸１０ａからロータ３１までの変速比と、第１エンジン変動量ΔＮｅ１とに基づいて定まる。例えば、第１エンジン変動量ΔＮｅ１が８０ｒｐｍであり、変速比が３である場合、第１ロータ変動量ΔＮｍ１は２４０ｒｐｍとなる。

図１３を参照して、アイドルアップ制御が行われている場合における第２指令回転速度Ｎｅｔｇｔ２に対するエンジン回転速度Ｎｅｒの低回転側への最大想定変動量を第２エンジン変動量ΔＮｅ２（＞０）とし、第２エンジン変動量ΔＮｅ２に対応するロータ３１の回転速度の変動量を第２ロータ変動量ΔＮｍ２とする。すなわち、アイドルアップ制御が行われている場合においてロータ３１の回転速度Ｎｍが取り得る最小値は「Ｎｍ２－ΔＮｍ２」である。

第１ロータ閾値Ｎｔｈ１は、第１ロータ回転速度Ｎｍ１以上であってかつ第２ロータ回転速度Ｎｍ２から第２ロータ変動量ΔＮｍ２を減算した値よりも小さい値に設定されている。本実施形態において、第１ロータ閾値Ｎｔｈ１は、第１ロータ回転速度Ｎｍ１及び第１ロータ変動量ΔＮｍ１の加算値よりも高い値に設定されている。第１ロータ閾値Ｎｔｈ１に対応するエンジン回転速度を第１エンジン閾値Ｅｔｈ１と称し、第１ロータ回転速度Ｎｍ１及び第１ロータ変動量ΔＮｍ１の加算値に対応するエンジン回転速度を第１エンジン最大値Ｎｅ１Ｈと称すこととする。

第２ロータ閾値Ｎｔｈ２は、第１ロータ回転速度Ｎｍ１及び第１ロータ変動量ΔＮｍ１の加算値と第１ロータ閾値Ｎｔｈ１とのそれぞれよりも大きくて、かつ、第２ロータ回転速度Ｎｍ２以下の値に設定されている。本実施形態において、第２ロータ閾値Ｎｔｈ２は、第２ロータ回転速度Ｎｍ２から第２ロータ変動量ΔＮｍ２を減算した値よりも低い値に設定されている。第２ロータ閾値Ｎｔｈ２に対応するエンジン回転速度を第２エンジン閾値Ｅｔｈ２と称し、第２ロータ回転速度Ｎｍ２から第２ロータ変動量ΔＮｍ２を減算した値に対応するエンジン回転速度を第２エンジン最小値Ｎｅ２Ｌと称すこととする。

図１１に、アイドリング運転中における移行制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ１１では、今回の制御周期において、算出したロータ３１の回転速度Ｎｍが第２ロータ閾値Ｎｔｈ２以上になったか否かを判定する。ステップＳ１１で肯定判定されるのは、例えば、エンジン１０の燃焼制御が、通常時制御からアイドルアップ制御に切り替えられた場合である。ステップＳ１１において否定判定した場合には、ステップＳ１２に進み、今回の制御周期において、算出したロータ３１の回転速度Ｎｍが第１ロータ閾値Ｎｔｈ１以下になったか否かを判定する。ステップＳ１２で肯定判定されるのは、例えば、エンジン１０の燃焼制御が、アイドルアップ制御から通常時制御に切り替えられた場合である。

ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、判定フラグＦを０にする。判定フラグＦは、０によって正弦波ＰＷＭ制御の実行を指示し、１によって同期整流制御の実行を指示する。なお、本実施形態において、判定フラグＦの初期値は０とされている。

ステップＳ１１において肯定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、判定フラグＦを１にする。ステップＳ１２において否定判定した場合には、現在実行されている制御が継続される。

ステップＳ１３，Ｓ１４の処理が完了した場合、又はステップＳ１２において否定判定した場合には、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、判定フラグＦが１であるか否かを判定する。ステップＳ１５において判定フラグＦが０であると判定した場合には、ステップＳ１６に進み、先の図３に示した正弦波ＰＷＭ制御を実行する。一方、ステップＳ１６において判定フラグＦが１であると判定した場合には、ステップＳ１７に進み、先の図６に示した同期整流制御を実行する。

続いて、図１２及び図１３を用いて、界磁指令電流Ｉｆ＊の設定方法について説明する。本実施形態において、界磁指令設定部８０は、図１２及び図１３に示すように、正弦波ＰＷＭ制御及び同期整流制御のうち、一方の制御から他方の制御への切り替え前後において、界磁指令電流Ｉｆ＊を不連続に設定する。図１２（ａ）及び図１３（ａ）は、高電位側電気経路Ｌｐのうちコンデンサ２１の高電位側端子との接続点からバッテリ２０の正極端子側へと流れる直流電流ＩＤＣとエンジン回転速度Ｎｅｒとの関係を示す。図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）は、界磁指令電流Ｉｆ＊とエンジン回転速度Ｎｅｒとの関係を示し、図１２（ｃ）及び図１３（ｃ）は、回転電機３０の発電トルクＴｒｑｒとエンジン回転速度Ｎｅｒとの関係を示す。

通常時制御からアイドルアップ制御に切り替えられる場合、図１２に示すように、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に切り替えられる。この場合、同期整流制御に切り替えられた直後の制御周期において同期整流マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊が、同期整流制御に切り替えられる直前の制御周期において正弦波マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊よりも大きい。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に切り替えられる場合において、正弦波マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊の最大値は、同期整流マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊の最小値よりも小さくされている。以下、このように設定される理由について、比較例と対比しつつ説明する。

図１４（ｂ）に示すように、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御への切り替え前後において界磁指令電流Ｉｆ＊が連続するように設定され、制御の切り替え前後において実際の界磁電流が連続にされる構成を比較例とする。比較例では、制御の切り替え前後において回転電機３０の発電トルクが大きく減少してしまう。これは、ステータ巻線及びインバータ４０を含む電流経路において発生する損失が正弦波ＰＷＭ制御よりも同期整流制御の方が小さくなり、指令発電電圧ＶＤ＊とするためにステータ巻線に流れる電流が制御の切り替え前後において減少するためである。正弦波ＰＷＭ制御により発生する損失よりも同期整流制御により発生する損失の方が小さくなる理由は、例えば、同期整流制御により発生するスイッチング損失が、正弦波ＰＷＭ制御により発生するスイッチング損失よりも小さいためである。

