WO2018216604A1 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

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WO2018216604A1
WO2018216604A1 PCT/JP2018/019200 JP2018019200W WO2018216604A1 WO 2018216604 A1 WO2018216604 A1 WO 2018216604A1 JP 2018019200 W JP2018019200 W JP 2018019200W WO 2018216604 A1 WO2018216604 A1 WO 2018216604A1
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WO
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control
control unit
command
field
current
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PCT/JP2018/019200
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English (en)
French (fr)
Inventor
川村　卓也
拓人 鈴木
猪熊　賢二
浩司 入江
Original Assignee
株式会社デンソー
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
    • H02P9/14—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field
    • H02P9/26—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices
    • H02P9/30—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices

Definitions

  • This disclosure relates to a control device for a rotating electrical machine.
  • Patent Document 1 there is known a control device that controls a current flowing in a stator winding of a rotating electrical machine and controls a field current flowing in a field winding of the rotating electrical machine.
  • the control device controls the field current when the rotation speed of the rotating electrical machine is equal to or less than a predetermined value, and causes the rotating electrical machine to generate power by flowing a current controlled by PWM so that the modulation factor becomes 1 or less through the stator winding.
  • PWM PWM control mode
  • the control device implements a field control mode in which the rotating electrical machine generates power by controlling the field current.
  • the control device When switching from one control mode to the other control mode of the PWM control mode and the field control mode, the control device performs switching via the overmodulation PWM control mode in which the modulation factor is greater than 1. Thereby, suppression of the fluctuation
  • the responsiveness of the control amount of the rotating electrical machine may decrease.
  • the responsiveness may be reduced by eliminating the proportional relationship between the amplitude of the fundamental wave component included in the voltage applied to the stator winding and the modulation rate.
  • the responsiveness decreases, the time during which the control amount deviates from the command control amount when the control mode is switched becomes longer, and the controllability of the control amount may be reduced.
  • This disclosure mainly aims to provide a control device for a rotating electrical machine that can suppress a decrease in controllability of the control amount of the rotating electrical machine.
  • the present disclosure is applied to a control system including a rotating electrical machine having a field winding and a stator winding, and an inverter that transmits power between the DC power source and the stator winding.
  • the present disclosure relates to a field control unit that controls a field current flowing through the field winding to a field command current that is a command value thereof, a torque of the rotating electrical machine, and a DC current that flows between the DC power source and the inverter.
  • the modulation factor is a value obtained by normalizing the amplitude of the fundamental wave component included in the applied voltage of the stator winding with the voltage of the DC power supply
  • the modulation factor is greater than 1
  • a first control unit that controls a current flowing through the stator winding
  • the control factor is smaller than the modulation factor when the control of the first control unit is performed, the current flows to the stator winding by sinusoidal PWM control based on a command value for controlling the main control amount to the command control amount.
  • Control current Of the second control unit and the first control unit and the second control unit one control unit is a pre-switching control unit, the other control unit is a post-switching control unit, and the control by the pre-switching control unit
  • Control unit corresponding to the control system having the lowest responsiveness of the control amount is a low response control unit, from the control of the pre-switching control unit to the post-switching control unit
  • the low response control unit controls the command value used in the low response control unit continuously.
  • a transition control unit that performs a transition control process for suppressing a change in the main control amount.
  • the first control unit controls the current flowing through the stator winding based on the command value for controlling the control amount to the command control amount.
  • the second control unit calculates the sine wave PWM based on the command value for controlling the control amount to the command control amount. The current flowing in the stator winding is controlled by the control.
  • the control unit before switching, the control unit after switching, and the low response control unit are defined as described above. Focusing on the fact that the control amount of the control system of the pre-switching control unit, the post-switching control unit, and the field control unit is high or low, the present disclosure includes a transition control unit.
  • the transition control unit controls the command value used by the low response control unit by the low response control unit before and after switching from the control of the control unit before switching to the control of the control unit after switching. Further, the transition control unit suppresses a change in the main control amount by adjusting a command value used in any of the control units other than the low response control unit among the pre-switch control unit, the post-switch control unit, and the field control unit. .
  • the main control amount is commanded as compared to the configuration in which the command value used in the low response control unit changes stepwise.
  • the time deviating from the control amount can be shortened. Thereby, the fall of controllability of control amount can be suppressed.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an in-vehicle system according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a driving mode of the field energization circuit
  • FIG. 3 is a block diagram showing torque control when the modulation factor is 1 or less.
  • FIG. 4 is a block diagram showing torque control when the modulation factor is larger than 1.
  • FIG. 5 is a diagram showing a sine wave region, a switching region, and a rectangular wave region.
  • FIG. 6 is a diagram showing the definition of the voltage vector, FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a closed loop transfer function of a control system that controls the field current and a control system that controls the d-axis current
  • FIG. 8 is a diagram illustrating frequency characteristics related to the gain of the closed-loop transfer function
  • FIG. 9 is a diagram showing the definition of the time constant
  • FIG. 10 is a flowchart showing a procedure of torque control processing.
  • FIG. 11 is a diagram showing a transition control process during power running and regeneration.
  • FIG. 12 is a time chart showing the effect of the transition control process.
  • FIG. 13 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram showing a transition control process during power running, FIG.
  • FIG. 15 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is an overall configuration diagram of the in-vehicle system according to the fifth embodiment.
  • FIG. 18 is a configuration diagram showing a part of the in-vehicle system according to the sixth embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram showing a spatial phase difference between the first and second stator winding groups,
  • FIG. 20 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the seventh embodiment.
  • FIG. 21 is a time chart showing the effect of the transition control process.
  • FIG. 22 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the eighth embodiment.
  • FIG. 23 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the ninth embodiment.
  • FIG. 24 is a flowchart showing a procedure of torque control processing according to the tenth embodiment.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating a drive mode of a switch using 120 ° energization according to another embodiment.
  • the vehicle includes an engine 10 as an in-vehicle main machine.
  • the engine 10 includes a fuel injection valve and the like, and generates power by combustion of fuel such as gasoline or light oil injected from the fuel injection valve.
  • the generated power is output from the output shaft 10a of the engine 10.
  • the vehicle includes a battery 20 as a direct current power source, a load 22, and a control system.
  • the battery 20 is, for example, a lead storage battery having a rated voltage of 12V.
  • the control system includes a rotating electrical machine 30 that is AC driven.
  • a wound field type synchronous machine is used as the rotating electrical machine 30.
  • an ISG Integrated Starter Generator
  • the rotating electrical machine 30 is a salient pole machine, for example.
  • the rotating electrical machine 30 includes a rotor 31.
  • the rotor 31 includes a field winding 32.
  • the rotation shaft of the rotor 31 can transmit power to the output shaft 10a of the engine 10 through a pulley or the like (not shown).
  • the rotating electrical machine 30 is driven as a generator, the rotor 31 is rotated by the rotational power supplied from the output shaft 10a, and the rotating electrical machine 30 generates power.
  • the battery 20 is charged by the electric power generated by the rotating electrical machine 30.
  • the rotating electrical machine 30 is driven as an electric motor, the output shaft 10a rotates as the rotor 31 rotates, and a rotational force is applied to the output shaft 10a. Thereby, for example, traveling of the vehicle can be assisted.
  • the drive wheel of the vehicle is connected to the output shaft 10a via a transmission or the like.
  • the rotating electrical machine 30 includes a stator 33.
  • the stator 33 includes a stator winding.
  • the stator winding includes U, V, and W phase windings 34U, 34V, and 34W arranged in a state of being shifted from each other by 120 degrees in electrical angle.
  • the control system includes a three-phase inverter 40, a field energizing circuit 41, and a capacitor 21.
  • the inverter 40 includes a series connection body of U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp and U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn.
  • U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp and the U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn, U, V, W phase windings 34U, 34V, 34W The 1st end of is connected.
  • the second ends of the U, V, and W phase windings 34U, 34V, and 34W are connected at a neutral point.
  • the U, V, and W phase windings 34U, 34V, and 34W are star-connected.
  • IGBTs are used as the arm switches SUp to SWn.
  • the positive terminal of the battery 20 is connected to the collector which is the high potential side terminal of the U, V, W phase upper arm switches SUp, SVp, SWp via the high potential side electrical path Lp.
  • the negative electrode terminal of the battery 20 is connected to the emitter which is the low potential side terminal of the U, V, W phase lower arm switches SUn, SVn, SWn via the low potential side electrical path Ln.
  • Each electric path Lp, Ln is a conductive member such as a bus bar.
  • the high potential side terminal of the capacitor 21 is connected to the positive terminal side of the battery 20 from the connection point with the collectors of the upper arm switches SUp, SVp, SWp in the high potential side electric path Lp.
  • the low potential side terminal of the capacitor 21 is connected to the negative terminal side of the battery 20 from the connection point with the emitters of the lower arm switches SUn, SVn, SWn in the low potential side electrical path Ln.
  • the field energization circuit 41 is a full bridge circuit, and includes a series connection body of the first upper arm switch SH1 and the first lower arm switch SL1, and a series connection body of the second upper arm switch SH2 and the second lower arm switch SL2. It has. A first end of the field winding 32 is connected to a connection point between the first upper arm switch SH1 and the first lower arm switch SL1 via a brush (not shown). A second end of the field winding 32 is connected to a connection point between the second upper arm switch SH2 and the second lower arm switch SL2 via a brush (not shown).
  • IGBTs are used as the arm switches SH1, SL1, SH2, and SL2. Also, the respective diodes DH1, DL1, DH2, DL2 are connected in reverse parallel to the arm switches SH1, SL1, SH2, SL2.
  • the collectors that are the high potential side terminals of the first and second upper arm switches SH1 and SH2 are connected to the inverter 40 side from the connection point of the high potential side electrical path Lp with the high potential side terminal of the capacitor 21.
  • the inverter which is the low potential side terminal of the first and second lower arm switches SL1 and SL2 is connected to the inverter 40 side of the low potential side electric path Ln than the connection point with the low potential side terminal of the capacitor 21. .
  • the control system includes a voltage detection unit 50, a phase current detection unit 51, a field current detection unit 52, and an angle detection unit 53.
  • Voltage detector 50 detects the terminal voltage of capacitor 21 as power supply voltage VDC.
  • the phase current detector 51 detects the phase current flowing through the U, V, and W phase windings 34U, 34V, and 34W.
  • the field current detection unit 52 detects a field current flowing through the field winding 32.
  • the angle detector 53 outputs an angle signal that is a signal corresponding to the rotation angle of the rotor 31.
  • Output signals from the detection units 50 to 53 are input to the control device 60 provided in the vehicle.
  • the rotating electrical machine 30, the inverter 40, the field energizing circuit 41, and the control device 60 are integrated to form an electro-mechanical integrated drive device.
  • the control device 60 includes a memory 61 corresponding to a storage unit.
  • the memory 61 corresponds to a non-transitory computer readable medium, and is, for example, a nonvolatile memory.
  • control device 60 may be configured in hardware by, for example, one or a plurality of integrated circuits. Moreover, each function of the control apparatus 60 may be comprised by the software recorded on the non-transitional tangible recording medium and the computer which performs it, for example.
  • the control device 60 generates a drive signal for each switch constituting the inverter 40 and the field energization circuit 41.
  • the control device 60 acquires the angle signal of the angle detection unit 53, and generates a drive signal for turning on / off each of the switches SUp to SWn constituting the inverter 40 based on the acquired angle signal. Specifically, when driving the rotating electrical machine 30 as an electric motor, the control device 60 should convert the DC power output from the battery 20 into AC power and supply it to the U, V, W phase windings 34U, 34V, 34W. Then, a drive signal for turning on and off each arm switch SUp to SWn is generated, and the generated drive signal is supplied to the gate of each arm switch SUp to SWn.
  • the control device 60 converts the AC power output from the U, V, and W phase windings 34U, 34V, and 34W into DC power to convert the battery 20 and the load 22
  • a drive signal for turning on / off each of the arm switches SUp to SWn is generated so as to be supplied to at least one of them.
  • the control device 60 turns on and off each switch constituting the field energizing circuit 41 in order to excite the field winding 32. Specifically, the control device 60 turns each switch on and off so that the first state shown in FIG. 2A and the second state shown in FIG. 2B appear alternately.
  • the first state is a state in which the first upper arm switch SH1 and the second lower arm switch SL2 are turned on, and the second upper arm switch SH2 and the first lower arm switch SL1 are turned off.
  • the second state is a state in which the first upper arm switch SH1 and the second lower arm switch SL2 are turned off, and the second upper arm switch SH2 and the first lower arm switch SL1 are turned on.
  • the control device 60 calculates the electrical angle ⁇ e of the rotating electrical machine 30 and the rotational speed Nm of the rotor 31 based on the angle signal of the angle detection unit 53.
  • 3 and 4 are block diagrams of torque control.
  • this torque control is performed when the rotational speed Nm of the rotating electrical machine 30 is equal to or lower than the first threshold value L1.
  • the first threshold value L1 decreases as the command torque Trq * of the rotating electrical machine 30 increases.
  • a region where the rotational speed Nm is equal to or less than the first threshold value L1 is referred to as a sine wave region.
  • the two-phase converter 70 Based on the phase current detected by the phase current detector 51 and the electrical angle ⁇ e, the two-phase converter 70 converts the U, V, and W phase currents IU, IV, and IW in the three-phase fixed coordinate system of the rotating electrical machine 30 to Conversion into d and q axis currents Idr and Iqr in the dq coordinate system, which is a two-phase rotating coordinate system.
  • the d-axis command setting unit 71 uses the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC detected by the voltage detection unit 50 to set the torque of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *.
  • the d-axis command setting unit 71 determines the d-axis command current Id * based on the map information in which the command torque Trq *, the rotation speed Nm, the power supply voltage VDC, and the d-axis command current Id * are related. Set. This map information is stored in the memory 61.
  • the q-axis command setting unit 72 sets a q-axis command current Iq * for setting the torque of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq * based on the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC. Specifically, the q-axis command setting unit 72 determines the q-axis command current Iq * based on map information in which the command torque Trq *, the rotational speed Nm, the power supply voltage VDC, and the q-axis command current Iq * are related. Set. This map information is stored in the memory 61.
  • d and q-axis command currents Id * and Iq * set by the d and q-axis command setting units 71 and 72 correspond to the second command value.
  • the stator control unit 73 calculates the d-axis command voltage Vd * as an operation amount for feedback control of the d-axis current Idr to the d-axis command current Id *. Specifically, the stator control unit 73 calculates the d-axis current deviation ⁇ Id as a value obtained by subtracting the d-axis current Idr from the d-axis command current Id *, and feedback-controls the calculated d-axis current deviation ⁇ Id to 0. As a manipulated variable, a d-axis command voltage Vd * is calculated.