この点に鑑み、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に切り替えられる場合、同期整流制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流が、同期整流制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流よりも大きくなるように、図１２（ｂ）に示す態様で界磁指令電流Ｉｆ＊が設定される。これにより、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に切り替えられる場合における発電トルクの低下を抑制することができ、制御が切り替えられる場合における発電トルクと指令トルクＴｒｑ＊とのずれを抑制できる。その結果、発電トルクの変動を抑制できる。

一方、アイドルアップ制御から通常時制御に切り替えられる場合、図１３に示すように、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる。この場合、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の制御周期において正弦波マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊が、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる直前の制御周期において同期整流マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊よりも小さい。以下、このように設定される理由について、比較例と対比しつつ説明する。

図１５（ｂ）に示すように、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り替え前後において界磁指令電流Ｉｆ＊が連続するように設定され、制御の切り替え前後において実際の界磁電流が連続にされる構成を比較例とする。比較例では、制御の切り替え前後において回転電機３０の発電トルクが大きく増加してしまう。これは、ステータ巻線及びインバータ４０を含む電流経路において発生する損失が同期整流制御よりも正弦波ＰＷＭ制御の方が大きくなり、指令発電電圧ＶＤ＊とするためにステータ巻線に流れる電流が制御の切り替え前後において増加するためである。

この点に鑑み、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる場合、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流が、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流よりも小さくなるように、図１３（ｂ）に示す態様で界磁指令電流Ｉｆ＊が設定される。これにより、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる場合における発電トルクの増加を抑制することができ、制御が切り替えられる場合における発電トルクと指令トルクＴｒｑ＊とのずれを抑制できる。その結果、発電トルクの変動を抑制できる。

＜第１実施形態の変形例＞
・正弦波マップ情報は、ロータ３１の回転速度Ｎｍに代えて、エンジン回転速度Ｎｅｒが大きいほど界磁指令電流Ｉｆ＊が大きくなるようにエンジン回転速度Ｎｅｒと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられた情報であってもよい。この場合、界磁指令設定部８０は、取得したエンジン回転速度Ｎｅｒ、電源電圧ＶＤＣ及び指令トルクＴｒｑと、正弦波マップ情報とに基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定すればよい。なお、同期整流マップ情報についても同様に、ロータ３１の回転速度Ｎｍに代えて、エンジン回転速度Ｎｅｒが界磁指令電流Ｉｆ＊と関係付けられていてもよい。

・回転速度Ｎｍ等と界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられた情報としては、マップ情報に限らず、例えば、回転速度Ｎｍ等と界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられた数式の情報であってもよい。

・第２ロータ閾値Ｎｔｈ２は、例えば、第２ロータ回転速度Ｎｍ２に設定されていてもよい。また、第１ロータ閾値Ｎｔｈ１は、第１ロータ回転速度Ｎｍ１に設定されていてもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、先の図３のステータ生成部７５は、キャリア信号、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御により、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフ駆動するための各駆動信号を生成する。

過変調ＰＷＭ制御について説明すると、ステータ生成部７５は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回る場合、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「ＶＤＣ／２」で除算した値と、キャリア信号との大小比較に基づいて、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を生成する。過変調ＰＷＭ制御において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値は、キャリア信号の振幅よりも大きい。図１６に、過変調ＰＷＭ制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図１６（ａ）～図１６（ｃ）は、図５（ａ）～図５（ｃ）に対応している。

一方、先の図６の同期生成部９３は、矩形波制御又は同期整流制御を行う。矩形波制御は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回って、かつ、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗの発電電圧（つまり逆起電圧）のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下になる場合に実施される。図１７に、矩形波制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図１７（ａ）～図１７（ｃ）は、図５（ａ）～図５（ｃ）に対応している。図１７に、矩形波制御において設定されるデッドタイムをＤＴ２にて示す。本実施形態において、ＤＴ２は、図７に示したＤＴ１よりも短い。ＤＴ１は、例えば、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御において設定され得るデッドタイムの範囲の最大値よりも長い時間に設定されている。

本実施形態では、移行制御処理において、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に移行させる場合、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、矩形波制御及び同期整流制御の順に切り替えられる。一方、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に移行させる場合、同期整流制御、矩形波制御、過変調ＰＷＭ制御及び正弦波ＰＷＭ制御の順に切り替えられる。

図１８を用いて、本実施形態に係る移行制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。図１８において、先の図１１に示した処理又はこの処理と対応する処理については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ１５において判定フラグＦが１であると判定した場合には、ステップＳ２０に進み、第１処理を行う。図１９に、第１処理の手順を示す。

ステップＳ２０１では、前回の制御周期における制御が正弦波ＰＷＭ制御であったか否かを判定する。

ステップＳ２０１において正弦波ＰＷＭ制御であったと判定した場合には、ステップＳ２０２に進み、過変調ＰＷＭ制御への切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれるか否かを判定する。この判定方法の一例として、本実施形態では、今回の制御周期において変調率Ｍｒが第１変調率Ｍａ（例えば１）を超えたと判定した場合、切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれると判定する。本実施形態において、変調率Ｍｒは、「Ｖｎ／ＶＤＣ」として算出され、Ｖｎは、電圧ベクトルの大きさである電圧振幅を示す。電圧振幅Ｖｎは、例えば、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊に基づいて算出されればよい。

ステップＳ２０２において否定判定した場合には、ステップＳ２０３に進み、先の図３に示した構成により正弦波ＰＷＭ制御を行う。一方、ステップＳ２０２において肯定判定した場合には、ステップＳ２０４に進み、先の図３に示した構成により過変調ＰＷＭ制御を行う。

ステップＳ２０１において否定判定した場合には、ステップＳ２０５に進み、前回の制御周期における制御が過変調ＰＷＭ制御であったか否かを判定する。

ステップＳ２０５において過変調ＰＷＭ制御であったと判定した場合には、ステップＳ２０６に進み、矩形波制御への切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれるか否かを判定する。この判定方法の一例として、本実施形態では、今回の制御周期において変調率Ｍｒが、第１変調率Ｍａよりも大きい第２変調率Ｍｂ（例えば１．２７）を超えたと判定した場合、切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれると判定する。

ステップＳ２０６において否定判定した場合には、ステップＳ２０４に進む。一方、ステップＳ２０６において肯定判定した場合には、ステップＳ２０７に進み、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替える。矩形波制御は、先の図６に示した構成により行われる。

ステップＳ２０５において否定判定した場合には、ステップＳ２０８に進み、前回の制御周期における制御が矩形波制御であったか否かを判定する。

ステップＳ２０８において矩形波制御であったと判定した場合には、ステップＳ２０９に進み、同期整流制御への切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれるか否かを判定する。この判定方法の一例として、本実施形態では、ロータ３１の回転速度Ｎｍが閾値速度よりも高いと判定した場合、切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれると判定する。閾値速度は、発電電圧がバッテリ２０の出力電圧よりも高くなっているか否かを判定可能な値に設定されている。

ステップＳ２０９において否定判定した場合には、ステップＳ２０７に進む。一方、ステップＳ２０９において肯定判定した場合には、ステップＳ２１０に進み、矩形波制御から同期整流制御に切り替える。同期整流制御は、先の図６に示した構成により行われる。

先の図１８の説明に戻り、ステップＳ１５において判定フラグＦが０であると判定した場合には、ステップＳ３０に進み、第２処理を行う。図２０に、第２処理の手順を示す。

ステップＳ３０１では、前回の制御周期における制御が同期整流制御であったか否かを判定する。

ステップＳ３０１において同期整流制御であったと判定した場合には、ステップＳ３０２に進み、矩形波制御への切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれるか否かを判定する。この判定方法の一例として、本実施形態では、ロータ３１の回転速度Ｎｍが閾値速度以下である判定した場合、切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれると判定する。

ステップＳ３０２において否定判定した場合には、ステップＳ３０３に進み、先の図６に示した構成により同期整流制御を行う。一方、ステップＳ３０２において肯定判定した場合には、ステップＳ３０４に進み、先の図６に示した構成により矩形波制御を行う。

ステップＳ３０１において否定判定した場合には、ステップＳ３０５に進み、前回の制御周期における制御が矩形波制御であったか否かを判定する。

ステップＳ３０５において矩形波制御であったと判定した場合には、ステップＳ３０６に進み、過変調ＰＷＭ制御への切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれるか否かを判定する。この判定方法の一例として、本実施形態では、今回の制御周期において変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂ以下になったと判定した場合、切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれると判定する。

ステップＳ３０６において否定判定した場合には、ステップＳ３０４に進む。一方、ステップＳ３０６において肯定判定した場合には、ステップＳ３０７に進み、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替える。

ステップＳ３０５において否定判定した場合には、ステップＳ３０８に進み、前回の制御周期における制御が過変調ＰＷＭ制御であったか否かを判定する。

ステップＳ３０８において過変調ＰＷＭ制御であったと判定した場合には、ステップＳ３０９に進み、正弦波ＰＷＭ制御への切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれるか否かを判定する。この判定方法の一例として、本実施形態では、今回の制御周期において変調率Ｍｒが第１変調率Ｍａ以下になったと判定した場合、切り替えタイミングが今回の制御周期に含まれると判定する。

ステップＳ３０９において否定判定した場合には、ステップＳ３０７に進む。一方、ステップＳ３０９において肯定判定した場合には、ステップＳ３１０に進み、過変調ＰＷＭ制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。

図２１～図２４に、各制御時においてステータ巻線（各相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗ）に印加される電圧ベクトルについて説明する。図２１～図２４それぞれに示す例では、ステータ巻線に流れる電流の影響を説明するために、便宜上、界磁電流を同一としている。図２１～図２４において、ＶＩＮＶは、各制御において指令されるｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から定まる指令電圧ベクトルを示し、ＶＫは、界磁電流が流れることによりステータ巻線に誘起される電圧ベクトルを示し、ＶＲは、ステータ巻線の抵抗成分による電圧降下量に対応する電圧ベクトルを示す。また、Ｃ１は、変調率Ｍｒが１の場合に指令電圧ベクトルが描く仮想円を示し、Ｃ２は、変調率Ｍｒが１．２７の場合に指令電圧ベクトルが描く仮想円を示す。

図２１に、正弦波ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルを示す。Ｖ１は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲの合成ベクトルである。図２２に、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルを示す。Ｖ２は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲの合成ベクトルである。

図２３に、矩形波制御時における電圧ベクトルを示す。Ｖ３は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲの合成ベクトルである。図２４に、同期整流制御時における電圧ベクトルを示す。図２４において、ＶＤＴは、デッドタイムＤＴ１に対応する電圧ベクトルを示す。Ｖ４は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲ、ＶＤＴの合成ベクトルである。同期整流制御では、デッドタイムＤＴ１が長いため、ＶＤＴの影響を無視できない。

例えば過変調ＰＷＭ制御から同期整流制御に直接切り替えられると、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルＶ２の電圧振幅と同期整流制御時における電圧ベクトルＶ４の電圧振幅との差が大きいことに起因して、回転電機３０の発電トルクの変動が大きくなってしまう。これに対し、本実施形態では、正弦波ＰＷＭ制御の後、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御を介して同期整流制御に切り替えられる。これにより、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルＶ２の電圧振幅と矩形波制御時における電圧ベクトルＶ３の電圧振幅との差、及び矩形波制御時における電圧ベクトルＶ３の電圧振幅と同期整流制御時における電圧ベクトルＶ４の電圧振幅との差のそれぞれを、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルＶ２の電圧振幅と同期整流制御時における電圧ベクトルＶ４の電圧振幅との差よりも小さくできる。その結果、正弦波ＰＷＭ制御及び同期整流制御のうち、一方から他方に移行させる場合に生じる電圧振幅の変動を抑制でき、ひいては回転電機３０の発電トルクの変動の抑制度合いを高めることができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