  • the stator control unit 73 calculates the q-axis command voltage Vq * as an operation amount for feedback-controlling the q-axis current Iqr to the q-axis command current Iq *. Specifically, the stator control unit 73 calculates the q-axis current deviation ⁇ Iq as a value obtained by subtracting the q-axis current Iqr from the q-axis command current Iq *, and feedback-controls the calculated q-axis current deviation ⁇ Iq to 0. Q-axis command voltage Vq * is calculated as the operation amount.
  • the feedback control used in the stator control unit 73 is proportional-integral control.
  • the feedback control is not limited to proportional integral control, and may be proportional integral differential control, for example.
  • the command voltage vector that is the command value of the voltage vector in the dq coordinate system is determined by the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq *.
  • the d-axis component becomes the d-axis voltage Vd
  • the q-axis component becomes the q-axis voltage Vq.
  • the voltage phase ⁇ which is the phase of the voltage vector Vtr, is defined with the positive direction of the d axis as a reference, and the counterclockwise direction from this reference is defined as the positive direction.
  • the three-phase converter 74 converts the d and q-axis command voltages Vd * and Vq * into the U, V, and W in the three-phase fixed coordinate system based on the d and q-axis command voltages Vd * and Vq * and the electrical angle ⁇ e. It converts into phase command voltage Vu *, Vv *, Vw *.
  • the U, V, and W phase command voltages Vu *, Vv *, and Vw * are sinusoidal waveforms that are 120 degrees out of phase in electrical angle.
  • the stator generation unit 75 performs driving for turning on / off the switches SUp to SWn of the inverter 40 by sine wave PWM control based on the carrier signal, the phase command voltages Vu *, Vv *, Vw * and the power supply voltage VDC. Generate a signal. Specifically, in the sine wave PWM control, each drive signal is generated based on a magnitude comparison between a value obtained by dividing each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * by “VDC / 2” and a carrier signal. It is.
  • the carrier signal is a triangular wave signal.
  • the value obtained by dividing the amplitude of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * by “VDC / 2” is equal to or smaller than the amplitude of the carrier signal.
  • a value obtained by dividing the amplitude of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * by “VDC / 2” is defined as the modulation factor Mr.
  • the modulation rate Mr is 1 when the rotation speed Nm is the first threshold L1, and the modulation rate Mr is less than 1 when the rotation speed Nm is less than the first threshold L1.
  • the two-phase converter 70, the d and q-axis command setting units 71 and 72, the stator controller 73, the three-phase converter 74, and the stator generator 75 correspond to the second controller.
  • Control by the second control unit is referred to as sine wave control.
  • the actual voltage vector is controlled to the command voltage vector determined by the d and q axis command voltages Vd * and Vq *.
  • Field command setting unit 80 sets field command current If * based on command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC. Specifically, the field command setting unit 80 determines the field command current If * based on the map information in which the command torque Trq *, the rotation speed Nm, the power supply voltage VDC, and the field command current If * are related. Set. This map information is stored in the memory 61.
  • the field current control unit 81 calculates the field command voltage Vf * as an operation amount for feedback control of the field current Ifr detected by the field current detection unit 52 to the field command current If *. Specifically, the field current control unit 81 calculates the field current deviation ⁇ If as a value obtained by subtracting the field current Ifr from the field command current If *, and feedback-controls the calculated field current deviation ⁇ If to 0. As a manipulated variable, field command voltage Vf * is calculated.
  • the feedback control used in the field current control unit 81 is proportional-integral control.
  • the feedback control is not limited to proportional integral control, and may be proportional integral differential control, for example.
  • the field generation unit 82 determines the applied voltage of the field winding 32 as the field command voltage based on the magnitude comparison between the value obtained by dividing the field command voltage Vf * by the power supply voltage VDC and the carrier signal that is a triangular wave signal.
  • the drive signals for the switches SH1 to SL2 of the field energizing circuit 41 for controlling to Vf * are generated.
  • the field command setting unit 80, the field current control unit 81, and the field generation unit 82 correspond to the field control unit.
  • This torque control is performed when the rotational speed Nm of the rotating electrical machine 30 is equal to or higher than the second threshold L2 (> L1) as shown in FIG.
  • the second threshold value L2 decreases as the command torque Trq * increases.
  • a region where the rotation speed Nm is equal to or higher than the second threshold L2 is referred to as a rectangular wave region.
  • the phase information setting unit 90 is a command voltage phase ⁇ * which is a command value of a voltage phase ⁇ for setting the torque of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq * based on the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC.
  • the phase information setting unit 90 sets the command voltage phase ⁇ * based on the map information in which the command torque Trq *, the rotation speed Nm, the power supply voltage VDC, and the command voltage phase ⁇ * are related. . This map information is stored in the memory 61.
  • the amplitude information setting unit 91 sets a command modulation rate Mr *, which is a command value of the modulation rate Mr, based on the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC. Specifically, the amplitude information setting unit 91 sets the command modulation rate Mr * based on map information in which the command torque Trq *, the rotation speed Nm, the power supply voltage VDC, and the command modulation rate Mr * are related. . This map information is stored in the memory 61.
  • the command modulation rate Mr * has a positive correlation with the voltage amplitude that is the size of the command voltage vector.
  • the command modulation rate Mr * is used, for example, to determine an on period Ton in rectangular wave control.
  • the on period Ton is a period during which the switches SUp to SWn of the inverter 40 are turned on.
  • the on period Ton is set, for example, between 120 ° and 180 ° in electrical angle.
  • the pattern generation unit 92 Based on the command voltage phase ⁇ *, the command modulation factor Mr *, and the electrical angle ⁇ e, the pattern generation unit 92 outputs the drive signals of the switches SUp to SWn of the inverter 40 for driving the rotating electrical machine 30 by rectangular wave control. Generate. In the rectangular wave control, in each phase, the state where the upper arm switch is turned on and the lower arm switch is turned off and the state where the upper arm switch is turned off and the lower arm switch is turned on are the electric Appears once in one angular cycle. Further, in the rectangular wave control, the switching of the upper arm switch to the off state is shifted by 120 ° in electrical angle for each phase. In the rectangular wave control, the torque of the rotating electrical machine 30 is controlled to the command torque Trq * by controlling the voltage phase with the amplitude of the fundamental wave component of the phase voltage of each phase winding fixed.
  • the first signal that turns on only the upper arm switch and the second signal that turns on only the lower arm switch are associated with the electrical angle ⁇ e.
  • a pulse pattern which is map information is stored.
  • the pulse pattern is stored in the memory 61 in association with the command modulation factor Mr * and the command voltage phase ⁇ *.
  • the pattern generation unit 92 selects a pulse pattern corresponding to the command modulation factor Mr * and the command voltage phase ⁇ *, and generates a drive signal for each switch of the inverter 40 based on the selected pulse pattern.
  • the modulation factor Mr is 1.27 which is the upper limit value.
  • the field command setting unit 80, the field current control unit 81, and the field generation unit 82 are the same as those shown in FIG.
  • the phase information setting unit 90, the amplitude information setting unit 91, and the pattern generation unit 92 correspond to the first control unit. According to the rectangular wave control performed by the first control unit, the actual voltage vector is controlled to the command voltage vector determined by the command modulation factor Mr * and the command voltage phase ⁇ *.
  • a region where the rotational speed Nm is higher than the first threshold value L1 and lower than the second threshold value L2 will be referred to as a switching region.
  • the torque control performed by the control device 60 in the switching region is referred to as transition control.
  • control device 60 is configured so that the field command setting unit 80, the field command, and the field command current If * are fixed before and after switching from one of the sine wave control and the rectangular wave control to the other.
  • the current control unit 81 and the field generation unit 82 perform feedback control to a field command current If with the field current Ifr fixed. Further, before and after switching, control device 60 applies to each of phase windings 34U to 34W so as to suppress a change in actual torque of rotating electrical machine 30 with respect to command torque Trq * with field command current If * being fixed. Adjust the current to flow.
  • a control system that controls the d and q axis currents Idr and Iqr to d and q axis command currents Id * and Iq * is referred to as a sine wave current control system, and a control system that controls the field current Ifr to the field command current If *. Is referred to as a field current control system.
  • the response of the d and q axis currents Idr and Iqr to the change of the d and q axis command currents Id * and Iq * is controlled by the field current control for the change of the field command current If *. This is made in view of the fact that the responsiveness of the field current Ifr by the system is higher.
  • the responsiveness of the sine wave current control system is higher than that of the field current control system, for example, even though the inductance of the field winding 32 is larger than the inductance of the stator winding. This is because the voltage that can be applied to the field winding 32 is not sufficient.
  • the control system for rectangular wave control is referred to as a rectangular wave current control system.
  • the response of the modulation factor and voltage phase by the rectangular wave current control system with respect to changes in the command modulation factor Mr * and the command voltage phase ⁇ * is higher than the response frequency of the field current control system.
  • the two-phase conversion unit 70, the d and q-axis command setting units 71 and 72, the stator control unit 73, the three-phase conversion unit 74, and the stator generation unit 75 correspond to the high response control unit
  • the command setting unit 80, the field current control unit 81, and the field generation unit 82 correspond to a low response control unit.
  • the level of responsiveness of the control system can be determined by, for example, the following (A) to (C).
  • the closed loop transfer function Gcf (s) having the field command current If * as an input and the field current Ifr as an output will be described with reference to FIG.
  • the first transfer function 101 represented by G1 (s) receives the field current deviation ⁇ If as an input, and the applied voltage Vf of the field winding 32, which is an operation amount for performing feedback control of the field current deviation ⁇ If to zero. Is output.
  • the first transfer function 101 corresponds to the field current control unit 81.
  • the second transfer function 102 represented by G2 (s) modeling the frequency characteristic of the field winding 32 corresponds to a plant.
  • the second transfer function 102 receives the applied voltage Vf of the field winding 32 and outputs a field current Ifr.
  • the closed-loop transfer function Gcd (s) having the d-axis command current Id * as an input and the d-axis current Idr as an output is used. ).
  • the third transfer function 201 represented by G3 (s) receives the d-axis current deviation ⁇ Id and outputs a d-axis voltage Vd that is an operation amount for performing feedback control of the d-axis current deviation ⁇ Id to zero.
  • the third transfer function 201 corresponds to the stator control unit 73.
  • the fourth transfer function 202 expressed by G4 (s) modeling the frequency characteristics of the stator winding corresponds to a plant.
  • the fourth transfer function 202 receives the d-axis voltage Vd and outputs a d-axis current Idr.
  • the frequency at which the gain becomes a predetermined value (eg, ⁇ 3 dB) less than 0 dB is defined as the response frequency.
  • the response frequency of the closed-loop transfer function of the d and q-axis sine wave current control system is higher than the response frequency of the closed-loop transfer function Gcf (s) of the field current control system.
  • the response frequency of the rectangular wave current control system is higher than the response frequency of the field current control system.
  • the response frequency may be calculated analytically based on, for example, a closed loop transfer function, or may be calculated based on a simulation.
  • the response frequency may be calculated experimentally using an actual control system and the control device 60.
  • the torque control process when the operating point is included in the switching region, the d and q axis command currents Id * and Iq * are set by the d and q axis command setting units 71 and 72 shown in FIG.
  • the voltage amplitude Vr determined from the d and q-axis command currents Id * and Iq *, the command voltage phase ⁇ *, and the command modulation rate Mr * satisfies the relationship of the following equations (eq4) and (eq5).
  • Vr represents the voltage amplitude
  • ⁇ e represents the electrical angular frequency of the rotating electrical machine
  • Ra represents the winding resistance
  • Lf represents the inductance of the field winding 32.
  • FIG. 10 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle. Note that the processing shown in FIG. 10 corresponds to the case where the rotating electrical machine 30 is driven as an electric motor and the case where it is driven as a generator.
  • step S10 command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC are acquired.
  • the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC correspond to the driving state of the rotating electrical machine 30.
  • the process of step S10 corresponds to an acquisition unit.
  • step S11 whether the operating point determined by the command torque Trq * and the rotational speed Nm is included in the switching region, and whether the operating point is moving from the sine wave region to the rectangular wave region via the switching region. Determine whether or not.
  • the sine wave control in the sine wave region corresponds to the pre-switching control unit
  • the rectangular wave control in the rectangular wave region corresponds to the post-switching control unit.
  • the first threshold value L1 and the second threshold value L2 are variably set according to the acquired command torque Trq *.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the operating point is not moving from the sine wave region to the rectangular wave region via the switching region, the process proceeds to step S12.
  • step S12 it is determined whether or not the operating point is included in the switching area and the operating point is moving from the rectangular wave area to the sine wave area via the switching area.
  • the rectangular wave control in the rectangular wave region corresponds to the pre-switching control unit, and the sine wave control in the sine wave region corresponds to the post-switching control unit.
  • step S12 If it is determined in step S12 that the operating point is not moving from the rectangular wave region to the sine wave region, the process proceeds to step S13.
  • step S13 it is determined whether or not the operating point is included in the sine wave region. Specifically, it is determined whether or not the acquired rotation speed Nm is equal to or less than the first threshold value L1.
  • step S13 If it is determined in step S13 that it is included in the sine wave region, the process proceeds to step S14, and the d-axis command current Id * and q-axis command corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC.
  • the current Iq * and the field command current If * are selected from the map information stored in the memory 61.
  • the process of step S14 corresponds to the processes of the d-axis command setting unit 71, the q-axis command setting unit 72, and the field command setting unit 80 in FIG.
  • stator control unit 73 When the d and q axis command currents Id * and Iq * are set, the stator control unit 73, the three-phase conversion unit 74 and the stator generation unit 75 cause the d and q axis command currents Id and Iqr to be d and q axis command currents Id. Feedback control is performed to * and Iq *.
  • field command current If * When field command current If * is set, field current control unit 81 and field generation unit 82 feedback control field current Ifr to field command current If *.
  • step S15 the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, command voltage phase ⁇ * corresponding to the power supply voltage VDC, command modulation factor Mr *, and field command current If * are stored from the map information stored in the memory 61. select.
  • the process of step S14 corresponds to the processes of the phase information setting unit 90, the amplitude information setting unit 91, and the field command setting unit 80 in FIG.
  • the pattern generator 92 controls the actual voltage vector to a command voltage vector defined by the command modulation factor Mr * and the command voltage phase ⁇ *.
  • field current control unit 81 and field generation unit 82 feedback control field current Ifr to field command current If *.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the operating point is in the process of moving from the sine wave region to the rectangular wave region, the process proceeds to step S16, and the field command current If * is changed to the currently set field command current If *. Fix it. Specifically, a field command current If * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC is selected from the map information stored in the memory 61.