界磁指令設定部８０は、ロータ３１の回転速度Ｎｍが第２ロータ閾値Ｎｔｈ２以上になったと判定した場合における実際の界磁電流Ｉｆｒが、同期整流制御に切り替えられた直後の制御周期において同期整流マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ以下であると判定した場合、同期整流制御に切り替えられた直後の制御周期において同期整流マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊を所定値ΔＦ（＞０）増大させる。これは、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に切り替えられる場合における回転電機３０の発電トルクの変動を抑制するためのものである。

つまり、発電トルクの変動を抑制するためには、第１実施形態で説明したように、同期整流制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流Ｉｆｒが、同期整流制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流Ｉｆｒよりも大きくなるようにすることが要求される。しかし、界磁電流Ｉｆｒの応答性がステータ巻線に流れる電流の応答性よりも低いことに起因して、同期整流制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流Ｉｆｒが、同期整流制御に切り替えられた直後に同期整流マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊以下になることがある。この場合、同期整流制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流Ｉｆｒを、同期整流制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流Ｉｆｒよりも大きくすることができず、発電トルクの変動を抑制することができないおそれがある。この問題に対処すべく、界磁指令電流Ｉｆ＊を所定値ΔＦ増大させる。

一方、界磁指令設定部８０は、ロータ３１の回転速度Ｎｍが第１ロータ閾値Ｎｔｈ１以下になったと判定した場合における実際の界磁電流Ｉｆｒが、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の制御周期において正弦波マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊以上であると判定した場合、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の制御周期において正弦波マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊を所定値ΔＦ減少させる。これは、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる場合における回転電機３０の発電トルクの変動を抑制するためのものである。

つまり、発電トルクの変動を抑制するためには、第１実施形態で説明したように、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流Ｉｆｒが、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流Ｉｆｒよりも小さくなるようにすることが要求される。しかし、界磁電流Ｉｆｒの応答性がステータ巻線に流れる電流の応答性よりも低いことに起因して、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流Ｉｆｒが、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後に正弦波マップ情報に基づいて設定される界磁指令電流Ｉｆ＊以上になることがある。この場合、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流Ｉｆｒを、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流Ｉｆｒよりも小さくすることができず、発電トルクの変動を抑制することができないおそれがある。この問題に対処すべく、界磁指令電流Ｉｆ＊を所定値ΔＦ減少させる。

図２５に、移行制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ４０では、今回の制御周期においてロータ３１の回転速度Ｎｍが第２ロータ閾値Ｎｔｈ２以上になったか否かを判定する。

ステップＳ４０において肯定判定した場合には、ステップＳ４１に進み、正弦波ＰＷＭ制御が実施されていた前回の制御周期において検出された界磁電流Ｉｆｒが、同期整流制御に切り替えられる今回の制御周期において同期整流マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊よりも大きいか否かを判定する。

ステップＳ４１において界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊よりも大きいと判定した場合には、ステップＳ４２に進み、同期整流制御において、同期整流マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊を界磁電流制御部８１においてそのまま用いる。

一方、ステップＳ４１において界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊以下であると判定した場合には、ステップＳ４３に進む。ステップＳ４３では、同期整流制御において、同期整流マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊に所定値ΔＦ加算した値を、界磁電流制御部８１において用いる。

なお、ステップＳ４３の処理の後、界磁指令電流Ｉｆ＊を、制御周期毎に、同期整流マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に向かって漸近させればよい。

ステップＳ４０において否定判定した場合には、ステップＳ４４に進み、今回の制御周期においてロータ３１の回転速度Ｎｍが第１ロータ閾値Ｎｔｈ１以下になったか否かを判定する。

ステップＳ４４において肯定判定した場合には、ステップＳ４５に進み、同期整流制御が実施されていた前回の制御周期において検出された界磁電流Ｉｆｒが、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる今回の制御周期において正弦波マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊よりも小さいか否かを判定する。

ステップＳ４５において界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊よりも小さいと判定した場合には、ステップＳ４６に進み、正弦波ＰＷＭ制御において、正弦波マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊を界磁電流制御部８１においてそのまま用いる。

一方、ステップＳ４５において界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊以上であると判定した場合には、ステップＳ４７に進む。ステップＳ４７では、正弦波ＰＷＭ制御において、正弦波マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊から所定値ΔＦ減算した値を、界磁電流制御部８１において用いる。

なお、ステップＳ４７の処理の後、界磁指令電流Ｉｆ＊を、制御周期毎に、正弦波マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に向かって漸近させればよい。

以上説明した本実施形態によれば、正弦波ＰＷＭ制御及び同期整流制御のうち、一方から他方に切り替えられる場合における発電トルクの変動を抑制することができる。

＜第３実施形態の変形例＞
・図２５のステップＳ４３における所定値ΔＦと、ステップＳ４７における所定値ΔＦとが異なっていてもよい。この場合、ステップＳ４３における所定値ΔＦを第１所定値とし、ステップＳ４７における所定値ΔＦを第２所定値とすればよい。

・界磁指令電流Ｉｆ＊を所定値ΔＦ増大させる構成、及び界磁指令電流Ｉｆ＊を所定値ΔＦ減少させる構成のうち、一方の構成が実施されなくてもよい。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２６及び図２７に示すように、制御装置６０にローパスフィルタが備えられている。図２６，図２７において、先の図３，図６に示した構成又はその構成に対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。

第１フィルタ部３０１は、検出された電源電圧ＶＤＣにローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された電源電圧ＶＤＣは、電圧偏差算出部６１で用いられる。

第２フィルタ部３０２は、トルク算出部６２により算出された指令トルクＴｒｑ＊にローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された指令トルクＴｒｑ＊は、ｄ，ｑ軸指令設定部７１，７２及び界磁指令設定部８０で用いられる。

第３フィルタ部３０３は、算出されたロータ３１の回転速度Ｎｍにローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された回転速度Ｎｍは、界磁指令設定部８０で用いられる。また、ローパスフィルタ処理が施された回転速度Ｎｍは、制御の切り替えのために、第１ロータ閾値Ｎｔｈ１及び第２ロータ閾値Ｎｔｈ２との比較に用いられる。