  • step S17 the command voltage phase ⁇ * and the command modulation rate Mr * are adjusted in order to control the actual torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *. Specifically, the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC are selected from the map information stored in the memory 61.
  • step S12 If it is determined in step S12 that the operating point is in the process of moving from the rectangular wave region to the sine wave region, the process proceeds to step S18, where the field command current If * is changed to the currently set field command current If *. Fix it. Specifically, a field command current If * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC is selected from the map information stored in the memory 61.
  • step S19 the d and q-axis command currents Id * and Iq * are adjusted in order to control the actual torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *. Specifically, d and q-axis command currents Id * and Iq * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm and power supply voltage VDC are selected from the map information stored in the memory 61.
  • the d and q axis command currents Id * and Iq * included in the map information are, for example, the torque Trq of the rotating electrical machine 30, the number of pole pairs Pn, the inductance Lf of the field winding 32, the field currents If, d, It is calculated in advance based on the following equation (eq6) that defines the relationship between the q-axis currents Id and Iq and the d and q-axis inductances Ld and Lq, and is stored in the memory 61.
  • the process of step S19 corresponds to the processes of the d-axis command setting unit 71 and the q-axis command setting unit 72.
  • steps S11 to S19 corresponds to a transition control unit.
  • Lsw indicates a first reference line composed of a combination of d and q-axis currents Id and Iq when the modulation factor Mr is the upper limit value “1” in the sine wave control.
  • Lrw indicates a second reference line composed of a combination of d and q-axis currents Id and Iq when rectangular wave control is performed.
  • Ltc indicates an isotorque line composed of a combination of d and q-axis currents Id and Iq when the torque is the same torque.
  • Lmtpa indicates a maximum efficiency line composed of a combination of d and q axis currents Id and Iq corresponding to minimum current maximum torque control (MTPA).
  • the current operating point determined from the d and q axis currents Idr and Iqr is the first operating point OP1 on the first reference line Lsw and the second operating point OP2 on the second reference line Lrw. The case where it can switch from one to the other is shown.
  • the first operating point OP1 and the second operating point OP2 exist on an equal torque line Ltc determined by the command torque Trq *.
  • the field command current If * during the movement of the current operating point from the first operating point OP1 to the second operating point OP2 is the field command current set when the current operating point is the first operating point OP1. Fixed to If *.
  • the field command current If * is continuous over a period until the current operating point moves from the first operating point OP1 to the second operating point OP2.
  • the command voltage phase ⁇ * and the command Modulation rate Mr * is adjusted.
  • the field command current If * during the movement of the current operating point from the second operating point OP2 to the first operating point OP1 is the field command current set when the current operating point is the second operating point OP2. Fixed to If *. Further, in the middle of moving the current operating point from the second operating point OP2 to the first operating point OP1, in order to control the torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *, d, q-axis command current Id *, Iq * is adjusted. As a result, the current operating point moves on the equal torque line Ltc. When the rotational speed Nm reaches the first threshold value L1, the current operating point reaches the first operating point OP1. In this case, a negative determination is made in steps S11 and S12, and an affirmative determination is made in step S13. Thereby, it switches to the sine wave control of step S14.
  • FIG. 11B shows a case where the current operating point is switched from one to the other among the third operating point OP3 on the first reference line Lsw and the fourth operating point OP4 on the second reference line Lrw. .
  • the field command current If * during the movement of the current operating point from the third operating point OP3 to the fourth operating point OP4 is the field command current set when the current operating point is the third operating point OP3. Fixed to If *. Further, during the movement of the current operating point from the third operating point OP3 to the fourth operating point OP4, in order to control the torque Trq * of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *, the command voltage phase ⁇ * and the command modulation are performed. The rate Mr * is adjusted. As a result, the current operating point moves on the equal torque line Ltc. Note that the process of moving the current operating point from the fourth operating point OP4 to the third operating point OP3 is the same as that described with reference to FIG.
  • FIG. 12 shows transitions of the d and q axis command currents Id * and Iq * and the d and q axis currents Idr and Iqr.
  • FIG. 12B shows the field command current If * and the field current Ifr. Shows the transition.
  • FIG. 12C shows the transition of the command torque Trq * of the rotating electrical machine 30 and the actual torque Trqr.
  • the response of the field current control system is lower than the response of the sine wave and rectangular wave current control systems.
  • the field command current If * in the switching region is fixed to the field command current If * at time t1 immediately before the transition to the switching region.
  • the field command current If * is continuous over a period until the operating point reaches the rectangular wave region from the sine wave region through the switching region.
  • the actual torque Trqr is controlled to the command torque Trq * by adjusting the command voltage phase ⁇ * and the command modulation rate Mr *.
  • the times t1 to t2 at which the actual torque Trqr deviates from the command torque Trq * can be made shorter than the times t1 to t3 in the comparative example.
  • time t2 in the comparative example indicates the timing at which the d and q axis currents Idr and Iqr follow the d and q axis command currents Id * and Iq *.
  • each command value such as d, q-axis command currents Id *, Iq * corresponding to the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC was selected from the command values stored in the memory 61. For this reason, compared with the structure which calculates each command value based on command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC, the calculation load of the control apparatus 60 can be reduced.
  • step S17 of FIG. 10 the d and q axis command currents Id * and Iq * may be adjusted in order to control the torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *.
  • step S19 in order to control the torque Trq * of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *, the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr * may be adjusted.
  • step S16 the field command current If * is gradually reduced over a period until the operating point moves from the sine wave region to the rectangular wave region via the switching region without fixing the field command current If *. It may be changed. Even in this case, since the field command current If * is continuous over the period from the sine wave region to the rectangular wave region via the switching region, the torque controllability is reduced. Can be suppressed.
  • the field command current If * to be gradually changed may be selected from map information in which the command torque Trq *, the rotation speed Nm, the power supply voltage VDC, and the field command current If * are related.
  • step S18 the field command current If * is set over the period until the operating point moves from the rectangular wave region to the sine wave region via the switching region without fixing the field command current If *. It may be gradually changed.
  • the responsiveness of the field current control system is higher than the responsiveness of the sine wave current control system and the rectangular wave current control system.
  • the response of the rectangular wave current control system is lower than the response of the field current control system.
  • the modulation rate is such that there is no proportional relationship between the fundamental wave component included in the phase voltage and the modulation rate. This is because the rectangular wave control is performed in FIG.
  • the battery 20 is assumed to have a rated voltage (for example, 48V) higher than that of the first embodiment. This contributes to higher responsiveness of the field current control system than that of the sine wave current control system and the rectangular wave current control system.
  • FIG. 13 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIG. 10 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the operating point is moving from the sine wave region to the rectangular wave region, the process proceeds to step S20.
  • step S20 the command voltage phase ⁇ * is fixed to the currently set command voltage phase ⁇ *. Specifically, the command voltage phase ⁇ * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC is selected from the map information stored in the memory 61.
  • step S21 the field command current If * is adjusted in order to control the actual torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *. Specifically, a field command current If * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC is selected from the map information stored in the memory 61.
  • step S12 If it is determined in step S12 that the operating point is moving from the rectangular wave region to the sine wave region, the process proceeds to step S22.
  • step S22 the d and q axis command currents Id * and Iq * are fixed to the currently detected d and q axis currents Idr and Iqr. Specifically, the d and q axis command currents Id * and Iq * are fixed to the current d and q axis currents Idr and Iqr in the two-phase conversion unit 70.
  • step S23 the field command current If * is adjusted in order to control the actual torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *. Specifically, a field command current If * corresponding to the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC is selected from the map information stored in the memory 61.
  • steps S11, S12, S20 to S23 correspond to a transition control unit.
  • FIG. 14 corresponds to FIG. 14 shows a case where the current operating point determined from the d and q axis currents Idr and Iqr is switched from the fifth operating point OP5 on the second reference line Lrw to the sixth operating point OP6 on the first reference line Lsw. Show.
  • the command voltage phase ⁇ * in the middle of moving the current operating point from the fifth operating point OP5 to the sixth operating point OP6 is the command voltage phase ⁇ * set when the current operating point is the fifth operating point OP5. Fixed to. Note that the actual voltage amplitude changes during the movement from the fifth operating point OP5 to the sixth operating point OP6.
  • the field command current If * is controlled in order to control the actual torque Trqr of the rotating electrical machine 30 to the command torque Trq *. Adjusted. Thereby, the deviation between the current operating point and the equal torque line Ltc determined by the command torque Trq * can be suppressed.
  • step S20 in FIG. 13 the d and q axis command currents Id * and Iq * may be fixed to the currently set d and q axis command currents Id * and Iq *.
  • step S22 in FIG. 13 the command voltage phase ⁇ * may be fixed to the currently set command voltage phase ⁇ *.
  • step S20 in FIG. 13 the command voltage phase ⁇ * is set over the period until the operating point moves from the sine wave region to the rectangular wave region via the switching region without fixing the command voltage phase ⁇ *. It may be gradually changed. Even in this case, the command voltage phase ⁇ * is continuous over a period until the operating point reaches the rectangular wave region from the sine wave region via the switching region.
  • step S22 d, q-axis command currents Id *, Iq * are not fixed, and d, over the period until the operating point moves from the rectangular wave region to the sine wave region via the switching region. At least one of the q-axis command currents Id * and Iq * may be gradually changed.
  • FIG. 15 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIGS. 10 and 13 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the operating point is in the process of moving from the sine wave region to the rectangular wave region, the process proceeds to step S21 via step S20. Thereby, in the switching region, field command current If * is adjusted such that actual torque Trqr is controlled to command torque Trq * while voltage phase ⁇ is fixed to command voltage phase ⁇ *.
  • step S12 If it is determined in step S12 that the operating point is in the process of moving from the rectangular wave region to the sine wave region, the process proceeds to step S19 via step S18. Thereby, in the switching region, the d and q-axis command currents Id * and Iq are controlled so that the actual torque Trqr is controlled to the command torque Trq * in a state where the field current Ifr is fixed to the field command current If *. * Is adjusted.
  • the transition control may not be performed either when switching from sine wave control to rectangular wave control or when switching from rectangular wave control to sine wave control.
  • FIG. 16 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIGS. 10, 13, and 15 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the operating point is moving from the sine wave region to the rectangular wave region, the process proceeds to step S17 via step S16.
  • the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr are set such that the actual torque Trqr is controlled to the command torque Trq * in a state where the field current Ifr is fixed to the field command current If *. * Is adjusted.
  • step S12 If it is determined in step S12 that the operating point is in the process of moving from the rectangular wave region to the sine wave region, the process proceeds to step S23 via step S22.
  • the d and q axis currents Idr and Iqr are fixed to the d and q axis command currents Id * and Iq * so that the actual torque Trqr is controlled to the command torque Trq *.
  • the magnetic command current If * is adjusted.
  • the transition control may not be performed either when switching from sine wave control to rectangular wave control or when switching from rectangular wave control to sine wave control.
  • the field energizing circuit 42 is a half-bridge circuit.
  • the same components as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • the field energizing circuit 42 includes a series connection body of a first upper arm switch SH1 and a first lower arm switch SL1. A first end of the field winding 32 is connected to a connection point between the first upper arm switch SH1 and the first lower arm switch SL1 via a brush (not shown). The emitter of the first lower arm switch SL1 is connected to the second end of the field winding 32.
  • the rotating electrical machine includes two stator winding groups.
  • the control system includes a first inverter 40A and a second inverter 40B.
  • the same components as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • the field energization circuit 41 and the control device 60 are not shown.
  • the stator 33 of the rotating electrical machine includes a first stator winding group and a second stator winding group.
  • the first stator winding group includes first U, V, and W phase windings 34UA, 34VA, and 34WA that are 120 degrees apart from each other in electrical angle.
  • the second stator winding group includes second U, V, and W phase windings 34UB, 34VB, and 34WB that are shifted from each other by 120 ° in electrical angle.
  • the spatial phase difference ⁇ which is an angle formed between the first stator winding group and the second stator winding group, is 30 ° in electrical angle.
  • the first inverter 40A includes a series connection body of first U, V, W phase upper arm switches SUp1, SVp1, SWp1 and first U, V, W phase lower arm switches SUn1, SVn1, SWn1.
  • the first U, V, and W-phase upper arm switches SUp1, SVp1, and SWp1 are connected in parallel to the first U, V, and W-phase upper arm diodes DUp1, DVp1, and DWp1, and the first U, V, and W-phase lower arms
  • First U, V, W phase lower arm diodes DUn1, DVn1, DWn1 are connected in reverse parallel to the switches SUn1, SVn1, SWn1.
  • the second inverter 40B includes a series connection body of second U, V, W phase upper arm switches SUp2, SVp2, SWp2 and second U, V, W phase lower arm switches SUn2, SVn2, SWn2.
  • the second U, V, W phase upper arm switches SUp2, SVp2, SWp2 are connected in reverse parallel to the second U, V, W phase upper arm diodes DUp2, DVp2, DWp2, and the second U, V, W phase lower arms.
  • Second U, V, W-phase lower arm diodes DUn2, DVn2, DWn2 are connected in reverse parallel to the switches SUn2, SVn2, SWn2.
  • the positive terminal of the battery 20 is connected to the collectors of the upper arm switches SUp1 to SWp2 via the high potential side electric path Lp.
  • the negative terminal of the battery 20 is connected to the emitters of the lower arm switches SUn1 to SWn2 via the low potential side electric path Ln.
  • the high potential side terminal of the capacitor 21 is connected to the positive electrode terminal side of the battery 20 from the connection point between the collectors of the upper arm switches SUp1 to SWp2 in the high potential side electric path Lp.
  • the low potential side terminal of the capacitor 21 is connected to the negative terminal side of the battery 20 from the connection point with the emitters of the lower arm switches SUn1 to SWn2 in the low potential side electric path Ln.
  • the seventh embodiment in a configuration in which the responsiveness of the sine wave current control system and the rectangular wave current control system is higher than the responsiveness of the field current control system, switching from one of the sine wave control and the rectangular wave control to the other is performed.
  • the field command current If * was fixed before and after.
  • the field command current If * is gradually changed before and after the control switching.
  • the torque change amount of the rotating electrical machine 30 corresponding to the field current change amount dIf is made smaller than the torque change amount corresponding to the current change amount dIs flowing through the stator winding. .
  • FIG. 20 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If it is determined in step S11 that the operating point is moving from the sine wave region to the rectangular wave region, the process proceeds to step S24.
  • step S24 the field command current If * is gradually changed.