第４フィルタ部３０４は、界磁指令設定部８０により設定された界磁指令電流Ｉｆ＊にローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ処理が施された界磁指令電流Ｉｆ＊は、界磁電流制御部８１で用いられる。

ここで、なまし手段としての各フィルタ部３０１～３０４が備えられることから、界磁指令電流Ｉｆ＊に対する界磁電流Ｉｆｒの応答性が大きく低下する懸念がある。このため、各フィルタ部３０１～３０４の時定数を小さくして界磁電流Ｉｆｒの応答性を高める必要がある。しかし、この場合、例えば回転速度Ｎｍの変動に起因して、設定される界磁指令電流Ｉｆｒが大きく変動し、界磁電流Ｉｆｒが大きく変動してしまうおそれがある。

そこで、本実施形態の界磁指令設定部８０は、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御への切り替えタイミングから第１判定期間に渡って、電源電圧ＶＤＣ及び回転速度Ｎｍによらず界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値に維持する。また、界磁指令設定部８０は、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り替えタイミングから第２判定期間に渡って、電源電圧ＶＤＣ及び回転速度Ｎｍによらず界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値に維持する。これにより、界磁電流の応答性を高めつつ、界磁電流の変動を抑制して回転電機３０の発電トルクの変動を抑制する。

図２８に、移行制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。図２８において、先の図２５に示した処理又はこの処理に対応する処理については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ５０では、第１フラグＦ１が０であるか否かを判定する。なお、本実施形態において、第１フラグＦ１の初期値は０とされている。

ステップＳ５０において第１フラグＦ１が０であると判定した場合には、ステップＳ５１に進み、第２フラグＦ２が０であるか否かを判定する。なお、本実施形態において、第２フラグＦ２の初期値は０とされている。

ステップＳ５１において第２フラグＦ２が０であると判定した場合には、ステップＳ４０に進む。ステップＳ４０において肯定判定した場合には、ステップＳ５２に進み、第１フラグＦ１を１にする。また、タイマを用いて、ステップＳ４０で肯定判定してからの経過時間ＣＮＴ１のカウントを開始する。

ステップＳ５２の処理が完了した場合、又はステップＳ５０において第１フラグＦ１が１であると判定した場合には、ステップＳ５３に進み、経過時間ＣＮＴ１が第１判定期間Ｃｔｈ１以上になったか否かを判定する。

ステップＳ５３において否定判定した場合には、ステップＳ５４に進み、界磁指令電流Ｉｆ＊を、同期整流制御への切り替え直後の制御周期において同期整流マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊に維持する。

ステップＳ５３において経過時間ＣＮＴ１が第１判定期間Ｃｔｈ１以上になったと判定した場合には、ステップＳ５５に進み、第１フラグＦ１及び経過時間ＣＮＴ１を０にリセットする。また、指令トルクＴｒｑ＊、電源電圧ＶＤＣ及び回転速度Ｎｍと、同期整流マップ情報とに基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。なお、ステップＳ５４で維持された界磁指令電流Ｉｆ＊とステップＳ５３の処理で設定した界磁指令電流Ｉｆ＊との差の絶対値が所定量よりも大きい場合、現在の界磁指令電流Ｉｆ＊を、制御周期毎に、同期整流マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に向かって漸近させればよい。

ステップＳ４０において否定判定した場合には、ステップＳ４４に進む。ステップＳ４４において肯定判定した場合には、ステップＳ５６に進み、第２フラグＦ２を１にする。また、タイマを用いて、ステップＳ４４で肯定判定してからの経過時間ＣＮＴ２のカウントを開始する。

ステップＳ５６の処理が完了した場合、又はステップＳ５１において第２フラグＦ２が１であると判定した場合には、ステップＳ５７に進み、経過時間ＣＮＴ２が第２判定期間Ｃｔｈ２以上になったか否かを判定する。

ステップＳ５７において否定判定した場合には、ステップＳ５８に進み、界磁指令電流Ｉｆ＊を、正弦波ＰＷＭ制御への切り替え直後の制御周期において正弦波マップ情報に基づいて設定した界磁指令電流Ｉｆ＊に維持する。

ステップＳ５７において経過時間ＣＮＴ２が第２判定期間Ｃｔｈ２以上になったと判定した場合には、ステップＳ５９に進み、第２フラグＦ２及び経過時間ＣＮＴ２を０にリセットする。また、指令トルクＴｒｑ＊、電源電圧ＶＤＣ及び回転速度Ｎｍと、正弦波マップ情報とに基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。なお、ステップＳ５８で維持された界磁指令電流Ｉｆ＊とステップＳ５９の処理で設定した界磁指令電流Ｉｆ＊との差の絶対値が所定量よりも大きい場合、現在の界磁指令電流Ｉｆ＊を、制御周期毎に、正弦波マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に向かって漸近させればよい。

＜第４実施形態の変形例＞
・正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御への切り替えタイミングから所定期間に渡って界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値に維持する方法としては、タイマを用いる方法に限らない。例えば、図２９に示すように、同期整流マップ情報において、第２ロータ閾値Ｎｔｈ２から、第２ロータ閾値Ｎｔｈ２及び第１規定値Δα（＞０）の加算値までに渡って界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値にする方法であってもよい。ここで、第２ロータ閾値Ｎｔｈ２及び第１規定値Δαの加算値は、第２ロータ回転速度Ｎｍ２よりも小さい値である。

また、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り替えタイミングから所定期間に渡って界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値に維持する方法としては、タイマを用いる方法に限らない。例えば、図３０に示すように、正弦波マップ情報において、第１ロータ閾値Ｎｔｈ１から、第１ロータ閾値Ｎｔｈ１から第２規定値Δβ（＞０）を減算した値までに渡って界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値にする方法であってもよい。ここで、第１ロータ閾値Ｎｔｈ１から第２規定値Δβを減算した値は、第１ロータ回転速度Ｎｍ１よりも大きい値である。