  • the torque change amount dTs of the rotating electrical machine 30 corresponding to the change of the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr * set by the process of step S17 under the situation in which an affirmative determination is made in step S11.
  • the field command current If * is gradually changed so that the torque change amount dTf corresponding to the change amount of the field command current If * becomes small.
  • the torque change amount dTs of the rotating electrical machine 30 corresponding to the change in the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr * is the change in the magnitude of the current vector corresponding to the change in the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr *.
  • the amount of change in the magnitude of the current vector corresponding to the change in the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr * is the d and q-axis command current Id * corresponding to the change in the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr *.
  • Iq * is determined by the amount of change.
  • the magnitude of the current vector flowing through the stator winding is defined as the square root of a value obtained by adding the square value of the d-axis current and the square value of the q-axis current.
  • step S12 If it is determined in step S12 that the operating point is moving from the rectangular wave region to the sine wave region, the process proceeds to step S25.
  • step S25 the field command current If * is gradually changed.
  • the torque change amount dTs corresponding to the change amounts of each of the d and q-axis command currents Id * and Iq * set by the process in step S19 is greater than The field command current If * is gradually changed so that the torque change amount dTf corresponding to the change amount of the magnetic command current If * becomes small.
  • FIG. 21 The effect of the present embodiment when switching from sine wave control to rectangular wave control will be described using FIG. 21 in comparison with a comparative example.
  • the comparative example shown in FIG. 21 is a configuration in which field command current If * is fixed when switching from sine wave control to rectangular wave control.
  • FIGS. 21A to 21C correspond to FIGS. 12A to 12C.
  • each command current If *, Id *, Iq * indicated by a broken line in FIG. 21 indicates a value at a timing when the switching to the rectangular wave control is completed.
  • the field command current If * is gradually changed over the time tA to tB where the operating point exists in the switching region.
  • the change amount of the field command current If * is larger than the torque change amount dTs of the rotating electrical machine 30 corresponding to the change of the command voltage phase ⁇ * and the command modulation factor Mr * set by the process of step S17 of FIG.
  • the field command current If * is gradually changed so that the torque change amount dTf corresponding to dIs becomes small.
  • the command voltage phase ⁇ * and the command modulation rate are compared with the configuration in which the field command current If * shown as a comparative example in FIG. 21 is fixed.
  • the change amount ⁇ D of the d-axis command current Id * corresponding to the change of Mr * and the change amount ⁇ Q of the q-axis command current Iq * can be reduced.
  • the time until the d and q axis currents Idr and Iqr converge to the d and q axis command currents Id * and Iq * can be shortened.
  • the deviation of the actual torque Trqr with respect to the command torque Trq * can be reduced. That is, it is possible to suppress torque fluctuations accompanying control switching.
  • the eighth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the second embodiment.
  • the command voltage phase ⁇ or the d, q axes before and after the control switching.
  • the command currents Id * and Iq * are gradually changed.
  • the torque change amount dTs corresponding to the change amount dIs of the current flowing in the stator winding is made smaller than the torque change amount dTf corresponding to the change amount dIf of the field current.
  • FIG. 22 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIG. 13 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If a positive determination is made in step S11, the process proceeds to step S26, and the command voltage phase ⁇ * is gradually changed.
  • the change in the command voltage phase ⁇ * is greater than the torque change amount dTf corresponding to the change amount in the field command current If * set by the process in step S21 under the situation in which an affirmative determination is made in step S11.
  • the command voltage phase ⁇ * is gradually changed so that the torque change amount dTs corresponding to the change amount of the current vector corresponding to.
  • step S12 If an affirmative determination is made in step S12, the process proceeds to step S27 to gradually change the d and q axis command currents Id * and Iq *.
  • the d and q-axis command current Id is greater than the torque change amount dTf corresponding to the change amount of the field command current If * set by the process of step S23 under the situation in which an affirmative determination is made in step S12.
  • the d and q-axis command currents Id * and Iq * are gradually changed so that the torque change amount dTs corresponding to each change amount of * and Iq * becomes small.
  • the ninth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the third embodiment.
  • the field command current If * or the command voltage phase ⁇ * is gradually changed before and after the control switching.
  • the response of the field current control system is higher than the response of the rectangular wave current control system after switching. high.
  • the responsiveness of the sine wave current control system after switching is higher than the responsiveness of the field current control system.
  • FIG. 23 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIGS. 15, 20, and 22 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If a positive determination is made in step S11, the process proceeds to step S26. If an affirmative determination is made in step S12, the process proceeds to step S25.
  • the tenth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the fourth embodiment.
  • the field command current If * or the d and q axis command currents Id * and Iq * are gradually changed before and after the control switching.
  • the response of the rectangular wave current control system after switching is higher than the response of the field current control system.
  • the response of the field current control system is higher than the response of the sine wave current control system after switching.
  • FIG. 24 shows the procedure of torque control processing. This process is repeatedly executed by the control device 60, for example, every predetermined control cycle.
  • the same processes as those shown in FIGS. 16, 20, and 22 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
  • step S11 If a positive determination is made in step S11, the process proceeds to step S24. If an affirmative determination is made in step S12, the process proceeds to step S27.
  • the modulation rate Mr is set to 1.15 when the rotation speed Nm becomes the first threshold value L1.
  • the driving state of the rotating electrical machine 30 associated with each command value stored in the memory 61 is not limited to the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC.
  • As the driving state at least one of command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC may be used.
  • each command value may be calculated for each control cycle based on the acquired command torque Trq *, rotation speed Nm, and power supply voltage VDC.
  • the control performed when the modulation rate is greater than 1 is not limited to the rectangular wave control shown in FIG.
  • 120 ° energization control or synchronous rectification control shown in FIG. 25 may be used.
  • the synchronous rectification control when the rotating electrical machine 30 is driven as a generator, at least part or all of the period in which the phase voltage is higher than the terminal voltage of the battery 20, This is control for turning on a switch included in the current flow path from the stator winding to the battery 20.
  • the dead time between the upper arm switch and the lower arm switch in the same phase is adjusted according to the driving state of the rotating electrical machine 30. For this reason, when synchronous rectification control is used, for example, the dead time associated with the command torque Trq *, the rotation speed Nm, and the power supply voltage VDC may be stored in the memory 61.
  • the control performed when the modulation factor is greater than 1 includes the state in which the upper arm switch is turned on and the lower arm switch is turned off, and the upper arm switch is turned off and the lower arm switch in each phase.
  • the state in which is turned on is not limited to appearing once in one electrical angle cycle of the rotating electrical machine.
  • the upper arm switch is turned on while the amplitude of the fundamental component included in each phase voltage is set to the amplitude corresponding to the modulation factor of the rectangular wave control.
  • the state where the lower arm switch is turned off and the state where the upper arm switch is turned off and the lower arm switch is turned on may appear multiple times in one electrical angle cycle.
  • the sine wave control is performed when the modulation factor is 1 or less, but the present invention is not limited to this.
  • the value obtained by dividing each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * by “VDC / 2” to a value greater than 1 and smaller than 1.27 is compared with the carrier signal.
  • Each drive signal may be generated based on the above.
  • the region where the modulation factor is larger than 1 is a region where overmodulation PWM control is performed.
  • the value obtained by dividing the amplitude of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * by “VDC / 2” is larger than the amplitude of the carrier signal.
  • the actual torque is controlled by controlling the current flowing in the stator coil having the higher responsiveness while the field current having the lower responsiveness is fixed. Can be reduced from the command torque Trq *.
  • a switch used in an inverter and a field energizing circuit for example, an N-channel MOSFET may be used.
  • the main control amount of rotating electrical machines is not limited to torque.
  • a DC current IDC that flows from a connection point of the high potential side electric path Lp to the high potential side terminal of the capacitor 21 to the positive terminal side of the battery 20 may be used.