・正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御への切り替えタイミングから所定期間に渡って界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値に維持する構成、及び同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り替えタイミングから所定期間に渡って界磁指令電流Ｉｆ＊を一定値に維持する構成のうち、一方の構成が実施されなくてもよい。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図３１（ｂ）に示すように、正弦波マップ情報において、「Ｎｍ１＋ΔＮｍ１」から第２ロータ閾値Ｎｔｈ２までの過渡領域の界磁指令電流Ｉｆ＊が、一点鎖線で示す第７実施形態の界磁指令電流Ｉｆ＊よりも大きく設定されている。また、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御への切り替え直前の界磁指令電流Ｉｆ＊が、切り替え直後の界磁指令電流Ｉｆ＊よりも大きく設定されている。また、同期整流制御への切り替え直前の界磁電流Ｉｆｒが、切り替え直後の界磁指令電流Ｉｆ＊となるように設定されている。図３１（ａ），（ｂ）は、先の図１２（ａ），（ｂ）に対応している。この設定は、界磁電流Ｉｆｒの応答性と、通常時制御からアイドルアップ制御に切り替えられる場合のエンジン回転速度Ｎｅｒの上昇速度（エンジン回転加速度）とを考慮してなされるものである。

つまり、エンジン回転加速度が高いほど、アイドルアップ制御への切り替え指示がなされてから、ロータ３１の回転速度Ｎｍが第２ロータ閾値Ｎｔｈ２に到達するまでの時間が短くなる。この場合において、図１２（ｂ）のように正弦波マップ情報が設定されると、同期整流制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流を、同期整流制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流よりも大きくすることができないおそれがある。そこで、図３１（ｂ）に示す態様で正弦波マップ情報が設定されることにより、切り替え直後の実際の界磁電流を、切り替え直前の実際の界磁電流よりも大きくする。

なお、正弦波マップ情報において、「Ｎｍ１＋ΔＮｍ１」から第２ロータ閾値Ｎｔｈ２までの過渡領域の界磁指令電流Ｉｆ＊は、アイドルアップ制御に切り替えられる場合において想定される平均的なエンジン回転加速度に対応する値に設定されていればよい。また、同期整流制御への切り替え直前の界磁電流Ｉｆｒが、切り替え直後の界磁指令電流Ｉｆ＊以下となる場合、先の図２５のステップＳ４３の処理が実行されればよい。

一方、本実施形態では、図３２（ｂ）に示すように、同期整流マップ情報において、「Ｎｍ２－ΔＮｍ２」から第１ロータ閾値Ｎｔｈ１までの過渡領域の界磁指令電流Ｉｆ＊が、一点鎖線で示す第７実施形態の界磁指令電流Ｉｆ＊よりも小さく設定されている。また、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り替え直前の界磁指令電流Ｉｆ＊が、切り替え直後の界磁指令電流Ｉｆ＊よりも小さく設定されている。また、正弦波ＰＷＭ制御への切り替え直前の界磁電流Ｉｆｒが、切り替え直後の界磁指令電流Ｉｆ＊となるように設定されている。図３２（ａ），（ｂ）は、先の図１３（ａ），（ｂ）に対応している。この設定は、界磁電流Ｉｆｒの応答性と、アイドルアップ制御から通常時制御に切り替えられる場合のエンジン回転速度Ｎｅｒの低下速度（エンジン回転減速度）とを考慮してなされるものである。

つまり、エンジン回転減速度が高いほど、通常時制御への切り替え指示がなされてから、ロータ３１の回転速度Ｎｍが第１ロータ閾値Ｎｔｈ１に到達するまでの時間が短くなる。この場合において、図１３（ｂ）のように同期整流マップ情報が設定されると、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられた直後の実際の界磁電流を、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる直前の実際の界磁電流よりも小さくすることができないおそれがある。そこで、図３２（ｂ）に示す態様で同期整流マップ情報が設定されることにより、切り替え直後の実際の界磁電流を、切り替え直前の実際の界磁電流よりも小さくする。

なお、同期整流マップ情報において、「Ｎｍ２－ΔＮｍ２」から第１ロータ閾値Ｎｔｈ１までの過渡領域の界磁指令電流Ｉｆ＊は、通常時制御に切り替えられる場合において想定される平均的なエンジン回転減速度に対応する値に設定されていればよい。また、正弦波ＰＷＭ制御への切り替え直前の界磁電流Ｉｆｒが、切り替え直後の界磁指令電流Ｉｆ＊以上となる場合、先の図２５のステップＳ４７の処理が実行されればよい。

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態において、界磁指令設定部８０は、図３３（ｂ）に示すように、ロータ３１の回転速度Ｎｍが、「Ｎｍ１＋ΔＮｍ１」から第２ロータ閾値Ｎｔｈ２になるまでの界磁指令電流Ｉｆ＊を、ロータ３１の回転速度の上昇速度（回転加速度ＡＰ）が大きいほど、正弦波マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に対して大きく設定する。図３３（ａ），（ｂ）は、先の図１２（ａ），（ｂ）に対応している。

具体的には、界磁指令設定部８０は、まず、アイドルアップ制御への切り替え指示がなされた後のロータ３１の回転加速度ＡＰが大きいほど、第１係数Ｋ１（≧１）を大きく設定する。回転加速度ＡＰは、回転速度Ｎｍに基づいて算出されればよい。そして、界磁指令設定部８０は、回転速度Ｎｍが「Ｎｍ１＋ΔＮｍ１」から第２ロータ閾値Ｎｔｈ２になるまでの界磁指令電流Ｉｆ＊を、正弦波マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に第１係数Ｋ１を乗算した値に設定する。

これにより、通常時制御からアイドルアップ制御に切り替えられる場合におけるエンジン回転加速度がアイドルアップ制御への切り替え毎に異なる場合であっても、同期整流制御への切り替え直後の実際の界磁電流を、切り替え直前の実際の界磁電流よりも大きくすることができる。

一方、界磁指令設定部８０は、図３４（ｂ）に示すように、ロータ３１の回転速度Ｎｍが、「Ｎｍ２－ΔＮｍ２」から第１ロータ閾値Ｎｔｈ１になるまでの界磁指令電流Ｉｆ＊を、ロータ３１の回転速度の低下速度（回転減速度ＤＰ）が大きいほど、同期整流マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に対して小さく設定する。図３４（ａ），（ｂ）は、先の図１３（ａ），（ｂ）に対応している。