  • the DC current IDC may be defined as a negative value when the rotating electrical machine 30 is driven as an electric motor, and the DC current IDC may be defined as a positive value when the rotating electrical machine 30 is driven as a generator.
  • the main control amount may be the power consumption or generated power of the rotating electrical machine 30.
  • the rotating electrical machine is not limited to a star connection, and may be a ⁇ connection, for example.

Abstract

制御装置（６０）は、界磁巻線（３２）に流れる界磁電流を界磁指令電流に制御する界磁制御部（８０～８２）と、変調率が１よりも大きいとき、主制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、ステータ巻線（３４Ｕ～３４Ｗ，３４ＵＡ～３４ＷＢ）に流れる電流を制御する第１制御部（９０～９２）と、変調率が、第１制御部の制御が行われる場合の変調率よりも小さいとき、主制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、正弦波ＰＷＭ制御によりステータ巻線に流れる電流を制御する第２制御部（７０～７５）と、を備える。制御装置は、例えば、第１制御部の制御から第２制御部の制御への切り替え前後において、界磁制御部で用いられる指令値を連続にしつつ界磁制御部により制御して、かつ、第１制御部及び第２制御部のいずれかで用いられる指令値を調整することにより指令制御量に対する主制御量の変化を抑制する。

Description

回転電機の制御装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１７年５月２６日に出願された日本出願番号２０１７－１０４９０２号と、２０１７年１２月４日に出願された日本出願番号２０１７－２３２４０６号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、回転電機の制御装置に関する。
　従来、特許文献１に記載されているように、回転電機のステータ巻線に流す電流を制御し、回転電機の界磁巻線に流す界磁電流を制御する制御装置が知られている。制御装置は、回転電機の回転速度が所定値以下の場合、界磁電流を制御するとともに、変調率が１以下となるようにＰＷＭ制御された電流をステータ巻線に流して回転電機に発電させるＰＷＭ制御モードを実施する。制御装置は、回転電機の回転速度が所定値を超える場合、界磁電流の制御により回転電機に発電させる界磁制御モードを実施する。制御装置は、ＰＷＭ制御モード及び界磁制御モードのうち、一方の制御モードから他方の制御モードに切り替える場合、変調率が１よりも大きくなる過変調ＰＷＭ制御モードを介した切り替えを実施する。これにより、切り替えに伴って発生する回転電機の制御量の変動の抑制を図っている。
特開２０１６－１８９６９８号公報
　ここで、回転電機の制御量の応答性が低下する場合がある。例えば、過変調ＰＷＭ制御モードが実施される場合、ステータ巻線の印加電圧に含まれる基本波成分の振幅と変調率との間の比例関係がなくなることで応答性が低下し得る。応答性が低下すると、制御モードが切り替えられるときに制御量が指令制御量からずれる時間が長くなり、制御量の制御性が低下するおそれがある。
　本開示は、回転電機の制御量の制御性の低下を抑制できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。
　本開示は、界磁巻線及びステータ巻線を有する回転電機と、直流電源と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行うインバータと、を備える制御システムに適用される。本開示は、前記界磁巻線に流れる界磁電流をその指令値である界磁指令電流に制御する界磁制御部と、前記回転電機のトルク、前記直流電源と前記インバータとの間に流れる直流電流又は前記回転電機の電力のいずれかを主制御量とし、前記ステータ巻線の印加電圧に含まれる基本波成分の振幅を前記直流電源の電圧で規格化した値を変調率とする場合において、前記変調率が１よりも大きいとき、前記主制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、前記ステータ巻線に流れる電流を制御する第１制御部と、前記変調率が、前記第１制御部の制御が行われる場合の前記変調率よりも小さいとき、前記主制御量を前記指令制御量に制御するための指令値に基づいて、正弦波ＰＷＭ制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御する第２制御部と、前記第１制御部及び前記第２制御部のうち、一方の制御部を切替前制御部とし、他方の制御部を切替後制御部とし、前記切替前制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系、前記切替後制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系及び前記界磁制御部の制御により前記界磁電流を制御量として制御する制御系のうち、制御量の応答性が最も低い制御系に対応する制御部を低応答制御部とする場合において、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御に切り替えるとき、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御への切り替え前後において、前記低応答制御部で用いられる前記指令値を連続にしつつ前記低応答制御部により制御して、かつ、前記切替前制御部、前記切替後制御部及び前記界磁制御部のうち前記低応答制御部以外のいずれかの制御部で用いられる前記指令値を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する移行制御処理を行う移行制御部と、を備える。
　本開示では、変調率が１よりも大きい場合、第１制御部は、制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、ステータ巻線に流れる電流を制御する。一方、変調率が、第１制御部の制御が行われる場合の変調率よりも小さいとき、第２制御部は、制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、正弦波ＰＷＭ制御によりステータ巻線に流れる電流を制御する。
　本開示では、切替前制御部、切替後制御部及び低応答制御部が上記のように定義されている。切替前制御部、切替後制御部及び界磁制御部の制御系において、制御量の応答性に高低があることに着目し、本開示は移行制御部を備えている。移行制御部は、切替前制御部の制御から切替後制御部の制御への切り替え前後において、低応答制御部で用いられる指令値を連続にしつつ低応答制御部により制御する。また、移行制御部は、切替前制御部、切替後制御部及び界磁制御部のうち低応答制御部以外のいずれかの制御部で用いられる指令値を調整することにより主制御量の変化を抑制する。本開示によれば、切替前制御部の制御から切替後制御部の制御に切り替える場合において、低応答制御部で用いられる指令値がステップ状に変化する構成と比較して、主制御量が指令制御量からずれる時間を短くできる。これにより、制御量の制御性の低下を抑制することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る車載システムの全体構成図であり、 図２は、界磁通電回路の駆動態様を示す図であり、 図３は、変調率が１以下の場合のトルク制御を示すブロック図であり、 図４は、変調率が１よりも大きい場合のトルク制御を示すブロック図であり、 図５は、正弦波領域、切替領域及び矩形波領域を示す図であり、 図６は、電圧ベクトルの定義を示す図であり、 図７は、界磁電流を制御する制御系及びｄ軸電流を制御する制御系の閉ループ伝達関数を示す図であり、 図８は、閉ループ伝達関数のゲインに関する周波数特性を示す図であり、 図９は、時定数の定義を示す図であり、 図１０は、トルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図１１は、力行時，回生時の移行制御処理を示す図であり、 図１２は、移行制御処理の効果を示すタイムチャートであり、 図１３は、第２実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図１４は、力行時の移行制御処理を示す図であり、 図１５は、第３実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図１６は、第４実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図１７は、第５実施形態に係る車載システムの全体構成図であり、 図１８は、第６実施形態に係る車載システムの一部を示す構成図であり、 図１９は、第１，第２ステータ巻線群の空間位相差を示す図であり、 図２０は、第７実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図２１は、移行制御処理の効果を示すタイムチャートであり、 図２２は、第８実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図２３は、第９実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図２４は、第１０実施形態に係るトルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図２５は、その他の実施形態に係る１２０°通電を用いたスイッチの駆動態様を示す図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る制御装置を車両に搭載した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
　図１に示すように、車両は、車載主機としてのエンジン１０を備えている。エンジン１０は、燃料噴射弁等を備え、燃料噴射弁から噴射されたガソリン又は軽油等の燃料の燃焼により動力を発生する。発生した動力は、エンジン１０の出力軸１０ａから出力される。
　車両は、直流電源としてのバッテリ２０と、負荷２２と、制御システムとを備えている。バッテリ２０は、例えば、定格電圧が１２Ｖの鉛蓄電池である。制御システムは、交流駆動される回転電機３０を備えている。本実施形態では、回転電機３０として、巻線界磁型の同期機が用いられている。また、本実施形態では、回転電機３０として、電動機の機能が付加された発電機であるＩＳＧ（Integrated Starter Generator）が用いられている。なお、回転電機３０は、例えば突極機である。
　回転電機３０は、ロータ３１を備えている。ロータ３１は、界磁巻線３２を備えている。ロータ３１の回転軸は、図示しないプーリ等を介してエンジン１０の出力軸１０ａと動力伝達が可能とされている。回転電機３０が発電機として駆動される場合、出力軸１０ａから供給される回転動力によってロータ３１が回転し、回転電機３０が発電する。回転電機３０の発電電力により、バッテリ２０が充電される。一方、回転電機３０が電動機として駆動される場合、ロータ３１の回転に伴って出力軸１０ａが回転し、出力軸１０ａに回転力が付与される。これにより、例えば車両の走行をアシストすることができる。なお、出力軸１０ａには、変速装置等を介して車両の駆動輪が接続されている。
　回転電機３０は、ステータ３３を備えている。ステータ３３は、ステータ巻線を備えている。ステータ巻線は、電気角で互いに１２０°ずれた状態で配置されたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗを含む。
　制御システムは、３相のインバータ４０と、界磁通電回路４１と、コンデンサ２１とを備えている。インバータ４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの接続点には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗの第２端は、中性点で接続されている。すなわち本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗは、星形結線されている。なお、本実施形態では、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎとして、ＩＧＢＴが用いられている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームダイオードＤＵｐ，ＤＶｐ，ＤＷｐが逆並列接続され、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームダイオードＤＵｎ，ＤＶｎ，ＤＷｎが逆並列接続されている。
　Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐの高電位側端子であるコレクタには、高電位側電気経路Ｌｐを介してバッテリ２０の正極端子が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎの低電位側端子であるエミッタには、低電位側電気経路Ｌｎを介してバッテリ２０の負極端子が接続されている。各電気経路Ｌｐ，Ｌｎは、バスバー等の導電部材である。高電位側電気経路Ｌｐのうち各上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのコレクタとの接続点よりもバッテリ２０の正極端子側には、コンデンサ２１の高電位側端子が接続されている。低電位側電気経路Ｌｎのうち各下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのエミッタとの接続点よりもバッテリ２０の負極端子側には、コンデンサ２１の低電位側端子が接続されている。
　界磁通電回路４１は、フルブリッジ回路であり、第１上アームスイッチＳＨ１及び第１下アームスイッチＳＬ１の直列接続体と、第２上アームスイッチＳＨ２及び第２下アームスイッチＳＬ２の直列接続体とを備えている。第１上アームスイッチＳＨ１と第１下アームスイッチＳＬ１との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第１端が接続されている。第２上アームスイッチＳＨ２と第２下アームスイッチＳＬ２との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第２端が接続されている。なお、本実施形態では、各アームスイッチＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２として、ＩＧＢＴが用いられている。また、各アームスイッチＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２には、各ダイオードＤＨ１，ＤＬ１，ＤＨ２，ＤＬ２が逆並列接続されている。
　第１，第２上アームスイッチＳＨ１，ＳＨ２の高電位側端子であるコレクタには、高電位側電気経路Ｌｐのうちコンデンサ２１の高電位側端子との接続点よりもインバータ４０側が接続されている。第１，第２下アームスイッチＳＬ１，ＳＬ２の低電位側端子であるエミッタには、低電位側電気経路Ｌｎのうちコンデンサ２１の低電位側端子との接続点よりもインバータ４０側が接続されている。
　制御システムは、電圧検出部５０、相電流検出部５１、界磁電流検出部５２及び角度検出部５３を備えている。電圧検出部５０は、コンデンサ２１の端子電圧を電源電圧ＶＤＣとして検出する。相電流検出部５１は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに流れる相電流を検出する。界磁電流検出部５２は、界磁巻線３２に流れる界磁電流を検出する。角度検出部５３は、ロータ３１の回転角に応じた信号である角度信号を出力する。各検出部５０～５３の出力信号は、車両が備える制御装置６０に入力される。ちなみに、本実施形態において、回転電機３０、インバータ４０、界磁通電回路４１及び制御装置６０が一体化されて機電一体型駆動装置とされている。
　制御装置６０は、記憶部に相当するメモリ６１を備えている。メモリ６１は、非遷移的実体的記録媒体（non-transitory　computer　readable　medium）に相当し、例えば不揮発性のメモリである。
　なお、制御装置６０の各機能の一部又は全部は、例えば、１つ又は複数の集積回路等によりハードウェア的に構成されていてもよい。また、制御装置６０の各機能は、例えば、非遷移的実体的記録媒体に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータによって構成されていてもよい。
　制御装置６０は、インバータ４０及び界磁通電回路４１を構成する各スイッチの駆動信号を生成する。
　まず、インバータ４０について説明する。制御装置６０は、角度検出部５３の角度信号を取得し、取得した角度信号に基づいて、インバータ４０を構成する各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成する。詳しくは、制御装置６０は、回転電機３０を電動機として駆動させる場合、バッテリ２０から出力された直流電力を交流電力に変換してＵ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成し、生成した駆動信号を各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎのゲートに供給する。一方、制御装置６０は、回転電機３０を発電機として駆動させる場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗから出力された交流電力を直流電力に変換してバッテリ２０及び負荷２２の少なくとも一方に供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフする駆動信号を生成する。
　続いて、界磁通電回路４１について説明する。制御装置６０は、界磁巻線３２を励磁すべく、界磁通電回路４１を構成する各スイッチをオンオフする。詳しくは、制御装置６０は、図２（ａ）に示す第１状態と図２（ｂ）に示す第２状態とが交互に出現するように各スイッチをオンオフする。第１状態は、第１上アームスイッチＳＨ１と第２下アームスイッチＳＬ２とがオンされて、かつ、第２上アームスイッチＳＨ２と第１下アームスイッチＳＬ１とがオフされている状態である。第２状態は、第１上アームスイッチＳＨ１と第２下アームスイッチＳＬ２とがオフされて、かつ、第２上アームスイッチＳＨ２と第１下アームスイッチＳＬ１とがオンされている状態である。
　制御装置６０は、角度検出部５３の角度信号に基づいて、回転電機３０の電気角θｅと、ロータ３１の回転速度Ｎｍとを算出する。
　続いて、制御装置６０が行う回転電機３０のトルク制御について説明する。図３及び図４は、トルク制御のブロック図である。
　まず、図３に示すトルク制御について説明する。このトルク制御は、図５に示すように、回転電機３０の回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１以下の場合に行われる。本実施形態において、第１閾値Ｌ１は、回転電機３０の指令トルクＴｒｑ＊が大きいほど小さくなっている。以降、回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１以下の領域を正弦波領域と称すこととする。
　２相変換部７０は、相電流検出部５１により検出された相電流及び電気角θｅに基づいて、回転電機３０の３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。
　ｄ軸指令設定部７１は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電圧検出部５０により検出された電源電圧ＶＤＣに基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするためのｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。具体的には、ｄ軸指令設定部７１は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣとｄ軸指令電流Ｉｄ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。このマップ情報は、メモリ６１に記憶されている。
　ｑ軸指令設定部７２は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするためのｑ軸指令電流Ｉｑ＊を設定する。具体的には、ｑ軸指令設定部７２は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣとｑ軸指令電流Ｉｑ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊を設定する。このマップ情報は、メモリ６１に記憶されている。
　なお、本実施形態において、ｄ，ｑ軸指令設定部７１，７２により設定されるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が第２指令値に相当する。
　ステータ制御部７３は、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。具体的には、ステータ制御部７３は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値としてｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差ΔＩｄを０にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。
　ステータ制御部７３は、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。具体的には、ステータ制御部７３は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値としてｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差ΔＩｑを０にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。
　なお、本実施形態において、ステータ制御部７３で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。
　ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊により、ｄｑ座標系における電圧ベクトルの指令値である指令電圧ベクトルが定まる。ここで、ステータ巻線に印加される電圧ベクトルＶｔｒは、図６に示すように、そのｄ軸成分がｄ軸電圧Ｖｄとなり、ｑ軸成分がｑ軸電圧Ｖｑとなるものである。本実施形態において、電圧ベクトルＶｔｒの位相である電圧位相δは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。
　３相変換部７４は、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び電気角θｅに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、電気角で位相が１２０°ずれた正弦波状の波形となる。
　ステータ生成部７５は、キャリア信号、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御により、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフするための各駆動信号を生成する。詳しくは、正弦波ＰＷＭ制御は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「ＶＤＣ／２」で除算した値と、キャリア信号との大小比較に基づいて、各駆動信号を生成するものである。本実施形態において、キャリア信号は、三角波信号である。正弦波ＰＷＭ制御において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値は、キャリア信号の振幅以下である。本実施形態において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値が変調率Ｍｒとして定義されている。ステータ生成部７５において、回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１となる場合に変調率Ｍｒが１となり、回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１未満の場合に変調率Ｍｒが１よりも小さくなる。