具体的には、界磁指令設定部８０は、まず、通常時制御への切り替え指示がなされた後のロータ３１の回転減速度ＤＰが大きいほど、第２係数Ｋ２（０＜Ｋ２＜１）を小さく設定する。回転減速度ＤＰは、回転速度Ｎｍに基づいて算出されればよい。そして、界磁指令設定部８０は、回転速度Ｎｍが「Ｎｍ２－ΔＮｍ２」から第１ロータ閾値Ｎｔｈ１になるまでの界磁指令電流Ｉｆ＊を、同期整流マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に第２係数Ｋ２を乗算した値に設定する。

これにより、アイドルアップ制御から通常時制御に切り替えられる場合におけるエンジン回転減速度が通常時制御への切り替え毎に異なる場合であっても、正弦波ＰＷＭ制御への切り替え直後の実際の界磁電流を、切り替え直前の実際の界磁電流よりも小さくすることができる。

＜第６実施形態の変形例＞
ロータ３１の回転加速度ＡＰが大きいほど、正弦波マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に対して大きく設定する構成、及びロータ３１の回転減速度ＤＰが大きいほど、同期整流マップ情報に基づいて設定する界磁指令電流Ｉｆ＊に対して小さく設定する構成のうち、一方の構成が実施されなくてもよい。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態の正弦波ＰＷＭ制御において、各相指令電圧に３次高調波が重畳される処理、又は２相変調が用いられる処理が行われてもよい。

・各指令値がメモリ６０ａに記憶されている構成に限らない。例えば、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、制御周期毎に各指令値が算出される構成であってもよい。

・第２実施形態の構成を第３～第６実施形態の構成に適用してもよい。

・回転電機の主制御量としては、トルクに限らない。例えば、図１に示すように、高電位側電気経路Ｌｐのうちコンデンサ２１の高電位側端子との接続点からバッテリ２０の正極端子側へと流れる直流電流ＩＤＣであってもよい。この場合、回転電機３０が電動機として駆動されるとき、直流電流ＩＤＣを負の値と定義し、回転電機３０が発電機として駆動されるとき、直流電流ＩＤＣを正の値と定義すればよい。また、例えば、主制御量を回転電機３０の消費電力又は発電電力としてもよい。

・回転電機のステータ３３は、第１ステータ巻線群及び第２ステータ巻線群を備えていてもよい。各ステータ巻線群は、３相分の巻線を備え、各ステータ巻線群に対応してインバータが設けられている。第１ステータ巻線群と第２ステータ巻線群とのなす角度である空間位相差Δθは、例えば電気角で３０°とされていればよい。

・回転電機としては、星形結線されるものに限らず、例えば、Δ結線されるものであってもよい。

３０…回転電機、３２…界磁巻線、３４Ｕ～３４Ｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線、４０…インバータ、６０…制御装置。

Claims (9)