　本実施形態において、２相変換部７０、ｄ，ｑ軸指令設定部７１，７２、ステータ制御部７３、３相変換部７４及びステータ生成部７５が第２制御部に相当する。第２制御部による制御を正弦波制御と称すこととする。第２制御部によれば、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊により定まる指令電圧ベクトルに実際の電圧ベクトルが制御される。
　界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。具体的には、界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。このマップ情報は、メモリ６１に記憶されている。
　界磁電流制御部８１は、界磁電流検出部５２により検出された界磁電流Ｉｆｒを界磁指令電流Ｉｆ＊にフィードバック制御するための操作量として、界磁指令電圧Ｖｆ＊を算出する。具体的には、界磁電流制御部８１は、界磁指令電流Ｉｆ＊から界磁電流Ｉｆｒを減算した値として界磁電流偏差ΔＩｆを算出し、算出した界磁電流偏差ΔＩｆを０にフィードバック制御するための操作量として、界磁指令電圧Ｖｆ＊を算出する。なお、本実施形態において、界磁電流制御部８１で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。
　界磁生成部８２は、界磁指令電圧Ｖｆ＊を電源電圧ＶＤＣで除算した値と、三角波信号であるキャリア信号との大小比較に基づいて、界磁巻線３２の印加電圧を界磁指令電圧Ｖｆ＊に制御するための界磁通電回路４１の各スイッチＳＨ１～ＳＬ２の各駆動信号を生成する。
　なお、本実施形態において、界磁指令設定部８０、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２が界磁制御部に相当する。
　続いて、図４に示すトルク制御について説明する。このトルク制御は、図５に示すように、回転電機３０の回転速度Ｎｍが第２閾値Ｌ２（＞Ｌ１）以上の場合に行われる。本実施形態において、第２閾値Ｌ２は、指令トルクＴｒｑ＊が大きいほど小さくなっている。以降、回転速度Ｎｍが第２閾値Ｌ２以上の領域を矩形波領域と称すこととする。
　位相情報設定部９０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするための電圧位相δの指令値である指令電圧位相δ＊を設定する。具体的には、位相情報設定部９０は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣと指令電圧位相δ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、指令電圧位相δ＊を設定する。このマップ情報は、メモリ６１に記憶されている。
　振幅情報設定部９１は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、変調率Ｍｒの指令値である指令変調率Ｍｒ＊を設定する。具体的には、振幅情報設定部９１は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣと指令変調率Ｍｒ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、指令変調率Ｍｒ＊を設定する。このマップ情報は、メモリ６１に記憶されている。指令変調率Ｍｒ＊は、指令電圧ベクトルの大きさである電圧振幅と正の相関を有する。指令変調率はＭｒ＊は、例えば、矩形波制御におけるオン期間Ｔｏｎを定めるのに使用される。オン期間Ｔｏｎとは、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンする期間のことである。オン期間Ｔｏｎは、例えば、電気角で１２０°～１８０°の間で設定される。
　パターン生成部９２は、指令電圧位相δ＊、指令変調率Ｍｒ＊及び電気角θｅに基づいて、回転電機３０を矩形波制御で駆動させるためのインバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎの各駆動信号を生成する。矩形波制御では、各相において、上アームスイッチがオンされてかつ下アームスイッチがオフされる状態と、上アームスイッチがオフされてかつ下アームスイッチがオンされる状態とが回転電機３０の電気角１周期において１回ずつ出現する。また、矩形波制御では、上アームスイッチのオフ状態への切り替えが相毎に電気角で互いに１２０°ずれている。矩形波制御では、各相巻線の相電圧の基本波成分の振幅を固定した状態で電圧位相を制御することにより、回転電機３０のトルクが指令トルクＴｒｑ＊に制御される。
　メモリ６１には、３相それぞれについて、上，下アームスイッチのうち、上アームスイッチのみオンする第１信号と、下アームスイッチのみオンする第２信号とのそれぞれが電気角θｅと関係付けられたマップ情報であるパルスパターンが記憶されている。パルスパターンは、指令変調率Ｍｒ＊及び指令電圧位相δ＊と関係付けられてメモリ６１に記憶されている。パターン生成部９２は、指令変調率Ｍｒ＊及び指令電圧位相δ＊に対応するパルスパターンを選択し、選択したパルスパターンに基づいてインバータ４０の各スイッチの駆動信号を生成する。本実施形態では、回転速度Ｎｍが第２閾値Ｌ２以上の場合に変調率Ｍｒがその上限値である１．２７となる。
　なお図４において、界磁指令設定部８０、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２は、図３に示した構成と同じである。
　本実施形態において、位相情報設定部９０、振幅情報設定部９１及びパターン生成部９２が第１制御部に相当する。第１制御部により実施される矩形波制御によれば、指令変調率Ｍｒ＊及び指令電圧位相δ＊により定まる指令電圧ベクトルに実際の電圧ベクトルが制御される。
　続いて、回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１よりも高くてかつ第２閾値Ｌ２よりも低い場合のトルク制御について説明する。以降、回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１よりも高くてかつ第２閾値Ｌ２よりも低い領域を切替領域と称すこととする。また、切替領域において制御装置６０が行うトルク制御を移行制御と称すこととする。
　移行制御について説明すると、制御装置６０は、正弦波制御及び矩形波制御のうち一方から他方への切り替え前後において、界磁指令電流Ｉｆ＊を固定した状態で、界磁指令設定部８０、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２により、界磁電流Ｉｆｒを固定した界磁指令電流Ｉｆにフィードバック制御する。また、制御装置６０は、切り替え前後において、界磁指令電流Ｉｆ＊を固定した状態で指令トルクＴｒｑ＊に対する回転電機３０の実際のトルクの変化を抑制するように、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗに流す電流を調整する。
　ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒをｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に制御する制御系を正弦波電流制御系と称し、界磁電流Ｉｆｒを界磁指令電流Ｉｆ＊に制御する制御系を界磁電流制御系と称すこととする。移行制御は、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の変化に対する正弦波電流制御系によるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒの応答性が、界磁指令電流Ｉｆ＊の変化に対する界磁電流制御系による界磁電流Ｉｆｒの応答性よりも高いことに鑑みてなされるものである。なお、正弦波電流制御系の応答性が界磁電流制御系の応答性よりも高いのは、例えば、界磁巻線３２のインダクタンスがステータ巻線のインダクタンスよりも大きいにもかかわらず、バッテリ２０によって界磁巻線３２に印加可能な電圧が十分でないためである。
　ちなみに、矩形波制御の制御系を矩形波電流制御系と称すこととする。本実施形態において、指令変調率Ｍｒ＊，指令電圧位相δ＊の変化に対する矩形波電流制御系による変調率，電圧位相の応答性は、界磁電流制御系の応答周波数よりも高いものとする。
　なお、本実施形態において、２相変換部７０、ｄ，ｑ軸指令設定部７１，７２、ステータ制御部７３、３相変換部７４及びステータ生成部７５が高応答制御部に相当し、界磁指令設定部８０、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２が低応答制御部に相当する。
　ちなみに、制御系の応答性の高低は、例えば以下の（Ａ）～（Ｃ）で定めることができる。
　（Ａ）閉ループ伝達関数
　図７（ａ）を用いて、界磁指令電流Ｉｆ＊を入力とし、界磁電流Ｉｆｒを出力とする閉ループ伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）について説明する。Ｇ１（ｓ）で表される第１伝達関数１０１は、界磁電流偏差ΔＩｆを入力とし、界磁電流偏差ΔＩｆを０にフィードバック制御するための操作量である界磁巻線３２の印加電圧Ｖｆを出力する。第１伝達関数１０１が界磁電流制御部８１に相当する。
　界磁巻線３２の周波数特性をモデル化したＧ２（ｓ）で表される第２伝達関数１０２は、プラントに相当する。第２伝達関数１０２は、界磁巻線３２の印加電圧Ｖｆを入力として、界磁電流Ｉｆｒを出力する。
　界磁電流制御系の閉ループ伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）は、下式（ｅｑ１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　続いて、図７（ｂ）を用いて、ｄｑ軸間の非干渉化がなされている場合において、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を入力とし、ｄ軸電流Ｉｄｒを出力とする閉ループ伝達関数Ｇｃｄ（ｓ）について説明する。Ｇ３（ｓ）で表される第３伝達関数２０１は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力とし、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを０にフィードバック制御するための操作量であるｄ軸電圧Ｖｄを出力する。第３伝達関数２０１がステータ制御部７３に相当する。
　ステータ巻線の周波数特性をモデル化したＧ４（ｓ）で表される第４伝達関数２０２は、プラントに相当する。第４伝達関数２０２は、ｄ軸電圧Ｖｄを入力として、ｄ軸電流Ｉｄｒを出力する。
　ｄ軸の正弦波電流制御系の閉ループ伝達関数Ｇｃｄ（ｓ）は、下式（ｅｑ２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　なお、ｑ軸の正弦波電流制御系は、ｄ軸の正弦波電流制御系と同様であるため、その説明を省略する。
　図８に示すように、制御系の閉ループ伝達関数のゲインに関する周波数特性において、ゲインが０ｄＢ未満の所定値（例えば－３ｄＢ）になる周波数が応答周波数として定義されている。本実施形態では、ｄ，ｑ軸の正弦波電流制御系の閉ループ伝達関数の応答周波数が、界磁電流制御系の閉ループ伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）の応答周波数よりも高い。なお、本実施形態において、矩形波電流制御系の応答周波数は、界磁電流制御系の応答周波数よりも高い。
　ちなみに、応答周波数は、例えば、閉ループ伝達関数に基づいて解析的に算出されてもよいし、シミュレーションに基づいて算出されてもよい。また、例えば、応答周波数は、実際の制御システム及び制御装置６０を用いて実験的に算出されてもよい。
　（Ｂ）開ループ伝達関数
　開ループ伝達関数のゲイン交差角周波数が高いほど、応答性が高くなる。このため、ゲイン交差角周波数で応答性の高低を定めてもよい。なお、界磁電流制御系を例にして説明すると、この制御系の開ループ伝達関数Ｇｏｆ（ｓ）は、下式（ｅｑ３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　（Ｃ）時定数
　図９に示すように、ステップ状に変化させられた指令値と実値とに基づいて規定される時定数τが短いほど、応答性が高くなる。このため、時定数τで応答性の高低を定めてもよい。
　続いて、トルク制御処理について説明する。本実施形態では、動作点が切替領域に含まれている場合、図３に示すｄ，ｑ軸指令設定部７１，７２によるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の設定処理と、図４に示す位相情報設定部９０による指令電圧位相δ＊の設定処理及び振幅情報設定部９１による指令変調率Ｍｒ＊の設定処理とが全て実施されていることとする。この場合、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊、指令電圧位相δ＊、及び指令変調率Ｍｒ＊から定まる電圧振幅Ｖｒは、下式（ｅｑ４），（ｅｑ５）の関係を満たす。なお、下式（ｅｑ４），（ｅｑ５）において、Ｖｒは電圧振幅を示し、ωｅは回転電機３０の電気角周波数を示し、Ｒａは巻線抵抗を示し、Ｌｆは界磁巻線３２のインダクタンスを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
　図１０に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図１０に示す処理は、回転電機３０が電動機として駆動される場合と発電機として駆動される場合とに対応している。
　ステップＳ１０では、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣを取得する。なお、本実施形態において、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣが回転電機３０の駆動状態に相当する。また、ステップＳ１０の処理が取得部に相当する。
　ステップＳ１１では、指令トルクＴｒｑ＊及び回転速度Ｎｍにより定まる動作点が切替領域に含まれて、かつ、動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に移動している途中であるか否かを判定する。ステップＳ１１では、正弦波領域の正弦波制御が切替前制御部に相当し、矩形波領域の矩形波制御が切替後制御部に相当する。取得した回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１よりも高くてかつ第２閾値Ｌ２よりも低いと判定した場合、動作点が切替領域に含まれていると判定する。第１閾値Ｌ１及び第２閾値Ｌ２は、図５に示したように、取得した指令トルクＴｒｑ＊に応じて可変設定される。
　ステップＳ１１において動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に移動している途中でないと判定した場合には、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、動作点が切替領域に含まれて、かつ、動作点が矩形波領域から切替領域を介して正弦波領域に移動している途中であるか否かを判定する。ステップＳ１２では、矩形波領域の矩形波制御が切替前制御部に相当し、正弦波領域の正弦波制御が切替後制御部に相当する。
　ステップＳ１２において動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動している途中でないと判定した場合には、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では、動作点が正弦波領域に含まれているか否かを判定する。具体的には、取得した回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１以下であるか否かを判定する。
　ステップＳ１３において正弦波領域に含まれていると判定した場合には、ステップＳ１４に進み、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応するｄ軸指令電流Ｉｄ＊、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊及び界磁指令電流Ｉｆ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。ステップＳ１４の処理は、図３のｄ軸指令設定部７１、ｑ軸指令設定部７２及び界磁指令設定部８０の処理に対応する。ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が設定されると、ステータ制御部７３、３相変換部７４及びステータ生成部７５により、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒがｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊にフィードバック制御される。界磁指令電流Ｉｆ＊が設定されると、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２により、界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊にフィードバック制御される。
　ステップＳ１３において否定判定した場合には、動作点が矩形波領域に含まれていると判定し、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する指令電圧位相δ＊、指令変調率Ｍｒ＊及び界磁指令電流Ｉｆ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。ステップＳ１４の処理は、図４の位相情報設定部９０、振幅情報設定部９１及び界磁指令設定部８０の処理に対応する。指令変調率Ｍｒ＊及び指令電圧位相δ＊が設定されると、パターン生成部９２により、実際の電圧ベクトルが、指令変調率Ｍｒ＊及び指令電圧位相δ＊で規定される指令電圧ベクトルに制御される。界磁指令電流Ｉｆ＊が設定されると、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２により、界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊にフィードバック制御される。
　ステップＳ１１において動作点が正弦波領域から矩形波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ１６に進み、界磁指令電流Ｉｆ＊を現在設定されている界磁指令電流Ｉｆ＊に固定する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する界磁指令電流Ｉｆ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。
　ステップＳ１７では、回転電機３０の実際のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊を調整する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。
　ステップＳ１２において動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ１８に進み、界磁指令電流Ｉｆ＊を現在設定されている界磁指令電流Ｉｆ＊に固定する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する界磁指令電流Ｉｆ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。
　ステップＳ１９では、回転電機３０の実際のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するためにｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を調整する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応するｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。ちなみに、マップ情報に含まれるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、例えば、回転電機３０のトルクＴｒｑと、極対数Ｐｎ、界磁巻線３２のインダクタンスＬｆ、界磁電流Ｉｆ、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ及びｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑとの関係を規定する下式（ｅｑ６）に基づいて予め算出され、メモリ６１に記憶されている。ステップＳ１９の処理は、ｄ軸指令設定部７１及びｑ軸指令設定部７２の処理に対応する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　ちなみに、本実施形態において、ステップＳ１１～Ｓ１９の処理が移行制御部に相当する。
　図１１を用いて、移行制御についてさらに説明する。図１１において、Ｌｓｗは、正弦波制御において変調率Ｍｒがその上限値「１」となる場合のｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの組み合わせからなる第１基準線を示す。Ｌｒｗは、矩形波制御が実施される場合のｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの組み合わせからなる第２基準線を示す。Ｌｔｃは、トルクを同一トルクとする場合のｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの組み合わせからなる等トルク線を示す。Ｌｍｔｐａは、最小電流最大トルク制御（ＭＴＰＡ）に対応するｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの組み合わせからなる最大効率線を示す。
　まず、図１１（ａ）を用いて、回転電機３０が電動機として駆動される場合の移行制御について説明する。図１１（ａ）には、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒから定まる電流動作点が、第１基準線Ｌｓｗ上の第１動作点ＯＰ１及び第２基準線Ｌｒｗ上の第２動作点ＯＰ２のうち、一方から他方に切り替えられる場合を示す。第１動作点ＯＰ１及び第２動作点ＯＰ２は、指令トルクＴｒｑ＊により定まる等トルク線Ｌｔｃ上に存在する。
　図１１には、指令トルクＴｒｑ＊等により定まる動作点が正弦波領域から矩形波領域に移動する途中であると判定された場合、正弦波領域から切替領域へと移動したと判定されてから、切替領域から矩形波領域への移動が完了したと判定されるまでの期間に渡って指令トルクＴｒｑ＊が変化しない例を示す。また、図１１には、動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動する途中であると判定した場合、矩形波領域から切替領域へと移動したと判定されてから、切替領域から正弦波領域への移動が完了したと判定されるまでの期間に渡って指令トルクＴｒｑ＊が変化しない例を示す。
　電流動作点を第１動作点ＯＰ１から第２動作点ＯＰ２に移動させる途中における界磁指令電流Ｉｆ＊は、電流動作点が第１動作点ＯＰ１であった場合に設定されていた界磁指令電流Ｉｆ＊に固定される。これにより、電流動作点が第１動作点ＯＰ１から第２動作点ＯＰ２に移動するまでの期間に渡って、界磁指令電流Ｉｆ＊が連続とされる。また、電流動作点を第１動作点ＯＰ１から第２動作点ＯＰ２に移動させる途中においては、回転電機３０の実際のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊が調整される。これにより、電流動作点と、指令トルクＴｒｑ＊により定まる等トルク線Ｌｔｃとの乖離を抑制できる。回転速度Ｎｍが第２閾値Ｌ２に到達した場合、電流動作点が第２動作点ＯＰ２に到達する。この場合、ステップＳ１１～Ｓ１３で否定判定され、ステップＳ１５の矩形波制御に切り替えられる。