1. 界磁巻線（３２）及びステータ巻線（３４Ｕ～３４Ｗ）を有する回転電機（３０）と、
   上アームスイッチ（ＳＵｐ～ＳＷｐ）及び下アームスイッチ（ＳＵｎ～ＳＷｎ）の直列接続体を有し、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのスイッチングにより、直流電源（２０）と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行うインバータ（４０）と、を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置（６０）において、
   前記界磁巻線に流れる界磁電流をその指令値である界磁指令電流（Ｉｆ＊）に制御する界磁制御部（８０～８２）と、
   前記回転電機の発電トルク、前記インバータから前記直流電源へと供給される直流電流又は前記回転電機の発電電力のいずれかを主制御量とする場合において、前記ステータ巻線の発電電圧が前記直流電源の電圧を上回る期間の少なくとも一部において前記上アームスイッチをオンすることを条件として、前記主制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、前記回転電機の１電気角周期においてデッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつオンすることにより、前記ステータ巻線に流れる電流を制御する同期整流制御部（９３）と、
   前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下になる場合、前記主制御量を前記指令制御量に制御するための指令値に基づいて、前記ステータ巻線に印加される各相電圧がＰＷＭ電圧波形となるように正弦波ＰＷＭ制御により前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをオンオフすることにより、前記ステータ巻線に流れる電流を制御する正弦波制御部（７０～７５）と、を備え、
   前記同期整流制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系、前記正弦波制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系及び前記界磁制御部の制御により前記界磁電流を制御量として制御する制御系のうち、制御量の応答性が最も低い制御系に対応する制御部が前記界磁制御部とされており、
   前記正弦波制御部の制御から前記同期整流制御部の制御に切り替えられる場合、前記同期整流制御部の制御に切り替えられた直後の前記界磁電流が、前記同期整流制御部の制御に切り替えられる直前の前記界磁電流よりも大きくなるように前記界磁制御部を制御し、前記同期整流制御部の制御から前記正弦波制御部の制御に切り替えられる場合、前記正弦波制御部の制御に切り替えられた直後の前記界磁電流が、前記正弦波制御部の制御に切り替えられる直前の前記界磁電流よりも小さくなるように前記界磁制御部を制御する移行制御処理を行う移行制御部を備える回転電機の制御装置。
2. 前記制御システムは、エンジン（１０）を備える車両に搭載され、
   前記車両には、アイドリング運転中における前記エンジンの出力軸（１０ａ）の回転速度を第１指令回転速度（Ｎｅｔｇｔ１）に制御すべく前記エンジンの燃焼制御を行う通常時制御と、アイドリング運転中における前記出力軸の回転速度を、前記第１指令回転速度よりも高い第２指令回転速度（Ｎｅｔｇｔ２）に制御すべく前記エンジンの燃焼制御を行うアイドルアップ制御とを行うエンジン制御装置（１１）が備えられ、
   前記回転電機は、前記出力軸から動力の供給を受けて発電する機能を有し、
   前記第１指令回転速度に対応する前記回転電機のロータ（３１）の回転速度を第１ロータ回転速度（Ｎｍ１）とし、
   前記第２指令回転速度に対応する前記ロータの回転速度を第２ロータ回転速度（Ｎｍ２）とし、前記第１ロータ回転速度に対する高回転側への前記ロータの回転速度の最大想定変動量を第１ロータ変動量（ΔＮｍ１）とし、
   前記第２ロータ回転速度に対する低回転側への前記ロータの回転速度の最大想定変動量を第２ロータ変動量（ΔＮｍ２）とし、
   前記第１ロータ回転速度以上であってかつ前記第２ロータ回転速度から前記第２ロータ変動量を減算した値よりも小さい値を第１ロータ閾値（Ｎｔｈ１）とし、
   前記第１ロータ回転速度に前記第１ロータ変動量を加算した値と前記第１ロータ閾値とのそれぞれよりも大きくてかつ前記第２ロータ回転速度以下の値を第２ロータ閾値（Ｎｔｈ２）とする場合、前記移行制御処理は、前記ロータの回転速度が前記第２ロータ閾値以上になったと判定した場合、前記正弦波制御部の制御から前記同期整流制御部の制御に切り替え、前記回転電機の回転速度が前記第１ロータ閾値以下になったと判定した場合、前記同期整流制御部の制御から前記正弦波制御部の制御に切り替える処理である請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記移行制御処理は、前記正弦波制御部の制御から前記同期整流制御部の制御への切り替えタイミングから所定期間（Ｃｔｈ１）に渡って、前記正弦波制御部の制御に切り替えられた直後の前記界磁指令電流を一定値に維持する処理である請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記移行制御処理は、前記同期整流制御部の制御から前記正弦波制御部の制御への切り替えタイミングから所定期間（Ｃｔｈ２）に渡って、前記同期整流制御部の制御に切り替えられた直後の前記界磁指令電流を一定値に維持する処理である請求項２又は３に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記移行制御処理は、前記ロータの回転速度が前記第２ロータ閾値以上になったと判定した場合における前記界磁電流が、前記正弦波制御部の制御から前記同期整流制御部の制御への切り替え直後に設定される前記界磁指令電流以下であると判定した場合、前記同期整流制御部の制御への切り替え直後に設定される前記界磁指令電流を所定値（ΔＦ）増大させる処理である請求項２～４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記移行制御処理は、前記ロータの回転速度が前記第１ロータ閾値以下になったと判定した場合における前記界磁電流が、前記同期整流制御部の制御から前記正弦波制御部の制御への切り替え直後に設定される前記界磁指令電流以上であると判定した場合、前記正弦波制御部の制御への切り替え直後に設定される前記界磁指令電流を所定値（ΔＦ）減少させる処理である請求項２～５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記界磁制御部は、前記正弦波制御部の制御が行われている場合、前記ロータの回転速度又はその相関値のいずれかである回転速度パラメータが大きいほど前記界磁指令電流が大きくなるように前記回転速度パラメータと前記界磁指令電流とが関係付けられた第１情報と、前記回転速度パラメータとに基づいて、前記界磁指令電流を設定し、前記同期整流制御部の制御が行われている場合、前記回転速度パラメータが大きいほど前記界磁指令電流が大きくなるように前記回転速度パラメータと前記界磁指令電流とが関係付けられた第２情報と、前記回転速度パラメータとに基づいて、前記界磁指令電流を設定し、
   前記通常時制御から前記アイドルアップ制御に切り替えられる場合において、前記第１情報に基づいて設定される前記界磁指令電流の最大値は、前記第２情報に基づいて設定される前記界磁指令電流の最小値よりも小さくされており、
   前記移行制御処理は、前記通常時制御から前記アイドルアップ制御に切り替えられる場合、前記ロータの回転速度が、前記第１ロータ回転速度及び前記第１ロータ変動量の加算値から前記第２ロータ閾値になるまでの期間における前記界磁指令電流を、前記ロータの回転加速度（ＡＰ）が大きいほど、前記第１情報に基づいて設定される前記界磁指令電流に対して大きく設定する処理である請求項２～６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記界磁制御部は、前記正弦波制御部の制御が行われている場合、前記ロータの回転速度又はその相関値のいずれかである回転速度パラメータが大きいほど前記界磁指令電流が大きくなるように前記回転速度パラメータと前記界磁指令電流とが関係付けられた第１情報と、前記回転速度パラメータとに基づいて、前記界磁指令電流を設定し、前記同期整流制御部の制御が行われている場合、前記回転速度パラメータが大きいほど前記界磁指令電流が大きくなるように前記回転速度パラメータと前記界磁指令電流とが関係付けられた第２情報と、前記回転速度パラメータとに基づいて、前記界磁指令電流を設定し、
   前記アイドルアップ制御から前記通常時制御に切り替えられる場合において、前記第１情報に基づいて設定される前記界磁指令電流の最大値は、前記第２情報に基づいて設定される前記界磁指令電流の最小値よりも小さくされており、
   前記移行制御処理は、前記アイドルアップ制御から前記通常時制御に切り替えられる場合、前記ロータの回転速度が、前記第２ロータ回転速度から前記第２ロータ変動量を減算した値から前記第１ロータ閾値になるまでの期間における前記界磁指令電流を、前記ロータの回転減速度（ＤＰ）が大きいほど、前記第２情報に基づいて設定される前記界磁指令電流に対して小さく設定する処理である請求項２～７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧を上回る場合、前記正弦波制御部によるＰＷＭ波形電圧よりも変調率の高いＰＷＭ電圧波形となるように前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する過変調制御部と、
   １電気角周期において、デッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつ矩形波制御によりオン駆動する矩形波制御部と、を備え、
   前記移行制御処理は、前記ロータの回転速度が前記第２ロータ閾値以上になったと判定した場合、前記正弦波制御部の制御、前記過変調制御部の制御、前記矩形波制御部の制御及び前記同期整流制御部の制御の順に切り替え、前記回転電機の回転速度が前記第１ロータ閾値以下になったと判定した場合、前記同期整流制御部の制御、前記矩形波制御部の制御、前記過変調制御部の制御及び前記正弦波制御部の制御の順に切り替える処理である請求項２～８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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