　電流動作点を第２動作点ＯＰ２から第１動作点ＯＰ１に移動させる途中における界磁指令電流Ｉｆ＊は、電流動作点が第２動作点ＯＰ２であった場合に設定されていた界磁指令電流Ｉｆ＊に固定される。また、電流動作点を第２動作点ＯＰ２から第１動作点ＯＰ１に移動させる途中においては、回転電機３０のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が調整される。これにより、電流動作点は等トルク線Ｌｔｃ上を移動する。回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１に到達した場合、電流動作点が第１動作点ＯＰ１に到達する。この場合、ステップＳ１１，Ｓ１２で否定判定され、ステップＳ１３で肯定判定される。これにより、ステップＳ１４の正弦波制御に切り替えられる。
　続いて、図１１（ｂ）を用いて、回転電機３０が発電機として駆動される場合の移行制御について説明する。図１１（ｂ）には、電流動作点が、第１基準線Ｌｓｗ上の第３動作点ＯＰ３及び第２基準線Ｌｒｗ上の第４動作点ＯＰ４のうち、一方から他方に切り替えられる場合を示す。
　電流動作点を第３動作点ＯＰ３から第４動作点ＯＰ４に移動させる途中における界磁指令電流Ｉｆ＊は、電流動作点が第３動作点ＯＰ３であった場合に設定されていた界磁指令電流Ｉｆ＊に固定される。また、電流動作点を第３動作点ＯＰ３から第４動作点ＯＰ４に移動させる途中においては、回転電機３０のトルクＴｒｑ＊を指令トルクＴｒｑ＊に制御するために、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊が調整される。これにより、電流動作点は等トルク線Ｌｔｃ上を移動する。なお、電流動作点を第４動作点ＯＰ４から第３動作点ＯＰ３に移動させる途中については、図１１（ａ）を用いて説明した場合と同様である。
　図１２を用いて、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合における本実施形態の効果を、比較例と対比しつつ説明する。比較例は、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合に界磁指令電流Ｉｆ＊をステップ状に変化させる構成のことである。図１２（ａ）は、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊及びｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒの推移を示し、図１２（ｂ）は、界磁指令電流Ｉｆ＊及び界磁電流Ｉｆｒの推移を示す。図１２（ｃ）は、回転電機３０の指令トルクＴｒｑ＊及び実際のトルクＴｒｑｒの推移を示す。
　本実施形態では、界磁電流制御系の応答性が正弦波、矩形波電流制御系の応答性よりも低い。このため、切替領域における界磁指令電流Ｉｆ＊が、切替領域に移行する直前の時刻ｔ１における界磁指令電流Ｉｆ＊に固定される。このため、動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に到達するまでの期間に渡って、界磁指令電流Ｉｆ＊が連続になる。そして、切替領域において、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊が調整されることにより、実際のトルクＴｒｑｒが指令トルクＴｒｑ＊に制御される。本実施形態によれば、実際のトルクＴｒｑｒが指令トルクＴｒｑ＊からずれる時間ｔ１～ｔ２を、比較例における時間ｔ１～ｔ３よりも短くできる。これにより、トルク制御性の低下を抑制することができ、ひいては車両のドライバビリティの低下を抑制することができる。なお、比較例における時刻ｔ２は、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒがｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に追従したタイミングを示す。
　また本実施形態では、正弦波領域、矩形波領域及び切替領域それぞれにおいて、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応するｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊等の各指令値を、メモリ６１に記憶されている指令値から選択した。このため、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて各指令値を都度算出する構成と比較して、制御装置６０の演算負荷を低減することができる。
　＜第１実施形態の変形例＞
　・図１０のステップＳ１７において、回転電機３０のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を調整してもよい。
　・ステップＳ１９において、回転電機３０のトルクＴｒｑ＊を指令トルクＴｒｑ＊に制御するために、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊を調整してもよい。
　・ステップＳ１６において、界磁指令電流Ｉｆ＊を固定することなく、動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に移動するまでの期間に渡って、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させてもよい。この場合であっても、動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に到達するまでの期間に渡って、界磁指令電流Ｉｆ＊が連続になるため、トルク制御性の低下を抑制できる。なお、徐変させる界磁指令電流Ｉｆ＊は、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣと界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられたマップ情報から選択されればよい。
　また、ステップＳ１８において、界磁指令電流Ｉｆ＊を固定することなく、動作点が矩形波領域から切替領域を介して正弦波領域に移動するまでの期間に渡って、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させてもよい。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、界磁電流制御系の応答性が、正弦波電流制御系及び矩形波電流制御系の応答性よりも高い。ここで、矩形波電流制御系の応答性が界磁電流制御系の応答性よりも低くなるのは、例えば、相電圧に含まれる基本波成分と変調率との間に比例関係がなくなる変調率において矩形波制御が実施されるためである。なお、本実施形態において、バッテリ２０は、その定格電圧（例えば４８Ｖ）が第１実施形態よりも高いものを想定している。このことが、界磁電流制御系の応答性が、正弦波電流制御系及び矩形波電流制御系の応答性よりも高くなることに寄与している。
　図１３に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図１０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において動作点が正弦波領域から矩形波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、指令電圧位相δ＊を現在設定されている指令電圧位相δ＊に固定する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する指令電圧位相δ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。
　ステップＳ２１では、回転電機３０の実際のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために界磁指令電流Ｉｆ＊を調整する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する界磁指令電流Ｉｆ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。
　ステップＳ１２において動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ２２に進む。ステップＳ２２では、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を現在検出されているｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに固定する。詳しくは、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を、２相変換部７０における現在のｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに固定する。
　ステップＳ２３では、回転電機３０の実際のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために界磁指令電流Ｉｆ＊を調整する。具体的には、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに対応する界磁指令電流Ｉｆ＊をメモリ６１に記憶されているマップ情報から選択する。
　ちなみに、本実施形態において、ステップＳ１１，Ｓ１２，Ｓ２０～Ｓ２３の処理が移行制御部に相当する。
　図１４を用いて、回転電機３０が電動機として駆動される場合の移行制御について説明する。図１４は、先の図１１に対応している。図１４には、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒから定まる電流動作点が、第２基準線Ｌｒｗ上の第５動作点ＯＰ５から第１基準線Ｌｓｗ上の第６動作点ＯＰ６に切り替えられる場合を示す。
　電流動作点を第５動作点ＯＰ５から第６動作点ＯＰ６に移動させる途中における指令電圧位相δ＊は、電流動作点が第５動作点ＯＰ５であった場合に設定されていた指令電圧位相δ＊に固定される。なお、実際の電圧振幅は、第５動作点ＯＰ５から第６動作点ＯＰ６に移動させる途中において変化する。
　また、電流動作点を第５動作点ＯＰ５から第６動作点ＯＰ６に移動させる途中においては、回転電機３０の実際のトルクＴｒｑｒを指令トルクＴｒｑ＊に制御するために、界磁指令電流Ｉｆ＊が調整される。これにより、電流動作点と、指令トルクＴｒｑ＊により定まる等トルク線Ｌｔｃとの乖離を抑制できる。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜第２実施形態の変形例＞
　・図１３のステップＳ２０において、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を現在設定されているｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に固定してもよい。
　・図１３のステップＳ２２において、指令電圧位相δ＊を現在設定されている指令電圧位相δ＊に固定してもよい。
　・図１３のステップＳ２０において、指令電圧位相δ＊を固定することなく、動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に移動するまでの期間に渡って、指令電圧位相δ＊を徐変させてもよい。この場合であっても、動作点が正弦波領域から切替領域を介して矩形波領域に到達するまでの期間に渡って、指令電圧位相δ＊が連続になる。
　また、ステップＳ２２において、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を固定することなく、動作点が矩形波領域から切替領域を介して正弦波領域に移動するまでの期間に渡って、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の少なくとも一方を徐変させてもよい。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合において、界磁電流制御系の応答性が、切替後の矩形波電流制御系の応答性よりも高い。また、矩形波制御から正弦波制御に切り替える場合において、切替後の正弦波電流制御系の応答性が、界磁電流制御系の応答性よりも高い。
　図１５に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図１０及び図１３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において動作点が正弦波領域から矩形波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ２０を経由してステップＳ２１に進む。これにより、切替領域において、電圧位相δが指令電圧位相δ＊に固定された状態で、実際のトルクＴｒｑｒが指令トルクＴｒｑ＊に制御されるように界磁指令電流Ｉｆ＊が調整される。
　ステップＳ１２において動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ１８を経由してステップＳ１９に進む。これにより、切替領域において、界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊に固定された状態で、実際のトルクＴｒｑｒが指令トルクＴｒｑ＊に制御されるようにｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が調整される。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜第３実施形態の変形例＞
　図１５において、正弦波制御から矩形波制御への切り替え時、又は矩形波制御から正弦波制御への切り替え時のいずれかにおける移行制御を実施しなくてもよい。
　＜第４実施形態＞
　以下、第４実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合において、切替後の矩形波電流制御系の応答性が界磁電流制御系の応答性よりも高い。また、矩形波制御から正弦波制御に切り替える場合において、界磁電流制御系の応答性が、切替後の正弦波電流制御系の応答性よりも高い。
　図１６に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図１６において、先の図１０、図１３及び図１５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において動作点が正弦波領域から矩形波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ１６を経由してステップＳ１７に進む。これにより、切替領域において、界磁電流Ｉｆｒが界磁指令電流Ｉｆ＊に固定された状態で、実際のトルクＴｒｑｒが指令トルクＴｒｑ＊に制御されるように指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊が調整される。
　ステップＳ１２において動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ２２を経由してステップＳ２３に進む。これにより、切替領域において、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒがｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に固定された状態で、実際のトルクＴｒｑｒが指令トルクＴｒｑ＊に制御されるように界磁指令電流Ｉｆ＊が調整される。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜第４実施形態の変形例＞
　図１６において、正弦波制御から矩形波制御への切り替え時、又は矩形波制御から正弦波制御への切り替え時のいずれかにおける移行制御を実施しなくてもよい。
　＜第５実施形態＞
　以下、第５実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１７に示すように、界磁通電回路４２はハーフブリッジ回路である。なお、図１７において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　界磁通電回路４２は、第１上アームスイッチＳＨ１及び第１下アームスイッチＳＬ１の直列接続体を備えている。第１上アームスイッチＳＨ１と第１下アームスイッチＳＬ１との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第１端が接続されている。界磁巻線３２の第２端には、第１下アームスイッチＳＬ１のエミッタが接続されている。
　以上説明した本実施形態によれば、上記各実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。
　＜第６実施形態＞
　以下、第６実施形態について、上記各実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１８に示すように、回転電機が２つのステータ巻線群を備えている。このため、制御システムは、第１インバータ４０Ａ及び第２インバータ４０Ｂを備えている。なお、図１８において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１８では、界磁通電回路４１及び制御装置６０等の図示を省略している。
　回転電機のステータ３３は、第１ステータ巻線群及び第２ステータ巻線群を備えている。第１ステータ巻線群は、電気角で互いに１２０°ずれた第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４ＵＡ，３４ＶＡ，３４ＷＡを備えている。第２ステータ巻線群は、電気角で互いに１２０°ずれた第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４ＵＢ，３４ＶＢ，３４ＷＢを備えている。本実施形態では、図１９に示すように、第１ステータ巻線群と第２ステータ巻線群とのなす角度である空間位相差Δθが電気角で３０°とされている。
　第１インバータ４０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を備えている。なお、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１には、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームダイオードＤＵｐ１，ＤＶｐ１，ＤＷｐ１が逆並列接続され、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１には、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームダイオードＤＵｎ１，ＤＶｎ１，ＤＷｎ１が逆並列接続されている。
　第２インバータ４０Ｂは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を備えている。なお、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２には、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームダイオードＤＵｐ２，ＤＶｐ２，ＤＷｐ２が逆並列接続され、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２には、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームダイオードＤＵｎ２，ＤＶｎ２，ＤＷｎ２が逆並列接続されている。
　各上アームスイッチＳＵｐ１～ＳＷｐ２のコレクタには、高電位側電気経路Ｌｐを介してバッテリ２０の正極端子が接続されている。各下アームスイッチＳＵｎ１～ＳＷｎ２のエミッタには、低電位側電気経路Ｌｎを介してバッテリ２０の負極端子が接続されている。高電位側電気経路Ｌｐのうち各上アームスイッチＳＵｐ１～ＳＷｐ２のコレクタとの接続点よりもバッテリ２０の正極端子側には、コンデンサ２１の高電位側端子が接続されている。低電位側電気経路Ｌｎのうち各下アームスイッチＳＵｎ１～ＳＷｎ２のエミッタとの接続点よりもバッテリ２０の負極端子側には、コンデンサ２１の低電位側端子が接続されている。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜第７実施形態＞
　以下、第７実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、正弦波電流制御系及び矩形波電流制御系の応答性が界磁電流制御系の応答性よりも高い構成において、正弦波制御及び矩形波制御のうち一方から他方への切り替え前後にて、界磁指令電流Ｉｆ＊を固定した。本実施形態では、制御の切り替え前後において、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させる。ただし、制御の切り替え前後において、界磁電流の変化量ｄＩｆに対応する回転電機３０のトルク変化量が、ステータ巻線に流れる電流の変化量ｄＩｓに対応するトルク変化量よりも小さくなるようにする。
　図２０に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図２０において、先の図１０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において動作点が正弦波領域から矩形波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させる。本実施形態では、ステップＳ１１で肯定判定されている状況下、ステップＳ１７の処理により設定される指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応した回転電機３０のトルク変化量ｄＴｓよりも、界磁指令電流Ｉｆ＊の変化量に対応したトルク変化量ｄＴｆが小さくなるように、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させる。指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応した回転電機３０のトルク変化量ｄＴｓは、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応した電流ベクトルの大きさの変化量に対応するトルク変化量である。指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応した電流ベクトルの大きさの変化量は、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応したｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊それぞれの変化量により定まる。なお、ステータ巻線に流れる電流ベクトルの大きさは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値を加算した値の平方根として定義される。
　ステップＳ１２において動作点が矩形波領域から正弦波領域に移動する途中であると判定した場合には、ステップＳ２５に進む。ステップＳ２５では、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させる。本実施形態では、ステップＳ１２で肯定判定されている状況下、ステップＳ１９の処理により設定されるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊それぞれの変化量に対応したトルク変化量ｄＴｓよりも、界磁指令電流Ｉｆ＊の変化量に対応したトルク変化量ｄＴｆが小さくなるように、界磁指令電流Ｉｆ＊を徐変させる。
　図２１を用いて、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合における本実施形態の効果を、比較例と対比しつつ説明する。図２１に示す比較例は、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合に界磁指令電流Ｉｆ＊が固定される構成のことである。図２１（ａ）～（ｃ）は、先の図１２（ａ）～（ｃ）に対応している。なお、図２１に破線にて示す各指令電流Ｉｆ＊、Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、矩形波制御への切り替えが完了したタイミングにおける値を示す。
　本実施形態では、動作点が切替領域に存在する時刻ｔＡ～ｔＢに渡って、界磁指令電流Ｉｆ＊が徐変させられる。この際、図２０のステップＳ１７の処理により設定される指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応した回転電機３０のトルク変化量ｄＴｓよりも、界磁指令電流Ｉｆ＊の変化量ｄＩｓに対応するトルク変化量ｄＴｆが小さくなるように、界磁指令電流Ｉｆ＊が徐変させられる。
　なお、図２１には、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応するｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の変化量をΔＤ，ΔＱで示す。
　界磁指令電流Ｉｆ＊の徐変が許容される構成によれば、図２１に比較例として示す界磁指令電流Ｉｆ＊が固定される構成と比較して、指令電圧位相δ＊及び指令変調率Ｍｒ＊の変化に対応したｄ軸指令電流Ｉｄ＊の変化量ΔＤ及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊の変化量ΔＱそれぞれを小さくできる。このため、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒがｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に収束するまでの時間を短くできる。これにより、指令トルクＴｒｑ＊に対する実際のトルクＴｒｑｒのずれを小さくできる。すなわち、制御の切り替えに伴うトルク変動を抑制できる。
　＜第８実施形態＞
　以下、第８実施形態について、上記第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、界磁電流制御系の応答性が正弦波電流制御系及び矩形波電流制御系の応答性よりも高い構成において、制御の切り替え前後にて、指令電圧位相δ又はｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を徐変させる。ただし、制御の切り替え前後において、ステータ巻線に流れる電流の変化量ｄＩｓに対応するトルク変化量ｄＴｓが、界磁電流の変化量ｄＩｆに対応するトルク変化量ｄＴｆよりも小さくなるようにする。
　図２２に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図２２において、先の図１３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において肯定判定した場合には、ステップＳ２６に進み、指令電圧位相δ＊を徐変させる。本実施形態では、ステップＳ１１で肯定判定されている状況下、ステップＳ２１の処理により設定される界磁指令電流Ｉｆ＊の変化量に対応するトルク変化量ｄＴｆよりも、指令電圧位相δ＊の変化に対応した電流ベクトルの大きさの変化量に対応するトルク変化量ｄＴｓが小さくなるように、指令電圧位相δ＊を徐変させる。
　ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ２７に進み、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を徐変させる。本実施形態では、ステップＳ１２で肯定判定されている状況下、ステップＳ２３の処理により設定される界磁指令電流Ｉｆ＊の変化量に対応するトルク変化量ｄＴｆよりも、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊それぞれの変化量に対応するトルク変化量ｄＴｓが小さくなるように、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を徐変させる。
　以上説明した本実施形態によれば、第７実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜第９実施形態＞
　以下、第９実施形態について、上記第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第７，第８実施形態と同様に、制御の切り替え前後において、界磁指令電流Ｉｆ＊又は指令電圧位相δ＊を徐変させる。なお、本実施形態では、第３実施形態と同様に、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合において、界磁電流制御系の応答性が、切替後の矩形波電流制御系の応答性よりも高い。また、矩形波制御から正弦波制御に切り替える場合において、切替後の正弦波電流制御系の応答性が、界磁電流制御系の応答性よりも高い。
　図２３に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図２３において、先の図１５，図２０，図２２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において肯定判定した場合には、ステップＳ２６に進む。また、ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ２５に進む。
　以上説明した本実施形態によれば、第７実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜第１０実施形態＞
　以下、第１０実施形態について、上記第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第７，第８実施形態と同様に、制御の切り替え前後において、界磁指令電流Ｉｆ＊又はｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を徐変させる。なお、本実施形態では、第４実施形態と同様に、正弦波制御から矩形波制御に切り替える場合において、切替後の矩形波電流制御系の応答性が界磁電流制御系の応答性よりも高い。また、矩形波制御から正弦波制御に切り替える場合において、界磁電流制御系の応答性が、切替後の正弦波電流制御系の応答性よりも高い。
　図２４に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図２４において、先の図１６，図２０，図２２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１１において肯定判定した場合には、ステップＳ２４に進む。また、ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ２７に進む。
　以上説明した本実施形態によれば、第７実施形態の効果と同様な効果を得ることができる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・上記各実施形態の正弦波制御において、各相指令電圧に３次高調波が重畳される処理、又は２相変調が用いられる処理が行われてもよい。この場合、ステータ生成部７５において、回転速度Ｎｍが第１閾値Ｌ１となる場合に変調率Ｍｒが１．１５とされる。
　・メモリ６１に記憶されている各指令値と関係付けられる回転電機３０の駆動状態としては、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣの全てに限らない。駆動状態として、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣの一部であって、かつ、少なくとも１つが用いられてもよい。
　・各指令値がメモリ６１に記憶されている構成に限らない。例えば、取得した指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、制御周期毎に各指令値が算出される構成であってもよい。
　・変調率が１よりも大きい場合に行われる制御としては、図４に示す矩形波制御に限らない。例えば、図２５に示す１２０°通電制御、又は同期整流制御であってもよい。同期整流制御は、回転電機３０が発電機として駆動されている場合において、相電圧がバッテリ２０の端子電圧よりも高くなる期間の少なくとも一部又は全部において、インバータ４０を構成する各スイッチのうち、ステータ巻線からバッテリ２０までの電流流通経路に含まれるスイッチをオンする制御である。なお、同期整流制御では、回転電機３０の駆動状態に応じて、同じ相における上アームスイッチと下アームスイッチとの間のデッドタイムが調整される。このため、同期整流制御が用いられる場合、例えば、指令トルクＴｒｑ＊、回転速度Ｎｍ及び電源電圧ＶＤＣと関係付けられたデットタイムがメモリ６１に記憶されていてもよい。
　また、変調率が１よりも大きい場合に行われる制御としては、各相において、上アームスイッチがオンされてかつ下アームスイッチがオフされる状態と、上アームスイッチがオフされてかつ下アームスイッチがオンされる状態とが回転電機の電気角１周期において１回ずつ出現するものに限らない。例えば、各相電圧に含まれる高調波成分を低減することを目的として、各相電圧に含まれる基本波成分の振幅を矩形波制御の変調率に対応する振幅としつつ、上アームスイッチがオンされてかつ下アームスイッチがオフされる状態と、上アームスイッチがオフされてかつ下アームスイッチがオンされる状態とが電気角１周期において複数回ずつ出現するものであってもよい。
　・上記各実施形態では、変調率が１以下の場合に正弦波制御を行ったがこれに限らない。例えば、変調率が１よりも大きくてかつ１．２７よりも小さい値まで、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「ＶＤＣ／２」で除算した値と、キャリア信号との大小比較に基づいて各駆動信号を生成してもよい。この場合、変調率が１よりも大きくなる領域は、過変調ＰＷＭ制御が行われる領域となる。この領域において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値は、キャリア信号の振幅よりも大きくなる。この場合であっても、例えば第１実施形態において、応答性の低い方の界磁電流を固定した状態で、応答性の高い方のステータ巻線に流れる電流を制御することにより、実際のトルクが指令トルクＴｒｑ＊からずれる時間を短くすることはできる。
　・インバータ及び界磁通電回路で用いられるスイッチとしては、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。
　・回転電機の主制御量としては、トルクに限らない。例えば、図１に示すように、高電位側電気経路Ｌｐのうちコンデンサ２１の高電位側端子との接続点からバッテリ２０の正極端子側へと流れる直流電流ＩＤＣであってもよい。この場合、回転電機３０が電動機として駆動されるとき、直流電流ＩＤＣを負の値と定義し、回転電機３０が発電機として駆動されるとき、直流電流ＩＤＣを正の値と定義すればよい。また、例えば、主制御量を回転電機３０の消費電力又は発電電力としてもよい。
　・回転電機としては、星形結線されるものに限らず、例えば、Δ結線されるものであってもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (18)

  1. 　界磁巻線（３２）及びステータ巻線（３４Ｕ～３４Ｗ，３４ＵＡ～３４ＷＢ）を有する回転電機（３０）と、
    　直流電源（２０）と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行うインバータ（４０，４０Ａ，４０Ｂ）と、を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置（６０）において、
    　前記界磁巻線に流れる界磁電流をその指令値である界磁指令電流に制御する界磁制御部（８０～８２）と、
    　前記回転電機のトルク、前記直流電源と前記インバータとの間に流れる直流電流又は前記回転電機の電力のいずれかを主制御量とし、前記ステータ巻線の印加電圧に含まれる基本波成分の振幅を前記直流電源の電圧で規格化した値を変調率とする場合において、前記変調率が１よりも大きいとき、前記主制御量を指令制御量に制御するための指令値に基づいて、前記ステータ巻線に流れる電流を制御する第１制御部（９０～９２）と、
    　前記変調率が、前記第１制御部の制御が行われる場合の前記変調率よりも小さいとき、前記主制御量を前記指令制御量に制御するための指令値に基づいて、正弦波ＰＷＭ制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御する第２制御部（７０～７５）と、
    　前記第１制御部及び前記第２制御部のうち、一方の制御部を切替前制御部とし、他方の制御部を切替後制御部とし、前記切替前制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系、前記切替後制御部の制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御量として制御する制御系及び前記界磁制御部の制御により前記界磁電流を制御量として制御する制御系のうち、制御量の応答性が最も低い制御系に対応する制御部を低応答制御部とする場合において、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御に切り替えるとき、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御への切り替え前後において、前記低応答制御部で用いられる前記指令値を連続にしつつ前記低応答制御部により制御して、かつ、前記切替前制御部、前記切替後制御部及び前記界磁制御部のうち前記低応答制御部以外のいずれかの制御部で用いられる前記指令値を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する移行制御処理を行う移行制御部と、を備える回転電機の制御装置。
  2. 　前記第２制御部は、前記変調率と前記基本波成分の振幅との比例関係が維持されている場合、前記正弦波ＰＷＭ制御により前記ステータ巻線に流れる電流を制御する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  3. 　前記低応答制御部は、前記界磁制御部であり、
    　前記移行制御処理は、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御への切り替え前後において、前記界磁指令電流を連続にしつつ前記界磁制御部により前記界磁電流を前記界磁指令電流に制御して、かつ、前記第１制御部又は前記第２制御部のいずれかで用いられる前記指令値の調整により前記ステータ巻線に流れる電流を調整することで前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  4. 　前記低応答制御部は、前記切替後制御部であり、
    　前記移行制御処理は、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御への切り替え前後において、前記切替後制御部で用いられる前記指令値を連続にしつつ前記切替後制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  5. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記切替後制御部で用いられる前記指令値を固定しつつ前記切替後制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項４に記載の回転電機の制御装置。
  6. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記ステータ巻線に流れる電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量が前記界磁電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量よりも小さくなるように、前記切替後制御部で用いられる前記指令値を徐変させつつ前記切替後制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項４に記載の回転電機の制御装置。
  7. 　前記切替前制御部が前記第２制御部であり、前記切替後制御部及び前記低応答制御部が前記第１制御部である場合において、前記移行制御処理は、前記第２制御部の制御から前記第１制御部の制御への切り替え前後において、前記第１制御部で用いられる前記指令値を連続にしつつ前記第１制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  8. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記第１制御部で用いられる前記指令値を固定しつつ前記第１制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項７に記載の回転電機の制御装置。
  9. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記ステータ巻線に流れる電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量が前記界磁電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量よりも小さくなるように、前記第１制御部で用いられる前記指令値を徐変させつつ前記第１制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項７に記載の回転電機の制御装置。
  10. 　前記切替前制御部が前記第１制御部であり、前記切替後制御部が前記第２制御部であり、前記低応答制御部が前記界磁制御部である場合において、前記移行制御処理は、前記第１制御部の制御から前記第２制御部の制御への切り替え前後において、前記界磁指令電流を連続にしつつ前記界磁制御部により前記界磁電流を前記界磁指令電流に制御して、かつ、前記第１制御部又は前記第２制御部のいずれかで用いられる前記指令値の調整により前記ステータ巻線に流れる電流を調整することで前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１，２又は７に記載の回転電機の制御装置。
  11. 　前記切替前制御部が前記第２制御部であり、前記切替後制御部が前記第１制御部であり、前記低応答制御部が前記界磁制御部である場合において、前記移行制御処理は、前記第２制御部の制御から前記第１制御部の制御への切り替え前後において、前記界磁指令電流を連続にしつつ前記界磁制御部により前記界磁電流を前記界磁指令電流に制御して、かつ、前記第１制御部又は前記第２制御部のいずれかで用いられる前記指令値の調整により前記ステータ巻線に流れる電流を調整することで前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
  12. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記界磁指令電流を固定しつつ前記界磁制御部により前記界磁電流を前記界磁指令電流に制御して、かつ、前記第１制御部又は前記第２制御部のいずれかで用いられる前記指令値の調整により前記ステータ巻線に流れる電流を調整することで前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項３，１０，１１のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  13. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記界磁電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量が前記ステータ巻線に流れる電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量よりも小さくなるように、前記界磁指令電流を徐変させつつ前記界磁制御部により前記界磁電流を前記界磁指令電流に制御して、かつ、前記第１制御部又は前記第２制御部のいずれかで用いられる前記指令値の調整により前記ステータ巻線に流れる電流を調整することで前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項３，１０，１１のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  14. 　前記切替前制御部が前記第１制御部であり、前記切替後制御部及び前記低応答制御部が前記第２制御部である場合において、前記移行制御処理は、前記第１制御部の制御から前記第２制御部の制御への切り替え前後において、前記第２制御部で用いられる前記指令値を連続にしつつ前記第２制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１，２又は７に記載の回転電機の制御装置。
  15. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記第２制御部で用いられる前記指令値を固定しつつ前記第２制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１４に記載の回転電機の制御装置。
  16. 　前記移行制御処理は、前記切り替え前後において、前記ステータ巻線に流れる電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量が前記界磁電流の変化量に対応する前記主制御量の変化量よりも小さくなるように、前記第２制御部で用いられる前記指令値を徐変させつつ前記第２制御部により前記ステータ巻線に流れる電流を制御して、かつ、前記界磁制御部が前記界磁指令電流を調整することにより前記指令制御量に対する前記主制御量の変化を抑制する処理である請求項１４に記載の回転電機の制御装置。
  17. 　前記第１制御部、前記第２制御部及び前記移行制御部それぞれで用いられる前記指令値が前記回転電機の駆動状態と関係付けられて記憶されている記憶部（６１）と、
    　前記駆動状態を取得する取得部と、を備え、
    　前記界磁制御部は、前記取得部により取得された前記駆動状態と、前記記憶部に記憶されている前記指令値としての前記界磁指令電流と基づいて、取得された前記駆動状態に対応する前記界磁指令電流を設定し、
    　前記第１制御部は、前記取得部により取得された前記駆動状態と、前記記憶部に記憶されてかつ前記第１制御部で用いられる前記指令値である第１指令値と基づいて、取得された前記駆動状態に対応する前記第１指令値を設定し、
    　前記第２制御部は、前記取得部により取得された前記駆動状態と、前記記憶部に記憶されてかつ前記第２制御部で用いられる前記指令値である第２指令値と基づいて、取得された前記駆動状態に対応する前記第２指令値を設定し、
    　前記移行制御部は、前記取得部により取得された前記駆動状態と、前記記憶部に記憶されている前記指令値とに基づいて、前記低応答制御部で用いられてかつ取得された前記駆動状態に対応する前記指令値と、前記切替前制御部、前記切替後制御部及び前記界磁制御部のうち前記低応答制御部以外のいずれかの制御部で用いられてかつ取得された前記駆動状態に対応する前記指令値とを設定する請求項１～１６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  18. 　前記インバータは、上アームスイッチ（ＳＵｐ～ＳＷｐ，ＳＵｐ１～ＳＷｐ２）及び下アームスイッチ（ＳＵｎ～ＳＷｎ，ＳＵｎ１～ＳＷｎ２）の直列接続体を有し、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのスイッチングにより、前記直流電源と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行い、
    　前記第１制御部は、前記上アームスイッチがオンされてかつ前記下アームスイッチがオフされる状態と、前記上アームスイッチがオフされてかつ前記下アームスイッチがオンされる状態とを前記回転電機の電気角１周期において１回ずつ出現させるとの条件を課して前記ステータ巻線に流れる電流を制御する請求項１～１７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
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